ITTO20090482A1 - Circuito di generazione di un segnale di riferimento per un convertitore a/d di un trasduttore acustico microelettromeccanico e relativo metodo - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

del brevetto per invenzione industriale dal titolo: “CIRCUITO DI GENERAZIONE DI UN SEGNALE DI RIFERIMENTO PER UN CONVERTITORE A/D DI UN TRASDUTTORE ACUSTICO MICROELETTROMECCANICO E RELATIVO METODOâ€

La presente invenzione à ̈ relativa ad un circuito di generazione di un segnale di riferimento per un convertitore A/D, in particolare di un trasduttore acustico, ad esempio un microfono capacitivo microelettromeccanico (di tipo MEMS, Micro-Electro-Mechanical System), a cui la trattazione seguente farà esplicito riferimento senza per questo perdere in generalità; la presente invenzione à ̈ inoltre relativa ad un metodo di generazione di tale segnale di riferimento.

Come noto, un trasduttore acustico di tipo capacitivo, ad esempio un microfono MEMS, comprende generalmente un elettrodo mobile, realizzato come diaframma o membrana, disposto affacciato ad un elettrodo fisso, a realizzare i piatti di un condensatore di rilevamento a capacità variabile. L’elettrodo mobile à ̈ generalmente ancorato, mediante una sua porzione perimetrale, ad un substrato, mentre una sua porzione centrale à ̈ libera di muoversi o flettersi in risposta alla pressione esercitata da onde sonore incidenti. L’elettrodo mobile e l’elettrodo fisso realizzano un condensatore, e la flessione della membrana che costituisce l’elettrodo mobile causa una variazione di capacità di tale condensatore. In uso, tale variazione di capacità, funzione del segnale acustico da rilevare, viene trasformata in segnale elettrico analogico, che viene fornito come segnale di uscita del trasduttore acustico.

Tale segnale elettrico analogico viene generalmente convertito in un segnale digitale, per essere opportunamente processato. L’operazione di conversione à ̈ effettuata mediante un convertitore analogico/digitale (A/D) ed à ̈ basata, come noto, sul confronto del segnale elettrico analogico in ingresso al convertitore A/D con un segnale di riferimento VREFdi tensione, generato da un opportuno circuito esterno al convertitore A/D, e fornito su un morsetto di ingresso di quest’ultimo.

La risoluzione con cui un convertitore A/D effettua l’operazione di conversione à ̈ strettamente dipendente dal rumore sovrapposto al segnale di riferimento VREF. È dunque fondamentale, per garantire un elevato rapporto segnale/rumore, disporre di una tensione di riferimento VREFa basso rumore.

Per superare tale limitazione, Ã ̈ stata proposta una soluzione circuitale, mostrata in figura 1, in cui un filtro passa-basso 1, in configurazione RC, Ã ̈ collegato ad una uscita del circuito generatore di riferimento 2 tramite un proprio morsetto di ingresso 3, e ad un ingresso del convertitore analogico/digitale 4 tramite un proprio morsetto di uscita 5, ed ha la funzione di filtrare il segnale di riferimento VREFin modo da attenuarne le componenti di rumore.

In particolare, il filtro passa-basso 1 Ã ̈ realizzato da un resistore di filtro 6, collegato tra il morsetto di ingresso 3 e il morsetto di uscita 5, e da un condensatore di filtro 8 collegato tra lo stesso morsetto di uscita 5 ed un terminale di terra GND.

È stato tuttavia dimostrato che, affinché l’azione di filtraggio passa-basso sia efficace, à ̈ conveniente che il filtro passa-basso 1 presenti un polo a frequenza inferiore alla banda audio (indicativamente compresa tra 20Hz e 20kHz), preferibilmente a frequenza pari o inferiore a 1Hz. A tal fine, si utilizzano in genere condensatori di filtro 8 aventi un valore di capacità elevato (ad esempio nell’intervallo 100nF-10µF), e, tipicamente, non integrabili, come descritto ad esempio in US 2008/0224759. In alternativa, à ̈ possibile utilizzare valori di resistenza del resistore di filtro 6 estremamente elevati, compresi ad esempio tra 100GΩ e 100TΩ.

Come noto, poiché non risulta possibile nella tecnologia dei circuiti integrati realizzare resistori con valori di resistenza così elevati, à ̈ stato proposto l’utilizzo di dispositivi non lineari in grado di realizzare gli elevati valori di resistenza richiesti. Ad esempio, à ̈ stato a tal fine proposto l’utilizzo di una coppia di diodi in configurazione antiparallela, i quali realizzano una resistenza sufficientemente elevata quando su di essi cade una tensione di valore contenuto (dipendente dalla tecnologia di realizzazione dei diodi, ad esempio minore di 100 mV).

Come mostrato in figura 2, il resistore di filtro 6 può dunque essere realizzato da una rispettiva coppia di diodi in configurazione antiparallela.

In particolare, il resistore di filtro 6 Ã ̈ realizzato da un primo diodo 6a, con anodo collegato al morsetto di ingresso 3 e catodo collegato al morsetto di uscita 5, e da un secondo diodo 6b, con anodo collegato al morsetto di uscita 5 e catodo collegato al morsetto di ingresso 3.

Il problema principale di una tale architettura circuitale à ̈ rappresentato dall’elevato tempo di avvio (o di “start-up†) richiesto per fornire un segnale di riferimento VREFstabile al convertitore A/D 4, a causa della presenza della coppia di diodi 6a, 6b collegati in configurazione antiparallela e all’elevato valore di resistenza da essi realizzato. Il periodo di assestamento (“settling time†) di una simile configurazione può essere di minuti o persino di ore; prima del termine di tale periodo di assestamento, cioà ̈ per tutto il periodo di start-up del circuito, il corretto funzionamento del filtro passa-basso 1 non può essere garantito, così come non può essere garantita una tensione di riferimento VREFstabile. Durante il periodo di start-up, si verifica dunque inevitabilmente un degrado anche consistente delle prestazioni del convertitore A/D e del relativo microfono MEMS.

Solamente al termine del lungo periodo di start-up, la tensione al morsetto di uscita 5 si stabilizza al valore di riferimento desiderato.

Chiaramente, tempi di ritardo così lunghi non possono essere ad esempio accettati nelle comuni situazioni di utilizzo del microfono MEMS, quando invece risulta necessario garantire le prestazioni nominali con ritardi brevissimi, sia in accensione di un generico dispositivo elettronico incorporante il microfono MEMS che al rientro da una condizione cosiddetta di “power-down†(durante la quale il dispositivo stesso viene parzialmente spento per realizzare una condizione di risparmio energetico).

La presente invenzione si prefigge pertanto lo scopo di fornire un circuito di generazione di un segnale di riferimento per un convertitore A/D, in particolare di un trasduttore acustico, che consenta di superare tali inconvenienti.

Secondo la presente invenzione vengono pertanto forniti un circuito di generazione di un segnale di riferimento per un convertitore A/D ed il relativo metodo, come definiti nella rivendicazione 1 e 15, rispettivamente.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra un filtro passa-basso di tipo noto atto a filtrare un segnale di riferimento rumoroso per un convertitore analogico/digitale generato da un circuito generatore di segnale di riferimento;

- la figura 2 mostra una forma di realizzazione di tipo noto del filtro passa-basso di figura 1;

- la figura 3 mostra una forma di realizzazione di un circuito generatore di segnale di riferimento comprendente un filtro passa-basso integrato, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 4 mostra una forma di realizzazione del filtro passa-basso del circuito generatore di segnale di riferimento di figura 3;

- la figura 5 mostra una forma di realizzazione di un transistore connesso a diodo del filtro passa-basso di figura 4;

- la figura 6 mostra uno schema equivalente di funzionamento del filtro passa-basso di figura 5;

- la figura 7 mostra il circuito generatore di segnale di riferimento di figura 3 comprendente inoltre un buffer di pilotaggio di un carico capacitivo;

- la figura 8 mostra il circuito generatore di segnale di riferimento di figura 7 comprendente inoltre un anello di retroazione per la stabilizzazione del segnale di riferimento;

- la figura 9 mostra uno schema a blocchi di un microfono MEMS che comprende il circuito generatore di segnale di riferimento di figura 7 o 8;e

- la figura 10 mostra un dispositivo elettronico in cui il circuito generatore di segnale di riferimento secondo la presente invenzione può essere utilizzato.

In figura 3 à ̈ indicato con 11 un circuito generatore di segnale di riferimento migliorato secondo un aspetto della presente invenzione, e comprendente un filtro 10 di tipo passa-basso in configurazione RC. Elementi del filtro 10 analoghi ad elementi già descritti con riferimento alle figure 1 e 2 sono indicati con gli stessi numeri di riferimento. Il filtro 10 à ̈ configurato per ricevere sul morsetto di ingresso 3 un segnale di riferimento rumoroso VREFe generare in uscita sul morsetto di uscita 5 un segnale di riferimento filtrato VREF_FIL.

Il segnale di riferimento rumoroso VREFpuò essere generato da un circuito generatore di segnale di riferimento 2 di tipo noto, ad esempio un generatore di tipo band-gap. In questo caso, il filtro 10 à ̈ collegato tramite il proprio morsetto di ingresso 3 all’uscita del circuito generatore di riferimento 2.

A differenza dei filtri di tipo noto (del tipo mostrato in figura 1), la forma di realizzazione del filtro 10 prevede l’impiego di un interruttore di accensione 12, collegato in parallelo al resistore di filtro 6, ed azionabile selettivamente per realizzare un collegamento diretto a bassa impedenza tra il morsetto di ingresso 3 e il morsetto di uscita 5 del filtro 10. In particolare, l’interruttore di accensione 12, riceve un opportuno segnale di controllo S1 da una logica di controllo (non mostrata), ad esempio comprendente opportuni contatori e/o temporizzatori, in modo tale da risultare chiuso durante una fase di start-up del filtro 10 garantendo così un rapido assestamento dei valori di tensione del morsetto di uscita 5, e in modo tale da risultare aperto durante una successiva fase di normale funzionamento del filtro 10, garantendo così la corretta operazione di filtraggio del segnale di riferimento rumoroso VREF. La fase di start-up termina quando il morsetto di uscita 5 del filtro 10 ha raggiunto la tensione desiderata, cioà ̈ quando il condensatore di filtro 8 risulta completamente carico.

La presente richiedente ha constatato che , al fine di limitare l’introduzione di rumore o segnali parassiti da parte del filtro 10, à ̈ opportuno non introdurre giunzioni parassite connesse al morsetto di uscita 5. Una giunzione parassita connessa ad esempio tra il morsetto di uscita 5 e il terminale di terra GND potrebbe infatti spostare significativamente il punto di lavoro del filtro 10, causando una variazione del valore di tensione del segnale di riferimento rumoroso VREFe/o una variazione della frequenza di taglio.

La figura 4 mostra uno schema circuitale di una possibile realizzazione del filtro 10 di figura 3 in forma completamente integrata.

Il filtro 10 comprende uno stadio invertitore 20, che include un transistore T1, ad esempio un MOSFET di tipo P, e un transistore T2, ad esempio un MOSFET di tipo N. I transistori T1 e T2 sono controllati in conduzione e interdizione per mezzo del segnale di controllo S1. Con maggior dettaglio, il transistore T1 Ã ̈ collegato, tramite un suo terminale di sorgente, al morsetto di ingresso 3 e, tramite un suo terminale di pozzo, ad un terminale di pozzo del transistore T2. Il terminale di sorgente del transistore T2 Ã ̈ invece collegato al terminale di terra GND.

Il filtro 10 comprende inoltre una coppia di transistori T3 e T4, in configurazione a diodo, cioà ̈ aventi un proprio terminale di porta collegato con un proprio terminale di sorgente. In particolare, il terminale di porta del transistore T4 à ̈ collegato con il terminale di sorgente dello stesso transistore T4 tramite il transistore T1.

In maggior dettaglio, i transistori T3 e T4 comprendono un rispettivo terminale di sorgente collegato al morsetto di ingresso 3 ed un rispettivo terminale di pozzo collegato al morsetto di uscita 5. I transistori T3 e T4 sono pertanto collegati in parallelo tra loro.

Infine, il condensatore di filtro 8 à ̈ collegato tra il morsetto di uscita 5 e il terminale di terra GND, realizzando così il filtro passa-basso.

Mentre i transistori T1, T2 e T4 possono essere generici transistori, al fine di eliminare (o comunque limitare notevolmente) giunzioni parassite tra il morsetto di uscita 5 e il terminale di terra GND, il transistore T3 comprende vantaggiosamente uno strato di isolamento, polarizzato ad un valore di tensione Vdd, ad esempio compresa tra 1V e 5V, preferibilmente pari a 1.8V, atto a isolare elettricamente il transistore T3 dal substrato in cui tale transistore, in generale, i componenti descritti del filtro 10), sono realizzati. La figura 5 mostra una vista in sezione di un transistore T3, di tipo MOSFET, atto a tale scopo.

Come mostrato in figura 5, il transistore T3 comprende un substrato 21, di tipo P, collegato al terminale di terra GND; una regione di isolamento 22, di tipo N, disposta a contatto con il substrato 21 ed elettricamente collegata ad un terminale di polarizzazione 23, configurato per polarizzare la regione di isolamento 22 alla tensione Vdd; una regione di sacca 24, di tipo P, isolata dal substrato 21 tramite la regione di isolamento 22; una regione di sorgente 25, di tipo N, formata nella regione di sacca 24 e collegata al morsetto di ingresso 3; una regione di pozzo 26, di tipo N, formata nella regione di sacca 24 e collegata al morsetto di uscita 5; e una regione di porta 27, collegata al morsetto di ingresso 3 e isolata dalla regione di sacca 24 mediante una regione di dielettrico 28.

Come si può notare in figura 5, la configurazione a diodo prevede che la regione di porta 27, la regione di sorgente 25 e la regione di sacca 24 siano collegate tra loro.

Tornando alla figura 4, durante la fase di start-up del filtro 10, il segnale di controllo S1 comanda in conduzione il transistore T2 e in interdizione il transistore T1. In questo modo, il transistore T4, di tipo P, à ̈ polarizzato in conduzione dal segnale proveniente dal terminale di terra GND, mettendo in collegamento diretto a bassa impedenza il morsetto di ingresso 3 con il morsetto di uscita 5, per caricare il condensatore di filtro 8. Quando il valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILsul morsetto di uscita 5, ovvero la tensione sul condensatore di filtro 8, eguaglia il valore di tensione del segnale di riferimento rumoroso VREF( a tal fine, noto il tempo necessario a caricare il condensatore di filtro 8, si può vantaggiosamente utilizzare un temporizzatore digitale), il segnale di controllo S1 commuta, comandando il transistore T1 in conduzione e il transistore T2 in interdizione. Conseguentemente, le tensioni VGStra il terminale di porta e quello di sorgente del transistore T4 e del transistore T3 sono sostanzialmente uguali tra loro e pari a 0V, e i transistori T3 e T4 risultano entrambi spenti e realizzano il primo ed il secondo diodo 6a, 6b. Si noti dunque che il transistore T4 realizza, in uso, sia l’interruttore di accensione 12 che il secondo diodo 6b.

La figura 6 mostra uno schema equivalente durante una fase di funzionamento del filtro di figura 4 in cui sono mostrati un primo ed un secondo elemento parassita 30, 31, in particolare due diodi parassiti, generati internamente ai transistori T3 e T4.

Il transistore T4, di tipo noto, Ã ̈ formato da un substrato di tipo P, comune al substrato 21 del transistore T3 di figura 5 e dunque collegato al terminale di terra GND, e da una propria regione di sacca di tipo N, in cui sono formate le regioni di pozzo e sorgente del transistore T4. La regione di sacca forma quindi con il substrato una giunzione PN collegata tra il morsetto di ingresso 3 e il terminale di terra GND. Tale giunzione PN Ã ̈ indicata in figura 6 come un primo elemento parassita 30.

Analogamente, con riferimento alla figura 5, la regione di isolamento 22 e la regione di sacca 24 del transistore T3 realizzano una giunzione PN collegata tra il morsetto di ingresso 3 e il terminale di polarizzazione 23. Tale giunzione PN Ã ̈ mostrata in figura 6 come un secondo elemento parassita 31.

Il primo ed il secondo elemento parassita 30, 31 sono pertanto collegati vantaggiosamente al morsetto di ingresso 3 del filtro 10 e non al morsetto di uscita 5, senza causare in questo modo i problemi precedentemente discussi a tale riguardo.

Dimensionando opportunamente i transistori T3 e T4, à ̈ possibile definire con precisione a quale frequenza introdurre il polo del filtro 10. Ad esempio, fissata una lunghezza di canale L dei transistori T3 e T4, à ̈ possibile variare la larghezza di canale W. In particolare, aumentando il valore di larghezza di canale W, i transistori T3 e T4 risultato più conduttivi e il polo del filtro si sposta a frequenze più elevate; al contrario, riducendo la larghezza di canale W i transistori T3 e T4 risultato meno conduttivi e il polo del filtro si sposta a frequenze inferiori.

Se il segnale di riferimento filtrato VREF_FILgenerato dal circuito generatore di segnale di riferimento 11 viene utilizzato per caricare delle capacità, come ad esempio avviene nel caso in cui il circuito generatore di segnale di riferimento 11 sia collegato ad un convertitore A/D 4, quest’ultimo essendo realizzato con la tecnica a capacità commutate (“switched capacitor†), à ̈ opportuno interporre un circuito di buffer tra il circuito generatore di segnale di riferimento 11 e il convertitore A/D 4, al fine di poter pilotare il carico capacitivo.

Tale circuito di buffer à ̈ vantaggiosamente realizzato in modo tale da avere un’impedenza di ingresso superiore a quella del filtro 10, al fine di non degradare le prestazioni di quest’ultimo, in particolare in termini di rumore e quindi di precisione del valore di tensione di riferimento realizzato.

La figura 7 mostra un circuito generatore di segnale di riferimento 11 comprendente un circuito di buffer 40, a sua volta comprendente un dispositivo amplificatore 42, ad esempio un amplificatore a singolo stadio in tecnologia CMOS. Il dispositivo amplificatore possiede un morsetto invertente 42’ ed un morsetto non invertente 42†. Il morsetto non invertente 42†à ̈ collegato al morsetto di uscita 5 del filtro 10, mentre il morsetto invertente 42’ à ̈ collegato al morsetto di uscita del dispositivo amplificatore 42, in configurazione a inseguitore di tensione (“voltage follower†).

In generale, un circuito di buffer introduce rumore sul segnale che esso genera in uscita; in particolare, il rumore in tensione introdotto da un circuito di buffer comprendente un amplificatore a singolo stadio, come ad esempio il circuito di buffer 40, Ã ̈ dato dalla formula (1):

2 KT× gV<NOISE>_<BUFF>= , (1)

CLOAD _ TOT

dove γ à ̈ il fattore di rumore dei transistori MOSFET del dispositivo amplificatore 42, K à ̈ la costante di Boltzmann, T à ̈ la temperatura espressa in gradi Kelvin, e CLOAD_TOTà ̈ la capacità totale vista in uscita dal dispositivo amplificatore 42.

Dunque, risulta chiaro che aumentando il carico capacitivo à ̈ possibile ridurre ulteriormente il rumore introdotto, tipicamente a scapito di un maggior consumo di corrente.

La figura 7 mostra uno stadio di ingresso del convertitore A/D 4 schematizzato come un generico carico capacitivo a capacità commutate, pilotato dal circuito di buffer 40 e comprendente un primo interruttore di carico 46, avente un primo ed un secondo morsetto 46’ e 46†, e collegato all’uscita del dispositivo amplificatore 42 tramite il primo morsetto 46’; un condensatore di carico 47, avente valore di capacità CLOAD, collegato tra il secondo morsetto 46†del primo interruttore di carico 46 e il terminale di terra GND; e un secondo interruttore di carico 48, collegato in parallelo al condensatore di carico 47.

Sulla base della formula (1), al fine di ridurre il rumore in tensione introdotto dal circuito di buffer 40, il circuito di buffer 40 comprende inoltre un condensatore di compensazione 50, avente valore di capacità CCOMP, collegato tra l’uscita del dispositivo amplificatore 42 e il terminale di terra GND. Il valore di capacità CLOAD_TOTsecondo la formula (1) à ̈ pertanto dato da CLOAD_TOT=CCOMP+CLOAD. Pertanto, come mostrato dalla precedente formula (1), scegliendo opportunamente il valore di capacità CCOMPà ̈ possibile mantenere il rumore generato dal circuito di buffer 40 entro i limiti desiderati. Esiste tuttavia un problema di accoppiamento capacitivo tra l’ingresso e l’uscita del dispositivo amplificatore 42. Quando il primo interruttore di carico 46 à ̈ comandato in conduzione, la tensione di uscita del circuito di buffer 40 si porta ad una tensione più bassa del valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILT, a causa della partizione di carica tra il condensatore di compensazione 50 e il condensatore di carico 47, per poi tornare al valore della tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILTdopo un periodo di transitorio che dipende dalle caratteristiche del dispositivo amplificatore 42. Questo disturbo compare, attenuato, anche all’ingresso del circuito di buffer 40, a causa dell’accoppiamento capacitivo tra gli ingressi 42’ e 42†del dispositivo amplificatore 42. L’effetto dell’accoppiamento à ̈ tuttavia tanto minore quanto maggiore à ̈ il valore di capacità del condensatore di filtro 8.

Durante un periodo di transitorio, in seguito alla chiusura del primo interruttore di carico 46, il condensatore di compensazione 50 si scarica, per accoppiamento capacitivo anche il condensatore di filtro 8 si scarica, e il condensatore di carico 47 si carica; di conseguenza, il primo e il secondo diodo 6a e 6b del filtro 10 sono sottoposti ad una tensione, tale da far scorrere attraverso di essi una corrente che carica nuovamente il condensatore di filtro 8. A causa dell’azione combinata del circuito di buffer 40, che tende a ristabilire la tensione sulla sua uscita al valore precedente alla chiusura dell’interruttore di carico 46, e della carica che fluisce al condensatore di filtro 8 tramite il primo e il secondo diodo 6a e 6b, durante il periodo di transitorio, il valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILcresce oltre il valore di tensione del segnale di riferimento rumoroso VREF, fino a raggiungere un punto di equilibrio nel quale il trasferimento medio di carica attraverso i diodi 6a e 6b à ̈ nullo. Questo effetto, non gradito, può essere ridotto aumentando uno o tutti tra il valore di capacità CCOMPdel condensatore di compensazione 50, il valore di capacità CLOADdel condensatore di carico 47, la banda passante del circuito di buffer 40 (aumentando la corrente fornita al dispositivo amplificatore 42) o comunque velocizzandone il tempo di assestamento (“settling†), in modo di per sé noto.

Un’implementazione particolarmente vantaggiosa prevede l’utilizzo di un amplificatore a singolo stadio, con funzionamento in classe AB (ad esempio del tipo mostrato e descritto in A. J. Lòpez-Martìn, S. Baswa, J. Ramirez-Angulo,R. G. Carvajal, “Low-VoltageSuper Class AB CMOS OTA Cells With Very High Slew Rate and Power Efficiency†, IEEE Journal of Solid-State Circuits, ma altri amplificatori a singolo stadio di tipo noto possono essere usati). È così possibile contenere il rumore sul riferimento e allo stesso tempo minimizzare gli effetti della tensione di contraccolpo (“kick-back†) della carica che si manifesta in parecchi convertitori A/D, con un consumo di corrente ridotto.

In questo modo à ̈ inoltre possibile realizzare un filtro 10 con una caduta ai suoi capi dell’ordine di alcuni mV che percentualmente non impatta sulle prestazioni del sistema in cui il filtro 10 opera, a patto che la tensione di riferimento sia sufficientemente elevata (ad esempio 1V o più).

Infine, come mostrato in figura 8, à ̈ possibile aggiungere al circuito generatore di segnale di riferimento 11 un anello di controllo 51 (correggi la figura, dove à ̈ indicato con 51), comprendente un dispositivo comparatore 52 e una logica OR 53, in grado di resettare il filtro 10 nel caso in cui il valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILsull’uscita del filtro 10 si abbassasse oltre un certo limite, ad esempio di un valore compreso tra 1% e 10 % del valore di tensione del segnale di riferimento VREF.

La figura 8 mostra un circuito generatore di segnale di riferimento 11 in cui il circuito generatore di segnale di riferimento 2 Ã ̈ in questa figura schematizzato mostrando esclusivamente uno stadio di uscita di un circuito bandgap di tipo noto, e comprende un terminale di alimentazione 54, alimentato ad una tensione di alimentazione VAL; un transistore 56, appartenente ad uno specchio di corrente dello stadio di uscita del circuito bandgap, avente un proprio primo terminale collegato al terminale di alimentazione 54 ed un proprio secondo terminale collegato al morsetto di ingresso 3 del filtro 10; un primo resistore di riferimento 58, avente un proprio primo terminale collegato al morsetto di ingresso 3 del filtro 10; e un secondo resistore di riferimento 59, avente un proprio primo terminale collegato ad un secondo terminale del primo resistore di riferimento 58 ed un proprio secondo terminale collegato al terminale di terra GND. Il primo ed il secondo resistore di riferimento 58, 59 realizzando dunque un partitore resistivo.

Il dispositivo comparatore 52 dell’anello di controllo 51 riceve su un suo primo ingresso il segnale di riferimento filtrato VREF_FIL(come presente sul morsetto di uscita 5 del filtro 10) e su un suo secondo ingresso una tensione di confronto V1, correlata alla tensione di riferimento rumoroso VREF, ed in particolare ottenuta prelevando la tensione di partizione presente sul primo terminale del secondo resistore di riferimento 59. La tensione di confronto V1à ̈ pertanto inferiore alla tensione di riferimento rumoroso VREFed il suo valore (ad esempio compreso nell’intervallo 10-100 mV) dipende dal valore di resistenza scelto per il primo e secondo resistore di riferimento 58, 59.

Il dispositivo comparatore 52, dopo aver effettuato l’operazione di comparazione tra il valore di tensione del segnale di riferimento rumoroso VREFe la tensione di confronto V1, genera in uscita un segnale binario, che viene fornito su un primo ingresso della logica OR 53. La logica OR 53 riceve su un suo secondo ingresso il segnale di controllo S1, ad esempio anch’esso di tipo binario, e genera in uscita un ulteriore segnale di controllo S2.

In condizioni di funzionamento normale, il segnale di controllo S1 ha valore logico basso, il valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILnon scende sotto il valore di soglia definito dalla tensione di confronto V1e il valore logico del segnale di controllo S2 à ̈ uguale al valore logico del segnale di controllo S1. Con riferimento alla figura 3, in questa condizione l’interruttore di accensione 12 à ̈ comandato in interdizione. Se il valore di tensione del segnale di riferimento filtrato VREF_FILscende sotto il valore di soglia definito dalla tensione di confronto V1, il segnale generato dal dispositivo comparatore 52 ha valore logico alto, e di conseguenza anche il segnale di controllo S2 acquista valore logico alto. In questo caso, il transistore T4 (ovvero, con riferimento alla figura 3, l’interruttore di accensione 12) à ̈ comandato in conduzione e la tensione sul condensatore di filtro 8 (ovvero la tensione al morsetto di uscita 5 del filtro 10) viene riportata al valore opportuno mediante il collegamento a bassa impedenza con il morsetto di ingresso 3.

Risulta evidente che, variando il valore di resistenza del primo e del secondo resistore di riferimento 58, 59, Ã ̈ possibile variare il valore di tensione di confronto V1, di conseguenza variando la soglia di comparazione del dispositivo comparatore 52.

Le caratteristiche precedentemente elencate rendono particolarmente vantaggioso l’utilizzo del circuito generatore di segnale di riferimento 11 all’interno di un microfono MEMS 90.

Come mostrato in figura 9, un microfono MEMS 90 comprende due diversi blocchi: un blocco meccanico 91, essenzialmente costituito dal sensore sensibile agli stimoli acustici (realizzato da almeno due elettrodi, di cui uno mobile), ed un blocco di trattamento segnale 92 (ASIC) configurato per polarizzare correttamente il sensore e ad elaborare opportunamente il segnale elettrico generato dal sensore per produrre su un’uscita del microfono MEMS 90 un segnale digitale che può essere processato da, ad esempio, un microcontrollore (non mostrato) atto allo scopo.

Il blocco di trattamento segnale 92 comprende a sua volta una pluralità di sottoblocchi funzionali. In particolare, il blocco di trattamento segnale 92 comprende una pompa di carica 93, che permette di generare una tensione opportuna per la polarizzazione del sensore del blocco meccanico 91; un preamplificatore 94, atto ad amplificare il segnale elettrico generato dal sensore; il convertitore analogico/digitale 4, ad esempio di tipo Sigma Delta, configurato per ricevere il segnale elettrico amplificato dal preamplificatore 94, di tipo analogico, e convertirlo in un segnale digitale; il circuito generatore di segnale di riferimento 11 secondo la presente invenzione, collegato al convertitore analogico/digitale 4; un driver 95, atto a fungere da interfaccia tra il convertitore analogico/digitale 4 e un sistema esterno, ad esempio un microcontrollore.

Inoltre, il microfono MEMS 90 può comprendere una memoria 96 (volatile o non volatile), ad esempio programmabile dall’esterno in modo da permettere l’utilizzo del microfono MEMS 90 secondo diverse configurazioni (ad esempio, di guadagno).

Le caratteristiche precedentemente elencate rendono particolarmente vantaggioso l’utilizzo del circuito generatore di segnale di riferimento 11, e del microfono MEMS 90 in cui tale circuito generatore di segnale di riferimento 11 à ̈ implementato, in un dispositivo elettronico 100, come mostrato in figura 10 (tale dispositivo elettronico 100 può eventualmente comprendere ulteriori microfoni MEMS, in modo non illustrato). Il dispositivo elettronico 100 à ̈ preferibilmente un dispositivo di comunicazione mobile, come ad esempio un cellulare, un PDA, un notebook, ma anche un registratore vocale, un lettore di file audio con capacità di registrazione vocale, ecc. In alternativa, il dispositivo elettronico 100 può essere un idrofono, in grado di lavorare sott’acqua, oppure un dispositivo di ausilio all’udito (cosiddetto “hearing aid†).

Il dispositivo elettronico 100 comprende un microprocessore 101 ed un’interfaccia di ingresso/uscita 103, ad esempio dotata di una tastiera e di un video, anch’essa collegata al microprocessore 101. Il microfono MEMS 90 comunica con il microprocessore 101 tramite il blocco di trattamento segnale 92. Inoltre, può essere presente un altoparlante 106, per generare suoni su un’uscita audio (non mostrata) del dispositivo elettronico 100.

Da un esame delle caratteristiche della presente invenzione sono evidenti i vantaggi che essa consente di ottenere.

In particolare, il circuito generatore di segnale di riferimento 11 secondo la presente invenzione ha un tempo di accensione ridotto, dell’ordine di circa 10ms, un consumo contenuto e fornisce in uscita un segnale di riferimento filtrato VREF_FIL(ad esempio utilizzabile come segnale di riferimento per un convertitore analogico/digitale) caratterizzato da basso rumore, in particolare in banda audio, e con capacità di pilotaggio (ad esempio di un carico a capacità commutate).

Inoltre, avendo area ridotta, tale circuito può essere completamente integrato in tecnologia CMOS.

Tali caratteristiche rendono dunque particolarmente vantaggioso l’utilizzo del circuito generatore di segnale di riferimento 11 per un convertitore analogico digitale di tipo Sigma Delta.

Tuttavia, la presente invenzione può essere utilizzata con un convertitore analogico/digitale di qualsiasi tipo.

Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall’ambito di protezione della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, à ̈ evidente che il generatore di segnale di riferimento 11 secondo la presente invenzione può essere utilizzato per altre applicazioni in cui sia richiesto l’utilizzo di un segnale di riferimento filtrato avente le caratteristiche precedentemente evidenziate, ed inoltre che lo stesso convertitore analogico/digitale utilizzante tale generatore di segnale di riferimento può essere utilizzato in altre applicazioni ed in abbinamento con altri circuiti e dispositivi elettronici, in cui il rumore deve essere attenuato in una banda che non comprende la continua.

Claims (16)

1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito di generazione di un segnale di riferimento (11) per un convertitore analogico/digitale (4), comprendente: uno stadio di generazione di segnale (2), configurato per generare un primo segnale di riferimento (VREF) su un primo morsetto di riferimento (3); mezzi di filtraggio (10) interposti tra detto primo morsetto di riferimento (3) ed un secondo morsetto di riferimento (5) atto ad essere collegato a detto convertitore analogico/digitale (4), configurati in modo da determinare un filtraggio di disturbi presenti su detto primo segnale di riferimento (VREF) e fornire in uscita su detto secondo morsetto di riferimento (5) un segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL),; caratterizzato dal fatto di comprendere mezzi interruttori (12) azionabili in modo da collegare detto primo morsetto di riferimento (3) a detto secondo morsetto di riferimento (5), direttamente durante una fase di avvio di detto circuito di generazione di un segnale di riferimento (11), e attraverso detti mezzi di filtraggio (10) una volta terminata detta fase di avvio.
2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui detti mezzi di filtraggio (10) comprendono un primo elemento resistivo (6) ad alta impedenza interposto tra detto primo morsetto di riferimento (3) e detto secondo morsetto di riferimento (5); ed in cui detti mezzi interruttori comprendono un primo elemento interruttore (12) collegato in parallelo a detto primo elemento resistivo (6) ed azionabile per cortocircuitare detto primo elemento resistivo durante detta fase di avvio.
3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui detto primo elemento resistivo (6) comprende un primo elemento a diodo (6a) ed un secondo elemento a diodo (6b) collegati in antiparallelo; ed in cui detto primo elemento interruttore (12) comprende un primo transistore (T4) azionabile in una prima condizione operativa di conduzione a bassa impedenza in cui costituisce un collegamento a bassa impedenza tra detto primo morsetto di riferimento (3) e detto secondo morsetto di riferimento (5), cortocircuitando detto primo elemento resistivo (6), ed in una seconda condizione operativa ad alta impedenza, in cui costituisce detto secondo elemento a diodo (6b) di detto primo elemento resistivo (6) ad alta impedenza e realizza un collegamento ad alta impedenza tra detto primo morsetto di riferimento (3) e detto secondo morsetto di riferimento (5).
4. 4. Circuito secondo la rivendicazione 3, in cui detto primo elemento a diodo (6a) Ã ̈ definito da un secondo transistore (T3) in configurazione a diodo, collegato tra detto primo morsetto di riferimento (3) e detto secondo morsetto di riferimento (5).
5. 5. Circuito secondo la rivendicazione 3 o 4, comprendente inoltre uno stadio di controllo (20) configurato in modo da controllare detto primo transistore (T4), detto stadio di controllo comprendendo un terzo (T1) ed un quarto (T2) transistore in configurazione ad invertitore, detto terzo e quarto transistore essendo alternativamente controllati in conduzione e interdizione mediante un primo segnale di controllo (S1) ed essendo configurati per polarizzare alternativamente un terminale di controllo di detto primo transistore (T4) con un segnale di terra (GND) o con detto primo segnale di riferimento (VREF), per realizzare alternativamente detto collegamento a bassa impedenza o detto collegamento ad alta impedenza tra detto primo morsetto di riferimento (3) e detto secondo morsetto di riferimento (5).
6. 6. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 3-5, in cui detti mezzi di filtraggio (10) comprendono inoltre un condensatore di filtro (8) collegato a detto secondo morsetto di riferimento (5), in cui detto primo elemento a diodo (6a), detto primo transistore (T4) azionato in detta seconda condizione operativa ad alta impedenza e detto condensatore di filtro (8) formano un filtro passa-basso.
7. 7. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre un circuito di buffer (40), collegato a detto secondo morsetto di riferimento (5) e configurato per pilotare in uscita un carico capacitivo (47); in cui detto circuito di buffer (40) comprende: un dispositivo amplificatore (42), preferibilmente un amplificatore a singolo stadio, in configurazione a inseguitore di tensione configurato per ricevere su un suo ingresso non invertente (42†) detto segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL); e un condensatore di compensazione (50), collegato ad una uscita (46’) di detto dispositivo amplificatore (42) ed atto ad essere collegato in parallelo a detto carico capacitivo (47).
8. 8. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 3-7, comprendente inoltre un anello di controllo (51) configurato in modo da comandare detto primo transistore (T4) in conduzione a bassa impedenza nel caso in cui detto segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL) presenti una data relazione con una soglia.
9. 9. Circuito secondo la rivendicazione 8, in cui detto anello di controllo (51) include un dispositivo comparatore (52) ed un blocco di logica (53); detto dispositivo comparatore (52) essendo configurato per ricevere su un suo primo ingresso detto segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL) e su un suo secondo ingresso un segnale di confronto (V1), correlato a detto primo segnale di riferimento (VREF) e definente detta soglia, e fornire in uscita un risultato di una comparazione tra detto segnale di confronto (V1) e detto segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL); e detto blocco di logica (53) essendo configurato per ricevere su un suo primo ingresso detto risultato di detta comparazione e su un suo secondo ingresso detto primo segnale di controllo (S1), e fornire in uscita un secondo segnale di controllo (S2) atto a comandare detto primo transistore (T4) in conduzione a bassa impedenza se il segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL) scende sotto detta soglia.
10. 10. Dispositivo elettronico (100), comprendente un convertitore analogico/digitale (4) ed un circuito di generazione di segnale di riferimento (11), secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti e atto a fornire detto segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL) ad un ingresso di riferimento di detto convertitore analogico/digitale (4).
11. 11. Dispositivo secondo la rivendicazione 10 quando dipendente dalla rivendicazione 7, in cui detto convertitore analogico/digitale (4) presenta uno stadio di ingresso definente un carico capacitivo (47) di tipo a capacità commutate; ed in cui detto circuito di generazione di segnale di riferimento (11) à ̈ configurato in modo da pilotare detto carico capacitivo (47).
12. 12. Dispositivo secondo la rivendicazione 10 o 11, comprendente inoltre un trasduttore acustico (91) configurato in modo da generare un segnale di rilevamento analogico; in cui detto convertitore analogico/digitale (4) Ã ̈ accoppiato operativamente a detto trasduttore acustico per convertire detto segnale di rilevamento analogico in un segnale di rilevamento digitale.
13. 13. Dispositivo secondo la rivendicazione 12, in cui detto trasduttore acustico (91) Ã ̈ un microfono MEMS di tipo capacitivo; e detto circuito di generazione di segnale di riferimento (11) Ã ̈ di tipo totalmente integrato in tecnologia CMOS.
14. 14. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 10-13, in cui detto dispositivo elettronico (100) essendo scelto nel gruppo comprendente: un cellulare, un PDA, un notebook, un registratore vocale, un lettore audio con funzionalità di registratore vocale, una consolle per videogiochi, un idrofono, un dispositivo di ausilio all’udito.
15. 15. Metodo di generazione di un segnale di riferimento atto ad essere utilizzato per un convertitore analogico/digitale (4), comprendente le fasi di: generare un primo segnale di riferimento (VREF) su un primo morsetto di riferimento (3); filtrare disturbi presenti su detto primo segnale di riferimento (VREF) mediante mezzi di filtraggio (10) interposti tra detto primo morsetto di riferimento (3) ed un secondo morsetto di riferimento (5) atto ad essere collegato a detto convertitore analogico/digitale (4), per fornire in uscita su detto secondo morsetto di riferimento (5) un segnale di riferimento filtrato (VREF_FIL); caratterizzato dal fatto di comprendere inoltre le fasi di: collegare detto primo morsetto di riferimento (3) a detto secondo morsetto di riferimento (5) direttamente durante una fase di avvio di detta generazione di un segnale di riferimento (11); e collegare detto primo morsetto di riferimento (3) a detto secondo morsetto di riferimento (5) attraverso detti mezzi di filtraggio (10) una volta terminata detta fase di avvio, in modo da consentire detta fase di filtrare disturbi presenti su detto primo segnale di riferimento (VREF).
16. 16. Metodo secondo la rivendicazione 15, comprendente inoltre la fase di collegare detto secondo morsetto di riferimento (5) a detto primo morsetto di riferimento (3) mediante un collegamento a bassa impedenza durante detta fase di avvio, e ad un primo elemento resistivo (6) ad alta impedenza di detti mezzi di filtraggio (10) al termine di detta fase di avvio.