ITTO20100417A1 - Apparato convertitore dc-dc con circuito di limitazione della corrente di in-rush e relativo procedimento di conversione dc-dc - Google Patents

Description

"Apparato convertitore DC-DC con circuito di limitazione della corrente di in-rush e relativo procedimento di conversione DC-DC†,

TESTO DELLA DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda un apparato convertitore switching DC-DC boost isolato comprendente un trasformatore comprendente a sua volta un avvolgimento primario e un avvolgimento secondario con presa centrale, un circuito reattivo connesso in serie fra detta presa centrale e un nodo a cui à ̈ applicata una tensione d’ingresso continua da convertire, in particolare una tensione di batteria, una rete di switching comprendente dispositivi interruttori per connettere selettivamente rispettivi semiavvolgimenti di detto avvolgimento secondario a un riferimento fisso di tensione, in particolare un riferimento di massa, dietro il controllo di rispettivi segnali di pilotaggio di switching, un circuito di limitazione di una corrente di spunto in detto circuito reattivo.

Un convertitore DC-DC à ̈ un circuito che converte una sorgente di corrente continua da un livello o valore di tensione a un'altro. Tale tipologia di convertitori costituisce una classe di convertitori di potenza. I convertitori DC-DC sono importanti negli strumenti elettronici mobili come i telefoni cellulari e i computer laptop, che sono alimentati da batterie. Tali strumenti elettronici spesso contengono diversi sottocircuiti, in cui ognuno necessita di un livello di tensione differente da quella fornita dalla batteria (tipicamente più alta o più bassa della tensione della batteria, e qualche volta anche tensioni negative). Inoltre, la tensione della batteria diminuisce man mano che la potenza viene prelevata. I convertitori DC-DC offrono un metodo di generare diversi livelli di tensione controllati a partire da una batteria a tensione variabile, risparmiando in tal modo spazio ed evitando di utilizzare molte batterie per fornire energia alle diverse parti dello strumento.

Inoltre, nel settore automotive, ad esempio per le auto elettriche, à ̈ spesso necessario che tali apparati convertitori siano bidirezionali, operando la conversione fra un lato a un livello di tensione più alto e un lato a un livello di tensione più basso in ambedue le direzioni. Ad esempio, nei veicoli ibridi usualmente sono presenti due reti elettriche, rispettivamente una rete elettrica di tipo tradizionale per carichi quali le luci o la centralina per il controllo del motore termico e una rete elettrica ad alta tensione per il motore elettrico, che può operare ad esempio a una tensione intorno a 600 V. In tale contesto necessitano sistemi di conversione dell’energia, preferibilmente bidirezionali, che mettano in comunicazione le due reti elettriche, in particolare per trasferire energia dalla rete ad alta tensione alimentata da una batteria specifica, ad esempio a ioni di litio, alla rete convenzionale a più bassa tensione, che impiegano un convertitore.

A questo proposito, in Figura 1 à ̈ mostrato un circuito convertitore switching bidirezionale secondo l’arte nota indicato complessivamente con 10.

In particolare, in Figura 1 con il riferimento 11 à ̈ indicato un trasformatore con un rapporto spire k maggiore di uno fra il primario e il secondario. Tale trasformatore 11 dunque comprende un avvolgimento primario, indicato con il riferimento 12, mentre con il riferimento 13 à ̈ indicato un avvolgimento secondario. Quantunque convenzionalmente si definisca primario l’avvolgimento di un trasformatore che riceve l’energia e secondario l’avvolgimento dal quale à ̈ prelevata l’energia, ai fini della presente descrizione, trattandosi per lo più, anche se non esclusivamente, di convertitori bidirezionali, si definisce come primario il primo avvolgimento dal lato del circuito a più alto livello di tensione e secondario il secondo avvolgimento dal lato del circuito a più basso livello di tensione, avente quindi un numero di spire minore del primo avvolgimento, o primario.

In particolare, in Figura 1 tale circuito à ̈ già rappresentato nella configurazione boost, nella quale si prevede di applicare una tensione al secondario, dal lato a bassa tensione, e raccogliere tale tensione sul primario, moltiplicata per il rapporto spire k.

L’avvolgimento secondario 13 à ̈ del tipo a presa centrale con avvolgimento doppio, cioà ̈ rispettivamente due semi-avvolgimenti 13a e 13b che si dipartono da una presa centrale 13c. Con 14 à ̈ indicato un generatore di tensione continua, in particolare una batteria, che applica una tensione di ingresso V1 da convertire , la tensione di ingresso per la conversione boost, la quale viene riportata attraverso un circuito reattivo di immagazzinamento dell’energia, qui ottenuto tramite un induttore serie 15, alla presa centrale 13c del secondario 13 del trasformatore 11. I due semi-avvolgimenti 13a e 13b del secondario 13 che si dipartono dalla presa centrale 13a sono connessi verso un riferimento di massa 16 tramite un rispettivo primo interruttore principale M4 e un secondo interruttore principale M3, che individuano una rete di switching. Tali primo interruttore principale M4 e secondo interruttore principale M3 possono essere ottenuti tramite transistori, in particolare, MOSFET pilotati da un modulo controllore, non mostrato in Figura 1, che invia rispettivi segnali di pilotaggio, Va e Vb, in particolare livelli di tensione sul loro elettrodo di controllo, ad esempio il gate del MOSFET; per provocarne l’apertura e la chiusura. L’apparato convertitore 10 opera quindi come un convertitore DC-DC boost isolato switching, con un funzionamento di tipo pushpull degli interruttori. A valle del secondario 13 à ̈ connesso un ponte raddrizzatore a diodi 20, che in particolare comprende due rispettivi diodi 21 e 22 i cui anodi sono connessi al morsetto positivo e negativo rispettivamente del primario 12, mentre i loro catodi sono connessi a un nodo di uscita 25. Gli altri due rami del ponte 20 sono costituiti da ulteriori diodi 23 e 24, i cui catodi sono connessi al morsetto positivo e negativo rispettivamente del primario 12, mentre i loro anodi sono connessi al riferimento di massa 16. Dal momento che il convertitore di Figura 1 à ̈ di tipo bidirezionale, tale nodo d’uscita 25 risulta poi il nodo d’ingresso qualora si voglia operare la conversione dal lato a tensione alta verso il lato a tensione bassa, detta anche conversione buck o step-down, raccogliendo la tensione divisa per il rapporto spire k a valle del secondario, al nodo 17. A questo riguardo, si noti che i diodi 21, 22, 23, 24 per ottenere il funzionamento bidirezionale del circuito sono in realtà dei transistori, ad esempio MOSFET, che, nella conversione da tensione alta a tensione bassa, sono pilotati per operare la conversione di tipo switching stepdown. Tuttavia, giacché agli effetti della presente descrizione interessa valutare in primo luogo il comportamento del convertitore pilotato come convertitore boost, tali transistori equivalgono a diodi e come tali sono rappresentati per semplicità.

Fra il nodo d’uscita 25 e il riferimento di massa 16 à ̈ rappresentato un condensatore 26 di uscita, che viene usato ad esempio per filtrare il ripple, sul quale si realizza una caduta di tensione indicata con V3, che corrisponde all’uscita di tensione convertita dell’apparato.

Le difficoltà, in un apparato convertitore come quello mostrato in Figura 1 intervengono particolarmente al momento dell’accensione, quando le tensioni sui nodi non hanno ancora raggiunto i valori di regime.

Al momento dell’accensione dell’apparato 10 inizialmente la tensione V3 à ̈ nulla sul condensatore 26 dal lato del primario 12, dunque, alla chiusura di uno dei due interruttori principali, M4 o M3, si ha una violenta crescita del valore di corrente nell’induttore serie 15 che può raggiungere valori distruttivi per il circuito, in quanto la tensione V2 al secondario 13 à ̈ minore della tensione V1 imposta dal generatore 14, ossia la tensione al primario 12 à ̈ inferiore alla tensione del secondario 13 moltiplicata per il rapporto spire k del trasformatore 11. Tale corrente à ̈ una corrente che si genera all’accensione del convertitore, generalmente nota come in-rush current, o corrente di spunto. La condizione perdura fintanto che la tensione sul condensatore 26 dal lato primario non ha raggiunto il valore previsto per il rapporto spire k del trasformatore 11. Anche aprendo successivamente entrambi gli interruttori principali M4 e M3 si determinano effetti distruttivi in quanto nell’induttore 15 passa una corrente e l’energia accumulata in esso non può istantaneamente diventare nulla pena la distruzione di qualche componente del circuito.

In Figura 2 à ̈ indicato un diagramma temporale dei segnali di pilotaggio Va e Vb sugli interruttori principali M4 e M3 nel caso dell’apparato convertitore 10. Nel diagramma, che riporta i segnali in funzione del tempo t, al livello alto corrisponde uno stato di chiusura dell’interruttore, al livello basso corrisponde uno stato di apertura.

In Figura 3 Ã ̈ indicato un apparato convertitore boost DC-DC noto, con struttura di tipo flyback, indicato con il riferimento 30, che comprende un circuito per limitare la in-rush current.

Tale apparato 30 rispetto all’apparato 10 comprende un circuito reattivo per immagazzinare l’energia in cui l’induttore serie à ̈ ottenuto tramite uno degli avvolgimenti di un trasformatore 41, il cui altro avvolgimento scarica, attraverso un diodo in conduzione diretta 42 l’energia accumulata precedentemente nel nucleo. In Figura 3 gli interruttori principali M4 e M3 della rete di switching sono esplicitati come transistori MOSFET controllati di rispettivi segnali di pilotaggio Va e Vb sul loro elettrodo di controllo. Tale apparato 30 prevede un pilotaggio differente rispetto a quello dell’apparato 10, in quanto richiede che gli interruttori principali M4 e M3 siano chiusi uno per volta ,alternativamente.

Un apparato convertitore come quello mostrato in Figura 3 presenta degli inconvenienti di dimensioni e di costo, dovuti alla necessità di creare l’accoppiamento a trasformatore con l’induttore serie. Inoltre, l’apparato convertitore operando da boost dev’essere isolato. Ciò richiede di isolare anche l’avvolgimento aggiuntivo dell’accoppiamento all’induttore serie. Infine, à ̈ necessario adottare una specifica strategia di pilotaggio degli interruttori.

La presente invenzione si prefigge lo scopo di realizzare una soluzione di apparato convertitore DC-DC che risolva gli inconvenienti dell’arte nota, e, in particolare, permetta di limitare efficacemente la in-rush current nella fase di accensione di un convertitore boost isolato, quando in particolare la tensione sul primario à ̈ minore di quella sul secondario moltiplicata per il rapporto spire, a un costo più conveniente e con un circuito di dimensioni minori rispetto alle soluzioni note.

Secondo la presente invenzione, tale scopo viene raggiunto grazie ad un apparato convertitore, nonché un corrispondente procedimento di conversione aventi le caratteristiche richiamate in modo specifico nelle rivendicazioni che seguono.

L’invenzione verrà descritta con riferimento ai disegni annessi, forniti a puro titolo di esempio non limitativo, in cui:

- la Figura 1, la Figura 2 e la Figura 3 sono già state illustrate in precedenza;

- la Figura 4 rappresenta uno schema circuitale di principio di una forma realizzativa di un apparato convertitore secondo l’invenzione;

- la Figura 5 mostra un diagramma temporale di segnali di pilotaggio impiegati dall’apparato convertitore di Figura 4 in una modalità d’impiego;

- le Figure 6a, 6b, 6c mostrano diagrammi temporali di segnali di pilotaggio impiegati dall’apparato convertitore di Figura 4 in ulteriori modalità d’impiego.

In breve, l’apparato convertitore proposto comprende due rami circuitali, in particolare comprendenti ciascuno un rispettivo interruttore aggiuntivo rispetto agli interruttori principali della rete di switching del convertitore DC-DC, nonché un rispettivo diodo, tali rami circuitali permettendo, durante una fase di accensione, alla corrente che scorre nel circuito reattivo di immagazzinamento di energia di trovare un percorso chiuso al momento dell’apertura degli interruttori principali della rete di switching

In Figura 4 à ̈ mostrata uno schema circuitale di principio di una forma realizzativa di un apparato convertitore DC-DC boost isolato secondo l’invenzione. In tale schema componenti con funzioni analoghe a quelli illustrati in Figura 1 e 2 sono indicati con gli stessi riferimenti.

In particolare, tale apparato convertitore, indicato nel suo complesso con il riferimento 50 comprende il generatore di tensione continua 14, ad esempio una batteria, che applica una tensione V1, riportata attraverso un circuito reattivo di immagazzinamento dell’energia, anche in questo caso rappresentato dall’induttore serie 15, al secondario 13 del trasformatore 11. La porzione di circuito a valle del trasformatore 11 corrisponde a quella dell’apparato convertitore di Figura 1 e non verrà perciò qui descritta in dettaglio.

Secondo un aspetto principale dell’invenzione, ciascuno dei semi-avvolgimenti 13a e 13b che si dipartono dalla presa centrale 13a del secondario 13 al suo altro capo à ̈ sia :

- selettivamente connesso tramite il rispettivo interruttore principale M4 o M3 al riferimento di massa 16, sia

- selettivamente connesso, a mezzo di un ramo circuitale P1 o P2, selezionabile operando su un rispettivo interruttore aggiuntivo M2 o M1 al nodo d’ingresso 17, sul quale si impone la tensione d’ingresso V1, determinando, quando il rispettivo interruttore aggiuntivo à ̈ chiuso, un percorso chiuso dal secondario 13 verso tale nodo d’ingresso 17 nel quale può fluire una corrente, in particolare la corrente che scorre nell’induttore 15.

Il primo ramo circuitale P1 comprende a partire dal semi-avvolgimento 13a un rispettivo diodo 56, che conduce direttamente una corrente ID1 che scorre verso il nodo d’ingresso 17, cui segue in serie un primo interruttore aggiuntivo M2 che all’altro capo à ̈ connesso al nodo d’ingresso 17. Allo stesso modo, il secondo ramo circuitale P2 comprende a partire dal semi-avvolgimento 14a un rispettivo diodo 57, che conduce direttamente la corrente che scorre verso il nodo d’ingresso 17, cui segue in serie un secondo interruttore aggiuntivo M1 che all’altro capo à ̈ connesso al nodo d’ingresso 17.

Come risulta chiaramente, i due percorsi P1 e P2 sono duali, in quanto operano in relazione ai due rami dell’architettura push-pull, già esaminata con riferimento a Figura 1, che à ̈ qui sostanzialmente replicata, ad eccezione appunti di tali percorsi circuitali P1 e P2.

Nell’esempio realizzativo di Figura 4 la tensione d’ingresso V1 à ̈ di 12V.

Gli interruttori principali M4, M3 e gli interruttori aggiuntivi M2, M1 sono preferibilmente realizzati tramite transistori, in particolare MOSFET, controllati nei loro stati di apertura e chiusura al rispettivo elettrodo di controllo dai rispettivi segnali di pilotaggio Va e Vb per gli interruttori M4 e M3 e da rispettivi segnali di pilotaggio aggiuntivi, Vc e Vd, per gli interruttori aggiuntivi M1 e M2 rispettivamente. Il diagramma di Figura 5, mostra in funzione del tempo tali segnali di pilotaggio Va, Vb, Vc, Vd, e quindi i conseguenti stati di chiusura ed apertura degli interruttori corrispondentemente pilotati. Inoltre, in Figura 5 sono riportati i corrispondenti andamenti delle correnti ID1 e ID2 nei diodi 56 e 57, cioà ̈ in ciascun ramo P1, P2, nonché l’andamento della corrente IL nell’induttore 15.

In una prima fase F1 il segnale di pilotaggio Va del primo interruttore principale M4 e il segnale di pilotaggio Vd del primo interruttore aggiuntivo M2, che sono nell’esempio realizzativo qui descritto delle tensioni che variano fra 0 e 10 V, vengono portati a livello alto, chiudendo tali interruttori, che permangono chiusi, finchà ̈ la corrente IL nell’induttore 15 non raggiunge un valore predeterminato Ip di corrente limite. In alternativa, gli interruttori permangono chiusi per un tempo determinato, in particolare un tempo stimato adatto a raggiungere detto valore di corrente limite. Dunque, à ̈ previsto o di rilevare direttamente la corrente, per esempio tramite un comparatore, oppure di stimare il valore di corrente in funzione del tempo, per esempio operando la stima sulla base del valore dell’induttanza e della tensione applicata. A questo punto, in una seconda fase F2, il segnale di pilotaggio Va comandante il primo interruttore principale M4 viene portato a livello basso, aprendolo, sicché la corrente nel secondario 13 si richiude sull’induttore 15 attraverso il primo interruttore aggiuntivo M2 che à ̈ elettricamente connesso al semiavvolgimento 13a, in particolare attraverso il diodo 56. Ciò à ̈ evidenziato dall’aumento brusco della corrente ID1 all’inizio della fase F2 in Figura 5. In tutte e due le fasi F1 e F2 viene trasferita energia sul primario 12 attraverso il trasformatore 11. Nella prima fase F1 la tensione V4 sull’induttore 15 ha verso positivo, in quanto la tensione d’ingresso V1 à ̈ la tensione di batteria e V2 à ̈ una tensione più bassa, essendo la tensione V3 divisa per il rapporto spire k. La corrente IL nell’induttore 15 ha inoltre pendenza positiva, cioà ̈ il suo valore cresce. Nella seconda fase la tensione V4 sull’induttore 15 cambia direzione, assumendo il valore negativo -V2 e la corrente IL nell’induttore 15 ha pendenza negativa, cioà ̈ decresce. In questo modo, dunque, si può controllare il valore della corrente IL nell’induttore 15 evitando che questa raggiunga valori distruttivi per il circuito.

Durante le fasi F1 e F2 gli interruttori M3 e M1 rimangono aperti, mentre opera il ramo superiore dell’apparato convertitore e quindi il primo percorso P1. Viceversa, in una terza fase F3 e quarta fase F4, gli interruttori principali M4 e M2 del ramo P1 rimangono aperti, mentre le stesse sequenze di apertura e chiusura loro applicate nelle fasi F1 e F2 vengono applicate ora al secondo interruttore principale M3 e al secondo interruttore aggiuntivo M1, per fare operare il ramo inferiore dell’apparato convertitore e quindi il secondo ramo P1, di modo che si garantisce la simmetria di tensione sul trasformatore 11.

In Figura 4 à ̈ anche mostrato schematicamente un corrispondente modulo controllore 55 che invia i segnali di pilotaggio Va, Vb, Vc, Vd e riceve da un circuito di misura, non mostrato nelle figure, il valore predeterminato Ip di corrente limite. Tale valore di corrente, come accennato, può essere anche non ricevuto, ma stimato nel controllore, ad esempio stimando il valore di corrente nel tempo. I segnali di Figura 5 vengono applicati per superare una modalità di transitorio all’accensione dell’apparato convertitore legata, come detto, al fatto che la tensione al primario à ̈ inizialmente minore della tensione al secondario divisa per il rapporto spire, mentre, dopo che il condensatore 26 si à ̈ caricato, si può passare a una modalità di pilotaggio normale, analoga per gli interruttori principali a quella già mostrata con riferimento a Figura 2 e che sarà nel seguito meglio dettagliata con riferimento al diagramma di Figura 6a.

Il circuito di Figura 4 può essere vantaggiosamente impiegato anche per evitare problemi di saturazione che insorgono durante la modalità normale di funzionamento dell’apparato, ossia dopo che il condensatore 26 si à ̈ caricato. Infatti, nell’apparato di Figura 1, a regime, il trasformatore può raggiungere o avvicinarsi a uno stato di saturazione, in cui la tensione V2 à ̈ eguale a zero.

Nella Figura 6a e particolarmente nelle Figure 6b e 6c sono mostrati i diagrammi temporali dei segnali di controllo Va, Vb, Vc, Vd che possono essere applicati agli interruttori principali M4 e M3 e aggiuntivi M2 e M1 per ovviare a tale inconveniente.

In generale, come accennato in precedenza, i segnali di pilotaggio Va e Vb degli interruttori principali M4 e M3 seguono una normale sequenza di apertura e chiusura a regime, come quella mostrata in Figura 1, per permettere il funzionamento del convertitore in modalità normale. Nel caso di modalità di pilotaggio normale, senza necessità di attivare la protezione per la saturazione del trasformatore, il pilotaggio prevede, come mostrato in Figura 6a, di alternare sostanzialmente gli stati di apertura e chiusura degli interruttori principali M4 e M3. Gli interruttori aggiuntivi M2 e M1 vengono pilotati, ma in essi non può circolare corrente, perché i diodi 56 e 57 dei rami P1 e P2 sono polarizzati inversamente. Il circuito di limitazione della corrente à ̈ però pronto a intervenire nel caso si verifichi la condizione di saturazione.

In Figura 6b à ̈ perciò rappresentato il caso in cui occorra tale condizione di saturazione, cioà ̈ quando si rileva, durante una modalità di pilotaggio normale, una condizione di saturazione del trasformatore, o l’avvicinarsi a una tale condizione. Con t1 à ̈ indicato l’istante in cui in viene, nell’ambito del pilotaggio in modalità normale, chiuso l’interruttore aggiuntivo M2, mentre con t2 à ̈ indicato l’istante in cui viene chiuso l’interruttore aggiuntivo M1. In un istante t3, compreso fra detti istanti t1 e t2, corrispondente al verificarsi di uno stato di saturazione, per evitare che la corrente salga in modo incontrollato si porta a livello basso la tensione Va del transistore principale M4, aprendolo. La corrente immagazzinata nell’induttore serie 15 può però passare attraverso l’interruttore M2 che à ̈ chiuso. Pertanto, subito dopo l’istante t3, viene anche comandato a livello alto il segnale di pilotaggio Vd dell’interruttore aggiuntivo M1 per portarlo in stato chiuso e dividere così la corrente sui due rami P1 e P2, alleggerendo il carico sul’interruttore aggiuntivo M2. Gli interruttori aggiuntivi M2 e M1 vengono tenuti chiusi finché la corrente non scende sotto ad un valore di sicurezza. L’energia immagazzinata nell’induttore viene dissipata sugli interruttori e sui diodi dei rami aggiuntivi. A questo punto, à ̈ possibile ricominciare i cicli di comando della modalità di pilotaggio normale di Figura 6a. funzionamento. La linea tratteggiata in Figura 6b evidenzia le commutazioni della modalità normale che vengono soppresse in caso di saturazione.

In Figura 6b si à ̈ esemplificato l’occorrere di una condizione di saturazione, approssimarsi di tale condizione, quando l’interruttore principale M4 à ̈ chiuso e l’interruttore principale M3 à ̈ aperto che l’interruttore principale M3 sono chiusi. In Figura 6c à ̈ mostrato invece il caso in cui la saturazione si verifica in un istante t4 nel quale sia l’interruttore principale M4 che l’interruttore principale M3 sono chiusi. Per evitare che la corrente salga in modo incontrollato si apre l’interruttore M4 e l’interruttore principale M3. La corrente immagazzinata nell’induttore 15 può però passare attraverso gli interruttori aggiuntivi M2 e M1 che sono chiusi. Tali interruttori aggiuntivi M2 e M1 vengono tenuti chiusi finché la corrente non scende sotto ad un valore di sicurezza. A questo punto, à ̈ possibile ricominciare i cicli di comando del normale funzionamento.

Dunque le strategie di controllo mostrate con riferimento alle figure 6b e 6c prevedono in generale, nel caso si rilevi l’insorgere di una condizione di saturazione, di aprire o lasciare aperto il primo interruttore principale M4 e il secondo interruttore principale M3, e di chiudere o mantenere chiusi i corrispondenti interruttori aggiunti M2 e M1, in modo da permettere all’induttore 15 di scaricarsi lentamente attraverso i corrispondenti rami circuitali P1 e P2, fino al raggiungimento di un valore di sicurezza per la corrente, evitando così la saturazione del trasformatore 11.

L’apparato convertitore di Figura 4, che à ̈ stato descritto fino ad ora limitatamente alla conversione da una tensione più bassa a una tensione più alta, ossia dal lato che opera la conversione boost, ma, come detto, esso può avere il lato ad alta tensione configurato per operare in maniera bidirezionale, operando in una modalità alternativa di pilotaggio la conversione step-down. Il ponte di diodi 20, come accennato, in questo caso può corrispondere in realtà a un ponte di interruttori a transistore, per esempio MOSFET, ciascuno dei quali durante il funzionamento come convertitore boost illustrato nelle figure 4, 5 e 6s, 6b, 6c à ̈ lasciato aperto, sicché ciascun interruttore opera come diodo, in particolare opera il diodo di body del transistore, ad esempio MOSFET, in maniera analoga ai diodi 21, 22, 23, 24 di Figura 4. Per operare la conversione da alta tensione a bassa tensione, nell’altra direzione, applicando quindi una tensione d’ingresso al nodo 25, attraverso il condensatore 26, che opera quindi da filtro, il ponte di transistori, ad esempio MOSFET, à ̈ pilotato tramite rispettivi segnali di controllo per operare la rettificazione della tensione al secondario.

La soluzione proposta permette dunque vantaggiosamente di risolvere il problema dell’in-rush current nella fase di accensione di un convertitore boost isolato, quando la tensione sul primario à ̈ minore di quella sul secondario moltiplicata per il rapporto spire, provvedendo alla corrente che scorre nel circuito reattivo di immagazzinamento di energia un percorso chiuso per fluire al momento dell’apertura degli interruttori principali della rete di switching. L’apparato convertitore proposto vantaggiosamente à ̈ in grado di risolvere tali inconvenienti, sia nel caso di convertitore boost monodirezionale, sia nel caso di convertitore bidirezionale Rispetto a soluzioni note che limitano la corrente con accoppiamento a trasformatore inoltre, l’apparato convertitore proposto presenta componenti meno ingombranti.

Inoltre, l’apparato convertitore proposto può permettere, tramite un pilotaggio con segnali appositi degli interruttori aggiuntivi, di evitare la saturazione del trasformatore durante il funzionamento a regime.

Naturalmente, fermo restando il principio del trovato, i particolari di costruzione e le forme di attuazione potranno ampiamente variare rispetto a quanto descritto ed illustrato a puro titolo di esempio, senza per questo uscire dall'ambito della presente invenzione.

Il modulo controllore può essere singolo o corrispondere ad esempio una pluralità di moduli di controllo che controllano, ad esempio, separatamente la rete di switching e i rami aggiuntivi, così come pure separatamente controllano la rete di switching dal lato primario, ove si operi in modalità bidirezionale.

L’apparato convertitore boost come descritto e rivendicato può essere utilizzato anche in maniera monodirezionale e in tal caso dettagli del circuito dal lato ad alta tensione potranno anche differire da quelli qui illustrati.

L’apparato convertitore proposto può essere impiegato nei più diversi campi dove sia richiesta una conversione DC-DC, ad esempio nel campo degli strumenti elettronici mobili come i telefoni cellulari e i computer laptop. L’apparato convertitore proposto trova particolare preferita applicazione nel settore automotive, ad esempio, nei già citati veicoli elettrici o ibridi, con propulsione termica e elettrica, che comprendono due reti elettriche, rispettivamente una rete elettrica di tipo tradizionale, ad esempio per carichi quali le luci o la centralina per il controllo del motore termico e una rete elettrica ad alta tensione per il motore elettrico.

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Apparato convertitore switching DC-DC boost isolato comprendente un trasformatore (11) comprendente a sua volta un primo avvolgimento (12) e un secondo avvolgimento (13) con un numero minore di spire rispetto al primo avvolgimento (12) e con una presa centrale (13c), un circuito reattivo di immagazzinamento dell’energia (15), in particolare un induttore, connesso in serie fra detta presa centrale (13c) e un nodo (17) cui à ̈ applicata una tensione d’ingresso continua (V1) da convertire, in particolare una tensione di batteria, una rete di switching comprendente dispositivi interruttori principali (M4, M3) per connettere selettivamente rispettivi semiavvolgimenti (13a, 13b) di detto secondo avvolgimento (13) a un riferimento fisso di tensione (16), in particolare un riferimento di massa, dietro il controllo di rispettivi segnali di pilotaggio (Va, Vb) di switching, un circuito di limitazione (P1, P2) di una corrente di in-rush in detto circuito reattivo (15), caratterizzato dal fatto che detto circuito di limitazione di una corrente di in-rush (P1, P2) in detto circuito reattivo (15) comprende un primo ramo circuitale (P1) e un secondo ramo circuitale (P2) ciascuno adatto a porre selettivamente in connessione elettrica un rispettivo primo (13a) e secondo semiavvolgimento (13b) di detto secondo avvolgimento (13) del trasformatore (11) con il nodo (17) cui à ̈ applicata una tensione d’ingresso continua (V1) da convertire, sotto il controllo di rispettivi segnali aggiuntivi di pilotaggio (Vc, Vd).
2. 2. Apparato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che ciascuno di detti semiavvolgimenti (13a, 13b) à ̈ selettivamente connettibile, sotto il controllo di detti rispettivi segnali aggiuntivi di pilotaggio (Vc, Vd) a detto nodo (17) cui à ̈ applicata una tensione d’ingresso (V1) tramite il rispettivo primo ramo circuitale (P1) comprendente almeno un primo interruttore (M2) comandato aggiuntivo, o tramite secondo rispettivo ramo circuitale (P2), comprendente almeno un secondo interruttore (M1) comandato aggiuntivo.
3. 3. Apparato secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detti primo (P1) e secondo (P2) ramo circuitale comprendono inoltre un rispettivo diodo (56, 57) connesso per permettere la conduzione diretta verso detto nodo (17) su cui à ̈ applicata la tensione d’ingresso (V1).
4. 4. Apparato secondo la rivendicazione 1 o 2 o 3, caratterizzato dal fatto che detti interruttori principali (M4, M3, M2, M1) sono transistori, in particolare MOSFET.
5. 5. Apparato secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che il primo avvolgimento (12) del trasformatore (11) à ̈ connesso attraverso un circuito raddrizzatore (20) a diodi a un nodo di uscita (25) sul quale à ̈ prelevata una tensione di uscita (V3) convertita e al quale à ̈ connesso un condensatore di uscita (26).
6. 6. Apparato secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto che à ̈ configurato per operare una conversione bidirezionale, detti diodi (21, 22, 23, 24) del circuito raddrizzatore (20) essendo diodi di transistori, in particolare diodi di body, comandabili tramite rispettivi segnali di controllo per operare la conversione switching di una tensione più alta applicata su detto nodo di uscita (25) in una tensione più bassa rettificata al secondo avvolgimento (13) del trasformatore.
7. 7. Apparato secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che comprende un modulo controllore (55) per comandare detti segnali di pilotaggio (Va, Vb) di switching e detti segnali aggiuntivi di pilotaggio (Vc, Vd), configurato per pilotare, nell’ambito di una modalità di accensione detti interruttori secondo le seguenti fasi: - in una prima fase (F1) chiudere detto primo interruttore principale (M4) e detto primo interruttore aggiuntivo (M2), mantenendoli chiusi, finchà ̈ una corrente (IL) nel circuito reattivo di immagazzinamento (15) raggiunge un valore di corrente limite (Ip), in particolare misurato o stimato, mantenendo aperti detto secondo interruttore principale (M3) e detto secondo interruttore aggiuntivo (M1); - in una seconda fase (F2), aprire detto primo interruttore principale (M4), mantenendo chiuso detto primo interruttore aggiuntivo (M2) per far fluire una corrente al nodo d’ingresso (17); - in una terza fase (F3) chiudere detto secondo interruttore principale (M3) e detto secondo interruttore aggiuntivo (M1), mantenendoli chiusi finché la corrente (IL) nel circuito induttivo di immagazzinamento (15) raggiunge il valore di corrente limite (Ip) o per il tempo adatto a raggiungere detto valore di corrente limite (Ip), mantenendo chiusi detto primo interruttore principale (M4) e detto primo interruttore aggiuntivo (M2); - in una quarta fase (F4), aprire detto secondo interruttore principale (M3), mantenendo chiuso detto secondo interruttore aggiuntivo (M1) per far fluire una corrente al nodo d’ingresso (17).
8. 8. Apparato secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto modulo controllore (55) à ̈ configurato per, quando rileva in una modalità di pilotaggio normale una condizione di saturazione del trasformatore (11), aprire o lasciare aperto il primo interruttore principale (M4) e il secondo interruttore principale (M3) e chiudere o mantenere chiusi i corrispondenti interruttori aggiuntivi (M2, M1), in modo da permettere al circuito reattivo (15) di scaricarsi attraverso i corrispondenti rami circuitali (P1, P2) fino al raggiungimento di un valore di sicurezza per la corrente.
9. 9. Apparato secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che opera la conversione fra due reti elettriche, a più alta tensione e più bassa tensione, di un autoveicolo, in particolare reti elettriche di un veicolo ibrido a propulsione termica e elettrica.
10. 10. Procedimento di conversione switching DC-DC boost isolato comprendente di operare la conversione tramite un trasformatore (11) comprendente un primo avvolgimento (12) e un secondo avvolgimento (13) con un numero minore di spire rispetto al primo avvolgimento (12) e con presa centrale (13c), applicando una tensione d’ingresso (V1) da convertire a detta presa centrale di detto secondo avvolgimento (13) attraverso un circuito reattivo di immagazzinamento dell’energia (15), in particolare un induttore, operando uno switching (M3, M4) per connettere selettivamente rispettivi semiavvolgimenti (13a, 13b) di detto secondo avvolgimento (13) a un riferimento fisso di tensione (16), operare una limitazione (P1, P2) di una corrente di in-rush in detto circuito reattivo (15) all’accensione, caratterizzato dal fatto che detta operazione di limitazione di una corrente di in-rush (P1, P2) in detto circuito reattivo (15) comprende di connettere selettivamente durante detta fase d’accensione ciascuno di detti semiavvolgimenti (13a, 13b) a un rispettivo primo ramo circuitale (P1) e un secondo ramo circuitale (P2), che realizzano un percorso chiuso verso un nodo (17) cui à ̈ applicata la tensione d’ingresso (V1).