FR3137231A1 - Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés - Google Patents
Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés Download PDFInfo
- Publication number
- FR3137231A1 FR3137231A1 FR2206217A FR2206217A FR3137231A1 FR 3137231 A1 FR3137231 A1 FR 3137231A1 FR 2206217 A FR2206217 A FR 2206217A FR 2206217 A FR2206217 A FR 2206217A FR 3137231 A1 FR3137231 A1 FR 3137231A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- symbol
- chips
- spreading
- period
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 45
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 title description 25
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims abstract description 81
- 230000006835 compression Effects 0.000 claims abstract description 43
- 238000007906 compression Methods 0.000 claims abstract description 43
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 claims abstract description 26
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 16
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 29
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 18
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 13
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 8
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 6
- 238000011282 treatment Methods 0.000 claims description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 5
- 241001168730 Simo Species 0.000 claims description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 241000861223 Issus Species 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 1
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000001575 pathological effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- URWAJWIAIPFPJE-YFMIWBNJSA-N sisomycin Chemical compound O1C[C@@](O)(C)[C@H](NC)[C@@H](O)[C@H]1O[C@@H]1[C@@H](O)[C@H](O[C@@H]2[C@@H](CC=C(CN)O2)N)[C@@H](N)C[C@H]1N URWAJWIAIPFPJE-YFMIWBNJSA-N 0.000 description 1
- 238000004513 sizing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
- H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
L’invention concerne un procédé d’émission d’une communication sans fil, comprenant : une obtention de symboles par codage canal et modulation numérique ; un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d’étalement , les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole ; et obtention, à partir de chaque symbole, d’un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période ; une mise en œuvre sur les chips de : - une compression de la période entre les chips d’un taux de compression strictement inférieur à 1, la période entre les chips après ladite compression étant égale à , - un filtrage par un filtre de mise en forme , en racine de Nyquist de période d’orthogonalité ; ou de bande utile de longueur finie . Figure pour l’abrégé : Fig. 1
Description
L’invention se situe dans le domaine des télécommunications sans fil étalées spectralement ainsi que dans celui des systèmes à haute efficacité spectrale.
Le DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) est une technique d’étalement spectral à l’aide de codes d’étalement « pseudo bruit » sur une bande fréquentielle plus grande que le minimum requis (R. Pickholtz, D. Schilling, and L. Milstein, “Theory of spread-spectrum communications - a tutorial,” IEEE Transactions on Communications, vol. 30, no. 5, pp. 855–884, 1982.).
Dans le cas de signaux de radio transmissions étalés spectralement, on distingue généralement les codes courts dont la période est inférieure à la durée symbole (ou par extension inférieure à quelques durées symboles), et les codes longs dont la période correspond à minima à un multiple élevé de durées symboles.
Dans le domaine civil, cette technique permet à plusieurs utilisateurs d’employer des codes orthogonaux ou quasi orthogonaux pour partager simultanément la même bande de fréquence tout en assurant une faible interférence (Code Division Multiple Access ou CDMA [Kwang Soon Kim, Iickho Song, Yun Hee Kim, Yong Up Lee, and Jooshik Lee, “Analysis of quasi-ML multiuser detection of DS/CDMA systems in asynchronous channels,” IEEE Transactions on Communications, vol. 47,pp. 1875–1883, Dec. 1999]). Dans le domaine militaire, son intérêt principal est sa robustesse aux brouilleurs (grâce au gain d’étalement) et à l’interception (grâce à la faible densité spectrale de puissance pouvant être abaissée pour induire des niveaux de réception en dessous du niveau du bruit).
Un corollaire à cette application est que de telles communications dites « discrètes » sont susceptibles d’être autorisées à utiliser des bandes allouées en tant qu’utilisateur secondaire (SU). En effet, ce nouvel utilisateur génère peu d’interférences (grâce à sa faible DSP) tout en étant robuste face au signal de l’utilisateur principal.
Malheureusement, en étalant le spectre du signal, on diminue de manière significative l’efficacité spectrale. Or c’est un des critères important à prendre en compte dans le dimensionnement d’une forme d’onde.
Ce problème a déjà été posé dans le contexte de liaisons non étalées. Parmi les techniques améliorant l’efficacité spectrale on peut citer par exemple :
- Le choix du filtre de mise en forme :
En utilisant par exemple un filtre de mise en forme en racine de cosinus surélevé, on est capable de diminuer la bande du signal utile et donc d’augmenter l’efficacité spectrale en jouant sur un paramètre appelé roll off. Malheureusement, diminuer la bande revient à augmenter le support temporel du filtre et donc la complexité de la réception.
- Le choix de la modulation :
En augmentant l’ordre de la modulation à bande constante (et puissance en sortie d’antenne constante), on augmente le nombre de bits transmis par symbole et donc l’efficacité spectrale mais on dégrade les performances en terme de taux d’erreur binaire (TEB)
- L’utilisation de liaisons Faster-Than-Nyquist (FTN)
Le FTN consiste à émettre à un rythme baud plus élevé que les rythmes dits de Nyquist. Toutefois ce bénéfice se fait au prix de l’apparition d’interférence inter-symboles intrinsèque (IESI) dès l’émission, et de récepteurs plus complexes pour traiter celle-ci.
Il existe ainsi un besoin de disposer d’une chaîne de transmission étalée pouvant assurer une certaine discrétion énergétique tout en conservant une efficacité spectrale raisonnable.
A cet effet, suivant un premier aspect, la présente invention décrit un procédé d’émission d’une communication sans fil, ledit procédé étant mis en œuvre dans un dispositif d’émission de télécommunication sans fil recevant en entrée un signal à transmettre, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission :
application d’un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, suivi d’une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ;
ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission :
étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSSappliqué avec un facteur d’étalement , les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole ; et obtention, à partir de chaque symbole, d’un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période ;
mise en œuvre sur les chips obtenus après étalement d’un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression strictement inférieur à 1, la période entre les chips après ladite compression étant égale à ;
- le filtrage par un filtre de mise en forme :
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité ; ou
- de bande utile de longueur finie .
L’invention propose ainsi une nouvelle forme d’onde paramétrable permettant d’accroître l’efficacité spectrale des liaisons DSSS classiques et de doter d’une certaine discrétion énergétique les liaisons FTN classiques. Différents schémas de réception associés à différentes complexités sont également proposés.
Dans des modes de réalisation, un tel procédé comprendra en outre l’une au moins des caractéristiques suivantes :
le signal à l’issue du filtrage est défini par l’équation suivante :
avec :
-
-
- dans le cas d’un étalement monocode :
- dans le cas d’un étalement bicode :
- dans le cas d’un étalement monocode :
-
-
-
-
-
Suivant un autre aspect, l’invention décrit un programme d’ordinateur destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif d’émission de télécommunication sans fil comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes du procédé d’émission décrit ci-dessus.
Suivant un autre aspect, l’invention décrit un procédé de réception d’une communication sans fil mis en œuvre dans un dispositif de réception de télécommunication sans fil comprenant au moins une antenne de réception recevant en entrée un signal transmis, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception sur un signal obtenu via la ou les antennes de réception :
application d’une démodulation numérique et d’un décodage canal sur le signal ;
ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception :
mise en œuvre d’un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre et au canal ; tel que le filtre est adapté à un filtre de mise en forme en racine de Nyquist de période d’orthogonalité ou de bande utile de longueur finie ;
échantillonnage de période du signal issu du filtre adapté au canal global ;
désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement , la série des SF chips correspondant au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période ; et obtention de symboles de durée .
Dans des modes de réalisation, un tel procédé de réception comprendra en outre l’une au moins des caractéristiques suivantes :
dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal h(t) et son filtre adapté par les vecteurs et avec N le nombre d’antennes en réception ;
le procédé comprend à l’issue du désétalement, au moins une des étapes parmi :
une égalisation des symboles dés-étalés mise en œuvre par un bloc égaliseur (28) du dispositif de réception ;
une sélection d’un élément d’une constellation d’éléments, en fonction des symboles dés-étalés, par la mise en œuvre d’un algorithme de Viterbi ou par un bloc de décision dudit dispositif de réception.
Suivant un autre aspect, l’invention décrit un programme d’ordinateur destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif de réception de télécommunication sans fil comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé de réception tel que décrit ci-dessus.
Suivant un autre aspect, l’invention décrit un dispositif d’émission d’une communication sans fil adapté pour recevoir en entrée un signal à transmettre, le dispositif d’émission étant adapté pour appliquer un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, puis une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ;
ledit dispositif d’émission caractérisé en ce qu’il est adapté pour effectuer un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSSappliqué avec un facteur d’étalement , les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole, et pour obtenir, à partir de chaque symbole, un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période ;
ledit dispositif d’émission étant adapté pour mettre en œuvre sur les chips obtenus après étalement, un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression strictement inférieur à 1, la période entre les chips après ladite compression étant égale à ;
- le filtrage par un filtre de mise en forme :
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité ; ou
- de bande utile de longueur finie .
Dans un mode de réalisation, le signal , obtenu par ledit dispositif d’émission à l’issue du filtrage, est défini par l’équation suivante :
avec :
- : le taux de compression, compris entre 0 et 1 ;
- : les chips issus des symboles étalés ;
dans le cas d’un étalement monocode :
dans le cas d’un étalement bicode :
- : le temps séparant les chips non compressés ;
- : le facteur d’étalement ;
- : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme.
- : le symbole à transmettre (sortie du codage canal et de la modulation numérique) avec la partie réelle du symbole et la partie imaginaire du symbole ;
- ou et : le monocode ou bicode d’étalement utilisé.
Suivant un autre aspect, l’invention décrit un dispositif de réception d’une communication sans fil, adapté pour recevoir en entrée via une ou plusieurs antennes de réception un signal transmis, ledit dispositif de réception étant adapté pour appliquer sur le signal obtenu, via la ou les antennes de réception, une démodulation numérique et un décodage canal ;
ledit dispositif étant caractérisé en ce qu’il est adapté pour mettre en œuvre un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre et au canal , tel que le filtre est adapté à un filtre de mise en forme en racine de Nyquist de période d’orthogonalité ou de bande utile de longueur finie ;
ledit dispositif est adapté pour effectuer un échantillonnage de période du signal issu du filtre adapté au canal global ;
ledit dispositif est adapté pour effectuer un désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement , la série des SF chips correspondante au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période ; et pour obtenir des symboles de durée .
L’invention sera mieux comprise et d’autres caractéristiques, détails et avantages apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit, donnée à titre non limitatif, et grâce aux figures annexées, données à titre d’exemple.
Des références identiques peuvent être utilisées dans des figures différentes lorsqu’elles désignent des éléments identiques ou comparables.
Un système de télécommunication sans fil mettant en œuvre l’invention, dans un mode de réalisation, comprend un dispositif émetteur de télécommunication sans fil 10, appelé ci-après émetteur 10, et un dispositif récepteur de télécommunication sans fil 20, appelé ci-après récepteur 20.
Le dispositif émetteur de télécommunication sans fil 10 selon l’invention est adapté pour, en fonction d’un signal source qui lui est fourni en entrée, déterminer des symboles modulés par une modulation numérique de façon connue, puis pour appliquer sur les dits symboles un étalement de spectre à séquence directe, dit DSSS (pour Direct Sequence Spread Spectrum), et enfin pour appliquer un traitement du type Faster-than-Nyquist, dit FTN, en émission.
Le dispositif récepteur de télécommunication sans fil 20 est adapté pour recevoir un signal de communication transmis par l’émetteur 10, puis pour appliquer sur le signal reçu un traitement adapté à l’émission étalée Faster-than-Nyquist, dit FTN, suivi d’un traitement de désétalement. Les caractéristiques du traitement FTN en réception correspondent aux caractéristiques du traitement FTN effectué dans l’émetteur 10. Les caractéristiques utilisées pour le désétalement effectué par le récepteur 20 sont similaires aux caractéristiques de l’étalement effectué par l’émetteur 10 .
Dans un mode de réalisation de l’invention, l’émetteur 10 comprend, en référence à la , un bloc de codage 11, un bloc entrelaceur 12, un bloc de modulation 13, un bloc d’étalement DSSS 14, un bloc de compression 15, un bloc de filtrage 16 et une antenne d’émission radiofréquence (RF) 17.
La fonction des blocs est indiquée ci-après et est en outre complétée ultérieurement, en référence à la .
Les trois blocs 11, 12, 13 effectuent ainsi le codage canal et le codage source, par des méthodes connues de l’homme de l’art.
Le bloc de codage 11 est adapté pour recevoir un signal source constitué d’une série de bits et est adapté pour effectuer un codage canal.
Le bloc entrelaceur 12 est adapté pour recevoir les bits issus du bloc de codage canal 11, pour entrelacer entre eux les bits reçus afin d’introduire de la diversité temporelle, en vue de protéger le signal du phénomène dit de fading.
Le bloc de modulation 13 est adapté pour appliquer sur les séquences de bits sortant du bloc entrelaceur 12, une modulation numérique, i.e. pour affecter à chaque séquence de bits un état (ou symbole), correspondant à la séquence de bits, parmi les M états possibles dans la constellation associée à la modulation choisie. La modulation numérique est par exemple de type ASK, mQAM, mPSK, mAPSK ….
Le bloc d’étalement DSSS 14 est adapté pour mettre en œuvre une technique d’étalement spectral par séquence directe (DSSS), qui est une technique d’étalement de spectre bien connue de l’homme de l’art : le signal fourni en entrée du bloc DSSS 14 est combiné avec des codes d’étalement de modulation quelconques, pouvant être différents sur la partie réelle et imaginaire du symbole, et ayant un rythme plus élevé que les symboles utiles, ce qui divise les données du signal en fonction d'un rapport d'étalement : cf. R. Pickholtz, D. Schilling and L. Milstein, "Theory of Spread-Spectrum Communications - A Tutorial," IEEE Transactions on Communications, vol. 30, no. 5, pp. 855-884, May 1982. est la période séparant entre eux les chips du code d’étalement.
Le bloc de compression 15 et le bloc de filtrage 16 sont adaptés pour mettre en œuvre la technique FTN, en émission. Cette technique FTN est décrite en détail notamment dans J. Mazo, Faster-Than-Nyquist signaling, Bell System Tech Journal, vol. 54, no.8, pp. 1451 – 1462, Oct 1975. Selon un mode de réalisation selon la présente invention, la technique Faster-Than-Nyquist (FTN) est mise en œuvre avec un filtre de mise en forme par exemple de type racine de cosinusoïde surélevée (Root Raised Cosine ou RRC). Dans un autre mode de réalisation de l’invention, l’utilisation de la technique FTN est couplée à tout autre filtre de mise en forme borné en fréquence (de bande ).
Le bloc de compression 15 est adapté pour modifier la période séparant les symboles étalés en fonction d’un taux de compression fixé ( ). En sortie du bloc de compression 15, les symboles étalés sont donc constitués chacun de SF impulsions (chips) séparées cette fois par une période .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le bloc filtre 16 est considéré comme un filtre en racine de Nyquist de temps d’orthogonalité : il applique, sur le signal reçu en entrée, un filtre adapté, , au filtre tel que soit un filtre de Nyquist pour la période , c’est à dire tel que soit nul tous les . Si le filtre de mise en forme est en RRC, est associé à un paramètre de roll-off , compris entre 0 et 1, compromis entre efficacité spectrale et le support temporel du filtre (plus le roll-off est faible, plus la bande est petite, meilleure est l’efficacité spectrale mais plus le support temporel du filtre croît, ce qui complexifie la réception).
Pour plus de détails sur la liaison FTN, on pourra se référer à la publication J. Fan, S. Guo, X. Zhou, Y. Ren, G. Y. Li and X. Chen, "Faster-Than-Nyquist Signaling: An Overview," in IEEE Access, vol. 5, pp. 1925-1940, 2017, doi: 10.1109/ACCESS.2017.2657599. Ce filtre limite la bande du signal à (où est la bande du filtre de mise en forme) et est défini de sorte que, quand , l’émetteur 10 correspond à un émetteur DSSS classique.
Une transmission Faster-Than-Nyquist (FTN) consiste à transmettre l’information plus rapidement que la limite imposée par le temps d’orthogonalité ( ) du filtre 16 de mise en forme. Le fait de dépasser cette limite a pour avantage d’augmenter le débit en conservant une même bande (il y a augmentation de l’efficacité spectrale), mais a pour inconvénient d’introduire de l’interférence entre symboles intrinsèques (IESI). Dans le cas spécifique d’une liaison FTN-DSSS selon l’invention, on vient compresser le temps de transmission des chips. Cela signifie que l’on va introduire de l’interférence intrinsèque inter chips associée à la fois au symbole courant, mais aussi potentiellement aux symboles précédents et suivants.
Même si le filtre de mise en forme ne correspond pas à un filtre en racine de Nyquist (l’autocorrélation du filtre de mise en forme en racine de Nyquist devant s’annuler tous les , (k≠ 0) pour respecter le critère dit de Nyquist), il est possible de définir à partir de la bande utile , finie, du filtre (par exemple de limite supérieure le point à – 3dB, ou la fréquence de coupure…). En posant , on peut étendre les résultats de l’invention tels que décrits ci-dessous à n’importe quel filtre de mise en forme de bande utile : cf.L. Mounsif and D. Roque, "Optimal Pilot Sequences for Timing Estimation in Faster-Than-Nyquist Systems," in IEEE Communications Letters, vol. 25, no. 4, pp. 1236-1240, April 2021, doi: 10.1109/LCOMM.2020.304551.
La illustre les étapes d’un procédé 100 d’émission d’un signal de communication sans fil dans un mode de mise en œuvre de l’invention.
Les blocs 11 à 16 de l’émetteur 10 sont adaptés pour mettre en œuvre celles des étapes, décrites ci-après en référence à la , qui leur incombent. Dans un mode de réalisation, ces blocs (ou au moins l’un d’entre eux) comprennent un microprocesseur et une mémoire stockant des instructions logicielles, qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microprocesseur du bloc, mettent en œuvre les étapes du procédé 100 qui incombent audit bloc.
Dans une étape 101, le bloc de codage 11 reçoit le signal numérique snà transmettre et met en œuvre d’abord sur ce signal snun codage détecteur ou correcteur d’erreurs quelconque, de rendement (turbocodes, code convolutif …), en vue de protéger du bruit le signal pendant sa transmission.
Dans une étape 102, l’entrelaceur 12 entrelace les bits reçus et fournit des bits utiles résultants identiquement distribués.
Dans une étape 103, le bloc de modulation 13 délivre des symboles en fonction des états de constellation correspondants à des séquences de bits founies par l’entrelaceur 12. Les symboles délivrés par le bloc de modulation 13 ont chacun une même durée égale à .
Dans une étape 104 suivante, chaque symbole est étalé par le bloc d’étalement 14 : le bloc d’étalement 14 module chacun des symboles qui lui sont fournis en entrée par un ensemble de SF chips appelé code d’étalement. Ce code d’étalement peut être identique pour chaque symbole (codes courts) ou différent d’un symbole à l’autre (codes longs). La longueur d’un code court est donc la durée symbole alors que celle d’un code long peut être de plusieurs siècles. L’étalement consiste à multiplier les symboles (séparés d’une période ) que l’on souhaite étaler par des codes d’étalement (séquences pseudo aléatoire) constitués de chips séparés par une période plus petite (avec le facteur d’étalement). La longueur LDSSSet la période TDSSS= LDSSS .Tcdu code sont variables selon les applications : la valeur de TDSSSpeut aller de la durée d’un symbole (TDSSS= : codes d‘étalement court) à plusieurs siècles (codes long). Plus le TDSSSest grand et le code DSSS arbitraire, plus difficile est le recouvrement du code d’étalement et le désétalement du signal et plus la transmission est discrète. Le code d’étalement peut être réel ou complexe (de modulation quelconque) et peut être identique ou différent pour les parties réelles et imaginaires des symboles.
Le facteur d’étalement (pour Spreading Factor) est le rapport entre la fréquence de transmission des chips ( ) et des symboles ( ).
Le code d’étalement associé au symbole est un code long : le code d’étalement change tous les temps symboles, i.e. il est différent pour chaque symbole et est donc fonction également de . Ces SF chips étalant un symbole sont propres à la constitution dudit code d’étalement, à sa synchronisation initiale et à l’instant d’émission du symbole.
Par exemple SF = 3 et le même code d’étalement (long : différents tous les temps symbole) est utilisé sur la partie réelle et imaginaire du symbole.
Avec la fonction de Dirac, le symbole DSSS que l’on souhaite transmettre (à l’instant ) est :
Le code d’étalement associé est :
Le symbole étalé est donc :
En fonction du code d’étalement utilisé, on peut répondre à différents besoins :
Si l’on souhaite avoir une liaison ayant une forte discrétion énergétique, il faut :
- Utiliser un code long indépendant et identiquement distribué (iid) sur chaque symbole avec un facteur d’étalement
- Utiliser un code court avec ajout d’un embrouilleur pour chaque symbole (transforme le code court en code long) avec un facteur d’étalement
Si l’on souhaite avoir une liaison avec un gain en efficacité spectrale et en performances, il convient de :
- choisir un code ou un sous ensemble de code d’étalement permettant de minimiser les interférences introduites par le FTN en émission ; et/ou
- choisir la constellation utilisée par le code d’étalement pour limiter les erreurs de réception intrinsèques (cas pathologiques) et introduites par le FTN
L’utilisation d’un code court, d’une modulation de phase, ou d’un facteur d’étalement suffisamment grand permet de réduire la complexité de la réception.
Dans un autre mode de réalisation, le code d’étalement long est obtenu par embrouillage d’un code court, le rendant ainsi spécifique au symbole auquel il va être multiplié.
Dans une étape 105, le bloc de compression 15 compresse alors, en fonction du taux de compression , la période séparant les chips des symboles étalés ( ). En sortie du bloc de compression 15, les symboles étalés sont donc constitués de SF impulsions liées au code d’étalement séparées par une période . Dans un mode de réalisation, est choisi strictement inférieur à 1.
Ainsi en reprenant l’exemple ci-dessus, le signal FTN-DSSS en sortie du bloc de compression 15 est :
Remarque : le facteur permet d’obtenir une puissance moyenne d’émission constante indépendamment de la valeur de .
Dans une étape 106, ces symboles étalés constitués de SF impulsions séparées par une période sont ensuite filtrés par le filtre de mise en forme, pouvant être en racine de Nyquist de temps d’orthogonalité ou quelconque de bande utile fini .
Dans une étape 107, le signal résultant de transmission FTN-DSSS à puissance constante est ensuite émis via l’antenne RF 17.
De manière générale :
avec :
-
-
-
-
-
On peut considérer un code d’étalement (i.e. un bi-code) de modulation quelconque et différent sur la partie réelle et sur la partie imaginaire du symbole. Dans ce cas l’expression des est donnée par :
avec :
Dans un tel cas bien sûr, il existe des symboles comportant une partie réelle non nulle et des symboles comportant une partie imaginaire non nulle.
De manière équivalente, on peut réécrire l’équation ci-dessus comme étant :
avec :
Si l’on considère le cas particulier où le code d’étalement sur la partie réelle est identique au code sur la partie imaginaire, alors on a et l’équation donnant devient :
avec :
-
-
-
-
-
-
Notamment, en poursuivant l’exemple déroulé plus haut :
A partir de l’équation donnant , on remarque que le signal FTN-DSSS proposé dépend bien de huit paramètres principaux en émission :
-
-
-
- le code correcteur utilisé
- l’entrelaceur utilisé
-
Dans un mode de réalisation de l’invention, en référence à la , le récepteur de télécommunication sans fil 20 comprend une antenne de réception RF 21, un bloc de filtrage 24 pour mise en forme en réception, un module 50 de synchronisation et estimation du canal et un module 51 de démodulation et décodage.
Le module 50 de synchronisation et estimation du canal comprend un bloc de synchronisation trame 40, un bloc de synchronisation fine 41, un bloc d’estimation du canal 42. Le module 51 de démodulation et décodage comprend un bloc de filtrage adapté au canal estimé 25, un bloc échantillonneur 26, un bloc de désétalement 27, un bloc d’égalisation 2 (optionnel), un bloc de décision 29, un bloc de démodulation 30, un bloc de désentrelacement 31, un bloc de décodage 32.
Ces blocs du récepteur 20 sont adaptés pour mettre en œuvre les étapes, décrites ci-après en référence à la , et qui leur incombent.
Dans un mode de réalisation, les blocs du récepteur 20 (ou au moins l’un d’entre eux) comprennent un microprocesseur et une mémoire stockant des instructions logicielles, qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microprocesseur du bloc, mettent en œuvre les étapes du procédé 100 qui incombent audit bloc.
En référence à la , les étapes d’un procédé de réception d’un signal de communication sans fil mis en œuvre dans un mode de réalisation à l’aide du récepteur 20 sont décrites.
Une différence entre une réception FTN-DSSS selon l’invention et une réception (Nyquist-)DSSS vient de l’échantillonnage qui s’effectue tous les , tant dans la partie synchronisation et estimation du canal que dans la partie démodulation et décodage, comme décrit ci-dessous.
Dans une étape 201, le filtre adapté au filtre de mise en forme est appliqué par le bloc de filtrage 24 au signal fourni via l’antenne 21. Plus précisément, correspond au conjugué de retourné temporellement.
Dans une étape 202, le bloc de synchronisation trame 40 effectue une synchronisation trame du signal délivré par le filtre de mise en forme 24 (la synchronisation peut par exemple se faire via un canal dédié ou par l’utilisation de préambule avant transmission des données ou directement sur un code d’étalement spécifique pilote) : le décalage fréquentiel et les retards sont ainsi estimés par le bloc de synchronisation trame 40 et délivrés par le bloc de synchronisation trame 40 aux blocs de synchronisation fine 41 et d’estimation de canal 42. Le signal filtré avec le filtre adapté au filtre de mise en forme est par exemple décalé en fréquence en parallèle pour différents décalages fréquentiels . Par la suite, on échantillonne le signal reçu sur chaque branche parallèle aux instants (avec le facteur de suréchantillonnage). On obtient donc sur chaque branche une succession d’échantillons que l’on va venir corréler avec le préambule (symboles étalés connus présent dans une trame), puis on sélectionne le signal ayant la plus grande enveloppe avant de comparer la corrélation du signal sectionné à un seuil. Si ce dernier dépasse le seuil fixé, un trajet est détecté. On récupère alors le retard et le décalage fréquentiel estimé ayant permis de dépasser le seuil.
Dans une étape 203, le bloc d’estimation de canal 42 estime les paramètres du canal de transmission représentant les artéfacts apportés par le canal (par exemple à partir de séquences pilotes figurant dans la trame de signal).
Dans une étape 204, le bloc de synchronisation fine 41, sur la base des décalages fréquentiels et retards reçus, effectue la synchronisation fine permettant d’améliorer l’estimation des retards .
Ces deux étapes 203 et 204 sont par exemple effectuées de manière simultanée comme c’est le cas de façon classique dans les traitements DSSS en réception.
Puis dans une étape 205, le bloc de filtrage adapté au canal estimé 25 applique sur le signal délivré par le bloc de filtrage 24 le filtre adapté au canal de propagation déterminé, le cas échéant, en fonction des estimations des paramètres du canal de transmission effectuées à l’étape 203.
Dans une étape suivante 206, le bloc échantillonneur 26, applique un échantillonnage de période sur les coefficients délivrés par le bloc de filtrage adapté au canal estimé 25. En effet, comme à l’émission on a compressé d’un facteur , pour retrouver ce que l’on a transmis en réception, il faut échantillonner tous les (le taux de compression à l’émission et à la réception étant identiques).
Ensuite, dans une étape 207, les échantillons du signal tels que délivrés par le bloc échantillonneur 26 sont désétalés par le bloc de désétalement 27 qui détermine donc des séquences de symbole de durée par inter-corrélation du signal reçu avec les séquences respectives de SF chips séparés par une période fonction du code d’étalement et du symbole. Dans un exemple où SF = 3, en sortie de l’étape 205, on obtient le signal , puis on échantillonne tous les par 26. On obtient donc le signal échantillonné :
L’étape de désétalement à partir des échantillons se fait en multipliant ces derniers par les codes d’étalement (utilisés en émission et associé au symbole n) conjugués et en effectuant leur somme (pour un seul code) :
Contrairement à une liaison (Nyquist-)DSSS, l’échantillon ne dépend plus seulement du chip courant ( ) mais aussi des chips et symboles précédents et suivants :
Dans le cas d’une liaison DSSS classique mono-code on aurait dans le cas « parfait » (canal parfait + pas de bruit)
Alors que dans le cas FTN-DSSS on a :
avec l’interférence du code d’étalement associé au symbole courant et l’interférence des codes d’étalement associés aux symboles suivants et précédents.
Dans le cas d’une liaison SISO avec un canal plat ( ) et en supposant une synchronisation parfaite et un même code sur la partie réelle et imaginaire on obtient après désétalement le signal :
avec :
On obtient donc des symboles avec plus ou moins d’interférences. La réception optimale au sens du critère MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation) est donnée en utilisant sur les symboles reçus, une boite de décision mettant en œuvre l’algorithme de Viterbi avec une métrique de branche non classique.
A partir du schéma optimal, on peut en déduire des configurations de récepteurs sous-optimaux en ajoutant optionnellement un égaliseur (Minimum Mean Square Error (MMSE), Expected Propagation (EP) …), effectué par le bloc d’égalisation 28.
Puis, dans une étape 208, le bloc de décision 29 décide, en fonction des séquences de symboles issues de l’étape 207 quels symboles de la constellation ont été reçus (Viterbi ou décision symbole à symbole).
Puis au cours d’une étape 209 sont réalisées les opérations inverses de celles à l’émission comprenant : la démodulation du symbole, le désentrelacement et enfin le décodage canal :
- ainsi, la démodulation du symbole est effectuée par le bloc de démodulation 30, qui fournit ainsi pour chaque symbole les bits correspondant au symbole conformément au type de modulation choisie ;
- le bloc de désentrelacement 31 effectue le traitement inverse de l’entrelacement effectué à l’étape 102.
- et enfin, le décodage canal est effectué par le bloc de décodage 32, pour identifier d’éventuelles erreurs, voire les corriger et finalement délivrer une estimation des bits transmis.
Le récepteur 20 décrit ci-dessus en référence à la met en œuvre une démodulation avec commutation, mais bien sûr l’application de l’invention ne se limite pas à ce type de récepteur.
L’invention propose ainsi l’utilisation conjointe de la technique du DSSS et du FTN (avec filtre de mise en forme RRC ou autre), dans le but d’assurer une certaine discrétion énergétique et une robustesse au brouillage pour SF suffisant, tout en limitant la perte en efficacité spectrale par rapport à une liaison DSSS classique, et tout en cherchant à obtenir de bonnes performances en réception à complexité raisonnable . La combinaison des deux techniques DSSS et FTN permet à la fois de tirer profit de leurs avantages complémentaires, et d’en réduire leurs inconvénients.
En effet, au niveau de l’efficacité spectrale :
- le FTN augmente l’efficacité spectrale (d’autant plus que le taux de compression est petit),
- tandis que le DSSS la diminue (d’autant plus que le facteur d’étalement est grand) ;
et au niveau de l’interférence inter-symbole :
- le FTN ajoute des IES intrinsèques (d’autant plus que le taux de compression est petit),
- alors que le DSSS réduit les IES (d’autant plus que le facteur d’étalement SF est grand).
Ainsi avec cette combinaison du facteur d’étalement et du taux de compression, la compression limite la perte en efficacité spectrale induite par l’étalement et l’étalement réduit l’IES intrinsèque générée par la compression, ce qui permet l’obtention potentielle de très bonnes performances à partir de récepteurs à complexité réduite. Le comportement et les performances du couplage FTN-DSSS se font en fonction de la combinaison des valeurs affectées à huit paramètres, définissant au moins partiellement la configuration du système de communication :
- le facteur d’étalement ;
- le taux de compression ;
- l’occupation de bande ;
- le bilan de liaison en réception.
- le filtre de mise en forme
- la constellation symbole
- le code correcteur d’erreurs utilisé
- l’entrelaceur utilisé.
Cette combinaison permet de générer une forme d’onde FTN-DSSS paramétrable, laquelle, en fonction des configurations :
- améliore fortement l’efficacité spectrale ;
- induit une discrétion énergétique
- limite la complexité du récepteur ;
- voire dans certains cas, améliore les performances (à efficacité spectrale constante).
En fonction des huit paramètres définis ci-dessus, il est par exemple possible de :
- mettre en œuvre un réseau CDMA implémentant l’invention, ce qui engendre une efficacité spectrale système accrue par rapport à un réseau CDMA classique; ou
- de concevoir un système IoT discret énergétiquement
Les combinaisons optimales de valeurs pour ces paramètres sont déterminées par exemple par simulation du système ; elles dépendront de l’application dans laquelle l’invention est mise en œuvre et de la bande du signal. De manière générale, la forme d’onde selon l’invention permet d’augmenter l’efficacité spectrale de la transmission. Le choix des valeurs des différents paramètres indiqués et du code d’étalement utilisé permet soit d’améliorer les performances à efficacité spectrale constante, soit d’améliorer la discrétion énergétique.
Des télécommunications sans fil selon l’invention peuvent être mises en œuvre plus généralement dans toutes les applications, civiles ou militaires, où la notion de discrétion énergétique est souhaitée, par exemple les applications civiles relatives aux réseaux IoT ou 5G-6G, mais aussi les applications relatives aux réseaux CDMA à efficacité spectrale accrues.
L’invention peut être mise en œuvre dans le cadre de :
liens simplex (dans une direction uniquement) avec la FOP (Forme d’Onde Paramétrable) associé à des paramétrages spécifiques et différents traitements de synchronisation/estimation de retard (MMSE, etc.), notamment dans des applications de radionavigation ;
liens simplex avec la FOP associée à des paramétrages spécifiques et différents traitements de réception, démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, etc.), notamment dans des applications de radiodiffusion ;
liens duplex (transmet et reçoit) avec la FOP associée à des paramétrages spécifiques et différents traitements de démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, etc.) notamment dans des applications de lien de radiocommunication mono-utilisateur ;
liens duplex multiples (plusieurs utilisateurs transmettent et reçoivent) avec des FOPs multiples associées à des paramétrages spécifiques et traitements de démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, Join Detection, etc.) notamment dans des applications de Réseau de Radiocommunications multiutilisateurs – Réseaux CDMA.
L’invention peut être mise en œuvre dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal et son filtre adapté par les vecteurs et avec N le nombre d’antennes en réception.
Claims (10)
- Procédé d’émission d’une communication sans fil, ledit procédé étant mis en œuvre dans un dispositif d’émission de télécommunication sans fil (10) recevant en entrée un signal à transmettre, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission :
application d’un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, suivi d’une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ;
ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission :
étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSSappliqué avec un facteur d’étalement
mise en œuvre sur les chips obtenus après étalement d’un traitement comprenant :
la compression de la période entre les chips d’un taux de compression
le filtrage par un filtre de mise en forme
en racine de Nyquist de période d’orthogonalité
de bande utile de longueur finie - Procédé d’émission d’une communication sans fil, selon la revendication 1 selon lequel le signal
avec :-
-
- dans le cas d’un étalement monocode :
- dans le cas d’un étalement bicode :
- dans le cas d’un étalement monocode :
-
-
-
-
-
-
- Procédé de réception d’une communication sans fil mis en œuvre dans un dispositif de réception de télécommunication sans fil (20) comprenant au moins une antenne de réception recevant en entrée un signal transmis, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception sur un signal obtenu via l’antenne de réception :
- application d’une démodulation numérique et d’un décodage canal sur le signal ;
mise en œuvre d’un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre
échantillonnage de période
désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement - Procédé de réception d’une communication sans fil, selon la revendication précédente, dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal
- Procédé de réception d’une communication sans fil selon la revendication 3 ou 4, comprenant à l’issue du désétalement, au moins une des étapes parmi :
- une égalisation des symboles dés-étalés mise en œuvre par un bloc égaliseur (28) du dispositif de réception ;
- une sélection d’un élément d’une constellation d’éléments, en fonction des symboles dés-étalés, par la mise en œuvre d’un algorithme de Viterbi par un bloc de décision dudit dispositif de réception. - Programme d’ordinateur, destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif d’émission de télécommunication sans fil (10) comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé selon l’une des revendications 1-2.
- Programme d’ordinateur, destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif de réception de télécommunication sans fil (20) comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé selon l’une des revendications 3-5.
- Dispositif d’émission d’une communication sans fil (10), adapté pour recevoir en entrée un signal à transmettre, le dispositif d’émission étant adapté pour appliquer un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, puis une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ;
ledit dispositif d’émission caractérisé en ce qu’il est adapté pour effectuer un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSSappliqué avec un facteur d’étalement
ledit dispositif d’émission étant adapté pour mettre en œuvre sur les chips obtenus après étalement, un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression
- le filtrage par un filtre de mise en forme
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité
- de bande utile de longueur finie - Dispositif d’émission d’une communication sans fil (10) selon la revendication 8, dans lequel le signal
avec :-
-
- dans le cas d’un étalement monocode :
- dans le cas d’un étalement bicode :
- dans le cas d’un étalement monocode :
-
-
-
-
-
-
- Dispositif de réception (20) d’une communication sans fil, adapté pour recevoir en entrée via une antenne de réception un signal transmis, ledit dispositif de réception étant adapté pour appliquer sur le signal obtenu via l’antenne de réception une démodulation numérique et d’un décodage canal sur ledit signal obtenu ;
ledit dispositif étant caractérisé en ce qu’il est adapté pour mettre en œuvre un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre
ledit dispositif est adapté pour effectuer un échantillonnage de période
ledit dispositif est adapté pour effectuer un désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2206217A FR3137231A1 (fr) | 2022-06-23 | 2022-06-23 | Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés |
| PCT/EP2023/066910 WO2023247673A1 (fr) | 2022-06-23 | 2023-06-22 | Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2206217 | 2022-06-23 | ||
| FR2206217A FR3137231A1 (fr) | 2022-06-23 | 2022-06-23 | Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR3137231A1 true FR3137231A1 (fr) | 2023-12-29 |
Family
ID=84053487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR2206217A Pending FR3137231A1 (fr) | 2022-06-23 | 2022-06-23 | Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR3137231A1 (fr) |
| WO (1) | WO2023247673A1 (fr) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9444670B2 (en) * | 2013-10-21 | 2016-09-13 | Electronics And Telecommunications Research Instit | Method and apparatus for transmitting and receiving signal based on interference |
| US9762286B2 (en) * | 2015-01-28 | 2017-09-12 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Communication apparatus and method |
-
2022
- 2022-06-23 FR FR2206217A patent/FR3137231A1/fr active Pending
-
2023
- 2023-06-22 WO PCT/EP2023/066910 patent/WO2023247673A1/fr unknown
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9444670B2 (en) * | 2013-10-21 | 2016-09-13 | Electronics And Telecommunications Research Instit | Method and apparatus for transmitting and receiving signal based on interference |
| US9762286B2 (en) * | 2015-01-28 | 2017-09-12 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Communication apparatus and method |
Non-Patent Citations (7)
| Title |
|---|
| J. FANS. GUOX. ZHOUY. RENG. Y. LIX. CHEN: "Faster-Than-Nyquist Signaling: An Overview", IEEE ACCESS, vol. 5, 2017, pages 1925 - 1940, XP055494618, DOI: 10.1109/ACCESS.2017.2657599 |
| J. MAZO: "Faster-Than-Nyquist signaling", BELL SYSTEM TECH JOURNAL, vol. 54, no. 8, October 1975 (1975-10-01), pages 1451 - 1462, XP011631499, DOI: 10.1002/j.1538-7305.1975.tb02043.x |
| JIANCUN FAN ET AL: "Faster-Than-Nyquist Signaling: An Overview", IEEE ACCESS, vol. 5, 1 January 2017 (2017-01-01), pages 1925 - 1940, XP055494618, DOI: 10.1109/ACCESS.2017.2657599 * |
| KWANG SOON KIMIICKHO SONGYUN HEE KIMYONG UP LEEJOOSHIK LEE: "Analysis of quasi-ML multiuser détection of DS/CDMA systems in asyn-chronous channels", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 47, December 1999 (1999-12-01), pages 1875 - 1883 |
| L. MOUNSIFD. ROQUE: "Optimal Pilot Sequences for Timing Estimation in Faster-Than-Nyquist Systems", IEEE COMMUNICATIONS LETTERS, vol. 25, no. 4, April 2021 (2021-04-01), pages 1236 - 1240, XP011848717, DOI: 10.1109/LCOMM.2020.3045512 |
| R. PICKHOLTZD. SCHILLINGL. MILSTEIN: "Theory of spread-spectrum communications - a tutorial", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 30, no. 5, 1982, pages 855 - 884 |
| R. PICKHOLTZD. SCHILLINGL. MILSTEIN: "Theory of Spread-Spectrum Communications - A Tutorial", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 30, no. 5, May 1982 (1982-05-01), pages 855 - 884 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2023247673A1 (fr) | 2023-12-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2773290A1 (fr) | Dispositif de communication et procede permettant de supprimer des interferences en utilisant une egalisation adaptative dans un systeme de communication a spectre etale | |
| FR2746990A1 (fr) | Procede et appareil permettant la demodulation et la detection de bits de commande de puissance dans un systeme de communication a etalement du spectre | |
| EP1168739B1 (fr) | Procédé et dispositif d'estimation de la réponse impulsionelle d'un canal de transmission d'informations, en particulier pour un téléphone mobile cellulaire | |
| FR2774831A1 (fr) | Recepteur adaptatif de signaux pour systeme de communications a acces pultiples par repartition a codes | |
| WO2001099301A1 (fr) | Procede et dispositif d'annulation de l'interference dans un recepteur | |
| EP1260071B1 (fr) | Procede et dispositif d'estimation d'un canal de propagation | |
| JP4720360B2 (ja) | スペクトラム拡散受信機のチップ等化器、該チップ等化器で用いられる雑音指数演算方法及びフィルタ係数決定方法 | |
| EP1105975A1 (fr) | Recepteur en rateau iteratif et procede de reception correspondant | |
| FR2751499A1 (fr) | Procede de demodulation differentielle numerique | |
| FR3137231A1 (fr) | Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés | |
| FR2851098A1 (fr) | Procede de traitement d'un signal par un recepteur radio et recepteur radio pour la mise en oeuvre du procede | |
| EP1244243B1 (fr) | Egalisation à minimisation de l'erreur quadratique moyenne globale | |
| EP3202077A1 (fr) | Procédé d'émission d'un signal multi-porteuses, procédé de réception, dispositifs, et programmes d'ordinateurs associés mettant en oeuvre une modulation de type oqam | |
| FR2890504A1 (fr) | Estimation iterative de canal de propagation pour mimo dans un reseau cdma | |
| EP1184996B1 (fr) | Procédé de réception non cohérente DP-Mok avec combinaison de trajets multiples et récepteur correspondant | |
| WO2005062478A1 (fr) | Dispositif et procede de decodage de donnees amrc, systeme correspondant | |
| EP1221206B1 (fr) | Procede et dispositif pour demoduler des signaux provenant de multi-utilisateurs | |
| EP1582041A1 (fr) | Recepteur a estimation iterative de canal utilisant une boucle de retour (turbo-estimation) | |
| FR2782426A1 (fr) | Dispositif d'etalement ou de desetalement de spectre, notamment pour la transmission dans un systeme cellulaire de radiocommunications mobiles du type a acces multiple par repartition de codes | |
| WO2005109708A1 (fr) | Procede de determination de codes d’etalement utilises dans un signal cdma et dispositif de communication correspondant. | |
| FR3131144A1 (fr) | Procédé de réception de signaux radiofréquences non étalés spectralement | |
| WO2001063823A1 (fr) | Systeme de synchronisation d'un systeme de telecommunication numerique a acces multiple | |
| FR3045247A1 (fr) | Procede et dispositif de combinaison de trames de symboles complexes | |
| WO2007099249A1 (fr) | Structure a faible complexite pour l'implementation de l'annuleur d'interference mpic | |
| FR2886789A1 (fr) | Dispositif et procede de selection d'un recepteur en fonction de l'environnement |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 2 |
|
| PLSC | Publication of the preliminary search report |
Effective date: 20231229 |