IT201800002258A1 - Tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore, per il comando di dispositivi elettronici. - Google Patents

Description

Descrizione a corredo di una domanda di Brevetto per invenzione avente per titolo: Tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore, per il comando di dispositivi elettronici.

DESCRIZIONE

La presente innovazione riguarda la realizzazione di una tastiera utilizzando il contatto con le dita che agisce nel cambiamento di fase di un segnale stimolatore.

La Scudomatica ha messo a punto una tastiera di interfaccia umana verso un Sistema di gestione di dispositivi elettronici nell'ambito dei sistemi domotici. Un Sistema digitale dotato di tastiera a pulsanti, può essere sostituito da un sistema con solo contatto senza l'esercizio di pressione. Ciò ha lo scopo di avere un sistema statico per eliminare i pulsanti che generalmente sono ingombranti, costosi e genericamente poco affidabili. In diversi casi, ove possibile, anche l'impiego del touch screen resistivo può essere superato riducendo enormemente la costruzione materiale. Analogamente, il touch capacitivo che comporta supporti materiali ed elettronici di complessa manifattura, può essere superato in semplicità e costi.

Attualmente nessuna modalità tecnica analoga è conosciuta che riesca a soddisfare in economia al bisogno di tastiere per trasferire informazioni a dispositivi elettronici o elettromeccanici. Quindi nessuna tecnica conosciuta utilizza le modalità indicate, specificatamente in dispositivi domotici. Lo scopo dell'innovazione è pertanto quello di realizzare una interfaccia umana a basso costo e di notevole efficienza.

La tastiera di interfaccia umana, realizzata senza pulsanti ma con semplici inserti per facilitare il contatto con viti o piste a piazzole di circuito stampato, è di facile realizzazione, molto stabile ed ha un costo veramente minimizzato.

La tastiera di interfaccia umana (anche un singolo tasto) si basa sull'utilizzo di un tasto base realizzato come nella Fig. 1. Su un supporto ad esempio di circuito stampato CS o altro supporto, è realizzata una "piazzola di circuito stampato" P o è applicata una vite Vi, o meglio è utilizzato un inserto cilindrico i), necessari per il contatto con un dito dell'utilizzatore, e collegati elettricamente a dispositivi di lettura. La dimensione di P, Vi ed i (utilizzate per il contatto con il dito) determinano la sensibilità del tasto stesso (maggiore è la dimensione migliore è la sensibilità).

Ad esempio l'inserto i di adeguata dimensione può essere fissato elettricamente al CS, per esempio con un piccolo gambo, da inserire e saldare su fori metallizzati del CS, o direttamente saldato o meccanicamente fissato, per portare la connessione elettrica con la pista PIS. La Fig. 2 rappresenta l'inserto i fissato alla pista PIS per la connessione verso il necessario dispositivo elettronico, sul supporto CS o altro tipo di supporto. Il circuito elettronico che "interpreta" il contatto dita-inserto è rappresentato nella Fig. 3. Le grandezze indicate VCLK, VDAC e VOUT sono funzioni del tempo.

L'inserto i è collegato all'ingresso negativo di un comparatore C e contemporaneamente ad un segnale VCLK (tensione di onda quadra). I collegamenti avvengono mediante due resistenze, RI ed R2 rispettivamente. In questo modo il segnale VCLK (Fig.4) è inviato all'ingresso positivo del comparatore C. L'altro ingresso negativo riceverà una tensione continua nel tempo VDAC di ampiezza tale da interessare il livello del segnale VCLK.

In un generico comparatore, nella condizione rappresentata, l'uscita di C VOUT(t) sarà circa V<+ >(tensione di alimentazione) quando VCLK>VDAC e sarà zero quando VCLK<VDAC, tenuto conto delle caratteristiche di C, vale zero.

Scegliendo un operazionale C per bassa frequenza, tale che la frequenza di taglio e lo slew rate siano piccoli, si può scegliere la frequenza idonea tale da fornire una significativa rotazione di fase, come rappresentata in Fig. 6. Tra 2KHz e 5 KHz si ha una rotazione di fase tra 115° e 100° circa. La tensione di uscita Vout quindi nel caso di questo tipo di operazione, esempio TS931 (prodotto dalla STMicrosistems), che esprime la curva di Fig. 6, non sarà la Vout(t) rappresentata nella Fig. 5, ma traslata nel tempo a seguito della rotazione di fase. Scegliendo quindi la frequenza di clock di circa 5KHz, dopo la rotazione di fase di 100° o maggiore, il segnale Vout(t) sarà traslato di un determinato tempo. Contemporaneamente lo slew rate di C permetterà solo una transizione lenta del livello da 0 a V+.

Ragionando in termini della fondamentale e delle armoniche (Fourier) si può osservare che per uno sfasamento importante il segnale può arrivare anche ad essere opposto (al livello positivo corrisponde un livello negativo). La Fig.7 rappresenta nel primo grafico il segnale d'ingresso e nel secondo grafico (uscita del dispositivo sfasatore - azione dell'operazionale) un primo sfasamento genericamente oltre i 90° (livello tratteggiato), ed un secondo grafico rappresentato più marcato, con sfasamento di 180°. Gli sfasamenti delle ulteriori componenti armoniche di un'onda quadra, saranno maggiori e non sono graficamente rappresentati.

Descrivendo la Fig.8 per le funzioni ad onda quadra, al momento t' avviene la commutazione e la tensione di uscita VOUT(t) passa dal livello 0 a livello V<+ >(posto che C sia rail to rail come nel caso in specie). Ma per la rotazione di fase t" indica il momento della commutazione reale che diverrà pertanto da 0 a V<+>, livello cui si mantiene fino alla fine dell'azione del VCLK(t), mentre lo slew rate di C permetterà solo una transizione lenta del livello da 0 a V<+>. Questo passaggio lento è dovuto allo slew rate modesto dell'operazionale appositamente selezionato.

Definendo opportunamente il semi-periodo T/2 dell'onda quadra si può anticipare il livello d'uscita Fig. 8 senza arrivare alla saturazione (Fig. 9).

Quindi se T/2 è scelto in modo adeguato la risposta dell'operazionale terrà conto della rotazione di fase rispetto al VCLK(t), come indicato nel grafico di Fig. 6.

La transizione di Vout(t) da 0 a V<+ >avverrà con la pendenza definita dello slew rate noto dell'operazionale C e se non raggiunge la saturazione, per la fine T/2 dell'onda quadra (td), il segnale è rappresentato dalla Fig.9.

A titolo di esempio l'operazionale TS931 (STMicroelectronics cmos input) si comporterà come indicato nel grafico di Fig. 6. prodotto dal costruttore. A catena aperta, utilizzato come comparatore C, osserviamo che intorno alla frequenza di 2 o 5 KHz si ha uno sfasamento ingresso uscita intorno ai 100°. Se alimentiamo VCLK(t) con il periodo T di circa 200μsec abbiamo f=1/200*10<-6 >= 10<6 >/ 200= 5 KHz precedentemente indicata. Si può utilizzare uno sfasamento di circa 100° denominato ψ. Tenere conto dello sfasamento ψ al tempo T*, significa introdurre un tempo di ritardo t"-t' come indicato in Fig. 10.

La forma d'onda tratteggiata rappresenta la tensione d'uscita per ψ=0. Per ψ circa 100°, che determina t"-t', e tenuto conto dello slew rate, la forma d'onda VOUT(t), dal tempo T* in poi rappresenta l'uscita reale che può raggiungere o meno la saturazione.

Se il VCLK(t) torna a 0, VOUT(t) torna a 0 con una certa ridotta pendenza. Al nuovo ciclo di T il fenomeno di ripete.

L'uscita dell'Operazionale C viene inviata all'ingresso di una porta CMOS (ad esempio di un microProcessore definito anche μΡ tipo STM32L152C8U6 della STMicroelectronics) i cui livelli standard sono < 0,4V (L0) per "0" logico è >2,4 (L1) per "1" logico con alimentazione 3,3V.

Durante VOUT(t) di Fig. 10 l'ingresso del gate CMOS (del microProcessore a scelta utilizzato) passerà dallo 0 logico all'1 logico. In realtà sarà il livello del VDAC(t) (dello stesso microProcessore) a stabilire il momento dei due livelli.

Tale valore del VDAC(t) fa si che la tensione VOUT(t) definita "rampa", passi dal livello L0 al tempo TL0, al livello L1 al tempo TL1, che il μΡ accetta come "1" logico.

Spostando il VDAC(t) sempre per ottenere "1" logico, si definisce nel μΡ il massimo valore numerico di tale livello.

In ogni diversa applicazione siamo in grado di conoscere quale LI sia necessario per avere risposta "1" al μΡ che ne potrà memorizzare il valore.

Inviando VOUT(t) all'ingresso di un μΡ, denominato Gate1 nel grafico di Fig.11, e si fa in modo che la rampa VOUT(t) si mantenga per un piccolo tempo sopra il livello VL1, si ottiene al μΡ un breve impulso che rappresenta sempre il momento della commutazione, prima del ritorno sotto la soglia appunto di VL1. Si può fare in modo che il segnale di stimolo VCLK(t), anch'esso generato da μΡ (T/2), si riporti a "0" con il fronte d'onda di discesa al momento desiderato (td), vale a dire definire la larghezza dell'impulso denominato ora VμP(t).

La tensione VCLK(t) costruita dal μΡ, onda quadra a circa 5 KHz, determina la tensione VOUT(t) che rispetto al tempo di salita si confronta in C con VDAC(t) (livello generato dal μΡ) ad un livello tale al tempo t' da iniziare la commutazione che arriva a t" sfasata dando luogo alla rampa che raggiunto il livello VLi è accettata all'ingresso dal μΡ. Lo stesso μΡ dopo un tempo di alcuni μsec "termina" l'onda quadra VCLK(t) al tempo td iniziando la discesa. In realtà è importante il primo semiperiodo T/2, mentre per il secondo si può tenere conto dei tempi di elaborazione del processore e adattarlo agli stessi. Per le tensioni di alimentazione dei dispositivi si fa riferimento a 3,3V. Nel caso in descrizione il livello ottimale di VDAC(t) è di conseguenza intorno a 2 Vcc.

Il flusso di normale funzionalità è il seguente descritto nella Fig.12:

la commutazione di C tra VCLK(t) e VDAC(t) al tempo t' parte in ritardo per sfasamento del segnale in uscita VOUT(t), con una rampa al tempo t" determinata dello slew rate. La VOUT(t) rappresenta il livello logico VLi della porta d'ingresso a Trigger di Schmitt, e si mantiene sopra il livello VLi (2,4V) per un piccolo tempo Δt (alcuni μsec) per garantire al μΡ il livello logico stabile. Al termine di Δt e cioè al tempo td, il μΡ impone a VCLK(t) il ritorno a 0.

Anche VOUT(t) tornerà a 0 in breve tempo (caratteristiche dell'operazionale C) al momento td. Questa situazione ripetuta per ogni ciclo definito dall'onda quadra, farà si che l'ingresso Gatel del μΡ leggerà un breve impulso periodico determinando una stabile ripetitiva situazione nel tempo.

Definito il procedimento ripetitivo dei segnali ed il loro comportamento, si descrive ora la funzionalità a livello di contatto di un dito Cd (Capacità del contatto del Dito) all'inserto i.

Il contatto introduce una capacità Cd dell'ordine di alcuni pF (2÷10pF come indicazione di massima secondo le modalità operative, le dimensioni del contatto, la pressione del dito, etc..) nel punto i (Fig.3). L'onda quadra, in considerazione della costante di tempo CdRl ed R2, definisce i fronti di salita e discesa del segnale di stimolo VCLK(t). Così deformata l'onda quadra rappresentata in Fig. 13a, cambia il punto di commutazione in t'+ψ e il momento di inizio della rampa in t"+ ψ (ove ψ rappresenta il ritardo precedentemente definito) (Fig. 13b). La rampa in t'+ψ inizia il suo percorso raggiunto il livello logico VL0 al tempo tL0 e continua senza raggiungere il livello VL1 al tempo per la fine del periodo T/2 indicato con td (Fig.l3c). In questo caso la rampa non ha fatto in tempo a raggiungere il livello VL1. Mantenendosi sotto tale livello VμP (Gate1) risulta 0, Fig.13d (non sono più presenti gli impulsi indicati in Fig.12c).

Il "tasto senza contatto" fornisce al microProcessore il segnale impulsivo del primo grafico di Fig.14 (picchi alti maggiori di VLi), ripetitivo ad ogni ciclo per un tempo T (circa 200μsec). Il "tasto con il contatto" non fornisce al microProcessore alcun segnale Fig.13d (picchi bassi < VL1 di Fig.14) di situazione perdurante per il tempo del contatto.

La Fig.14 rappresenta la tensione d'uscita del comparatore C Vout(t) con un tempo T di VCLK(t) che non permette di raggiungere la saturazione (livello indicato con V<+>) mentre raggiunge VL1 di accettazione di "1 logico" all'ingresso detto Gate1 del microProcessore, che consentirà al microProcessore stesso di definire la tensione VμP (impulsiva). Normalmente nel tempo sono presenti gli impulsi descritti. Con il "tocco del dito" (Cd) gli impulsi non saranno più presenti, determinando quindi l'azione del "tocco". Tale tensione dal μΡ può essere anche invertita secondo necessità.

Replicando il circuito di Fig.3 con iennesimo, Centesimo, Voutennesimo, seguiti da un microProcessore a molti gate di ingresso si possono costruire tastiere complesse con un complesso numero di "tasti". Il microProcessore potrà indicare la presenza del tocco ad esempio quando la tensione VoutμP vale zero (o come altro desiderato).

Una tastiera multitasto potrà essere realizzata con molti tasti Tas (Fig.15), come per esempio piazzole circuito stampato, viti, inserti torniti, ecc., idonei comparatori a bassa frequenza con sfasamento ingresso uscita dell'ordine di grandezza indicato, e un microProcessore con sufficiente numero d'ingressi in grado di rendere in uscita VoutμP su uno o più pin un codice distintivo del tasto "toccato".

La velocità del "tocco", la sua "sensibilità" sono definite dalle costanti di tempo indicate, dalla frequenza del segnale stimolatore detto VCLK (onda quadra).

L'ordine di grandezza del tempo dell'onda quadra è intorno ai 200psec, quindi si possono "leggere" più cicli di impulsi a livello alto e molti cicli a livello basso della tensione VμP, o meglio VoutμP, in corrispondenza del "tocco" mantenendosi ampiamente nei tempi umani di contatto con una tastiera in modo assolutamente intellegibile.

Il risultato è una tastiera molto stabile, senza movimentazioni meccaniche, con pochi componenti elettronici molto economici e di facile impiego. Oltre ai componenti tipo TS931 e accessori, un semplice microProcessore (del tipo STM32L152C8U6) può gestire tutte le fasi del funzionamento senza ulteriori accessori.

Il costo è assolutamente favorevole rispetto all'uso di tradizionali pulsanti, tasti a bolle, etc.. che generalmente creano problemi di impiego come dimensionamento meccanico e di allocazione, di costi economici, di magazzinaggio e gestione degli stessi, di ordinazione, di affidabilità. Tuttavia anche essi stessi saranno letti ed interpretati analogamente da un microProcessore. In definitiva l'introduzione di Operazionali a bassissimo costo risolve molti problemi.

La Fig.16 - rappresenta una tastiera di enne tasti indicati con Tas su un supporto di sostegno Supp (ad esempio Circuito Stampato), il collegamento agli Operazionali comparatori C, e la connessione al microProcessore di lettura degli stati e codificazione dei relativi codici, posti in uscita. Le uscite possono essere anche multiple secondo l'utilizzazione che se ne intende fare.

Anche gli Operazionali comparatori C posso essere multipli come ad esempio TS932 e TS934, semplificando ulteriormente la realizzazione dei circuiti.

Gli ingressi degli Operazionali C, non sono interessati all'induzione di rete presente come campo elettrico diffuso, scegliendo adeguatamente R1 ed R2 come ad esempio 1Mohm e 330Kohm. La tastiera non sente l'induzione a 50Hz, ma solo il contatto con le dita. Il contatto non può essere contemporaneo ma in sequenza successiva anche rapida.

La tastiera descritta è estremamente funzionale e rispetto al touch screen resistivo o capacitivo evita l'uso di tecnologie costose che introducono problemi di acquisto, montaggio, di sistemazione meccanica etc...e modifiche e variazioni nel tempo di prodotti, per altro sempre in via di cambiamenti evolutivi, rendendo i prodotti finali soggetti a successivi cambiamenti nel tempo. Anche le tastiere a bolle necessitano di un investimento iniziale in rapporto a numeri richiesti, senza certezza di affidabilità, costringendo al magazzinaggio delle stesse.

Anche l'affidabilità rispetto alle tecniche touch screen resistive risulta notevolmente migliorata (ove non sia specificatamente richiesta questa tipologia).

Per i touch screen capacitivi, dove sono necessari diversi e più complessi circuiti elettrici con costi maggiorati, si evidenziano i vantaggi. Naturalmente con la tastiera a variazione di fase ci si riferisce ad applicazione semplici ove non siano necessarie "gestire o trascinamenti" etc.

La presente innovazione risulta utile in apparati videocitofonici e specificatamente in quelli domotici, in quanto semplifica considerevolmente gli impianti, i circuiti e l'installazione degli impianti stessi, inoltre riduce i costi.

La presente innovazione è descritta a titolo illustrativo, ma non limitativo, secondo le sue forme attuative preferite. E' da intendersi che variazioni e/o modifiche potranno essere apportate dagli esperti del ramo senza per questo uscire dal relativo campo di protezione, come definito dalle sue rivendicazioni.

Claims (2)

1. Rivendicazioni a corredo di una domanda di Brevetto per invenzione avente per titolo: "Tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore, per il comando di dispositivi elettronici." 1) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore comprende un tasto base realizzato con: a) un supporto di tipo circuito stampato CS; b) una vite Vi; c) un inserto i; caratterizzato dal fatto che sul CS è realizzata una pista di collegamento elettrico P o applicata una vite Vi o inserito un inserto i (Fig. 1).
2. 2) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo la rivendicazione 1 è caratterizzato dal fatto che può essere realizzata con una pluralità di: a) circuiti stampati CS; b) viti Vi; c) inserti i. S) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo la rivendicazione 1 è caratterizzato dal fatto che la pista P e la vite Vi e l'inserto i sono utilizzati per il contatto con il dito dell'utilizzatore. 4) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo le rivendicazioni precedenti è caratterizzato dal fatto che la pista P e la vite Vi e l'inserto i sono collegati elettricamente a dispositivi di lettura. 5) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo le rivendicazioni precedenti è caratterizzato dal fatto che le dimensioni della pista P e della vite Vi e dell'inserto i determinano la sensibilità del tasto stesso. 6) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo le rivendicazioni precedenti è caratterizzato dal fatto che l'inserto i è collegato all'ingresso negativo di un comparatore C e a due resistenze (Fig. 3). 7) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo le rivendicazioni precedenti è caratterizzato dal fatto che l'uscita del comparatore C viene inviata all'ingresso di una porta CMOS di un microProcessore. 8) La tastiera statica con contatto a variazione di fase di un segnale stimolatore secondo le rivendicazioni precedenti è caratterizzato dal fatto che il comparatore C utilizzato è di bassa frequenza e con una importante rotazione di fase.