CN103597745A - 使用mosfet功率晶体管的开关单元 - Google Patents

Abstract

一种开关单元（1），包括：受控功率开关（T）和包括二极管或结的电流再循环器件（CRD）连接在供给直流电压（V_C）的电源（2）的端子之间，在受控功率开关（T）和再循环器件（CRD）之间限定单元（1）的公共端子（O）。跨电流再循环器件（CRD）存在着连接的受控电荷供应装置（TL，VL，DL；TH，VH，DH），包括：用于产生低电压的第一发生器电路（TL，VL，DL），包括第一直流电压源（VL），相关的第一受控开关（TL），和第一二极管（DL），第一发生器电路（TL，VL，DL）适于供应足以导致电流再循环器件（CRD）的反向恢复的电荷；用于产生高电压的第二发生器电路（TH，VH，DH），包括第二直流电压源（VH），相关的第二受控开关（TH）和第二二极管（DH），第二发生器电路（TH，VH，DH）适于向再循环器件（CRD）注入作为高电压的函数以非线性方式改变的电荷量（Q_D），而且，第二发生器电路（TH，VH，DH）还适于传送当闭合第一受控开关（TL）时足以导致第一二极管（DL）截止的电荷量。

Description

使用MOSFET功率晶体管的开关单元

技术领域

本发明总体上涉及受控开关单元。

更特别地，本发明涉及权利要求1的前序部分所定义类型的受控开关单元。

背景技术

在A.Fratta等人的“Commutation losses reduction in high voltage powerMOSFETs by proper commutation circuit”，2011IEEE工业技术国际会议，2011年3月15日，第127-132页，XP55009345，D01:10.1109/ICIT.2011.5754359，ISBN：978-1-42-449064-6）中，描述了此类型的开关单元。

通常，本发明涉及无论电流传导中最有效的再循环器件的寄生动态现象（下面研究的双重性质）如何，都需要使用以最小能耗在高开关频率下进行控制的此类型开关单元的设计方法和电路装置。

特别地，一些用于高电压的功率装置具有特征寄生电容，该电容随着电压以非线性方式变化，并具有不太为人所知但不可忽略的损耗影响，其与众所周知的、作为典型半导体结二极管的“反向恢复”现象相似，尽管“反向恢复”由截然不同的现象所致。

在附图的图1中示出了现有技术的受控开关单元，其中，用数字1表示整体。在此图中，数字2表示适于传送直流电压V_c的电源。在电源2的端子之间连接有受控开关T（例如晶体管）以及电流再循环器件CRD（具体地，是阳极与电源2的负极端子连接且阴极与受控开关T连接的二极管）。

用O表示的、开关T与再循环器件CRD之间的连接（connection）形成单元1的公共端子，用于与电感电路L连接，（输出）电流I_O流过该电感电路L。通常，至少在单元1进行开关的短时间间隔期间，可将此类型的电感电路L认为是电流发生器。

根据现有技术，再循环器件的特征是支配其断开的非理想的动态行为，该断开通常是通过单元（图1中的1）的开关T的闭合来强制进行的。

在半导体结二极管的情况中，主要由时间延迟（“储存时间”）来支配总体上叫做“反向恢复”的现象，在该时间延迟期间，二极管尽管传导反向电流仍相当于极好的导体。此延迟高度依赖于温度和进行开关之前传导的电流（反向且直流）。

在肖特基二极管的情况中，此现象在理论上不会出现，但是，已知必须“强加”一定量的反向电荷，以截止二极管，尽管其理论上与温度和电流无关。

本质上是电容性的上述现象，由随着施加于再循环器件的阴极和阳极之间的电压而大幅变化的寄生电容所导致。

通常，以上两个现象尽管本质上完全不同，但是实际上是再循环器件的特征，特别是现有技术和新技术中的最有效的再循环器件。

例如，对于极低电压应用，并非是简单的二极管，而是用MOSFET晶体管代替图1中的单元1的电流再循环器件CRD，至少以瞬态方式使用其通常所说的本征二极管，或“体二极管”。然而，在高电压应用中并不使用此解决方案：当工作电压增加时，MOSFET晶体管的本征二极管变得越来越“慢”，特别是，与使用超快二极管相比，开关损耗增加。

然而，用MOSFET作为同步整流器（在下文中简称“SR”）可提供以下实例：证明新技术所期望的效率的特性，同时带来为了在实践中达到高的总效率而必须克服的开关问题。

附图的图2以定性的方式示出了MOSFET晶体管的本征传导特征，其是以漏极电流I_D与漏极-源极电压V_DS之间的关联形式。

在第一象限（其中，I_D和V_DS为正），MOSFET作为晶体管进行操作：图2仅示出了传导特征，因为其本质上是基本上成比例的所以称为“电阻性的”。

在第三象限（其中，I_D为正，V_DS为负），仍具有此“电阻性”特征，其是MOSFET的专有特性。然而，实际上，由于与MOSFET的受控电阻导电沟道并联的本征二极管（体二极管）BD的传导的原因，无法将其用作可变传导率。因此，由于通过在传导中控制MOSFET，传导性在向下的方向上部分受控地下降，在第三象限中，MOSFET仅能作为二极管进行操作：

-对于V_DS在0与V_J（本征二极管的结的阈值电压）之间的值，本征二极管BD中流动的电流被认为是可忽略的，但是，没有证据证明也可忽视与该可忽略的电流的传导相关的反向恢复电荷；

-对于绝对值比V_J高的负值V_DS，本征二极管BD中的电流在任何情况中都是不可忽略的；在这种情况中，反向恢复现象在开关中占据主导地位。

在V_DS值的第一范围内，MOSFET理论上用作SR（同步整流器），理论上，提供双重好处：充分地小于结式二极管的压降（和功率损耗）的压降（和功率损耗），同时，避免之前作为电流导体的本征二极管BD的截止状态的恢复中固有的动态影响（反向恢复）的理论可能性。

对于极低电压应用，例如，在向输出电压为几伏的CPU供电的电源中，在现有技术中使用图3所示类型的开关单元，利用两个MOSFET实现这些单元，一个用来形成功率开关T，而另一个用作受控再循环器件CRD，以同步模式驱动，换句话说，用作SR。通过能够在所使用的两个MOSFET的（互补）传导状态之间可靠地提供所需同步的集成驱动电路，来控制这些MOSFET。

对于高电压应用（高于50V，甚至高达1000V以上，具有碳化硅（SiC）半导体），此原理的实现目前纯粹是假设的，在实践中尚无法实现。与这种实现相关的问题难以解决，并且已经发现其中一些问题随着电压的升高而具有越来越大的影响，如下所述：

-无法集成驱动电路，或者，至少贵得多并且经历更大且更多的不确定的延迟；

-MOSFET的电阻率以比与额定电压成比例还要大的方式增加，因此，必须将其用作SR的操作限制于比额定水平低得多的电流；

-MOSFET沟道的电阻随着工作温度而增加，然而，本征二极管的阈值电压减小，因此，在不允许本征二极管的传导性的情况下，任何应用MOSFET的特征是不实际且不可靠的。

根据一种已知的原理（例如，在以本申请人的名义，之前的意大利专利申请TO2010A000822中公开的），在附图的图4中示意性地示出，认为可通过使用驱动电路来解决MOSFET用作SR的上述问题，该驱动电路具有普通的低电压电源VS、低电压受控开关T1和高电压二极管PDFWD，并且该电路能够在闭合受控开关T的操作之前反向偏压CRD（SR）的体二极管BD，从而限制其能量耗散。

如果我们考虑应用图4所示的解决方案的构思所带来的不期望影响，那么，可识别某些明显情况，如下所述：

-二极管PDFWD是结型的，从而表现出反向恢复的现象，或者，是肖特基类型的，例如，碳化硅（SiC）二极管，但是，具有低电压降，从而，具有大面积且由此具有高寄生电容；

-二极管PDFWD是串联的低电压肖特基二极管，或是一个高电压肖特基二极管（例如SiC二极管），将其设计为具有减小的面积，以减小成本和寄生电容的现象，从而，在输出电流（I_O）处具有高电压降，并且，发生器的电压（VS）的大小是几伏或几十伏的等级，当以常规方式驱动MOSFET时可用。

在两种情况中，在T中存在的开关损耗（尽管其被降低）太高以至于无法证明驱动电路所吸收的能量、成本、和复杂性是合理的。尤其在第二种情况中，发现随着VS电压增加，T中的开关损耗可减小至令人非常满意的最小值，但显然，相应的驱动电路SRMD变得更昂贵，并且，VS所吸收的能量完全无法忽略。

这些令人不满意的结果是由阻止对再循环器件进行有效截止的寄生现象的不同的双重性质而产生的：首先，已知的反向恢复现象需要非常高的电荷水平从而使非常好的电传导状态（储存时间）停止；其次，由于启动二极管和受控开关的反向偏压所需的电荷位移的不太为人所知的现象，存在不同性质和量的其他不可忽略的影响。特别地，所有MOSFET，尤其是针对高电压设计的且具有非常低的电阻率的“沟槽栅极”类型的MOSFET，其特征在于非恒定的寄生电容，当电压V_DS减小至零时，该寄生电容增加（可能增加两个数量级）。

在图5的图表中总结了这些非线性电容现象的实质特征，在对可用作SR的高电压MOSFET的实验发现的基础上绘图：水平轴示出了在零电流传导之后（换句话说，当确定不存在体二极管的反向恢复的现象时）重新施加给SR的电压V_DS；垂直轴示出了漏极电流的积分，换句话说，是为了重新施加电压V_DS而位移的电荷量Q_D（V_DS）。此图表揭示了，存在寄生电容行为的非常高的非线性（类似于不连续性），该寄生电容行为实际上对开关的电磁兼容性有影响。此寄生电荷Q_D对应于受控功率开关T闭合操作中的高能耗，与已知的由反向恢复导致的类似，尽管具有根本上不同的来源和特征。实际上，为了证明本发明的功效，图5的图表示出，需要大于几十伏的电压V_DS，来从外部电路供应此非线性的寄生电荷Q_D。应将此量与可能足以提供反向恢复的几伏（特别是为了在二极管中传导，使反向导体状态终止所需的反向“储存”电荷的量）进行比较。

总之，可能声称，用于供应这些电荷的电路并不代表截止再循环器件的问题的解决方案。

已经提出了其他解决方案，其特征在于，充分帮助通过电感（可能与电容器（缓冲器）组合）受控施加低电压所获得的开关，以在理论上提供有效的谐振开关。然而，这些解决方案带来额外的有源部件和无功部件的成本和总尺寸的各种问题，以及对于正确执行连续开关操作所需的最小延迟进行限制的问题。

正如从下文将更显而易见的，对于高电压应用中的任何高效再循环器件，可由此总结本发明所基于的原理：

-为了再循环器件的有效且可靠的传导，必不可少地是允许具有低电压降的结二极管（例如，MOSFET的体二极管）的传导，以在量和质上减小所使用的半导体的传导损耗和成本；并且

-为此目的增加的电路具有能量成本和损耗，仅当以非常有效的方式解决具有低导通电压的再循环器件的动态缺陷的所有形式时，才可证明该能量成本和损耗是合理的。

发明内容

基于在所使用的电量的量和部件的质量中有区别的激活电路的严格地预定时间序列，本发明提出了具有最低成本和最大效率及可靠性的解决方案。

因此，本发明的目的是提出一种用于制造以非常高效率的状态工作的受控开关单元的解决方案，使用非常高效地传导（换句话说，具有比普通的超快结二极管中发现的压降小的压降）的电流再循环器件而不会受到反向恢复现象的影响或不会受到非线性寄生电容现象的影响。

一个相关且由此引起的目的是，允许最佳地使用将MOSFET用作SR的单元，使得能够充分利用MOSFET的额定电流，从而使得MOSFET能够在高电压状态中工作为SR，允许本征二极管的传导。

本发明的另一目的是，使得通过以下技术方案在成本方面能够最佳地使用用于电流再循环的MOSFET晶体管：该方案还产生逆变器管脚或双向单元，仅利用两个作为单元的公共端子连接的电路中的电流的符号的函数来交替地用作受控功率开关和同步整流器以供电流再循环的MOSFET晶体管。

根据权利要求1中定义了其明显特征的单向电流受控开关单元的本发明，来实现这些和其他目的。

在此类型的单元中，受控开关（也叫做功率开关）和电流再循环器件（其特征在于，寄生电荷量作为跨该器件的电压的函数以非线性方式变化）连接在直流电压源的端子之间。单元的公共端子形成在受控开关与再循环器件之间。电流再循环器件由于反向恢复和非线性寄生电容的现象，而表现出高效的传导和低效的开关动态，并且，开关单元包括跨再循环器件连接的差分器件，用于有效地控制提供不同的寄生现象所需的电荷量。

这些差分器件包括：

-第一低电压发生器电路，包括第一直流电压源和相关的第一受控开关，供电第一“快”二极管，换句话说，用于以高开关频率工作的二极管，其可能是或可能不是结型的，但是，其能够以低电压降传导非常高脉冲的电流水平，从而快速地传导强制再循环器件的反向恢复所需的电储存电荷，由第一发生器电路提供此电荷，其特征在于，例如，几伏的低电压；以及

-第二更高电压的发生器电路，其包括第二直流电压源和相关的第二受控开关，并且，其供电优选地具有比再循环器件的电容低的电容和可忽略的反向恢复现象的第二二极管，例如，肖特基二极管，或多个串联的低电压二极管，用于将一定量的非线性寄生电荷注入单元的再循环器件，并用于同时供应足够量的电荷，以当闭合第一受控开关时，截止第一二极管，由第二发生器电路供应这些量的电荷，其特征在于：对再循环器件供应非线性电荷所需的更高的电压，例如，几十伏。

根据本发明的一个特征，闭合第二电压发生器电路的受控开关必须不早于再循环器件中的电荷储存现象的结束，并且，必须立即在此之后闭合单元的功率开关，从而将第一和第二发生器电路所吸收的能耗和在功率开关中耗散的能量减到最小。

根据另一特征，可按照一般方式应用于功率再循环器件，由单个控制信号控制第一和第二电压发生器的受控开关，供应储存电荷的第一受控开关与单个控制信号直接相关地闭合，第二受控开关被控制为在储存结束之后（换句话说，在电流再循环器件的反向导电状态结束之后）立即闭合。

通过电势测量及比较电路，以反馈模式方便地检测反向传导的不连续性，特别是在第一和第二开关电压发生器电路公共的再循环器件的至少一个端子上。因此，该测量及比较电路能够低成本地控制第二开关发生器电路的受控开关，在电流再循环器件的反向传导状态或储存状态结束之后，具有可忽略的延迟。

根据另一特征，用于测量及比较跨电流再循环器件的电压的电路产生逻辑控制信号，该信号被传送至开关单元的控制及调制单元，按照以下方式使得开关单元的受控功率开关被驱动为在测量及比较电路检测到储存现象的结束并发送相应信号的瞬时之后的预定延迟闭合，从而截止第二电压发生器电路的二极管，从而限制第二开关电压发生器电路的工作时间和能量吸收。

根据另一特征，限于MOSFET用作SR并由此用作开关单元的电流再循环器件的情况，使上述第一和第二电压发生器电路与此MOSFET的（由此，与其体二极管的）漏极和源极端子耦接，上述第一和第二电压发生器和用于测量并比较漏极与源极之间的电压的电路都叫做MOSFET（SR）的源极端子，从而能够集成在包括用于MOSFET的栅极控制电路的单个电路中。

附图说明

通过以下详细描述，将使得本发明的其他特征和优点更清楚，参考附图，仅通过非限制性实例提供该详细描述，其中：

图1如上所述是已知类型的标准单向电流开关单元的电路图；

图2同样如上所述示出了MOSFET晶体管的理论特征；

图3同样如上所述是现有技术受控开关单元的电路图，部分以框图形式示出；

图4如上所述是基于已知原理工作的单向电流开关单元的电路图；

图5同样如上所述示出了在随着施加至有效的电流再循环器件的电压的增加而位移的电荷的量方面，取决于寄生电容的电压的现象；

图6是部分为框图形式的根据本发明的单向开关单元的电路图；

图7是示出了作为水平轴上所示的时间t的函数的、图6的开关单元中的电量的示例性理想变化的一系列图表；

图8和图9是部分为框图形式的根据本发明具有优化控制的单向开关单元的另一电路图；

图10是部分为框图形式的根据本发明的单向开关单元的电路图，其使用MOSFET作为SR，并且其中，将该电路集成至单个电路，包括驱动作为SR工作的MOSFET；

图11是部分为框图形式的根据本发明的双向开关单元的电路图，其使用两个MOSFET，由于将根据本发明的电路集成在相应的驱动电路中，所以两个MOSFET都能够用作SR；

图12是根据本发明的另一开关单元的电路图；以及

图13是示出了可在图12的开关单元中使用的电压发生器电路的实施方式的电路图。

具体实施方式

参考图6，根据本发明的单向电流受控开关单元1包括：由驱动电路TD控制的开关T，例如，其可以是双极或场效应晶体管；以及任何类型的电流再循环器件CRD，表现出功率再循环二极管（power recirculationdiode）FWD的动态现象和功率半导体（由具有非恒定电容的电容器C_nl表示）典型的非线性电容现象。用K表示电流再循环二极管FWD的阴极，而用A表示其阳极。

整体上由HLPD表示的低电压发生器电路通过两个高电压二极管DH和DL跨再循环器件CRD连接，连接至CRD，具体是连接至其二极管FWD，使得所有三个二极管都具有一个公共的同种端子，而二极管DH和DL的另一端子连接至电路HLPD。

在图6中，该公共端子是阴极（K）。因此，二极管DH和DL的阳极分别通过由11和10表示的两个端子连接至电路HLPD，而二极管FWD的阳极通过端子12连接至电路HLPD。

二极管DL是被设计为传导比单元1的输出电流I_O高得多的脉冲电流的二极管，原因在于其必须以最小可能的压降供给针对二极管FWD的反向恢复的电荷。因此，将发生器的电压VL最小化，将此发生器设计为经由低电压受控开关TL的闭合来供应FWD的反向恢复电荷。因此，特别地，DL必须是具有大面积的单个二极管，并且，必须是半导体结型，具有相应的不可忽略的反向恢复和寄生电容的现象，尽管这些现象比二极管FWD的现象小。

通过例如以用于高电压的小肖特基二极管形式制成或通过串联组成的多个超快低电压二极管制成的二极管DH的后续操作，使得可以节省成本和能量，在两种情况中，都具有可忽略的反向恢复和寄生电容现象。该二极管被设计为在FWD的端子K和A之间施加发生器VH的电压（其也是正的），此电压比V_L产生的电压高得多，以在CRD中提供C_nl的寄生电荷，从而，同时提供二极管DL的反向恢复（尽管这只是很短的），并提供其寄生电容。

为了执行此一系列操作，通过信号CH和CL来控制电路HLPD，以分别闭合低电压开关TL和TH。这些命令是由控制单元CTHL基于确定整个单元1的状态并且例如由未示出的脉冲宽度调制器PWM提供的命令C1进行定时的，该控制单元CTHL还产生用于单元的功率开关T的驱动器TD的控制信号CT。

参考图6的电路，图7示出了这些命令在时间上的示例性变化，以及在开始导致命令CT前沿以闭合开关T的控制信号C1的前沿之后的基本电变量的随后示例性波形。

在C1的前沿之前，跨电流再循环器件CRD的电压V_KA具有稍微为负的值（可在图7中看到），等于CRD（或FWD）的导通电压，与在I_CRD的图表中看到的输出电流I_O的传导相对应。

图7所示的序列是基本的：

-在C1的前沿，命令CL闭合开关TL，以截止FWD并强制其反向恢复；

-在截止FWD的延迟周期Dtsg（叫做“储存时间”）期间，FWD保持高电导率的先前状态，发生器VL通过DL提供电流I_DL，其等于FWD中的反向电流I_rr（可在I_CRD的图表中看到）与输出电流I_O的和；

-在储存时间Dtsg期间提供的储存电荷等于I_rr*Dtsg；

-为了本发明的目的，最佳地，在储存时间结束时立即闭合开关TH，在图7中，在闭合TH时具有延迟的时间间隔，其防止（即使是部分地）从发生器VH供应反向恢复电荷；

-因此，用信号CH来控制开关TH的闭合，以将VH产生的最高电压通过二极管DH施加至CRD，从而为其寄生电容C_nl提供非线性电荷；

-同时，TH的闭合也提供二极管DL的截止电荷（包括用于其反向恢复的电荷），最终导致反向电压值等于两个发生器VH和VL之间的压差；

-最后，单元的受控开关T闭合，几乎没有反向寄生现象，原因在于二极管DH是没有反向恢复且具有可忽略的寄生电容（部分地由于其更小的半导体面积）的二极管。

因此，实际上以不消耗的方式进行单元的开关T的闭合操作，电路HLPD如下所述吸收能量：

-从发生器VL吸收高电荷，此电荷等于电流I_DL的积分，其在储存时间内具有非常大的值（I_rr+I_O），并且在闭合TH的延迟周期的剩余时间内具有值I_O，但是，由于VL的非常低的电压的原因，减小了吸收的能量EL(EL=V_L*∫I_DL dt)；

-从发生器VH吸收通常更小的电荷，此电荷等于I_DH的积分值，但是，由于VH的更高电压，吸收的能量（E_H=V_H*∫I_H dt）比EL大。

图8是根据本发明的另一开关单元1的示图，其通过用于监测并比较电流再循环器件CRD（或FWD）的端子K与A之间的电压的另一单元MCKA而提供了之前在图7的图表中描述并示出的功能，单元MCKA能够以反馈模式产生控制信号CH，换句话说，恰好在储存时间间隔Dtsg结束时，或者，在CRD（换句话说，其二极管FWD）的高电导率状态中止时。

从图6的示图中推导出图8的示图，唯一的差异是用单元CTHLFB代替控制单元CTHL，在此情况中，直接由用于监测并比较电压V_KA的单元MCKA以反馈模式产生用于控制TH的信号CH。还将单元CTHLFB产生的用于控制开关TL的控制信号CL发送至单元MCKA，作为用于闭合TH的（由以此方式由CL使能的MCKA的电压比较器本地产生的）命令CH的使能和最终截止信号。

理想地，将电压V_KA与预定阈值比较足以确定储存时间的结束，因为反向电流从非常高的水平下降至几乎为零，从而大幅度减小串联电路VL+TL+DL中的压降，使得电压V_KA以不连续的方式达到其最大值，例如，如图7所示，在从发生器VL供应的第一阶段期间。因此，获得最佳的效率和最大的工作可靠性，原因在于储存时间高度取决于温度和输出电流I_O以及反向恢复电流I_rr。

为了达到最大效率，参考图8，根据本发明，还以反馈模式将MCKA本地产生的命令CH发送至控制单元CTHLFB，该控制单元用其作为使能信号用于产生信号CT的前沿，从而，通过闭合单元的开关T，来终止开关操作的序列，其反向偏压二极管DH并导致低电压电路HLPD的任何能耗的中止。

参考图7，CH的前沿与CT的后沿之间的延迟可以是故意的，或者，简单地由信号传输链（实际上肯定随着电绝缘而出现）中的一系列延迟产生；在任何情况中，涉及的时间都非常短，最重要地是，可预先确定。这是因为提供给CRD（或其非恒定的电容C_nl）的电荷的量几乎是恒定的，换句话说，几乎与温度和电流无关。

为了进一步增加可靠性，参考图8的示图，根据本发明，在图9的示图中，用单元MCKADL以理论上冗余的方式执行储存时间结束的测量，单元MCKADL还测量并比较由二极管DL传导的电流，其必须不大于单元的输出电流I_O，以改进储存时间的结束的确定性。特别地，在图9的示图中，由于测量其阳极AL（MCKADL的输入端子20）与其与再循环器件CRD的阴极K（端子21）重合的阴极之间的压降，因此更简单地测量二极管DL中的电流I_DL。这是因为DL是超快结器件，因此，其压降可代表电流的精确测量，在根据本发明所需的高阈值电流水平下，该测量也可能与温度关系不大。

在单元MCKADL中示意性地示出了两个比较器和随后的产生命令CH的逻辑AND功能，该逻辑AND功能具有接收信号CL（作为用于产生信号CH的使能信号）的三个输入端。

任何之前的解决方案使用于MOSFET，在图10中用M表示，其可用作SR，从而用作电流再循环器件CRD，单独增加已知类型的其驱动电路MD，该驱动电路MD控制此MOSFET M的栅极-源极电压。驱动电路MD和根据本发明的电路（换句话说，对二极管DH和DL供电的电路HLPD，连同MCKA或MCKADL）的整个设备（用HLMD表示）是低电压电路同类组件由此可轻松集成。因此，将根据本发明提供的完整功能示意性地示出为包括，在所使用的半导体的数量和质量上有所区别的MOSFET SR的驱动器及测量电路HLMD和二极管DH及DL，但是整体上能够承受与根据本发明的截止中存在的相同的MOSFET SR额定电压。

在图10中，具体地使用N沟道MOSFET，其源极S是与其体二极管BD的阳极重合的参考端子；因此，根据本发明，二极管DH和DL的公共连接是相应阴极与N沟道MOSFET的体二极管BD的阴极D的连接。由本身已知的控制电路PWM提供在HLMD的输入处的命令CP，当由根据本发明的测量和比较单元MCKA或MCKADL在内部产生时，其可使用信号CH以最佳的方式使受控开关的开关同步，将受控开关与用作开关单元中的CRD的MOSFET SR组合。

图11示意性地示出了根据本发明的双向开关单元1，其使用两个N沟道MOSFET，每个MOSFET具有驱动电路HLMDP和HLMDN，以及二极管DHP，DLP和DHN，DLN，根据本发明，其能够最好地使用用作SR并由此用作再循环器件，以及用作根据现有技术的受控开关的MOSFET。在使用中，根据进入或离开单元1的公共端子O的电流I_O的方向，上述MOSFET中的一个用作功率开关，另一个用作再循环器件。

在图11中，对MOSFET，并对根据本发明的与其连接的电路，增加下标P和N，其分别与开关单元1的电源电压V_C的正极和负极连接。

特别地，在图11中，使用开关单元CMHLFB，其能够在反馈模式中，作为连接至用作SR或用作再循环器件的MOSFET的电路HLMD产生的信号CH的函数，使用作受控开关的MOSFET的闭合同步。

在两种可能的情况中，根据输出电流I_O的符号：

-I_O输出表示，MP是受控开关，MN是再循环器件；CN是C1的“负”，CP与C1重合但是在CP的前沿具有延迟，因为，根据本发明，使其与CHN的前沿同步；

-I_O输入表示，MN是受控开关，MP是再循环器件；CP与C1重合，CN与C1的“负”重合，但是在CN的前沿具有延迟，因为，根据本发明，使其与CHP的前沿同步。

图12示出了根据本发明的开关单元的变型实施方式。在此图中，之前描述的部件和元件同样已经给出之前使用的参考符号。

在图12所示的变型中，在电压源VL和VH与相应的第一和第二二极管DL和DH之间存在相应的电感LL和LH。这些电感LL和LH可仅仅是该连接的“寄生”电感，和/或可实现为介于电压源VL，VH和二极管DL，DH之间的电感的形式。

使第一和第二电容CCL和CCH分别与电路的分支（其包括二极管DL和再循环器件CRD）并联，与二极管DH并联。

使另一二极管DS与包括二极管DH和再循环器件CRD的电路分支并联。特别地，在图12中，此二极管DS的阴极与二极管DH的阳极连接，代表FWD，DH和DL的公共端子是阴极的情况。

整体上，图12示出了根据本发明的另一解决方案，其在通过电感确定注入电流的动态的所有情况中是最佳的，该电感寄生于连接本身上和/或故意设置。

在这些情况中，在电感LH和LL中累积的能量与根据本发明适当地提供的电容CCH和CCL组合，提供开关效率的进一步增强。

电感LL中的电流必须能够达到比开关电流I_O高得多的值，以强制断开再循环器件CRD。因此，将电容分支CCL设计为，将从FWD的实际断开产生的电压的导数限制于设计值。特别地，电容分支CCL允许使用更简单且更有效的结二极管，其在储存周期结束时表现出不连续的（“快速的”）行为。

相反，在LH中累积的能量提供T的闭合操作的效率的增强，在该操作的过程中，T必须传导减小的电流（等于输出电流和由LH传导的电流IDH之间的差）。当跨CRD的电压超过发生器VH的电压时通过闭合T，能够可靠地使此差异接近于零，由于存在电容分支CCL的原因，这可有效地强制CRD中的电压增加，还提供电容分支CCL，以由于强制的结果而阻止CRD中的电压增加，CRD中的电流可能过量，其由发生器VL所提供的电路产生。因此，作为时间上单调函数和增加的导数，以最佳的方式产生CRD上的电压过渡，对于快速或软类型的二极管FWD，将CRD上的应力和完成其断开的效率减到最小。

二极管DL有助于随着其反向恢复而实现电压过渡，其自动地提供与CRD并联的CCL分支的初始连接，CRD在DL的储存结束时终止。这使得，制造结二极管形式的DL甚至更有利，其是更有效且更经济的。

当自然地保持在CRD的过渡中累积的电荷且不放电时，提供了根据本发明的电容分支CCL的另一功能。这样，在T的下一断开操作中，通过开关电流I_O，将分支CCL的电压有用地发电，从而将T处的断开电压的导数限制于抵消代表切断的过量电压的点。

对于根据本发明的多种功能，提供电容CCH。在闭合T后，截止二极管DH，其包括反向截止电流的必要传导，用于结二极管的反向恢复，或者，简单地用于肖特基二极管中的电荷转移。因此，电容CCH在限制由DH的截止所导致的电压的导数时是有用的或必要的。

然而，CCH的存在使得能够以根据本发明的可控方式提供两种其他的重要功能，如下所述：

-DH的反向电荷和CCH的电荷转移形成发生器单元HLDP的电源，可将其设计为以受控方式从中获益；

-如果适当地调节此供电步骤，电容器CCH在T的接通结束时有效地充电，在T的连续断开时作为通过二极管DS并联的电容分支进行操作，其限制断开电压的导数，并由此限制相应的开关损耗。

图13示出了用于根据图12的开关单元1的电压发生器电路HDLP的有利实施方式的概念图。

而且，在图13中，已经描述的元件同样给出与之前使用的那些相同的参考符号。

图13定义了根据本发明对于HLDP单元中的所有电荷流动的有用调节所需的基本特征。与开关TH和TL串联连接的二极管DTH和DTL箱与其串联的发生器VH和VL指示他们能够简单地放电，以供根据本发明受控地强制断开CRD。这是因为，二者的电压都有利地低于开关电压V_C，因此，其将是过量且不足以允许DH的反向传导和发生器VH中直接对CCH充电。

在图13中，根据图12所示的解决方案，由发生器VS以及串联相应的二极管DVS的组成的分支由此被插入，表示该发生器VS可单独地从DH的反向传导以及从CCH的电荷中吸收电流和能量。根据本发明的目的，可以确定，此发生器VS的电压必须大于或等于开关电压V_C的一半；否则，在能量和瞬时的总时间方面，CCH的瞬时充电将变得无用地过量。

整体上，图13示出了单元HLDP，其作为在能量方面自治的单元，根据本发明其是有用的。因此，适当地表示为可变发生器的发生器VL，VH和VS实际上可由电容器网络的形式实现：VS可以是高电压电容累加器，从中汲取必要的能量，以在形成可变发生器VH和VL的低电压电容器中保持电荷。此调节与开关TH和TL的闭合的时间序列组合来负责根据本发明的CRD的断开瞬时的部分精度，。

根据图13，由发生单元HLDP的能量自治提供另一功能。根据本发明的断开CRD所需的、由二端子发生器VH和VL吸收的能量是开关电流I_O的单调递增函数，同时，对二端子电路VS再充电的能量是T的接通结束时跨CCH的电压变化的单调函数。因此，由CCH和二极管DS一起提供的辅助断开T的的电容功能，随着电流自治地累进。根据本发明的此本征功能在功能和能量方面提供T的断开操作的理想改进，从而使根据本发明的闭合操作的结果更加完美。

可利用图12所示的解决方案提供其他具体功能，如下所述：

-可方便地以可变或可饱和电感的形式实现电感LH，以使得随着电流I_O的函数的变化更渐进，从而允许使用经济的没有过量再充电电流的低电压降二极管（其在反向恢复中更慢）；

-“H”型和“L”型电荷注入电路可以是多个，以按照更精确且渐进的方式应用根据本发明的所有效果，或者，可提供具有电容分支（例如CCH和CCL）的多个电路；

-可将二端子电压发生器电路VL制造成简单的在一个开关操作器和另一个之间以根据本发明的调节低电流充电，并由于存在电感VL的结果而以脉冲但是受控的方式放电的简单电容器的形式，电感VL通常完全由简单连接的电感效应提供。

关于根据图13的单元HLDP的能量方面的自治结构，存在非常经济的手段来调节二端子电容电路上的高电压VS和使用者从二端子电容电路汲取的低电压VH及VL之间的能流。特别地，二极管和电容器（量是NC）的一种简单的网络使得能够在电压VS下执行充电，并在电压VS/NC下放电。换句话说，容易提供类型VH=VS/NC的被动关系。

明显地，假设保持本发明的原理，可从已经纯粹通过非限制性实例描述并示出的宽泛地改变应用的形式和结构的细节，从而不背离如所附权利要求定义的本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种受控开关单元（1），其中，受控功率开关（T）和包括二极管或结的电流再循环器件（CRD）连接在供给直流电压（V_C）的电源（2）的端子之间，在所述受控功率开关（T）和所述再循环器件（CRD）之间限定所述单元（1）的公共端子（O）；

使得跨所述电流再循环器件（CRD）存在着连接的受控电荷供应装置（TL，VL，DL；TH，VH，DH）的所述单元（1）包括：

-用于产生低电压的第一发生器电路（TL，VL，DL），包括第一直流电压源（VL），相关的第一受控开关（TL），和第一二极管（DL），所述第一发生器电路（TL，VL，DL）适于供应足以导致所述电流再循环器件（CRD）的反向恢复的电荷；

所述单元的特征在于，所述受控电荷供应装置进一步包括：

-用于产生高电压的第二发生器电路（TH，VH，DH），包括第二直流电压源（VH），相关的第二受控开关（TH）和第二二极管（DH），所述第二发生器电路（TH，VH，DH）适于向所述再循环器件（CRD）注入作为所述高电压的函数以非线性方式改变的电荷量（Q_D），而且，所述第二发生器电路（TH，VH，DH）还适于传送当闭合所述第一受控开关（TL）时足以导致所述第一二极管（DL）截止的电荷量。

2.根据权利要求1所述的受控开关单元，其中，所述第一二极管（DL）是半导体结二极管，所述第二二极管（DH）是肖特基二极管或由串联的多个二极管形成。

3.根据前述权利要求中任一项所述的开关单元，其中，所述第一二极管和所述第二二极管（DL，DH）均具有与所述电流再循环器件（CRD）的所述二极管或结（FWD）的同种端子（K或A）连接的相应同种端子（阴极或阳极）。

4.根据前述权利要求中任一项所述的开关单元，进一步包括控制装置（CTHL），所述控制装置被设计为按照以下预定方式控制所述受控功率开关（T）以及所述第一受控开关和第二受控开关（TL，TH）：在闭合所述受控功率开关（T）之前，最初闭合所述第一开关（TL），以截止所述电流再循环器件（CRD）的所述二极管或结（FWD），随后，在比所述二极管或结（FWD）的储存时间（Dtsg）长的时间间隔之后，闭合所述第二开关（TH），最终闭合所述受控功率开关（T）。

5.根据权利要求4所述的开关单元，其中，所述控制装置（CTHLFB）与用于比较并监测跨所述电流再循环器件（CRD，FWD）的电压（V_KA）的比较和监测装置（MCKA）相关，并且其中，所述控制装置（CTHLFB）被设计为使得能够与针对所述第一受控开关（TL）的闭合命令同时地操作所述比较和监测装置（MCKA），并且，所述比较和监测装置（MCKA）被设计为使所述第二受控开关（TH）根据监测到的跨所述电流再循环器件（CRD，FWD）的所述电压（V_KA）进行开关。

6.根据权利要求5所述的开关单元，其中，所述比较和监测装置（MCKA）进一步连接至所述控制装置（CTHLFB）的使能输入端，用于向所述控制装置（CTHLFB）传递用于闭合所述功率开关（T）的使能信号。

7.根据权利要求6所述的开关单元，其中，所述比较和监测装置（MCKADL）还被设计为监测在所述第一二极管（DL）中流动的电流，并且所述比较和监测装置包括使能逻辑装置（AND），所述使能逻辑装置适于在监测的跨所述电流再循环器件（CRD，FWD）的所述电压（V_KA）和所述第一二极管（DL）中的电流都符合预定条件的情况下允许闭合所述第二受控开关（TH）。

8.根据前述权利要求中任一项所述的开关单元，其中，所述电流再循环器件（CRD）包括具有相关的体二极管（BD）的至少一个MOSFET晶体管。

9.根据前述权利要求中任一项所述的开关单元，包括具有各自的驱动电路（HLMDP，HLMDN）和各自的第一及第二二极管（DLP，DHL；DLN，DHN）的两个MOSFET晶体管（MP，MN）；由开关控制装置（CMHLFB）按照以下方式控制所述驱动电路（HLMDP，HLMDN）：根据所述单元（1）的所述公共端子（O）处的电流（I_O）是输入的还是输出的，所述MOSFET晶体管（MP，MN）中的一个MOSFET晶体管作为受控功率开关（CT）进行操作，所述MOSFET晶体管（MP，MN）中的另一个MOSFET晶体管作为电流再循环器件（CRD）进行操作。

10.根据前述权利要求中任一项所述的开关单元，其中，所述第一发生器电路和所述第二发生器电路（TL，VL，DL，LL；TH，VH，DH，LH）包括：

分别位于相应的电压源（VL，VH）和相应的第一二极管及第二二极管（DL，DH）之间的第一电感装置和第二电感装置（LL，LH），

分别与包括所述第一二极管（DL）和所述再循环器件（CRD）的电路分支并联并分别与所述第二二极管（DH）并联的第一电容装置和第二电容装置（CL，CH）；并且其中

与包括所述第二二极管（DH）和所述再循环器件（CRD）的电路分支并联的分支二极管（DS）。

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