HK40112913A - 具有自适应偏置的多尔蒂放大器 - Google Patents

Description

具有自适应偏置的多尔蒂放大器

相关申请

本申请要求于2022年5月27日提交的序列号为63/346,391的临时专利申请的权益，所述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。

技术领域

本公开涉及用于在低平均输出功率和低功率电源电压操作下最大化功率放大器效率的放大器结构。

背景技术

与常规功率放大器相比，对称多尔蒂功率放大器在从其峰值连续波功率回退约6dB的功率下显著提高了功率放大器效率。多尔蒂功率放大器通常被配置成在信号调制下在其最大平均功率下实现最佳效率和最佳线性度。然而，由于多尔蒂功率放大器的峰值放大器的自偏置不足，多尔蒂功率放大器性能在低平均输出功率和低功率电源电压操作下通常是次优的。

当多尔蒂功率放大器被配置成在多尔蒂功率放大器在信号调制下的最大平均功率下实现最佳效率和最佳线性度时，多尔蒂功率放大器性能在低平均输出功率和低功率电源电压(Vcc)操作下通常是次优的，原因是多尔蒂功率放大器的峰值放大器的自偏置不足。尽管与常规对应物相比，砷化镓(GaAs)异质结双极型晶体管(HBT)多尔蒂功率放大器能够在高Vcc范围(>3.5V)下略微改善连续波P1dB功率，但GaAs HBT多尔蒂功率放大器仍然表现出显著的振幅调制-振幅调制(AMAM)畸变和低至中Vcc范围(<3.5V)下的P1dB功率的显著损耗(高达6dB)。因此，需要进一步改进多尔蒂放大器，因为手机的平均功率统计数据大量分布在较低功率区域中。这样一来，需要一种新的多尔蒂放大器结构和方法以使多尔蒂功率放大器能够在包括低至中Vcc范围(<3.5V)的较宽电源电压范围内操作。

发明内容

公开了一种放大器，所述放大器包括载波放大器和峰值放大器，所述峰值放大器与所述载波放大器并联耦接，其中，所述峰值放大器具有峰值输出晶体管。峰值功率电源自适应偏置发生器耦接到峰值输出晶体管的偏置控制端子。峰值电源自适应偏置发生器被配置成感测到峰值放大器的电源电压，并且随着电源电压降低而增加到峰值输出晶体管的偏置电流。

在结合附图阅读了以下详细描述之后，本领域的技术人员将理解本公开的范围并认识到其额外方面。

附图说明

并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是示出在展示功率自适应偏置中(虚线框)的差分多尔蒂架构的示意图。

图2A到2C示出了差分多尔蒂功率放大器和常规差分功率放大器的连续波波形模拟，Fc＝2593MHz。

图2A是示出在功率放大器输出处参考的连续波功率附加效率的曲线图：引脚从-30dBm扫至+10dBm，步长为1dB，Vcc 1V至5.5V，步长0.5V。

图2B是示出发射的连续波振幅调制-振幅调制畸变的曲线图。

图2C是示出发射的无存储器平均功率跟踪模拟的曲线图：信号：100MHz 5G循环前缀正交相移键控(CP_QPSK)内部RB，MPR＝1.5dB。

图3示出了来自宽带码分多址的手机发射功率分布的GSMA报告的曲线图，并且是4G和5G FR1(频率范围1)信号的良好近似。

图4是示出具有低泄漏电源自适应偏置的双极型结晶体管(BJT)的实施例的示意图；BJT装置可以用场效应晶体管(FET)替换。

图5A、5B、5C和5D是示出基于示例性砷化镓(GaAs)异质结双极型晶体管(HBT)实施例的直流(DC)模拟电源自适应偏置和具有扫掠电源电压(Vcc)的峰值放大器偏置的曲线图：功率放大器偏置类别在图5C和5D中标出；Ven＝2.8V，Ireg2p＝4.6mA，Tambient＝25℃。

图6A和6B示出了GaAs HBT多尔蒂功率放大器在温度和Vcc上的总Vcc泄漏电流模拟：Ven＝0V，Ireg＝0A。

图6A是作为基线示出移除泄漏保护D2和Q11的电源自适应偏置的曲线图。

图6B是示出包括D2和Q11的电源自适应偏置(SAB)实施例的曲线图。

图7A到7F示出扫掠电源Vcc下的多尔蒂功率放大器操作与瞬时模块输出功率。

图7A、7B和7C是示出没有电源自适应偏置的传统多尔蒂功率放大器的曲线图。

图7D、7E和7F是示出具有电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器的曲线图：引脚：-30dBm至+10dBm，Fc＝2593MHz。

图8A、8B、8C和8D是示出具有和不具有电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器总体性能模拟的曲线图：Fc＝2593MHz。

图9是以分贝-毫瓦(dBm)为单位的线性发射输出功率的比较表。

图10A、10B和10C是示出n41频带中的模块Avg Po＝15dBm处的多尔蒂功率放大器调制信号模拟的曲线图：信号：100MHz 5G CP-QPSK内部RB；在Ibatt的计算中DC-DC转换器eff＝92％。

图11是示出电源自适应偏置的另一一般实施例的示意图；Ven绑定到Vreg或Ireg电源绑定到功率放大器偏置。

图12是示出具有用FET装置替换的启用装置Q11的替代性电源自适应偏置实施例的示意图。

图13是示出具有用FET装置替换的Q10和Q11两者的替代性电源自适应偏置实施例的示意图。

图14是示出交换了Q10和Q11位置的替代互补金属氧化物半导体电源自适应偏置实施例的示意图。

图15是并入了本公开的多尔蒂放大器的无线通信装置的示意图。

具体实施方式

下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并且示出实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。

应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所使用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。

应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到另一元件上”时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方延伸”时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。

例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区域与如图式所说明的另一元件、层或区域的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的朝向之外的装置的不同朝向。

本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文中所使用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a、an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises、comprising)”和/或包含(includes、including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的群组。

除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。

本文中参考本公开的实施例的示意性图示来描述实施例。这样，层和元件的实际尺寸可以不同，并且预期会由于例如制造技术和/或公差而与图示的形状不同。例如，说明或描述为正方形或矩形的区可以具有圆形或弯曲特征，并且示出为直线的区可以具有一些不规则性。因此，图中所说明的区是示意性的，并且其形状不旨在说明装置的区的精确形状，并且不旨在限制本公开的范围。另外，为了说明目的，结构或区的大小可以相对于其它结构或区放大，并且因此提供结构或区以说明本发明的一般结构，且可以按比例绘制或可以不按比例绘制。附图之间的共同元件在本文中可以用共同的元件标号示出，并且随后可不再描述。

本公开涉及一种用于根据感测到的电源电压(Vcc)调适峰值放大器偏置电流以实现跨越宽Vcc供应范围的充分负载调制的电源自适应偏置方法。此外，饱和模式双极型结晶体管装置被放置在电源自适应偏置内部，以在功率放大器的关机模式中禁用它。结果，多尔蒂功率放大器不仅在中功率到低功率范围中展现出改进的振幅调制-振幅调制、振幅调制-相位调制和效率，而且在极端Vcc和温度条件下也显示出符合规范的电源泄漏电流(≤1.2μA)。此外，本公开涉及一种在多尔蒂放大器中实施低泄漏自动电源自适应偏置以实现最优平均功率跟踪(APT)中功率模式/低功率模式性能的方法。

图1是描绘根据本公开构造的差分多尔蒂功率放大器10的示意图。多尔蒂功率放大器10被设计成用于使用砷化镓(GaAs)异质结双极晶体管(HBT)工艺的n40和n41频带中的5G手持机传输(TX)系统。多尔蒂功率放大器10具有两个功率放大级，其中第一级12是单端的，且第二级14是差分端的。指定的连续波1-dB增益压缩功率目标在标记为ANT的天线端口16处为33.5dBm。

第一级12具有标记为RFIN的射频(RF)信号输入18。90°分路器20被配置成将到达RF信号输入18的RF信号的第一部分引导到载波信号路径中，并且将RF信号的第二部分引导到峰值信号路径中。载波信号路径包括载波驱动器晶体管Q1和耦接在90°分路器20的载波分路器输出24与载波驱动器晶体管Q1的第一驱动器基极26之间的载波输入匹配网络22。耦接到第一驱动器基极26的载波驱动器偏置发生器28被配置成为载波驱动器晶体管Q1提供基本上固定的偏置。第一耦合电容器C1耦接在载波驱动器晶体管Q1的第一驱动器集电极30与第一驱动器输出32之间。载波驱动器晶体管Q1的第一驱动器发射极34耦接到固定电压节点G1，在此示范性实施例中，所述固定电压节点是地。峰值信号路径包括峰值驱动器晶体管Q2和耦接在90°分路器20的峰值分路器输出38与峰值驱动器晶体管Q2的第二驱动器基极40之间的峰值输入匹配网络36。耦接到第二驱动器基极40的峰值驱动器偏置发生器42被配置成为峰值驱动器晶体管Q2提供基本上固定的偏置。第二耦合电容器C2耦接在峰值驱动器晶体管Q2的第二驱动器集电极44与第二驱动器输出46之间。峰值驱动器晶体管Q2的第二驱动器发射极48耦接到固定电压节点G1。

第二级14包括第一载波功率晶体管Q3，所述第一载波功率晶体管被配置成放大采用载波路径的RF信号的正部分。第三耦合电容器C3耦接在正载波输入50与正载波基极52之间。第一载波功率晶体管Q3的正载波发射极54耦接到固定电压节点G1。正载波集电极56通过第一四分之一波长输入60耦接到四分之一波长变换器58。第二级14进一步包括第二载波功率晶体管Q4，所述第二载波功率晶体管被配置成放大采用载波路径的RF信号的负部分。第四耦合电容器C4耦接在第二载波功率晶体管Q4的负载波输入62与负载波基极64之间。负载波发射极66耦接到固定电压节点G1。负载波集电极68通过第二四分之一波长输入70耦接到四分之一波长变换器58。第一载波功率晶体管Q3和第二载波功率晶体管Q4统称为载波输出晶体管。

载波功率偏置发生器72耦接在正载波基极52与负载波基极64之间。载波功率偏置发生器72被配置成向第一载波功率晶体管Q3和第二载波功率晶体管Q4两者提供基本上固定的偏置。载波信号变换器74在第一级12与第二级14之间耦接在载波信号路径内。载波信号变换器74具有耦接在第一驱动器输出32与固定电压节点G1之间的初级线圈76。载波信号变换器74具有耦接在正载波输入50与负载波输入62之间的次级线圈78。

第二级14进一步包括第一峰值功率晶体管Q5，所述第一峰值功率晶体管被配置成放大采用峰值路径的RF信号的正部分。第五耦合电容器C5耦接在正峰值输入80与正峰值基极82之间。第一峰值功率晶体管Q5的正峰值发射极84耦接到固定电压节点G1。正峰值集电极86耦接到正输出88，所述正输出进一步耦接到四分之一波长变换器58的第一四分之一波长输出92。来自第一载波功率晶体管Q3和第一峰值功率晶体管Q5的放大信号在正输出88处求和在一起。

第二级14进一步包括第二峰值功率晶体管Q6，所述第二峰值功率晶体管被配置成放大采用峰值路径的RF信号的负部分。第六耦合电容器C6耦接在第二峰值功率晶体管Q6的负峰值输入94与负峰值基极96之间。负峰值发射极98耦接到固定电压节点G1。负峰值集电极100耦接到负输出102，所述负输出进一步耦接到第二四分之一波长输出104。来自第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6的放大信号在负输出102处求和在一起。

峰值功率电源自适应偏置发生器106耦接在正峰值基极82与负峰值基极96之间。峰值功率电源自适应偏置发生器106被配置成向第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6两者提供偏置。第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6统称为峰值输出晶体管。

峰值信号变换器108在第一级12与第二级14之间耦接在峰值信号路径内。峰值信号变换器108具有耦接在第二驱动器输出46与固定电压节点G1之间的初级线圈110。峰值信号变换器108具有耦接在正峰值输入80与负峰值输入94之间的次级线圈112。平衡-不平衡变换器(Balun)114具有耦接在正输出88与负输出102之间的平衡侧线圈116。平衡侧线圈116具有耦接到电源电压源VCC的电源抽头118，所述电源电压源向第一载波功率晶体管Q3、第二载波功率晶体管Q4、第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6供电。第一旁路电容器C7耦接在电源抽头118与固定电压节点G1之间。隔离电感器LISO1耦接在电源抽头118与电压源VCC之间。第二旁路电容器C8耦接在电压源VCC与固定电压节点G1之间。不平衡侧线圈120耦接在天线端口16与固定电压节点G1之间。

图1中描绘的多尔蒂功率放大器10被设计成用于基于GaAs HBT过程的n40和n41频带中的5G手机发射(TX)模块。多尔蒂功率放大器10具有连续波1-dB增益压缩功率目标(P1dB)，其在其输出处被指定为33.5dBm，其中Vcc＝5V。图2A是示出与针对相同频带设计的常规差分功率放大器相比，在没有电源自适应偏置的情况下模拟基线多尔蒂功率放大器性能的曲线图。基线多尔蒂功率放大器在扫掠Vcc上具有比常规功率放大器显著的功率回退(PBO)功率附加效率(PAE)改进，如图2A所示。然而，图2B中绘示的发射极增益与瞬时输出功率关系曲线图指出了在实施电源自适应偏置之前基线多尔蒂功率放大器的问题。尽管基线多尔蒂功率放大器在此示例中在>3.5V的高Vcc范围下略微改善了连续波P1dB功率，但基线多尔蒂放大器在低至中Vcc范围(在此示例中为<3.5V)下表现出显著的振幅调制-振幅调制(AMAM)畸变和P1dB功率的高达6dB的显著损耗。图2C是示出发射(TX)无存储器调制信号模拟的曲线图，其中示例性5G信号在100MHz循环前缀正交相移键控(CP-QPSK)内部资源块处。如从连续波模拟所预期的，与常规功率放大器相比，基线多尔蒂功率放大器在低至中Vcc范围内损耗满足演进的通用地面无线电接入(EUTRA)目标-36dBc)的5dB至6dB的线性输出功率。基线多尔蒂功率放大器的性能间隙，如图2A、2B和2C所示，需要改进，因为低功率操作对于平均手机用户体验而言至关重要。全球移动通信系统(GSM)协会公布了TX功率概率分布函数，如图3中针对宽带码分多址接入(WCDMA)所示。这些公布的TX功率概率分布函数对于4G和5G信号而言是良好近似。尽管功率放大器通常针对峰值功率性能进行优化，但在统计上，它在那里操作的概率非常小。相反，大概率发生在峰值功率以下10dB到50dB之间。与峰值功率相比，回退功率操作需要更低的电源电压Vcc以减小电池电流汲取。

图4是峰值功率电源自适应偏置发生器106的示范性实施例的详细示意图，所述峰值功率电源自适应偏置发生器控制图1所示的多尔蒂功率放大器10的第二级14的第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6的偏置。偏置发生器电路122和电源自适应电路124构成峰值功率电源自适应偏置发生器106。偏置发生器电路122具有第七晶体管Q7和第八晶体管Q8，两者都处于二极管配置中，并且在标记为A的节点与固定电压节点GND1之间与调节器电阻器REG1串联耦接。在操作中，电流IREGB在标记为A的节点处从电流调节器端子IREG流动。电流IREGB流过调节器电阻器REG1。被配置为偏置发生器晶体管的第九晶体管Q9具有耦接到标记为B的节点的基极。第九晶体管Q9的发射极通过第一基极电阻器RBB1耦接到正峰值基极82，并且通过第二基极电阻器RBB2耦接到负峰值基极96。第九晶体管Q9的集电极耦接到电池电压VBATT。第一滤波电容器CFIL1从第九晶体管Q9的基极和固定电压节点GND1耦接。

在此示范性实施例中，电源自适应电路124包括串联耦接在标记为A的节点与固定电压节点GND1之间的被称为去偏置晶体管的第十晶体管Q10和被称为启用晶体管的第十一晶体管Q11。呈第十晶体管Q10的基极或栅极形式的去偏置控制通过第一感测电阻器RS1、第二感测电阻器RS2和称为感测二极管的第一二极管D1耦接到标记为VCC(SENSE)的电源电压感测端子，所述第一二极管具有耦接到第十晶体管Q10的基极的阴极。第十晶体管Q10的集电极通过去偏置电流支路耦接到标记为A的节点，所述去偏置电流支路在此示范性实施例中包括被称为去偏置二极管的第二二极管D2和第一集电极电阻器RC1。在此示范性实施例中，标记为A的节点是偏置发生器电路122的偏置控制节点。然而，在其它实施例中，标记为B的节点是去偏置电流支路耦接到的偏置控制节点。在此示范性实施例中，第二二极管D2的阴极耦接到第十晶体管Q10。第二滤波电容器CFIL2耦接在固定电压节点GND1与第一感测电阻器RS1与第二感测电阻器RS2之间的节点之间。第十一晶体管Q11的基极通过称为启用二极管的第三二极管D3和启用电阻器REN1耦接到标记为VEN的启用端子。第三二极管D3的阴极耦接到第十一晶体管Q11的基极。

感测电流I_sense由如下方程1计算：

其中β是方程1至4中的BJT装置正向电流增益。

本公开涉及一种克服基线多尔蒂功率放大器10中的低功率性能劣化的Vcc电源自适应偏置方法。如图4所示，峰值功率电源自适应偏置发生器106首先感测TX模块的射频(RF)滤波节点VCC(SENSE)处的Vcc。Rs1和Cfil2进一步减少耦合到感测信号上的任何杂散RF。然后，电源自适应偏置导出并灌入与Vcc相关的电流Idebias，如方程2中所示。从现有外部偏置Vreg或Ireg中减去此Idebias。为了简单起见，选择Ireg进行分析。因此，进入功率放大器偏置网络的净Iregb(＝Ireg-Idebias)也取决于Vcc。为了具有期望的Idebias相对于Vcc的曲线，诸如图5A中所示，使用电源自适应偏置电路的几个元件：

(i)Q10基于感测到的Vcc生成Idebias，并且在低于Vcc阈值的截止模式下、在中Vcc区域中的活动区域中以及在高Vcc区域中的饱和模式下工作。

(ii)D1用于控制Idebias斜降的Vcc阈值电压，在该示例性实施方式中为～1.7V(参见图5A)。

(iii)Rs(＝Rs1+Rs2)和Re(＝RE1电阻)值控制中Vcc范围内的Idebias相对于Vcc的斜率。

(iv)Rc(＝RC1电阻)和D2控制Q10装置Vce余量，并且在高Vcc电平下限制Idebias，如图5A和5B所示。

(v)Q11由外部Ven电源导通和截止。当Q11导通时，其在饱和模式中工作，并且其饱和Vce非常低(对于GaAs HBT过程为<0.2V，如图5B所示)。

在(v)中，导通状态外部Ven电源电压需要高于由方程3表示的D3和Q11的组合导通电压。方程4示出了在导通状态期间将Q11驱动到饱和模式的Ren条件。实际的指导原则是，不等式的左侧是右侧的约0.1倍。另一方面，当Ren过低时，它会导致从Ven电源汲取过量电流。Ren和D3应与Ven电源规范共同设计。在功率放大器关机模式期间，Vcc可以是高的，但Ven和Ireg关断，截止Q11并呈现开路以阻止通过其的任何电流泄漏。为了完全限制Icc泄漏，D2通过停止从Q10 B-C二极管到Q7、Q8和GND1的反向电流而起到第二目的。添加Q10和D2以移除电源自适应偏置泄漏电流是根据本公开的架构的有利特征。

在图4中还描绘了用于控制功率放大器偏置的电源自适应偏置的一般实施例，其中Idebias分路位置可以是沿着偏置网络的参考电流路径的任何节点，如用“A”、“B”和“C”标记的那样。电源自适应偏置中的BJT装置在可用时可以用场效应晶体管(FET)装置替换。图4中的Q10用于缩放来自感测到的Vcc的Idebias。图4中的Q11用于接通和断开电源自适应偏置。当用BJT实施时，BJT在饱和模式中操作以实现低Vce下降，并且在截止模式中工作以呈现为对GND的开路。当使用FET时，FET简单地处于导通和截止模式。二极管D1、D2和D3可以是常规二极管或三端子装置，例如BJT或FET的二极管连接。作为替代方案，当指定低Vcc范围时，可以去除D1和D2。根据本公开的D3二极管放置是使Q11的基极电压发生电平移位，并且因此当供应的Ven仅略高于Q11 Vbe时也可以移除。Rs在图4中被分成Rs1和Rs2，以实现滤波时间常数的设计灵活性。Rs1和Rs2可以合而为一。如果感测到的Vcc被认为足够干净，则可以移除Cfil2。

在仔细设计之后，所需pQ2(即，Q5和Q6)偏置相对于Vcc的曲线在图5C和图5D中被示为实线迹线。在高Vcc区域处，pQ2在规范的多尔蒂功率放大器设计中根据需要在类别“C”处偏置。随着Vcc降低，pQ2静态电流Icq被上拉到类别“B”，然后在极低的Vcc电平下被拉到类别“AB”。这种偏置曲线旨在补偿低Vcc区域中较弱的RF调节自偏置。此外，在图6中展示了根据本公开的Vcc泄露电流减小。图6A通过移除Q11和D2绘制了电源自适应偏置多尔蒂功率放大器的泄漏电流，而未考虑这一方面。在极端条件下模拟最大300μA Vcc泄漏，并且其严重地不符合典型的手机TX模块的10μA规范。在图6B中，根据本公开的完整实施例示出在相同极端条件下的最大1.2μA Vcc泄漏，这符合当前泄漏规范，具有良好的裕度。

图7分析了功率和Vcc扫掠期间的多尔蒂功率放大器偏置、负载调制和输出功率击穿。基于多尔蒂功率放大器理论负载线设计，预期模拟载波放大器负载从低/中功率区域中的48欧姆行进到峰值功率下的目标24欧姆。相应地，峰值放大器负载应从非常高的阻抗移动到峰值功率下的目标24欧姆。实际模拟峰值功率负载由于功率放大器的谐波端接对功率放大器性能的影响而稍有漂移。图7A、7B和7C的绘图示出了无电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器的操作条件，图7D、7E和7F的绘图示出的具有电源自适应偏置。对于固定偏置多尔蒂功率放大器，当电源Vcc从1V扫掠到5.5V时，载波放大器和峰值放大器偏置两者在低功率区域中都保持恒定，如图7A所示。在高功率区域中，这些偏置点由于RF调节的自偏置而移动。图7B示出了低Vcc区域(Vcc≦3.5V)中的性能劣化的根本原因。尽管负载调制在高Vcc区域中的功率驱动上如预期那样发生，但负载调制在低Vcc区域中显著减弱。载波放大器和峰值放大器两者都在低Vcc下错过其峰值功率负载目标。因此，两个功率放大器在低Vcc下都经历峰值Pout损耗，如图7C所示。当根据本公开的电源自适应偏置在多尔蒂功率放大器中实施时，电源自适应偏置根据如图7D中所示的Vcc值自适应地偏置峰值放大器14。图7E中示出了益处，其中载波放大器和峰值放大器负载两者现在在所有Vcc电平下最佳地向下调制到峰值功率目标。图7F示出了第二级14的输出功率POUT在低Vcc下如何显著改善，以及由第一载波功率晶体管Q3、第二载波功率晶体管Q4、第一峰值功率晶体管Q5和第二峰值功率晶体管Q6贡献的功率针对所有Vcc值在曲线中汇聚在一起，如对称多尔蒂功率放大器操作所期望的，即，载波与峰值放大器之间具有相等峰值Pout。

图8A和8C中的AMAM和振幅调制-相位调制(AMPM)绘图分别示出了，与没有电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器相比，具有如所公开的电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器在低Vcc区域中的显著连续波性能改进。5G CP-QPSK模拟EUTRA相邻信道功率(ACP)图(图8D)也显示出显著的线性功率改进结果。在高Vcc区域中仅观察到可忽略的AMAM和AMPM影响。功率放大器PAE图(图8B)未显示来自跨Vcc的电源自适应偏置的负面影响，并且实际上在高Vcc区域具有改善的PBO效率。在图9中汇总了模块输出处的表格式线性Pout，其中还包括常规的非多尔蒂功率放大器作为参考。应注意，对于Vcc>3.5V，多尔蒂功率放大器在此示例性设计中示出与常规功率放大器非常相似或更高的Pout。当Vcc下降到3.5V以下时，没有电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器显示出Pout的显著损耗，但电源自适应偏置修复了Pout问题，如图9最后一列所示。在1V下，与参考设计相比，电源自适应偏置多尔蒂功率放大器仍然缺乏几分贝的功率，这可以通过进一步优化偏置电流和静态电流曲线变化来修复，可能以牺牲效率为代价。

图10A、10B和10C是示出n41频带中的模块Avg Po＝15dBm处的多尔蒂功率放大器调制信号模拟的曲线图：信号：100MHz 5G CP-QPSK内部RB；在Ibatt的计算中DC-DC转换器eff＝92％。注意，对于没有电源自适应偏置的基线多尔蒂功率放大器，需要升高Vcc以克服功率损耗。通过性能优化找到pQ2 Ireg2P值，并且其余功率级偏置在两个功率放大器之间的相同值处。两个功率放大器具有非常相似的增益和EUTRA ACP性能。然而，具有电源自适应偏置的多尔蒂功率放大器10的公开实施例示出了n41频带中约10％的Ibatt电流节省。

替代实施例包括但不限于以下各项：

1.通过移除D1或移除D2或移除D3或移除D1、D2和D3的任何组合来实现图4中的虚线框的替代实施方式。

2.如果感测到的Vcc具有相对低水平的射频能量，则通过移除Rs1和Cfil2来实现图4的实施例的另一替代实施方式。

3.通过直接从功率放大器偏置Vreg或Ireg供应Ven而实现的替代实施例，如图11所示。这是可行的，因为功率放大器偏置电压是BJT装置的至少2x的Vbe，并且因此足够高，以驱动Q11。当功率放大器关闭时，Vreg或Ireg通常被关闭。该实施例节省了外部Ven供应，从而简化了根据本公开的实施方式。

4.在图12中示出了电源自适应偏置的替代实施例。当可从工艺获得时，用FET装置替换Q11。如果Q11是互补金属氧化物半导体(CMOS)装置，则可以移除Ren和D3。

5.在图13中示出了电源自适应偏置的另一替代实施例。Q10和Q11两者都用FET装置实施。当Q11是CMOS装置时，可以移除REN1和D3。当Q10是CMOS装置时，可以移除RS2和D1以及RE1。

6.在图14中示出了电源自适应偏置的另一替代实施例。Q10和Q11两者都用CMOS装置实施，并且其放置位置被交换。在此实施例中，可以去除REN1和D3。也可以移除RS2和D1。

在操作中，在本方法中，峰值功率电源自适应偏置发生器106被配置成感测到峰值放大器(即，Q5和Q6)的电源电压，并且随着电源电压降低而增加到峰值输出晶体管的偏置电流。在示范性实施例中，所述方法进一步包括以下步骤：响应于流过所述偏置控制节点A/B的去偏置电流而控制流到所述峰值输出晶体管的所述偏置电流的量值；以及响应于所述电源电压的变化而调整流过所述去偏置电流支路的去偏置电流。

此外，电源自适应电路124被配置成随着电源电压降低而逐渐减小灌自偏置发生器电路122的偏置控制节点A/B的去偏置电流。所述方法还包括响应于减小的去偏置电流而增加到所述峰值输出晶体管的偏置电流的步骤。

此外，电源自适应电路124被配置成随着电源电压增大而逐渐增大灌自偏置发生器电路122的偏置控制节点A/B的去偏置电流。所述方法还包括响应于增大的去偏置电流而降低到所述峰值输出晶体管的偏置电流的步骤。

参考图15，上文所描述的概念可以在支持例如蜂窝、无线局域网(WLAN)、蓝牙和近场通信等无线通信的例如移动终端、智能手表、平板电脑、计算机、导航装置、接入点等各种类型的无线通信装置或用户元件126中实施。用户元件126通常包括控制系统128、基带处理器130、发射电路系统132、接收电路系统134、天线开关电路系统136、多个天线138和用户接口电路系统140。接收电路系统134经由天线138并通过天线切换电路系统136从一个或多个基站接收射频信号。低噪声放大器和滤波器协作以放大和消除来自所接收信号的宽带干扰以进行处理。然后，降频转换和数字化电路系统(未示)会将滤波后的接收信号降频转换为中间或基带频率信号，接着将所述信号数字化为一个或多个数字流。

基带处理器130处理数字化的所接收信号以提取在所接收信号中传送的信息或数据位。此处理通常包括解调、解码和错误校正操作。基带处理器130通常在一个或多个数字信号处理器(DSP)和专用集成电路(ASIC)中实施。为了传输，基带处理器130从控制系统128接收可以表示语音、数据或控制信息的数字化数据，所述基带处理器对所述数字化数据进行编码以进行传输。编码数据输出到发送电路系统132，其中由调制器使用所述数据来调制处于期望的发送频率或多个期望的发送频率的载波信号。多尔蒂功率放大器系统10会将调制的载波信号放大到适于发射的电平，并通过天线切换电路系统136将调制的载波信号递送到多个天线138。多个天线138以及重复的发射电路132和接收电路134可以提供空间分集。本领域技术人员将理解调制和处理细节。

本领域的技术人员将认识到对本公开的改进和修改。所有此类改进和修改都被认为是在本文所公开的概念的范围内。

Claims (34)

1.一种放大器，包括：

·载波放大器；

·峰值放大器，所述峰值放大器与所述载波放大器并联耦接，其中，所述峰值放大器具有峰值输出晶体管；以及

·峰值功率电源自适应偏置发生器，所述峰值功率电源自适应偏置发生器耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制端子，其中，所述峰值功率电源自适应偏置发生器被配置成感测到所述峰值放大器的电源电压，并且随着所述电源电压降低而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

2.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述峰值功率电源自适应偏置发生器包括：

·偏置发生器电路，所述偏置发生器电路具有偏置控制节点和偏置输出，所述偏置输出耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制输入，其中，所述偏置发生器电路响应于去偏置电流流过所述偏置控制节点而控制到所述峰值输出晶体管的所述偏置电流的量值；以及

·电源自适应电路，所述电源自适应电路具有被配置成接收为所述峰值放大器供电的所述电源电压的电源电压感测端子，以及耦接到所述偏置控制节点的去偏置电流支路，其中，所述电源自适应电路被配置成响应于所述电源电压的变化而调整流过所述去偏置电流支路的所述去偏置电流。

3.根据权利要求2所述的放大器，其中，所述电源自适应电路被配置成：

·随着所述电源电压降低而逐渐减小灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流；以及

·相应地，所述偏置发生器电路被配置成响应于减小的去偏置电流而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

4.根据权利要求2所述的放大器，其中，所述电源自适应电路被配置成：

·随着所述电源电压增大而逐渐增大灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流；以及

·相应地，所述偏置发生器电路被配置成响应于增大的去偏置电流而降低到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

5.根据权利要求2所述的放大器，其中，所述偏置发生器电路包括偏置发生器晶体管，所述偏置发生器晶体管具有耦接到所述偏置控制节点的基极、耦接到电压源的集电极和耦接到所述峰值输出晶体管的所述偏置控制端子的发射极。

6.根据权利要求5所述的放大器，其中，所述偏置发生器电路还包括耦接在所述基极与固定电压节点之间的滤波电容器。

7.根据权利要求2所述的放大器，其中，所述电源自适应电路包括串联耦接在所述去偏置电流支路内的去偏置晶体管和启用晶体管，其中，当所述启用晶体管处于启用状态时，去偏置电流流过所述去偏置晶体管和所述启用晶体管，并且其中，当所述启用晶体管处于禁用状态时，没有去偏置电流流过所述去偏置晶体管和所述启用晶体管。

8.根据权利要求7所述的放大器，其中，所述去偏置晶体管和所述启用晶体管两者都是双极型晶体管。

9.根据权利要求7所述的放大器，其中，所述去偏置晶体管和所述启用晶体管两者都是场效应晶体管。

10.根据权利要求7所述的放大器，其中，所述去偏置晶体管是双极型晶体管，并且所述启用晶体管是场效应晶体管。

11.根据权利要求7所述的放大器，其中，所述去偏置晶体管具有耦接到被配置成接收所述电源电压的电源电压感测端子的去偏置控制端子，并且所述启用晶体管具有耦接到启用端子的启用控制，所述启用端子被配置成接收将所述启用晶体管置于所述启用状态和禁用状态的启用/禁用电压电平。

12.根据权利要求7所述的放大器，其中，所述去偏置电流支路还包括与所述去偏置晶体管和所述启用晶体管串联耦接的去偏置二极管。

13.根据权利要求7所述的放大器，还包括耦接在所述启用控制与所述启用端子之间的启用二极管。

14.根据权利要求7所述的放大器，还包括耦接在所述去偏置控制端子与所述电源电压感测端子之间的感测二极管。

15.根据权利要求7所述的放大器，还包括耦接在所述电源电压感测端子与所述去偏置控制端子之间的低通滤波器，其中，所述低通滤波器被配置成在所述电源电压感测端子处从所述电源电压去除RF频率噪声。

16.一种用于使用载波放大器和与所述载波放大器并联耦接的峰值放大器以及峰值功率电源自适应偏置发生器放大信号的方法，其中，所述峰值放大器具有峰值输出晶体管，并且所述峰值功率电源自适应偏置发生器耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制端子，所述方法包括配置所述峰值功率电源自适应偏置发生器以感测到所述峰值放大器的电源电压，并且随着所述电源电压降低而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流的步骤。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述峰值功率电源自适应偏置发生器包括偏置发生器电路和电源自适应电路，所述偏置发生器电路具有偏置控制节点和耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制输入的偏置输出，所述电源自适应电路具有电源电压感测端子和耦接到所述偏置控制节点的去偏置电流支路，所述方法还包括以下步骤：

·响应于去偏置电流流过所述偏置控制节点而控制到所述峰值输出晶体管的所述偏置电流的量值；以及

·响应于所述电源电压的变化而调整流过所述去偏置电流支路的所述去偏置电流。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述电源自适应电路被配置成随着所述电源电压降低而逐渐减小灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流，所述方法还包括响应于减小的去偏置电流而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流的步骤。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述电源自适应电路被配置成随着所述电源电压增大而逐渐增大灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流，所述方法还包括响应于增大的去偏置电流而降低到所述峰值输出晶体管的偏置电流的步骤。

20.一种无线通信装置，包括：

·基带处理器；

·发射电路系统，所述发射电路系统被配置成从所述基带处理器接收编码数据并用所述编码数据调制载波信号，其中，所述发射电路系统包括：

·载波放大器；

·峰值放大器，所述峰值放大器与所述载波放大器并联耦接，其中，所述峰值放大器具有峰值输出晶体管；以及

·峰值功率电源自适应偏置发生器，所述峰值功率电源自适应偏置发生器耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制端子，其中，所述峰值功率电源自适应偏置发生器被配置成感测到所述峰值放大器的电源电压，并且随着所述电源电压降低而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

21.根据权利要求20所述的无线通信装置，其中，所述峰值功率电源自适应偏置发生器包括：

·偏置发生器电路，所述偏置发生器电路具有偏置控制节点和偏置输出，所述偏置输出耦接到所述峰值输出晶体管的偏置控制输入，其中，所述偏置发生器电路响应于去偏置电流流过所述偏置控制节点而控制到所述峰值输出晶体管的所述偏置电流的量值；以及

·电源自适应电路，所述电源自适应电路具有被配置成接收为所述峰值放大器供电的所述电源电压的电源电压感测端子以及耦接到所述偏置控制节点的去偏置电流支路，其中，所述电源自适应电路被配置成响应于所述电源电压的变化而调整流过所述去偏置电流支路的所述去偏置电流。

22.根据权利要求21所述的无线通信装置，其中，所述电源自适应电路被配置成：

·随着所述电源电压降低而逐渐减小灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流；以及

·相应地，所述偏置发生器电路被配置成响应于减小的去偏置电流而增大到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

23.根据权利要求21所述的无线通信装置，其中，所述电源自适应电路被配置成：

·随着所述电源电压增大而逐渐增大灌自所述偏置发生器电路的所述偏置控制节点的所述去偏置电流；以及

·相应地，所述偏置发生器电路被配置成响应于增大的去偏置电流而降低到所述峰值输出晶体管的偏置电流。

24.根据权利要求21所述的无线通信装置，其中，所述偏置发生器电路包括偏置发生器晶体管，所述偏置发生器晶体管具有耦接到所述偏置控制节点的基极、耦接到电压源的集电极和耦接到所述峰值输出晶体管的所述偏置控制端子的发射极。

25.根据权利要求24所述的无线通信装置，其中，所述偏置发生器电路还包括耦接在所述基极与固定电压节点之间的滤波电容器。

26.根据权利要求21所述的无线通信装置，其中，所述电源自适应电路包括串联耦接在所述去偏置电流支路内的去偏置晶体管和启用晶体管，其中，当所述启用晶体管处于启用状态时，去偏置电流流过所述去偏置晶体管和所述启用晶体管，并且其中，当所述启用晶体管处于禁用状态时，没有去偏置电流流过所述去偏置晶体管和所述启用晶体管。

27.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述去偏置晶体管和所述启用晶体管两者都是双极型晶体管。

28.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述去偏置晶体管和所述启用晶体管两者都是场效应晶体管。

29.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述去偏置晶体管是双极型晶体管，并且所述启用晶体管是场效应晶体管。

30.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述去偏置晶体管具有耦接到被配置成接收所述电源电压的电源电压感测端子的去偏置控制端子，并且所述启用晶体管具有耦接到启用端子的启用控制，所述启用端子被配置成接收将所述启用晶体管置于所述启用状态和禁用状态的启用/禁用电压电平。

31.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述去偏置电流支路还包括与所述去偏置晶体管和所述启用晶体管串联耦接的去偏置二极管。

32.根据权利要求26所述的无线通信装置，还包括耦接在所述启用控制与所述启用端子之间的启用二极管。

33.根据权利要求26所述的无线通信装置，还包括耦接在所述去偏置控制端子与所述电源电压感测端子之间的感测二极管。

34.根据权利要求26所述的无线通信装置，还包括耦接在所述电源电压感测端子与所述去偏置控制端子之间的低通滤波器，其中，所述低通滤波器被配置成在所述电源电压感测端子处从所述电源电压去除RF频率噪声。