ITTO20090762A1 - Ricevitore elettronico di segnali modulati in ampiezza e relativo metodo di elaborazione - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

del brevetto per invenzione industriale dal titolo:

“RICEVITORE ELETTRONICO DI SEGNALI MODULATI IN AMPIEZZA E RELATIVO METODO DI ELABORAZIONEâ€

La presente invenzione si riferisce ad un ricevitore elettronico di segnali modulati in ampiezza e a un relativo metodo di elaborazione.

Come à ̈ noto, la cosiddetta modulazione di ampiezza a doppia portante laterale (“Amplitude Modulation – Double Side Band†, AM-DSB), cui in genere ci si riferisce anche semplicemente come alla modulazione di ampiezza oppure alla modulazione AM, à ̈ una tecnica che consente di trasmettere informazioni mediante impiego di un segnale portante, tipicamente armonico con una frequenza appartenente all’intervallo delle radiofrequenze, e al quale per brevità ci si riferisce in seguito come alla portante.

In maggior dettaglio, assumendo che alle summenzionate informazioni sia associato un segnale di informazione, la modulazione di ampiezza prevede di modulare l’ampiezza della portante in maniera proporzionale all’ampiezza del segnale di informazione, così da ottenere un segnale modulato, il quale ha la medesima frequenza della portante. Ad esempio, nel caso di informazioni di tipo sonoro, il segnale di informazione à ̈ un segnale di pressione, con il quale si modula, istante per istante, l’ampiezza della portante. A livello terminologico, in genere il segnale di informazione à ̈ anche detto segnale modulante.

Come à ̈ noto, per ricevere i segnali modulati in ampiezza, à ̈ possibile avvalersi di un ricevitore elettronico del tipo mostrato in figura 1.

In dettaglio, il ricevitore elettronico, indicato nel suo complesso con 1, comprende: un circuito elettronico di preelaborazione a radiofrequenza, generalmente noto come circuito di front-end ed indicato con 2; un circuito elettronico di condizionamento 3, collegato al circuito di front-end 2; un convertitore analogico-digitale 4, collegato al circuito elettronico di condizionamento 3; e un sistema digitale di elaborazione 5, collegato al convertitore analogico-digitale 4.

In uso, il ricevitore elettronico 1 viene collegato ad una antenna 6, in maniera tale per cui, quando l’antenna 6 riceve un segnale di ingresso modulato in ampiezza da un segnale modulante, il segnale di ingresso viene fornito al circuito di front-end 2, il quale effettua un adattamento del segnale di ingresso in funzione del circuito elettronico di condizionamento 3. Tipicamente, il circuito di front-end 2 adatta la dinamica del segnale di ingresso in funzione del circuito elettronico di condizionamento 3.

Successivamente, il segnale di ingresso viene fornito come adattato dal circuito di front-end 2 al circuito elettronico di condizionamento 3, il quale tipicamente esegue operazioni di conversione a frequenza intermedia (anche note come operazioni di sottoconversione), amplificazione e filtraggio, generando così un segnale analogico elaborato. In dettaglio, il circuito elettronico di condizionamento 3 comprende tipicamente un oscillatore locale e un mixer (non mostrati), mediante i quali converte il segnale di ingresso ad una frequenza intermedia IF, secondo uno schema a eterodina o a supereterodina. In particolare, indicando con fpla frequenza della portante del segnale di ingresso come ricevuta dall’antenna 6, e con flocla frequenza dell’oscillatore locale, la frequenza dell’oscillatore locale viene sintonizzata in maniera tale per cui valga la relazione fp-floc=IF.

Il segnale analogico elaborato viene quindi fornito al convertitore analogico-digitale 4, il quale opera ad una frequenza di campionamento fse genera campioni del segnale analogico elaborato.

I campioni del segnale analogico elaborato sono forniti al sistema digitale di elaborazione 5, il quale ne effettua operazioni di decimazione e filtraggio. In particolare, tipicamente i campioni del segnale analogico elaborato sono decimati e filtrati in maniera da selezionare, tra le repliche dello spettro del segnale analogico elaborato generate dalla decimazione, la replica in banda base. I campioni in banda base del segnale modulante possono quindi essere impiegati da uno o più dispositivi elettronici 7 disposti a valle del ricevitore elettronico 1.

Operativamente, il sistema digitale di elaborazione 5 esegue una demodulazione del segnale modulante. In particolare, il sistema digitale di elaborazione 5 funge da equivalente numerico del circuito demodulatore di inviluppo tradizionalmente usato nei circuiti analogici demodulatori di segnali modulati in ampiezza, tale circuito demodulatore di inviluppo comprendendo un diodo ed un condensatore. Ad esempio, sono noti ricevitori elettronici 1 in cui la frequenza di campionamento fsà ̈ pari a quattro volte la frequenza intermedia IF, in maniera tale per cui i campioni del segnale analogico elaborato sono alternativamente campioni in fase e campioni in quadratura del segnale di ingresso, a meno di una differenza di segno.

In generale, il ricevitore elettronico 1 à ̈ dimensionato, e dunque ottimizzato, in funzione di una frequenza attesa, cioà ̈ della frequenza di una portante attesa, la quale à ̈ a sua volta la portante di segnali di ingresso attesi. I segnali di ingresso attesi sono i segnali (modulati in ampiezza) che si prevede vengano ricevuti dal ricevitore elettronico 1 durante l’applicazione per il quale il ricevitore elettronico 1 stesso à ̈ pensato e, in ultima analisi, dimensionato.

Inoltre, il ricevitore elettronico 1 à ̈ ottimizzato in funzione di una banda attesa, cioà ̈ una banda di frequenza in cui si prevede che siano contenuti (sostanzialmente) gli spettri di segnali modulanti attesi, cioà ̈ gli spettri dei segnali modulanti che si prevede siano usati per generare i segnali di ingresso attesi.

In particolare, il circuito di front-end 2 ed il circuito elettronico di condizionamento 3 sono dimensionati in funzione della frequenza attesa. Inoltre, il circuito elettronico di condizionamento 3, il convertitore analogico-digitale 4 e il sistema digitale di elaborazione 5 sono dimensionati in maniera tale per cui le operazioni di conversione alla frequenza intermedia IF e di conversione in banda base siano ottimizzate in funzione della banda attesa.

Evidentemente, la summenzionata banda attesa dipende dal tipo di applicazione prevista per il ricevitore elettronico 1. Ad esempio, nel caso di comunicazione vocale, e dunque nel caso di informazioni di tipo sonoro, la banda attesa può coincidere con la banda audio, compresa all’incirca tra 0,3 kHz e 3,4 kHz.

Il ricevitore elettronico 1 descritto à ̈ un ricevitore di tipo incoerente, e consente di demodulare efficacemente il segnale di ingresso. Inoltre, per incrementare la capacità trasmissiva, gli attuali sistemi di telecomunicazioni che fanno uso della modulazione AM ricorrono ad una pluralità di portanti, ciascuna delle quali presenta una rispettiva frequenza nominale, che definisce un corrispondente canale di comunicazione.

A livello terminologico, con frequenza nominale di una portante si indica la frequenza che tale portante teoricamente avrebbe se generata da un oscillatore ideale operante, appunto, alla frequenza nominale. Nel seguito del presente documento ci si riferisce, invece, alla frequenza effettiva di una portante per indicare la frequenza della portante come ricevuta da un ricevitore elettronico. Evidentemente, data una portante, generata da un oscillatore reale (ad esempio, facente parte di un trasmettitore) operante a una frequenza nominale, e ricevuta da un ricevitore con una frequenza effettiva, lo scarto tra la frequenza effettiva e la frequenza nominale dipende da fattori che comprendono:

- il fatto che l’oscillatore reale generi la portante con una frequenza di trasmissione inevitabilmente differente dalla frequenza nominale, a causa di non idealità (offset e derive) dell’oscillatore reale stesso; e - il fatto che il trasmettitore cui appartiene l’oscillatore reale ed il ricevitore siano in moto uno rispetto all’altro, con la conseguenza che, dal punto di vista del ricevitore, la portante risulta affetta dall’effetto Doppler, e dunque la frequenza effettiva à ̈ differente dalla frequenza di trasmissione.

Tipicamente, le frequenze nominali delle portanti, e dunque i canali di comunicazione, sono equispaziati in frequenza, con una spaziatura nominale che dipende dalla banda attesa; inoltre, ciascun canale di comunicazione può essere impiegato per trasmettere un rispettivo segnale modulato. Pertanto, in genere il ricevitore elettronico 1 riceve, contemporaneamente al summenzionato segnale di ingresso, ulteriori segnali, nella fattispecie i segnali modulati trasmessi nei summenzionati canali di comunicazione.

In tali condizioni, le prestazioni del ricevitore elettronico 1 possono decadere. Infatti, assumendo che in un medesimo istante il ricevitore elettronico 1 riceva, oltre al summenzionato segnale di ingresso, un segnale addizionale, e assumendo che le rispettive portanti del segnale di ingresso e del segnale addizionale siano tra loro adiacenti e con frequenze effettive idealmente pari alle rispettive frequenze nominali, tra il segnale di ingresso ed il segnale addizionale si creano battimenti. Se le frequenze effettive delle portanti del segnale di ingresso e del segnale addizionale sono tali per cui i battimenti ricadono nella banda attesa, i campioni in banda base forniti dal sistema digitale di elaborazione 5 sono affetti da tali battimenti.

Al fine di ovviare al problema descritto, la spaziatura nominale delle portanti viene stabilita in funzione della banda attesa, in maniera tale per cui, in assenza di effetto Doppler e in assenza di offset e derive, eventuali battimenti che si creano presso il ricevitore elettronico 1 tra portanti differenti cadono fuori dalla banda attesa.

Ne consegue che, in assenza di effetto Doppler, il ricevitore elettronico 1 consente di demodulare il summenzionato segnale di ingresso anche in presenza di ulteriori segnali, previa opportuna sintonizzazione dell’oscillatore locale del circuito di condizionamento 3 in funzione della frequenza nominale della portante del segnale di ingresso.

Esistono tuttavia situazioni in cui, anche in presenza di un corretto dimensionamento della spaziatura nominale, il ricevitore elettronico 1 può subire una degradazione delle prestazioni. Un esempio di tali situazioni si ha nel campo dell’aeronautica, in cui la modulazione AM à ̈ oggigiorno impiegata al fine di consentire le comunicazioni tra piloti a bordo di aeroplani e controllori di volo operanti in stazioni di terra.

In dettaglio, à ̈ oggi disponibile una rete di terra del tipo mostrato in figura 2, ed indicata con 11, la quale à ̈ formata da una pluralità di stazioni di controllo 12 disposte sulla superficie terrestre.

Ciascuna stazione di controllo 12 si trova disposta, in prima approssimazione, al centro di una rispettiva area di copertura 13 di forma circolare.

Data una stazione di controllo considerata 12, la rispettiva area di copertura 13 à ̈ l’area in cui un aeroplano che sorvola l’area di copertura 13 stessa à ̈ in grado di ricevere segnali emessi dalla stazione di controllo considerata 12, ai quali ci si riferisce in seguito come ai segnali di controllo. Evidentemente, assumendo che le stazioni di controllo 12 trasmettano segnali di controllo con una data potenza di trasmissione, l’estensione delle aree di copertura 13 dipende dalla data potenza di trasmissione. Tipicamente, il raggio di una singola area di copertura 13 à ̈ dell’ordine di qualche decina o poche centinaia di chilometri.

Operativamente, i segnali di controllo sono modulati in ampiezza in maniera tale da trasportare le informazioni associate alle voci dei controllori di volo. Al fine di consentire ai piloti di udire i controllori di volo, ciascun aeroplano à ̈ equipaggiato, oltre che con un rispettivo trasmettitore, con un rispettivo ricevitore elettronico 1.

In maggior dettaglio, generalmente ciascuna stazione di controllo 12 dispone di N portanti, ciascuna avente una rispettiva frequenza nominale, le quali definiscono dunque N canali di comunicazione. Tipicamente, tali N canali di comunicazione non sono uguali per tutte la stazioni di controllo 12. Inoltre, Ã ̈ possibile che alcune stazioni di controllo dispongano di un numero differente di canali di comunicazione.

In maggior dettaglio, ad un dato istante di tempo, ciascuna stazione di controllo 12 comunica con uno o più aeroplani che, nel dato istante di tempo, sorvolano la rispettiva area di copertura 13, impiegando a tal fine un rispettivo canale di comunicazione, cioà ̈ una rispettiva frequenza nominale.

Ad esempio, ancora con riferimento alla summenzionata stazione di controllo considerata 12, essa comunica con ciascun aeroplano che sorvola la rispettiva area di copertura 13 impiegando un rispettivo canale di comunicazione, che risulta dunque associato alla stazione di controllo considerata 12 stessa. In altre parole, la stazione di controllo considerata 12 trasmette i propri segnali di controllo impiegando una portante avente come frequenza nominale la frequenza nominale del canale di comunicazione associato alla stazione di controllo considerata 12 stessa. A loro volta, per comunicare con la stazione di controllo considerata 12, gli aeroplani sintonizzano gli oscillatori locali dei circuiti elettronici di condizionamento 3 dei rispettivi ricevitori elettronici 1 in funzione della frequenza nominale impiegata dalla stazione di controllo considerata 12.

La disposizione delle stazioni di controllo 12 sulla superficie terrestre à ̈ tale per cui, in genere, un singolo punto della superficie terrestre stessa appartiene a non più di due differenti aree di copertura 13, con limitate eccezioni in cui singoli punti appartengono a tre differenti aree di copertura 13.

Pertanto, relativamente a un qualsivoglia punto della superficie terrestre, possono darsi sostanzialmente due alternative (trascurando il caso in cui il punto appartenga a più di due aree di copertura 13):

i) il punto appartiene a una singola area di copertura 13;

ii) il punto appartiene a una prima ed una seconda area di copertura 13 relative, rispettivamente, ad una prima e una seconda stazione di controllo 12.

Nel caso i), qualsiasi aeroplano che si trova a sorvolare il punto riceve solamente i segnali di controllo trasmessi dalla stazione controllo 12 della singola area di copertura, pertanto non si creano interferenze.

Viceversa, nel caso ii), qualsiasi aeroplano che si trova a sorvolare il punto riceve sia i segnali di controllo trasmessi dalla prima stazione di controllo 12, che i segnali di controllo trasmessi dalla seconda stazione di controllo 12, con il rischio di possibili interferenze.

In particolare, assumendo che sia la prima che la seconda stazione di controllo 12 impieghino un medesimo canale di comunicazione, l’aeroplano riceve una prima ed una seconda portante, generate rispettivamente dalla prima e dalla seconda stazione di controllo 12, ed aventi la medesima frequenza nominale. Inevitabilmente, tali prima e seconda portante hanno frequenze effettive differenti, con conseguente generazione di battimenti che possono ricadere nella banda attesa, degradando le comunicazioni tra l’aeroplano e la prima e la seconda stazione di controllo 12.

Proprio per evitare il fenomeno descritto, i canali di comunicazione impiegati dalle stazioni di controllo 12 sono tali per cui due stazioni di controllo contigue, cioà ̈ le cui aree di copertura 13 sono parzialmente sovrapposte, non impiegano un medesimo canale di comunicazione. In tal modo, si evita il degrado delle prestazioni del ricevitore elettronico 1, tuttavia, ad ogni cambiamento di area di copertura 13, gli aeroplani debbono effettuare una commutazione di frequenza, sintonizzando il ricevitore elettronico 1, ed in particolare l’oscillatore locale del circuito elettronico di condizionamento 3.

Al fine di consentire un maggior riuso spaziale dei canali di comunicazione, ed ampliare la copertura geografica di ciascun canale di comunicazione, Ã ̈ nota la cosiddetta trasmissione con offset di frequenza, anche nota come CLIMAX, la quale prevede che stazioni di controllo contigue 12 impieghino un medesimo canale di comunicazione, ma che trasmettano impiegando portanti aventi frequenze nominali traslate di rispettivi (ed opposti) offset rispetto alla frequenza nominale del medesimo canale di comunicazione.

Nuovamente con riferimento al summenzionato caso ii), la trasmissione CLIMAX prevede che la prima e la seconda stazione di controllo 12 comunichino con l’aeroplano mediante un medesimo canale di comunicazione, ad esempio definito da una frequenza nominale f0, e che la prima e la seconda portante abbiano frequenze nominali rispettivamente pari a f0-Δ’ e f0+Δ’ (o viceversa), Δ’ essendo un primo offset. In altre parole, la prima e la seconda portante hanno frequenze nominali traslate, rispetto alla frequenza nominale f0, di due offset uguali in modulo, ma di segno opposto. In tal modo, l’interferenza tra i segnali di controllo emessi dalla prima e dalla seconda stazione di controllo 12 viene sensibilmente attenuata.

Aumentare il numero di offset per ciascun canale di comunicazione consente di incrementare il riuso spaziale dei canali di comunicazione, tuttavia l’incremento del numero di offset à ̈ limitato dalla spaziatura nominale dei canali di comunicazione stessi, e dunque dalla banda attesa. Attualmente, la trasmissione CLIMAX prevede fino a cinque differenti offset per ciascun canale di comunicazione (in particolare, ciò vale nel caso di spaziatura nominale pari a 25 kHz, mentre nel caso di spaziatura nominale a 8,33 kHz gli offset disponibili sono due), consentendo l’utilizzo di un medesimo canale di comunicazione all’interno di una macroarea formata da non più di cinque differenti aree di copertura contigue, cioà ̈ a due a due parzialmente sovrapposte. Pertanto, anche la trasmissione CLIMAX non elimina la necessità di effettuare, da parte dei ricevitori elettronici a bordo degli aeroplani, commutazioni di frequenza, qualora gli aeroplani passino da una prima ad una seconda macroarea.

Scopo della presente invenzione à ̈ quello di fornire un ricevitore elettronico che risolva almeno in parte gli inconvenienti dell’arte nota.

Secondo la presente invenzione vengono forniti un ricevitore elettronico e un metodo di elaborazione come definiti, rispettivamente, nelle rivendicazioni 1 e 13.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema a blocchi di un ricevitore elettronico di tipo noto;

- la figura 2 mostra in forma schematica porzioni di una rete di terra di tipo noto, per comunicazioni con veicoli aeromobili;

- la figura 3 mostra uno schema a blocchi di un ricevitore elettronico secondo la presente invenzione;

- le figure 4-7 mostrano porzioni di spettri in frequenza di segnali;

- la figura 8 mostra un diagramma a blocchi di operazioni svolte dal presente ricevitore elettronico; e - la figura 9 mostra in forma schematica una porzione di una rete di terra per comunicazioni con veicoli aeromobili, secondo la presente invenzione.

La figura 3 mostra un ricevitore elettronico, indicato nel suo complesso con 20. Il ricevitore elettronico 20 comprende: un circuito elettronico di front-end 22, di tipo di per sé noto e con il quale il ricevitore elettronico 20 si collega a un’antenna 24; un circuito elettronico di condizionamento 26, anch’esso di tipo di per sé noto e collegato al circuito elettronico di front-end 22; e un convertitore analogico-digitale 28, di tipo noto e collegato al circuito elettronico di condizionamento 26.

In maggior dettaglio, il circuito elettronico di condizionamento 26 comprende un oscillatore locale 30 di tipo sintonizzabile, un moltiplicatore (“mixer†) 32, un filtro analogico 34 e un amplificatore 36 (facoltativo). In particolare, il moltiplicatore 32 ha due ingressi collegati, rispettivamente, al circuito elettronico di front-end 22 e all’oscillatore locale 30, e un’uscita collegata al filtro analogico 34. L’amplificatore 36 à ̈ collegato al filtro analogico 34.

Assumendo che l’antenna 24 riceva in ingresso un segnale complessivo sin(t), in modo di per sé noto il circuito elettronico di front-end 22 adatta le caratteristiche elettriche (ad esempio, la tensione) del segnale complessivo sin(t) in funzione del circuito elettronico di condizionamento 26. A sua volta, il circuito elettronico di condizionamento 26 genera, a partire dal segnale complessivo sin(t), un segnale intermedio sIF1(t).

Se il segnale complessivo sin(t) Ã ̈ formato solamente da un primo segnale s1(t), modulato in ampiezza e dunque avente una prima portante, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) Ã ̈ del tipo mostrato in figura 4.

In dettaglio, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) comprende, nel semipiano positivo delle frequenze, una prima riga R1a ad una prima frequenza di prima riga (“first row first frequency†) IF1a. Inoltre, ancora con riferimento al semipiano positivo delle frequenze, al quale nel presente documento si fa implicito riferimento, salvo laddove diversamente specificato, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) comprende una prima ed una seconda porzione laterale P1a-, P1a+, rispettivamente a destra e a sinistra (in frequenza) della prima riga R1a, rispetto alla quale sono speculari. Inoltre, la prima e la seconda porzione laterale P1a-, P1a+ sono in prima approssimazione trascurabili in corrispondenza della prima riga R1a, per lo meno in caso di applicazioni audio.

In maggior dettaglio, assumendo che la prima portante sia generata da un primo oscillatore di trasmissione, che opera ad una prima frequenza nominale, e che sia ricevuta dal ricevitore elettronico 20 con una prima frequenza effettiva, ed assumendo inoltre, senza perdita di generalità, che l’oscillatore locale sia ideale ed operi ad una frequenza locale, la prima frequenza di prima riga IF1a risulta pari alla differenza tra la prima frequenza effettiva e la frequenza locale. A titolo esemplificativo, nel seguito si assume che la prima frequenza di prima riga IF1a sia approssimativamente pari a 455 kHz. Si noti che l’avverbio “approssimativamente†à ̈ qui usato per indicare che la prima frequenza di prima riga IF1a sarebbe pari a 455 kHz in assenza dell’effetto Doppler e di non idealità (offset e derive) del primo oscillatore di trasmissione, cioà ̈ se il primo oscillatore di trasmissione generasse la prima portante con frequenza esattamente pari alla prima frequenza nominale. Analogo uso dell’avverbio “approssimativamente†viene fatto nel seguito del presente documento.

Nel caso in cui, invece, il segnale complessivo sin(t) in ingresso al ricevitore elettronico 20 sia formato, oltre che dal primo segnale s1(t), da un secondo segnale s2(t), anch’esso modulato in ampiezza ed avente una seconda portante, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) à ̈ del tipo mostrato in figura 5.

In maggior dettaglio, assumendo che la seconda portante sia generata da un secondo oscillatore di trasmissione, il quale opera anch’esso alla prima frequenza nominale, e che sia ricevuta dal ricevitore elettronico 20 con una seconda frequenza effettiva, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) presenta una seconda riga R1b ad una prima frequenza di seconda riga (“second row first frequency†) IF1b, ed inoltre una terza e una quarta porzione laterale P1b-, P1b+. In particolare, la terza e la quarta porzione laterale P1b-, P1b+ sono disposte specularmente rispetto alla seconda riga R1b; inoltre, la terza e la quarta porzione laterale P1b-, P1b+ sono in prima approssimazione trascurabili in corrispondenza della seconda riga R1b, per lo meno in caso di applicazioni audio.

In particolare, anche la prima frequenza di seconda riga IF1b à ̈ approssimativamente pari a 455 kHz, tuttavia, qualora il primo ed il secondo oscillatore di trasmissione siano differenti e/o siano in moti relativi differenti rispetto al ricevitore elettronico 20, tra la prima frequenza di prima riga IF1a e la prima frequenza di seconda riga IF1b à ̈ inevitabilmente presente uno scarto. Tale scarto à ̈ spiegabile con il fatto che il secondo oscillatore di trasmissione à ̈ affetto da offset e derive differenti rispetto all’offset ed alle derive del primo oscillatore di trasmissione, e/o con il fatto che l’effetto Doppler si manifesta in misura differente sul primo e sul secondo segnale s1(t), s2(t).

Nel caso in cui il segnale complessivo sin(t) comprenda ulteriori segnali modulati in ampiezza ed aventi portanti generate da ulteriori oscillatori di trasmissione operanti alla prima frequenza nominale, lo spettro del segnale intermedio sIF1(t) si modifica di conseguenza, con l’aggiunta di ulteriori righe e ulteriori porzioni laterali.

Successivamente, il convertitore analogico-digitale 28 campiona il segnale intermedio sIF1(t) ad una prima frequenza di campionamento fs1, generando un flusso (“stream†) di primi campioni SIF1(n). La prima frequenza di campionamento fs1à ̈ scelta in funzione del segnale complessivo sin(t) e della frequenza locale dell’oscillatore locale 30, in maniera tale da rispettare il criterio di Nyquist. Con riferimento al caso esemplificativo in cui la prima frequenza di prima riga IF1a e la prima frequenza di seconda riga IF1b sono approssimativamente pari a 455 kHz, la prima frequenza di campionamento fs1può essere pari, ad esempio, a 1 MHz.

Il ricevitore elettronico 20 comprende inoltre un primo stadio digitale di conversione 38, il quale à ̈ collegato al convertitore analogico-digitale 28, in maniera tale da ricevere i primi campioni SIF1(n).

Sulla base dei primi campioni SIF1(n), il primo stadio digitale di conversione 38 genera un flusso di secondi campioni SIF2(n), ottenuti decimando i primi campioni SIF1(n) con un primo fattore di decimazione, ad esempio pari a cinquanta. I secondi campioni SIF2(n) presentano dunque una seconda frequenza di campionamento fs2, e il loro spettro risulta periodico con periodo fs2.

In modo di per sé noto, nel generare il flusso di secondi campioni SIF2(n), il primo stadio digitale di conversione 38 può eseguire operazioni di filtraggio e di moltiplicazione per (-1)<n>, oppure altre operazioni note nell’ambito dell’analisi dei segnali, ed in particolare nell’ambito della sottoconversione in frequenza, al fine di selezionare una parte voluta dello spettro del segnale intermedio sIF1(t).

Facendo riferimento, a titolo esemplificativo, allo spettro del segnale intermedio sIF1(t) mostrato in figura 4, e riferendosi a una porzione positiva W+ per indicare la parte di spettro formata dalla prima riga R1a e dalla prima e dalla seconda porzione laterale P1a-, P1a+, e riferendosi a una porzione negativa W- per indicare la porzione di spettro speculare alla porzione positiva W+ rispetto alla frequenza nulla, il primo stadio digitale di conversione 38 opera in maniera tale per cui lo spettro dei secondi campioni SIF2(n) risulta formato, nel semipiano positivo delle frequenze, dalla porzione positiva W+, traslata ad una frequenza inferiore rispetto alla prima frequenza di prima riga IF1a. Il fatto che tale risultato sia ottenuto mediante traslazione in frequenza della porzione W+, oppure come traslazione e ribaltamento in frequenza (ad esempio, mediante moltiplicazione per (-1)<n>dei primi campioni SIF1(n)) della porzione negativa W-, oppure ancora con altre operazioni di per sé note, non à ̈ rilevante ai fini della presente invenzione.

A titolo esemplificativo, con riferimento al caso in cui fs1=1 MHz e il primo fattore di decimazione à ̈ pari a cinquanta, la seconda frequenza di campionamento fs2può essere pari a 20 kHz. Ne consegue che, assumendo ad esempio che il segnale complessivo sin(t) sia formato dal primo e dal secondo segnale s1(t), s2(t), e che la prima frequenza di prima riga IF1a e la prima frequenza di seconda riga IF1b siano approssimativamente pari a 455 kHz, i secondi campioni SIF2(n) possono presentare lo spettro mostrato in figura 6. In particolare, lo spettro dei secondi campioni SIF2(n) à ̈ uguale allo spettro dei primi campioni SIF1(n), ma traslato in frequenza, in maniera tale per cui la prima e la seconda riga R1a, R1b si trovano, rispettivamente, ad una seconda frequenza di prima riga IF2a e a una seconda frequenza di seconda riga IF2b, le quali sono approssimativamente pari a 5 kHz. Inoltre, le distanze in frequenza della prima e della seconda porzione laterale P1a-, P1a+ dalla prima riga R1a, e della terza e della quarta porzione laterale P1b-, P1b+ dalla seconda riga R1b restano inalterate rispetto a quanto mostrato in figura 5.

Nuovamente con riferimento al ricevitore elettronico 20, esso comprende inoltre una prima e una seconda successione di blocchi di elaborazione, indicate rispettivamente con 40 e 42, entrambe collegate al primo stadio digitale di conversione 38, in maniera tale da ricevere i secondi campioni SIF2(n).

In dettaglio, la prima successione di blocchi di elaborazione 40 comprende un filtro numerico passa banda 44, collegato al primo stadio digitale di conversione 38, centrato attorno una frequenza centrale e con una larghezza di banda di filtraggio (“filtering bandwidth†). Il filtro numerico passa banda 44 può essere del tipo a fase lineare.

Con riferimento all’esempio descritto e mostrato in figura 6, la frequenza centrale può essere posta pari a 5 kHz, cioà ̈ al valore di frequenza in cui si troverebbero idealmente la prima e la seconda riga R1a, R1b dello spettro dei secondi campioni SIF2(n) in assenza di offset, derive ed effetto Doppler. La larghezza di banda di filtraggio può essere determinata in funzione dei segnali modulanti che si prevede vengano impiegati per modulare il segnale complessivo sin(t), in maniera tale che il filtro numerico passa banda 44 filtri le porzioni laterali, ma non le righe. Ad esempio, nel caso di applicazioni audio, la larghezza di banda di filtraggio può essere posta pari a 700 Hz.

Operativamente, il filtro numerico passabanda 44 genera, a partire dai secondi campioni SIF2(n), un flusso di terzi campioni SIF2,C(n), i quali presentano ancora la seconda frequenza di campionamento fs2.

La prima successione di blocchi di elaborazione 40 comprende quindi un secondo stadio digitale di conversione 46, il quale à ̈ collegato al filtro numerico passa banda 44 e genera, a partire dai terzi campioni SIF2,C(n), un flusso di quarti campioni SIF3,C(n).

Operativamente, il secondo stadio digitale di conversione 46 decima i terzi campioni SIF2,C(n) con un secondo fattore di decimazione. I quarti campioni SIF3,C(n) presentano dunque una terza frequenza di campionamento fs3. Inoltre, analogamente a quanto descritto relativamente al primo stadio digitale di conversione 38, anche il secondo stadio digitale di conversione 46 può eseguire operazioni di filtraggio e di moltiplicazione per (-1)<n>, ovvero altre operazioni note nell’ambito dell’analisi dei segnali, ed in particolare nell’ambito della sottoconversione in frequenza.

Lo spettro dei quarti campioni SIF3,C(n) presenta un numero di righe che dipende dal numero di segnali modulati in ampiezza presenti nel segnale complessivo sin(t). Ad esempio, qualora siano presenti sia il primo che il secondo segnale s1(t) e s2(t), lo spettro dei quarti campioni SIF3,C(n) presenta la prima e la seconda riga R1a, R1b, le quali si trovano rispettivamente a una terza frequenza di prima riga IF3a e a una terza frequenza di seconda riga IF3b, come mostrato in figura 7.

Ad esempio, assumendo che il secondo fattore di decimazione sia pari a venti, e con riferimento ancora al caso in cui fs2=20 kHz, si può imporre fs3=1 kHz; se la seconda frequenza di prima riga IF2a e la seconda frequenza di seconda riga IF2b sono approssimativamente pari (ad esempio) a 5 kHz, à ̈ possibile che la terza frequenza di prima riga IF3a e la terza frequenza di seconda riga IF3b risultino approssimativamente pari a 500 Hz.

La prima successione di blocchi di elaborazione 40 comprende quindi uno stadio stimatore 48, collegato al secondo stadio digitale di conversione 46 e ricevente in ingresso i quarti campioni SIF3,C(n).

In dettaglio, lo stadio stimatore 48 attende di ricevere un primo blocco di campioni formato da un numero M di quarti campioni SIF3,C(n), e quindi elabora, come descritto in seguito, tale primo blocco di campioni. Successivamente, lo stadio stimatore 48 itera le operazioni descritte, ed in particolare attende di ricevere un ulteriore blocco di campioni, e così di seguito.

In dettaglio, relativamente al primo blocco di campioni, lo stadio stimatore 48 esegue un algoritmo di stima sinusoidale, quale ad esempio una versione modificata del metodo di Prony nota come stima della densità spettrale di energia (“Energy Spectral Density Estimation†, ESD Estimation), la quale à ̈ descritta, ad esempio, in L. Marple, “Spectral line analysis by Pisarenko and Prony methods†, in IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing (ICASSP) †̃79, Aprile 1979, vol.4, pp.159-161, oppure in J.F. Hauer, C.J. Demeure, L.L. Scharf, “Initial results in Prony analysis of power system response signals†, IEEE Transactions on Power Systems, vol.5, no.1, pp.80-89, Febbraio 1990.

Ai fini pratici, lo stadio stimatore 48 determina, sulla base del primo blocco di campioni, un numero P di sinusoidi. Il numero P di sinusoidi à ̈ pari al numero di portanti presenti nel segnale complessivo sin(t), dal momento che ciascuna sinusoide corrisponde a una portante del segnale complessivo sin(t). Ad esempio, nel caso in cui il segnale complessivo sin(t) sia formato dal primo e dal secondo segnale s1(t), s2(t), il numero P di sinusoidi à ̈ pari a due.

Lo stadio stimatore 48 determina inoltre, per ciascuna sinusoide, e dunque per ciascuna portante presente nel segnale complessivo sin(t), una rispettiva terna di parametri, ciascuna terna comprendendo un’ampiezza stimata, una frequenza stimata e una fase stimata relative alla rispettiva sinusoide.

Le terne di parametri determinate dallo stadio stimatore 48 sono quindi fornite alla seconda successione di blocchi di elaborazione 42, come descritto in seguito. In particolare, la seconda successione di blocchi di elaborazione 42 comprende uno stadio ritardatore 50, il quale à ̈ collegato al primo stadio digitale di conversione 38, e ritarda i secondi campioni SIF2(n). In maggior dettaglio, lo stadio ritardatore 50 ritarda i secondi campioni SIF2(n) di una quantità pari al tempo di elaborazione della prima successione di blocchi 40, inteso come somma dei ritardi introdotti dal filtro numerico passa banda 44, dal secondo stadio digitale di conversione 46 e dallo stadio stimatore 48.

La seconda successione di blocchi di elaborazione 42 comprende inoltre uno stadio di cancellazione 52, che riceve in ingresso i secondi campioni SIF2(n), come ritardati dallo stadio ritardatore 50.

In maggior dettaglio, lo stadio di cancellazione 52 riceve in ingresso anche le terne di parametri determinate dallo stadio stimatore 48. Inoltre, lo stadio di cancellazione 52 genera un flusso di quinti campioni SIF2,NC(n), ottenuti eseguendo l’operazione:

P SIF2,NC<(>n<)>=SIF2<(>n<)>-åArk×cos<(>2pfrk× nTs 2+ jrk<)>(1)

k= 1

in cui si à ̈ impiegato un indice k per identificare le P sinusoidi determinate dallo stadio stimatore 48, e in cui Ark, frke φrkrappresentano, rispettivamente, l’ampiezza stimata, la frequenza stimata e la fase stimata relative alla k-esima sinusoide, come determinate dallo stadio stimatore 48.

Operativamente, lo stadio di cancellazione 52 elimina dai secondi campioni SIF2(n) (ritardati dallo stadio ritardatore 50) i contributi dovuti alle portanti, le quali, come à ̈ noto, non trasportano informazione relativa ai segnali modulanti; tali contributi dovuti alle portanti potrebbero causare interferenze nelle successive fasi di elaborazione. Ai fini pratici, a ciascuno dei secondi campioni SIF2(n) considerato viene sottratta una rispettiva P

<quantità pari a>Ã¥Ark×cos<(>2pfrk× nTs 2+ jrk<)>, cioà ̈ pari alla somma k= 1

di P campioni che corrispondono al secondo campione SIF2(n) considerato.

Si noti che la presenza dello stadio ritardatore 50 consente allo stadio di cancellazione 52 di eseguire l’operazione (1) in maniera tale per cui ciascuno dei quinti campioni SIF2,NC(n) viene elaborato sulla base di informazioni (le terne di parametri) determinate dallo stadio stimatore 48 anche sulla base del campione SIF2,NC(n) stesso.

I quinti campioni SIF2,NC(n) sono poi forniti in ingresso a un terzo stadio digitale di conversione 54, il quale fa parte della seconda successione di blocchi di elaborazione 42 ed à ̈ collegato, oltre che allo stadio di cancellazione 52, allo stadio stimatore 48.

In dettaglio, il terzo stadio digitale di conversione 54 Ã ̈ formato da uno stadio di selezione 56, da un moltiplicatore digitale 58, da un filtro numerico passa basso 60 e da un decimatore 62.

In maggior dettaglio, lo stadio di selezione 56 à ̈ collegato allo stadio stimatore 48 ed opera in maniera tale da selezionare, per ogni blocco di campioni, la terna di parametri avente la massima ampiezza stimata tra le terne di parametri determinate dallo stadio stimatore 48, alla quale ci si riferisce in seguito come alla terna di riferimento. A livello terminologico, nel seguito ci si riferisce all’ampiezza di riferimento Armax, alla frequenza di riferimento frmaxe alla fase di riferimento φrmaxper indicare l’ampiezza stimata, la frequenza stimata e la fase stimata della terna di riferimento.

Il moltiplicatore digitale 58 à ̈ collegato allo stadio di cancellazione 52 ed allo stadio di selezione 56. In dettaglio, il moltiplicatore digitale 58 genera sesti campioni SIF2,D+S(n) a partire dai quinti campioni SIF2,NC(n), mediante l’operazione:

SIF2,D+S(n )= SIF 2,NC(n )×Ar max×cos ( 2pfr max× nTs2+ jr max) (2)

in cui à ̈ comunque possibile utilizzare, in luogo dell’ ampiezza di riferimento Armax, un’ampiezza a piacere.

L’operazione (2) fa sì che lo spettro dei sesti campioni SIF2,D+S(n) presenti una componente somma ed una componente differenza, le quali hanno la medesima forma dello spettro dei quinti campioni SIF2,NC(n) (non mostrato), e distano in frequenza 2*frmax.

Il filtro numerico passa basso 60 à ̈ collegato al moltiplicatore digitale 58, in maniera tale da ricevere i sesti campioni SIF2,D+S(n), filtrarli e generare un flusso di settimi campioni S†BB(n). In particolare, il filtro numerico passa basso 60 ha una frequenza di taglio tale da cancellare la summenzionata componente somma, ma non la componente differenza. A titolo puramente esemplificativo, la frequenza di taglio del filtro numerico passa basso 60 può essere compresa tra 4 kHz e 6 kHz.

Per quanto concerne, invece, il decimatore 62, esso decima i settimi campioni S†BB(n) con un terzo fattore di decimazione, ad esempio frazionario e pari a 5/2, generando un flusso di ottavi campioni S’BB(n) ad una quarta frequenza di campionamento fs4.

In generale, la presenza del decimatore 62 à ̈ facoltativa, le operazioni che vengono descritte qui di seguito potendo essere eseguite direttamente sui settimi campioni S†BB(n), alla seconda frequenza di campionamento fs2. Tuttavia, nel seguito si fa riferimento, senza perdita di generalità, al caso in cui il terzo stadio digitale di conversione 54 comprende il decimatore 62.

Operativamente, il terzo stadio digitale di conversione 54 esegue una conversione in banda base dei quinti campioni SIF2,NC(n), tale conversione essendo di tipo coerente ed essendo basata sulla portante avente ampiezza massima tra le portanti presenti nel segnale complessivo sin(t), dunque sulla portante che si caratterizza per il miglior rapporto segnale rumore.

A valle del terzo stadio digitale di conversione 54, la seconda successione di blocchi di elaborazione 42 comprende uno stadio di soppressione di interferenza 64, il quale à ̈ collegato, oltre che al terzo stadio digitale di conversione 54, allo stadio stimatore 48.

Lo stadio di soppressione di interferenza 64 consente al ricevitore elettronico 20 di avere un funzionamento ottimale anche in uno scenario operativo in cui il segnale complessivo sin(t) comprende i summenzionati primo e secondo segnale s1(t), s2(t), e tali primo e secondo segnale s1(t), s2(t) sono modulati in ampiezza da un medesimo segnale modulante u(t). Ciò si verifica nel caso in cui due stazioni di controllo contigue trasmettano (su uno stesso canale di comunicazione) un medesimo segnale vocale, ad esempio la voce di un controllore di volo. In tale scenario, lo stadio di soppressione di interferenza 64 estrae il segnale modulante u(t). A tal fine, lo stadio di soppressione di interferenza 64 esegue sugli ottavi campioni S’BB(n) le operazioni mostrate in figura 8, generando un flusso di noni campioni SBB(n).

In particolare, lo stadio di soppressione di interferenza 64 verifica (blocco 640) se il numero P di sinusoidi determinate dallo stadio stimatore 48 à ̈ pari a uno, nel qual caso (uscita SI del blocco 640), i noni campioni SBB(n) sono posti pari agli ottavi campioni S’BB(n) (blocco 642).

Qualora il numero P di sinusoidi sia maggiore di uno (uscita NO del blocco 640), lo stadio di soppressione di interferenza 64 esegue una elaborazione digitale degli ottavi campioni S’BB(n), per esempio una equalizzazione nel dominio del tempo, tale equalizzazione potendo avvenire secondo una qualsiasi delle tecniche note in letteratura, quali ad esempio tecniche di equalizzazione di ampiezza di tipo “Zero Forcing†, oppure tecniche di demodulazione statistica di segnali analogici. Alternativamente, lo stadio di soppressione di interferenza 64 può avvalersi delle cosiddette tecniche di tipo a minimo errore quadratico medio (“Minimum Mean Square Error†, MMSE), oppure di tecniche basate sull’impiego di filtri di Kalman. A titolo esemplificativo, le operazioni mostrate in figura 8 e qui descritte fanno riferimento al caso in cui l’equalizzazione nel dominio del tempo sia effettuata implementando la cosiddetta tecnica di compensazione di ampiezza semplice (anche detta tecnica di “zero forcing†), cioà ̈ dividendo ciascuno degli ottavi campioni S’BB(n) per un rispettivo fattore di equalizzazione.

In particolare, lo stadio di soppressione di interferenza 64 seleziona (blocco 644), tra le P terne di parametri fornite dallo stadio stimatore 48, ciascuna terna di parametri, ad esclusione della terna di riferimento. Successivamente, per ciascuna terna di parametri selezionata, lo stadio di soppressione di interferenza 64 determina (blocco 646) le grandezze Ï k, Δfrke Δφrk, con k usato come indice delle terne di parametri selezionate, e dunque variabile tra 1 e P-1. In particolare, Ï kà ̈ pari al rapporto tra l’ampiezza stimata della terna selezionata e l’ampiezza stimata della terna di riferimento; Δfrkà ̈ la differenza tra la frequenza stimata della terna selezionata e la frequenza stimata della terna di riferimento; e infine Δφrkà ̈ la differenza tra la fase stimata della terna selezionata e la fase stimata della terna di riferimento.

In seguito, lo stadio di soppressione di interferenza 64 esegue (blocco 648) un’operazione di equalizzazione, mediante l’operazione:

S '

S (n )= BB ( n )

BB P-1(3) 1+årk ×cos<(>2pDfrk × nTs 4 D j rk<)>

k = 1

in cui Ts4rappresenta l’inverso della quarta frequenza di campionamento fs4. I noni campioni SBB(n) possono quindi essere inviati ad ulteriori stadi di elaborazione di per sé noti ed esterni al ricevitore elettronico 20.

Operativamente, in genere lo stadio di soppressione di interferenza 64 si trova ad operare con P=2, dal momento che, ai fini pratici, una situazione in cui à ̈ presente una terza portante con ampiezza stimata decisamente inferiore (almeno 6dB) rispetto alle ampiezze stimate di una prima e di una seconda portante risulta equiparabile a una situazione con due sole portanti.

In ogni caso, indipendentemente dal valore assunto da P, se il segnale complessivo sin(t) comprende P segnali modulati in ampiezza da un medesimo segnale modulante u(t), le operazioni di cui ai 644-648 consentono di estrarre il segnale modulante u(t). Si noti inoltre che, come accennato in precedenza, tale situazione si verifica quando due o più stazioni di controllo contigue trasmettono un medesimo segnale vocale, ad esempio formato dalla voce di un controllore di volo che si trova in un centro di controllo, il quale può essere ubicato a distanze differenti dalle due o più stazioni di controllo. In tal caso, infatti, la trasmissione del segnale vocale (opportunamente convertito in segnale elettromagnetico) dal centro di controllo alle due o più stazioni di controllo può avvenire in modo da equalizzare i ritardi dovuti alle differenti distanze che separano il centro di controllo dalle due o più stazioni di controllo; in tal modo, le due o più stazioni di controllo trasmettono segnali modulati dal medesimo segnale modulante u(t).

I vantaggi che il ricevitore elettronico 20 consente di ottenere emergono chiaramente dalla descrizione precedente. In particolare, il ricevitore elettronico 20 consente di demodulare efficacemente segnali modulati in ampiezza, anche nel caso in cui vengano ricevuti più segnali, generati da differenti oscillatori che operano ad una medesima frequenza nominale.

A titolo esemplificativo, il ricevitore elettronico 20 trova vantaggioso, ma non esclusivo impiego nel campo dei sistemi avionici. Infatti, come mostrato in modo schematico in figura 9, à ̈ possibile predisporre una rete di terra 70 formata da almeno da una prima stazione di controllo 72a e da una seconda stazione di controllo 72b, le quali hanno rispettivamente una prima ed una seconda area di copertura, indicate con 74a e 74b e parzialmente sovrapposte. Inoltre, sia la prima che la seconda stazione di controllo 72a, 72b possono avvalersi di un medesimo canale di comunicazione per trasmettere segnali modulati in ampiezza ad aeroplani che sorvolano le rispettive aree di copertura 74a, 74b. In altre parole, assumendo che la prima e la seconda stazione di controllo 72a, 72b generino i propri segnali di controllo mediante rispettivi oscillatori, tali oscillatori possono operare, ad un medesimo istante di tempo, a una medesima frequenza nominale, senza che siano degradate le comunicazioni con un eventuale aeroplano che si trova in corrispondenza di una regione 74c in cui la prima e la seconda area di copertura 74a, 74b si sovrappongono, a patto che l’aeroplano sia equipaggiato con il ricevitore elettronico 20 descritto.

In maggior dettaglio, assumendo che la prima e la seconda stazione di controllo 72a e 72b trasmettano, rispettivamente, un primo ed un secondo segnale di controllo, entrambi modulati in ampiezza, il ricevitore elettronico 20 opera in maniera tale da estrarre l’informazione associata al segnale di controllo la cui portante ha ampiezza maggiore in corrispondenza del ricevitore elettronico 20 stesso. Analogo beneficio si ha nel caso di più di due stazioni di controllo.

Pertanto, à ̈ ora possibile utilizzare un medesimo canale di comunicazione per due o più stazioni di controllo contigue, senza necessità di sintonizzare i ricevitori elettronici che equipaggiano gli aeroplani ad ogni cambio di area di copertura, e senza che i piloti percepiscano una degradazione delle comunicazioni con i controllori di volo in corrispondenza di aree di sovrapposizione tra differenti aree di copertura. Inoltre, à ̈ possibile che un singolo controllore di volo comunichi con un aeroplano su un medesimo canale di comunicazione per tutta la durata del volo dell’aeroplano stesso, indipendentemente dalle aree di copertura attraversate dall’aeroplano.

Si noti inoltre che il comportamento del ricevitore elettronico 20 non cambia nel caso in cui si rimuova l’ipotesi semplificativa di oscillatore locale 30 ideale, dal momento che eventuali non idealità dell’oscillatore locale 30, oppure del circuito elettronico di condizionamento 26, vengono trattate come se fossero non idealità degli oscillatori di trasmissione, cioà ̈ non idealità comuni ai segnali che formano il segnale complessivo sin(t). Pertanto, tali non idealità non influiscono negativamente sui noni campioni SBB(n).

Risulta infine evidente che al ricevitore elettronico 20 descritto possono essere apportate modifiche e varianti, senza per questo uscire dall’ambito della presente invenzione, definito dalle rivendicazioni allegate.

In particolare, lo stadio stimatore 48 può avvalersi di una tecnica di stima sinusoidale differente rispetto alla stima della densità spettrale di energia secondo il metodo di Prony. A titolo esemplificativo, lo stadio stimatore 48 può implementare il metodo di Pisarenko, descritto ad esempio in V.F. Pisarenko, “The retrieval of Harmonics from a Covariance Function†, Geophysical Journal of the Royal Astronomical Society, vo.33, no.3, pp.347-366, 1973. Lo stadio stimatore 48 può altresì implementare il cosiddetto metodo di classificazione multipla di segnali (“Multiple Signal Classification†, MUSIC), come descritto ad esempio in M.H. Hayes, Statistical Digital Signal Processing and Modeling, John Wiley & Sons, Inc., 1996, oppure in R.O. Schmidt, “Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation†, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol.34, no.3, pp.276-280, Marzo 1986. Inoltre, ulteriori tecniche che possono essere implementante dallo stadio stimatore 48 sono le cosiddette tecniche ai minimi quadrati (“Least Mean Square†, LMS), ai minimi quadrati ricorsivi (“Recursive Least Square, RLS), oppure tecniche di filtraggio ricorsivo statistico come il filtro di Kalman o il cosiddetto “Particle Filter†, tali tecniche essendo descritte, ad esempio, nel già citato H. Hayes, Statistical Digital Signal Processing and Modeling, John Wiley & Sons Inc., 1996.

Ulteriori forme di realizzazione del presente ricevitore elettronico 20 possono non comprendere il secondo stadio di conversione digitale 46, dal momento che lo stadio stimatore 48 può lavorare anche alla seconda frequenza di campionamento fs2, sebbene la presenza del secondo stadio di conversione digitale 46 consenta di ottimizzare il funzionamento dello stadio stimatore 48. Infatti, diminuendo la frequenza di campionamento dei campioni forniti in ingresso allo stadio stimatore 48, si riduce la complessità computazionale dello stadio stimatore 48 stesso, il quale opera, inoltre, con maggiore efficacia. Infatti, supponendo ad esempio che il numero di portanti presenti nel segnale complessivo sin(t) sia pari a due, a parità di differenza di frequenza effettiva tra le due portanti, lo stadio stimatore 48 discrimina le due portanti tanto meglio tanto più à ̈ bassa la frequenza di campionamento dei campioni forniti in ingresso allo stadio stimatore 48 stesso.

Claims (26)

1. RIVENDICAZIONI 1. Ricevitore elettronico di segnali modulati in ampiezza, comprendente: - mezzi campionatori (22,26,28,38) configurati per ricevere un segnale di ingresso (sin(t)) e generare una pluralità di campioni di ingresso (SIF2(n)) a partire dal segnale di ingresso (sin(t)); e - mezzi di filtraggio (44,46) configurati per filtrare i campioni di ingresso (SIF2(n)), e generare una pluralità di campioni da stimare (SIF3,C(n)); caratterizzato dal fatto di comprendere inoltre: - mezzi stimatori (48) configurati per determinare un numero (P) di funzioni sinusoidali a partire dai campioni da stimare (SIF3,C(n)), e per determinare, per ciascuna funzione sinusoidale, un corrispondente insieme di parametri; - mezzi cancellatori (52) configurati per generare una pluralità di campioni elaborati (SIF2,NC(n)) a partire dai campioni di ingresso (SIF2(n)) e dagli insiemi di parametri.
2. 2. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 1, comprendente inoltre: - primi mezzi selezionatori (56) riceventi gli insiemi di parametri e configurati per selezionare un insieme di riferimento; - mezzi moltiplicatori (58) configurati per generare una pluralità di campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) in funzione dei campioni elaborati (SIF2,NC(n)) e dei parametri di detto insieme di riferimento; e - mezzi soppressori di interferenza (64) collegati ai mezzi moltiplicatori (58) e ai mezzi stimatori (48), e configurati per generare una pluralità di campioni equalizzati (SBB(n)).
3. 3. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 2, in cui ciascun insieme di parametri comprende una rispettiva ampiezza stimata, una rispettiva frequenza stimata e una rispettiva fase stimata (“respective estimated phase†); e in cui i primi mezzi selezionatori (56) selezionano l’insieme di parametri avente ampiezza stimata massima.
4. 4. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 3, in cui i mezzi cancellatori (52) sono configurati per sottrarre a ciascun campione di ingresso (SIF2(n)) una corrispondente prima quantità ottenuta sommando un numero di contributi pari al numero (P) di funzioni sinusoidali, ciascun contributo essendo funzione dell’ampiezza stimata, della frequenza stimata e della fase stimata di un rispettivo insieme di parametri.
5. 5. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 4, in cui i mezzi moltiplicatori (58) sono inoltre configurati per moltiplicare ciascun campione elaborato (SIF2,NC(n)) per una corrispondente seconda quantità che à ̈ funzione di almeno un parametro fra la frequenza stimata, l’ampiezza stimata e la fase stimata dell’insieme di riferimento.
6. 6. Ricevitore elettronico secondo una rivendicazione qualsiasi da 2-5, comprendente inoltre un filtro numerico passa basso (60) configurato per filtrare i campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) e generare una pluralità di campioni convertiti (S†BB(n)).
7. 7. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 6, in cui i mezzi stimatori (48) sono inoltre configurati per processare i campioni da stimare (SIF3,C(n)) a blocchi di campioni, ciascun blocco di campioni essendo formato da un numero (M) di campioni; detto ricevitore elettronico comprendendo inoltre un ritardatore (50) disposto tra i mezzi campionatori (22,26,28,38) e i mezzi cancellatori (52), e configurato per ritardare i campioni di ingresso (SIF2(n)) in funzione di detto numero (M) di campioni.
8. 8. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 7, in cui i mezzi stimatori (48) sono inoltre configurati per eseguire, su detti blocchi di campioni, un metodo di stima sinusoidale a scelta tra: il metodo di stima della densità spettrale di energia secondo il metodo di Prony – ESD, il metodo MUSIC di classificazione multipla di segnali e il metodo di Pisarenko.
9. 9. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 7 o 8, in cui i mezzi soppressori di interferenza (64) comprendono: - mezzi di verifica (640) configurati per verificare se il numero (P) di funzioni sinusoidali à ̈ maggiore di uno; - secondi mezzi selezionatori (644) configurati per selezionare, qualora il numero (P) di funzioni sinusoidali sia maggiore di uno, ciascun insieme di parametri, ad esclusione dell'insieme di riferimento; e - primi mezzi calcolatori (646) configurati per determinare, per ciascun insieme di parametri selezionato, una rispettiva grandezza Ï k, indicativa del rapporto tra l’ampiezza stimata dell'insieme di parametri selezionato e l’ampiezza stimata dell'insieme di riferimento, una rispettiva grandezza Δfrk, indicativa della differenza tra la frequenza stimata dell'insieme di parametri selezionato e la frequenza stimata dell'insieme di riferimento, e una rispettiva grandezza Δφrk, indicativa della differenza tra la fase stimata dell'insieme di parametri selezionato e la fase stimata dell'insieme di riferimento.
10. 10. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 9, in cui i mezzi soppressori di interferenza (64) comprendono inoltre secondi mezzi calcolatori (648) configurati per generare i campioni equalizzati (SBB(n)) in funzione dei campioni convertiti (S†BB(n)) e delle grandezze Ï k, Δfrke Δφrkdeterminate.
11. 11. Ricevitore elettronico secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui i mezzi di filtraggio (44,46) comprendono un filtro numerico passa banda (44).
12. 12. Ricevitore elettronico secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui i mezzi di filtraggio (44,46) sono inoltre configurati per decimare i campioni di ingresso (SIF2(n)).
13. 13. Metodo di elaborazione di segnali modulati in ampiezza, comprendente le fasi (“steps†) di: - ricevere e campionare un segnale di ingresso (sin(t)), generando una pluralità di campioni di ingresso (SIF2(n)); - filtrare i campioni di ingresso (SIF2(n)), generando una pluralità di campioni da stimare (SIF3,C(n)); caratterizzato dal fatto di comprendere inoltre le fasi di: - determinare un numero (P) di funzioni sinusoidali a partire dai campioni da stimare (SIF3,C(n)); - determinare, per ciascuna funzione sinusoidale, un corrispondente insieme di parametri; - generare una pluralità di campioni elaborati (SIF2,NC(n)), a partire dai campioni di ingresso (SIF2(n)) e dagli insiemi di parametri determinati.
14. 14. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 13, comprendente inoltre le fasi di: - selezionare, tra gli insiemi di parametri determinati, un insieme di riferimento; e - generare una pluralità di campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) in funzione dei campioni elaborati (SIF2,NC(n)) e dei parametri di detto insieme di riferimento; e - generare una pluralità di campioni equalizzati (SBB(n)) in funzione dei campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) e degli insiemi di parametri.
15. 15. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 14, in cui ciascun insieme di parametri determinato comprende una rispettiva ampiezza stimata, una rispettiva frequenza stimata e una rispettiva fase stimata; e in cui la fase di selezionare un insieme di riferimento comprende selezionare l’insieme di parametri avente ampiezza stimata massima.
16. 16. Ricevitore elettronico secondo la rivendicazione 15, in cui la fase di generare una pluralità di campioni elaborati (SIF2,NC(n)) comprende sottrarre a ciascun campione di ingresso (SIF2(n)) una corrispondente prima quantità ottenuta sommando un numero di contributi pari al numero (P) di funzioni sinusoidali, ciascun contributo essendo funzione dell’ampiezza stimata, della frequenza stimata e della fase stimata di un rispettivo insieme di parametri.
17. 17. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 16, in cui la fase di generare una pluralità di campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) comprende moltiplicare ciascun campione elaborato (SIF2,NC(n)) per una corrispondente seconda quantità che à ̈ funzione di almeno un parametro fra la frequenza stimata, l’ampiezza stimata e la fase stimata dell’insieme di riferimento.
18. 18. Metodo di elaborazione secondo una rivendicazione qualsiasi da 14 a 17, comprendente inoltre la fase di effettuare un filtraggio passa basso dei campioni intermedi (SIF2,D+S(n)) per generare una pluralità di campioni convertiti (S†BB(n)).
19. 19. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 18, in cui la fase di determinare un numero (P) di funzioni sinusoidali comprende processare i campioni da stimare (SIF3,C(n)) a blocchi di campioni, ciascun blocco di campioni essendo formato da un numero (M) di campioni; il metodo di elaborazione comprendendo inoltre la fase di ritardare i campioni di ingresso (SIF2(n)) prima di eseguire la fase di generare una pluralità di campioni elaborati (SIF2,NC(n)).
20. 20. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 19, in cui la fase di determinare un numero (P) di funzioni sinusoidali comprende eseguire, su detti blocchi di campioni, un metodo di stima sinusoidale a scelta tra: il metodo di stima della densità spettrale di energia secondo il metodo di Prony – ESD, il metodo MUSIC di classificazione multipla di segnali e il metodo di Pisarenko.
21. 21. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 19 o 20, in cui la fase di generare una pluralità di campioni equalizzati (SBB(n)) comprende: - verificare se il numero (P) di funzioni sinusoidali à ̈ maggiore di uno; - qualora il numero (P) di funzioni sinusoidali sia maggiore di uno, selezionare ciascun insieme di parametri, ad esclusione dell'insieme di riferimento; - determinare, per ciascun insieme di parametri selezionato, una rispettiva grandezza Ï k, indicativa del rapporto tra l’ampiezza stimata dell'insieme di parametri selezionato e l’ampiezza stimata dell'insieme di riferimento; - determinare, per ciascun insieme di parametri selezionato, una rispettiva grandezza Δfrk, indicativa della differenza tra la frequenza stimata dell'insieme di parametri selezionato e la frequenza stimata dell'insieme di riferimento; e - determinare, per ciascun insieme di parametri selezionato, una rispettiva grandezza Δφrk, indicativa della differenza tra la fase stimata dell'insieme di parametri selezionato e la fase stimata dell'insieme di riferimento.
22. 22. Metodo di elaborazione secondo la rivendicazione 21, in cui la fase di generare una pluralità di campioni equalizzati (SBB(n)) comprende generare i campioni equalizzati (SBB(n)) in funzione dei campioni convertiti (S†BB(n)) e delle grandezze Ï k, Δfrke Δφrkdeterminate.
23. 23. Metodo di elaborazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui la fase di filtrare i campioni di ingresso (SIF2(n)) comprende effettuare un filtraggio numerico di tipo passa banda.
24. 24. Metodo di elaborazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui la fase di filtrare i campioni di ingresso (SIF2(n)) comprende inoltre effettuare una decimazione.
25. 25. Metodo di comunicazione tra un veicolo aeromobile e una rete di terra (70) formata da almeno una prima e una seconda stazione di controllo (72a,72b) aventi rispettivamente una prima area di copertura (74a) ed una seconda area di copertura (74b) parzialmente sovrapposte, comprendente le fasi di: - generare primi segnali di controllo da parte della prima stazione di controllo (72a), detti primi segnali di controllo essendo ottenuti modulando in ampiezza una prima portante ad una prima frequenza nominale; - generare secondi segnali di controllo da parte della seconda stazione di controllo (72b), detti secondi segnali di controllo essendo ottenuti modulando in ampiezza una seconda portante alla prima frequenza nominale; - ricevere, da parte del veicolo aeromobile, i primi ed i secondi segnali di controllo; ed - eseguire il metodo di elaborazione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 13 a 24.
26. 26. Metodo di comunicazione secondo la rivendicazione 25, in cui le fasi di generare primi e secondi segnali di controllo comprendono modulare in ampiezza la prima e la seconda portante con un medesimo segnale modulante.