WO2023247673A1 - Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés - Google Patents

Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés Download PDF

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WO2023247673A1
WO2023247673A1 PCT/EP2023/066910 EP2023066910W WO2023247673A1 WO 2023247673 A1 WO2023247673 A1 WO 2023247673A1 EP 2023066910 W EP2023066910 W EP 2023066910W WO 2023247673 A1 WO2023247673 A1 WO 2023247673A1
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WO
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symbol
spreading
chips
signal
period
Prior art date
Application number
PCT/EP2023/066910
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English (en)
Inventor
Jean-Baptiste FRAISSE
Pascal Chevalier
François Delaveau
Sylvain Traverso
Roland Gautier
Original Assignee
Thales
Universite De Bretagne Occidentale
Centre National De La Recherche Scientifique
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping

Definitions

  • the invention lies in the field of spectrally spread wireless telecommunications as well as in that of high spectral efficiency systems.
  • DSSS Direct Sequence Spread Spectrum
  • a raised cosine root shaping filter By using, for example, a raised cosine root shaping filter, we are able to reduce the band of the useful signal and therefore increase the spectral efficiency by adjusting a parameter called roll off. Unfortunately, reducing the band means increasing the temporal support of the filter and therefore the complexity of the reception.
  • FTN consists of transmitting at a higher baud rate than the so-called Nyquist rates.
  • I ES I intrinsic inter-symbol interference
  • the present invention describes a method of transmitting a wireless communication, said method being implemented in a wireless telecommunications transmitting device receiving as input a signal at transmit, said method comprising the following steps implemented by the transmitting device: application of channel coding, comprising error correcting coding and/or interleaving, on the signal to be transmitted, followed by digital modulation said coded signal to obtain symbols; said method being characterized in that it further comprises the following steps implemented by the transmitting device: DSSS type spreading of each symbol obtained by a TDSSS period spreading code applied with a spreading factor SF, the SF chips spreading a symbol being specific to the instant of emission of the symbol; and obtaining, from each symbol, a set of SF chips spread out as a function of the value of the symbol, these chips being separated by a period Te; implementation on the chips obtained after spreading a treatment comprising:
  • the invention thus proposes a new configurable waveform making it possible to increase the spectral efficiency of classic DSSS links and to provide a certain energy discretion to classic FTN links.
  • Different reception schemes associated with different complexities are also proposed.
  • such a method will also include at least one of the following characteristics:
  • - v e (t) the impulse response of the shaping filter.
  • - a n the symbol to be transmitted (output of channel coding and digital modulation) with R e (a n ) the real part of the symbol and / m (a n ) the imaginary part of the symbol;
  • the invention describes a computer program intended to be stored in the memory of a wireless telecommunications transmission device further comprising a microcomputer, said computer program comprising instructions which , when executed on the microcomputer, implement the steps of the transmission method described above.
  • such a reception method will also include at least one of the following characteristics: in a SIMO receiver according to which the channel h(t) and its adapted filter are replaced by the vectors and ) with N the number of antennas receiving the method comprises, at the end of the despreading, at least one of the steps among: an equalization of the despreading symbols implemented by an equalizer block (28) of the reception device; a selection of an element from a constellation of elements, as a function of the de-spread symbols, by the implementation of a Viterbi algorithm or by a decision block of said reception device.
  • the invention describes a computer program intended to be stored in the memory of a wireless telecommunications receiving device further comprising a microcomputer, said computer program comprising instructions which, when executed on the microcomputer, implement the steps of a reception method as described above.
  • the invention describes a device for transmitting a wireless communication adapted to receive as input a signal to be transmitted, the transmitting device being adapted to apply channel coding, comprising corrective coding errors and/or interleaving, on the signal to be transmitted, then digital modulation of said coded signal to obtain symbols; said transmission device characterized in that it is adapted to carry out a DSSS type spreading of each symbol obtained by a period T DSSS spreading code applied with a spreading factor SF, the SF chips spreading a symbol being specific to the instant of emission of the symbol, and to obtain, from each symbol, a set of SF chips spread out according to the value of the symbol, these chips being separated by a period T c ; said emission device being adapted to implement on the chips obtained after spreading, a treatment comprising:
  • the signal s e (t), obtained by said transmission device after filtering is defined by the following equation:
  • FIG. 1 is an illustration of a transmitter device in an embodiment implemented by the invention
  • FIG. 2 is a diagram representing the steps of the transmission method according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram of a receiver device according to one embodiment of the present invention.
  • Figure 4 is a diagram representing the steps of the process according to another embodiment of the invention.
  • a wireless telecommunications system implementing the invention in one embodiment, comprises a wireless telecommunications transmitter device 10, hereinafter called transmitter 10, and a wireless telecommunications receiver device 20, called hereinafter receiver 20.
  • the wireless telecommunications receiver device 20 is adapted to receive a communication signal transmitted by the transmitter 10, then to apply to the received signal a processing adapted to the spread Faster-than-Nyquist transmission, known as FTN, followed by a despreading treatment.
  • FTN Faster-than-Nyquist transmission
  • the characteristics of the FTN processing on reception correspond to the characteristics of the FTN processing carried out in the transmitter 10.
  • the characteristics used for the despreading carried out by the receiver 20 are similar to the characteristics of the spreading carried out by the transmitter 10.
  • the transmitter 10 comprises, with reference to Figure 1, a coding block 11, an interleaver block 12, a modulation block 13, a DSSS spreading block 14 , a compression block 15, a filtering block 16 and a radio frequency (RF) transmitting antenna 17.
  • RF radio frequency
  • the three blocks 11, 12, 13 thus carry out channel coding and source coding, by methods known to those skilled in the art.
  • the interleaver block 12 is adapted to receive the bits from the channel coding block 11, to interleave the received bits with each other in order to introduce temporal diversity, with a view to protecting the signal from the so-called fading phenomenon.
  • the modulation block 13 is adapted to apply digital modulation to the sequences of bits leaving the interleaver block 12, i.e. to assign to each sequence of bits a state (or symbol), corresponding to the sequence of bits, among the M possible states in the constellation associated with the chosen modulation.
  • Digital modulation is for example of the ASK, mQAM, mPSK, mAPSK type, etc.
  • the DSSS spreading block 14 is adapted to implement a direct sequence spectral spreading technique (DSSS), which is a spectrum spreading technique well known to those skilled in the art: the signal supplied at the input of the DSSS block 14 is combined with any modulation spreading codes, which may be different on the real and imaginary part of the symbol, and having a higher rate than the useful symbols, which divides the signal data according to a spreading ratio: cf. R. Pickholtz, D. Schilling and L. Milstein, "Theory of Spread-Spectrum Communications - A tutorial," IEEE Transactions on Communications, vol. 30, no. 5, pp. 855-884, May 1982.
  • T is the period separating the chips of the spreading code from each other.
  • the compression block 15 is adapted to modify the period separating the spread symbols as a function of a fixed compression rate.
  • the spread symbols are therefore each made up of SF pulses (chips) separated this time by a period
  • a Faster-Than-Nyquist (FTN) transmission consists of transmitting the information more quickly than the limit imposed by the orthogonality time (T c ) of the shaping filter 16.
  • T c orthogonality time
  • T c orthogonality time
  • IESI interference between intrinsic symbols
  • the transmission time of the chips is compressed. This means that we will introduce intrinsic inter-chip interference associated both with the current symbol, but also potentially with the preceding and following symbols.
  • the coding block 11 receives the digital signal s n to be transmitted and first implements on this signal s n any error detector or corrector coding, with an efficiency R (turbocodes, code convolutional %), in order to protect the signal from noise during its transmission.
  • R turbocodes, code convolutional
  • the 12 ⁇ interleaver interleaves the received bits and provides identically distributed resulting useful bits.
  • the modulation block 13 delivers symbols a n as a function of the constellation states corresponding to bit sequences provided by the interleaver 12.
  • the symbols a n delivered by the modulation block 13 each have the same duration equal to T.
  • each symbol a n is spread by the spreading block 14: the spreading block 14 modulates each of the symbols supplied to it as input by a set of SF chips called spreading code .
  • This spreading code can be identical for each symbol (short codes) or different from one symbol to another (long codes). The length of a short code is therefore the symbol duration while that of a long code can be several centuries.
  • Spreading consists of multiplying the symbols (separated by a period T) that we wish to spread by spreading codes (pseudo-random sequences) made up of SF chips separated by a smaller period (with SF the factor spreading).
  • the length L DSSS and the period T DSSS L DSSS .
  • the spreading code can be real or complex (from any modulation) and can be identical or different for the real and imaginary parts of the symbols.
  • the spreading factor SF (for Spreading Factor) is the ratio between the transmission frequency of the chips (1/T C ) and the symbols (1/7').
  • the associated spreading code is:
  • the long spreading code is obtained by scrambling a short code, thus making it specific to the symbol to which it will be multiplied.
  • the compression block 15 then compresses, as a function of the compression rate, the period T c separating the chips of the spread symbols 1).
  • Output of the compression block 15, the spread symbols therefore consist of SF pulses linked to the spreading code separated by a period. In one embodiment, is chosen strictly less than 1.
  • a step 107 the resulting constant power FTN-DSSS transmission signal s e (t) is then transmitted via the RF antenna 17.
  • the wireless telecommunications receiver 20 comprises an RF receiving antenna 21, a filtering block 24 for shaping in reception, a module 50 synchronization and channel estimation and a module 51 for demodulation and decoding.
  • the channel synchronization and estimation module 50 comprises a frame synchronization block 40, a fine synchronization block 41, a channel estimation block 42.
  • the demodulation and decoding module 51 comprises a filtering block adapted to the estimated channel 25, a sampler block 26, a despreading block 27, an equalization block 2 (optional), a decision block 29, a demodulation block 30, a deinterlacing block 31, a decoding block 32.
  • the blocks of the receiver 20 (or at least one of them) comprise a microprocessor and a memory storing software instructions, which, when executed on the microprocessor of the block, implement the steps of the process 100 which are responsible for said block.
  • a difference between an FTN-DSSS reception according to the invention and a (Nyquist-)DSSS reception comes from the sampling which is carried out every both in the synchronization and channel estimation part and in the demodulation and decoding part, as described below.
  • a step 201 the filter adapted to the shaping filter v e (t) is applied by the filtering block 24 to the signal x (t) supplied via the antenna 21. More precisely, corresponds to the conjugate of v e (t) returned temporally.
  • the frame synchronization block 40 performs frame synchronization of the signal delivered by the shaping filter 24 (synchronization can for example be done via a dedicated channel or by the use of preamble before transmission data or directly on a specific pilot spreading code): the frequency offset and the delays are thus estimated by the synchronization block frame 40 and delivered by the frame synchronization block 40 to the fine synchronization 41 and channel estimation blocks 42.
  • the signal filtered with the filter adapted to the shaping filter is for example shifted in frequency in parallel for different frequency shifts Subsequently, we sample the signal received on each branch parallel to the instants (with a the oversampling factor).
  • the channel estimation block 42 estimates the parameters of the transmission channel representing the artifacts brought by the channel (for example from pilot sequences appearing in the signal frame).
  • the fine synchronization block 41 performs the fine synchronization making it possible to improve estimation of delays
  • the filtering block adapted to the estimated channel 25 applies to the signal delivered by the filtering block 24 the filter h * (-t) adapted to the determined propagation channel, if necessary, depending on estimates of the parameters of the transmission channel carried out in step 203.
  • the sampler block 26 applies period sampling to the coefficients delivered by the filter block adapted to the estimated channel 25.
  • T c has been compressed by a factor to find what we have transmitted in reception, it is necessary to sample all (the compression rate at transmission and reception being identical).
  • the signal samples as delivered by the sampler block 26 are despread by the despread block 27 which therefore determines symbol sequences of duration by inter-correlation of the received signal with the respective sequences of SF chips separated by a period depending on the code spread and symbol.
  • SF 3
  • the signal z(t) we sample every par 26. We therefore obtain the signal sampled:
  • a n the contribution of the spreading code associated with the current symbol i n : the interference associated with the preceding and following symbols (if the SF is greater than or equal to the reciprocal of the compression rate - 1).
  • b n the noise received. : the amplitude of the channel
  • sub-optimal receiver configurations can be deduced by optionally adding an equalizer (Minimum Mean Square Error (MMSE), Expected Propagation (EP), etc.), carried out by the equalization 28.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • EP Expected Propagation
  • the decision block 29 decides, based on the sequences of symbols from step 207, which symbols of the constellation have been received (Viterbi or symbol-to-symbol decision).
  • the demodulation of the symbol is carried out by the demodulation block 30, which thus provides for each symbol the bits corresponding to the symbol in accordance with the type of modulation chosen;
  • the deinterleaving block 31 performs the reverse processing of the interleaving carried out in step 102.
  • channel decoding is carried out by decoding block 32, to identify possible errors, or even correct them and finally deliver an estimate of the bits transmitted.
  • the invention thus proposes the joint use of the DSSS and FTN technique (with RRC shaping filter or other), with the aim of ensuring a certain energy discretion and robustness to interference for sufficient SF , while limiting the loss in spectral efficiency compared to a classic DSSS link, and while seeking to obtain good reception performance at reasonable complexity.
  • the combination of the two techniques DSSS and FTN allows both to take advantage of their complementary advantages and to reduce their disadvantages.
  • the compression limits the loss in spectral efficiency induced by the spreading and the reduced spreading 1'1 intrinsic ES generated by the compression, which allows the potential obtaining very good performance from receivers with reduced complexity.
  • the behavior and performance of the FTN-DSSS coupling are based on the combination of values assigned to eight parameters, defining at least partially the configuration of the communication system:
  • Wireless telecommunications according to the invention can be implemented more generally in all applications, civil or military, where the notion of energy discretion is desired, for example civil applications relating to loT or 5G-6G networks, but also applications relating to CDMA networks with increased spectral efficiency.
  • the invention can be implemented in the context of: simplex links (in one direction only) with the FOP (Parameterizable Waveform) associated with specific settings and different synchronization/delay estimation processing (MMSE , etc.), particularly in radio navigation applications; simplex links with the FOP associated with specific settings and different reception processing, demodulation decoding (RAKE, EP, MLSE, etc.), particularly in broadcasting applications; duplex links (transmits and receives) with the FOP associated with specific settings and different demodulation decoding treatments (RAKE, EP, MLSE, etc.) particularly in single-user radiocommunication link applications; multiple duplex links (several users transmit and receive) with multiple FOPs associated with specific settings and demodulation decoding processing (RAKE, EP, MLSE, Join Detection, etc.) particularly in multi-user Radiocommunication Network applications - CDMA Networks.
  • simplex links with the FOP associated with specific settings and different reception processing, demodulation decoding (RAKE, EP, MLSE, etc.), particularly in broadcast

Landscapes

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  • Signal Processing (AREA)
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  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé d'émission d'une communication sans fil, comprenant : une obtention de symboles par codage canal et modulation numérique; un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d'étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d'étalement, les SF chips étalant un symbole étant propres à l'instant d'émission du symbole; et obtention, à partir de chaque symbole, d'un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période; une mise en œuvre sur les chips de : - une compression de la période entre les chips d'un taux de compression strictement inférieur à 1, la période entre les chips après ladite compression étant égale à, - un filtrage par un filtre de mise en forme, en racine de Nyquist de période d'orthogonalité; ou de bande utile de longueur finie.

Description

DESCRIPTION
Titre : Procédés d’émission et de réception d’une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés
Domaine technique :
[0001] L’invention se situe’ dans le domaine des télécommunications sans fil étalées spectralement ainsi que dans celui des systèmes à haute efficacité spectrale.
Technique antérieure :
[0002] Le DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) est une technique d’étalement spectral à l’aide de codes d’étalement « pseudo bruit » sur une bande fréquentielle plus grande que le minimum requis (R. Pickholtz, D. Schilling, and L. Milstein, “Theory of spreadspectrum communications - a tutorial,” IEEE Transactions on Communications, vol. 30, no. 5, pp. 855-884, 1982.).
[0003] Dans le cas de signaux de radio transmissions étalés spectralement, on distingue généralement les codes courts dont la période est inférieure à la durée symbole (ou par extension inférieure à quelques durées symboles), et les codes longs dont la période correspond à minima à un multiple élevé de durées symboles.
[0004] Dans le domaine civil, cette technique permet à plusieurs utilisateurs d’employer des codes orthogonaux ou quasi orthogonaux pour partager simultanément la même bande de fréquence tout en assurant une faible interférence (Code Division Multiple Access ou CDMA [Kwang Soon Kim, lickho Song, Yun Hee Kim, Yong Up Lee, and Jooshik Lee, “Analysis of quasi-ML multiuser detection of DS/CDMA systems in asynchronous channels,” IEEE Transactions on Communications, vol. 47, pp. 1875-1883, Dec. 1999]). Dans le domaine militaire, son intérêt principal est sa robustesse aux brouilleurs (grâce au gain d’étalement) et à l’interception (grâce à la faible densité spectrale de puissance pouvant être abaissée pour induire des niveaux de réception en dessous du niveau du bruit).
[0005] Un corollaire à cette application est que de telles communications dites « discrètes » sont susceptibles d’être autorisées à utiliser des bandes allouées en tant qu’utilisateur secondaire (SU). En effet, ce nouvel utilisateur génère peu d’interférences (grâce à sa faible DSP) tout en étant robuste face au signal de l’utilisateur principal. [0006] Malheureusement, en étalant le spectre du signal, on diminue de manière significative l’efficacité spectrale. Or c’est un des critères important à prendre en compte dans le dimensionnement d’une forme d’onde.
[0007] Ce problème a déjà été posé dans le contexte de liaisons non étalées. Parmi les techniques améliorant l’efficacité spectrale on peut citer par exemple :
Le choix du filtre de mise en forme :
En utilisant par exemple un filtre de mise en forme en racine de cosinus surélevé, on est capable de diminuer la bande du signal utile et donc d’augmenter l’efficacité spectrale en jouant sur un paramètre appelé roll off. Malheureusement, diminuer la bande revient à augmenter le support temporel du filtre et donc la complexité de la réception.
- Le choix de la modulation :
En augmentant l’ordre de la modulation à bande constante (et puissance en sortie d’antenne constante), on augmente le nombre de bits transmis par symbole et donc l’efficacité spectrale mais on dégrade les performances en terme de taux d’erreur binaire (TEB)
L’utilisation de liaisons Faster-Than-Nyquist (FTN)
Le FTN consiste à émettre à un rythme baud plus élevé que les rythmes dits de Nyquist. Toutefois ce bénéfice se fait au prix de l’apparition d’interférence inter-symboles intrinsèque ( I ES I) dès l’émission, et de récepteurs plus complexes pour traiter celle-ci.
[0008] Il existe ainsi un besoin de disposer d’une chaîne de transmission étalée pouvant assurer une certaine discrétion énergétique tout en conservant une efficacité spectrale raisonnable.
Résumé de l’invention :
[0009] A cet effet, suivant un premier aspect, la présente invention décrit un procédé d’émission d’une communication sans fil, ledit procédé étant mis en œuvre dans un dispositif d’émission de télécommunication sans fil recevant en entrée un signal à transmettre, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission : application d’un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, suivi d’une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ; ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission : étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d’étalement SF, les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole ; et obtention, à partir de chaque symbole, d’un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période Te ; mise en œuvre sur les chips obtenus après étalement d’un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression
Figure imgf000005_0004
strictement inférieur à 1 , la période entre les chips après ladite compression étant égale à
Figure imgf000005_0005
- le filtrage par un filtre de mise en forme ve(t) :
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ; ou
- de bande utile de longueur finie B = 1/TC.
[0010] L’invention propose ainsi une nouvelle forme d’onde paramétrable permettant d’accroître l’efficacité spectrale des liaisons DSSS classiques et de doter d’une certaine discrétion énergétique les liaisons FTN classiques. Différents schémas de réception associés à différentes complexités sont également proposés.
[0011] Dans des modes de réalisation, un tel procédé comprendra en outre l’une au moins des caractéristiques suivantes :
[0012] le signal se(t) à l’issue du filtrage est défini par l’équation suivante :
[0013]
Figure imgf000005_0001
avec :
Figure imgf000005_0002
: le taux de compression, compris entre 0 et 1 ;
- les chips issus des symboles étalés ;
Figure imgf000005_0003
o dans le cas d’un étalement monocode :
Figure imgf000005_0006
o dans le cas d’un étalement bicode :
Figure imgf000005_0007
Figure imgf000005_0008
- Tc : le temps séparant les chips non compressés ;
SF : le facteur d’étalement ;
- ve(t) : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme. - an : le symbole à transmettre (sortie du codage canal et de la modulation numérique) avec Re(an) la partie réelle du symbole et /m(an) la partie imaginaire du symbole ;
- le monocode ou bicode
Figure imgf000006_0004
d’étalement utilisé.
[0014] Suivant un autre aspect, l’invention décrit un programme d’ordinateur destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif d’émission de télécommunication sans fil comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes du procédé d’émission décrit ci-dessus.
[0015] Suivant un autre aspect, l’invention décrit un procédé de réception d’une communication sans fil mis en œuvre dans un dispositif de réception de télécommunication sans fil comprenant au moins une antenne de réception recevant en entrée un signal transmis, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception sur un signal obtenu via la ou les antennes de réception : application d’une démodulation numérique et d’un décodage canal sur le signal ; ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception : mise en œuvre d’un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre et au
Figure imgf000006_0005
canal tel que le filtre
Figure imgf000006_0008
est adapté à un filtre de mise en forme
Figure imgf000006_0006
en
Figure imgf000006_0007
racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ou de bande utile de longueur finie
Figure imgf000006_0010
échantillonnage de période du signal issu du filtre adapté au canal global g*(-t) =
Figure imgf000006_0003
Figure imgf000006_0009
désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement SF, la série des SF chips correspondant au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période et obtention de symboles de durée
Figure imgf000006_0002
Figure imgf000006_0012
[0016] Dans des modes de réalisation, un tel procédé de réception comprendra en outre l’une au moins des caractéristiques suivantes : dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal h(t) et son filtre adapté par les vecteurs et ) avec N le nombre d’antennes en réception
Figure imgf000006_0011
Figure imgf000006_0001
le procédé comprend à l’issue du désétalement, au moins une des étapes parmi : une égalisation des symboles dés-étalés mise en œuvre par un bloc égaliseur (28) du dispositif de réception ; une sélection d’un élément d’une constellation d’éléments, en fonction des symboles dés-étalés, par la mise en œuvre d’un algorithme de Viterbi ou par un bloc de décision dudit dispositif de réception.
[0017] Suivant un autre aspect, l’invention décrit un programme d’ordinateur destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif de réception de télécommunication sans fil comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé de réception tel que décrit ci-dessus.
[0018] Suivant un autre aspect, l’invention décrit un dispositif d’émission d’une communication sans fil adapté pour recevoir en entrée un signal à transmettre, le dispositif d’émission étant adapté pour appliquer un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, puis une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ; ledit dispositif d’émission caractérisé en ce qu’il est adapté pour effectuer un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d’étalement SF, les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole, et pour obtenir, à partir de chaque symbole, un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période Tc ; ledit dispositif d’émission étant adapté pour mettre en œuvre sur les chips obtenus après étalement, un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression
Figure imgf000007_0002
strictement inférieur à 1 , la période entre les chips après ladite compression étant égale à
Figure imgf000007_0003
- le filtrage par un filtre de mise en forme ve(t) :
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ; ou
- de bande utile de longueur finie B = 1/TC.
[0019] Dans un mode de réalisation, le signal se(t), obtenu par ledit dispositif d’émission à l’issue du filtrage, est défini par l’équation suivante :
[0020]
Figure imgf000007_0001
avec :
- : le taux de compression, compris entre 0 et 1 ;
-
Figure imgf000008_0001
: les chips issus des symboles étalés ; dans le cas d’un étalement monocode :
Figure imgf000008_0002
dans le cas d’un étalement bicode :
Figure imgf000008_0003
- Tc : le temps séparant les chips non compressés ;
- SF : le facteur d’étalement ;
- ve(t) : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme.
- an : le symbole à transmettre (sortie du codage canal et de la modulation numérique) avec Re(.an) la partie réelle du symbole et /m(an) la partie imaginaire du symbole ;
- : le monocode ou bicode d’étalement utilisé.
Figure imgf000008_0004
[0021] Suivant un autre aspect, l’invention décrit un dispositif de réception d’une communication sans fil, adapté pour recevoir en entrée via une ou plusieurs antennes de réception un signal transmis, ledit dispositif de réception étant adapté pour appliquer sur le signal obtenu, via la ou les antennes de réception, une démodulation numérique et un décodage canal ; ledit dispositif étant caractérisé en ce qu’il est adapté pour mettre en œuvre un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre et au canal tel que le filtre est
Figure imgf000008_0005
Figure imgf000008_0006
Figure imgf000008_0007
adapté à un filtre de mise en forme ve(t) en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ou de bande utile de longueur finie B = 1/TC ; ledit dispositif est adapté pour effectuer un échantillonnage de période du signal issu
Figure imgf000008_0011
du filtre adapté au canal global
Figure imgf000008_0008
ledit dispositif est adapté pour effectuer un désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement SF, la série des SF chips correspondante au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période
Figure imgf000008_0010
; et pour obtenir des symboles de durée
Figure imgf000008_0009
Brève description des figures : [0022] L’invention sera mieux comprise et d’autres caractéristiques, détails et avantages apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit, donnée à titre non limitatif, et grâce aux figures annexées, données à titre d’exemple.
[0023] [Fig. 1] La figure 1 est une illustration d’un dispositif émetteur dans un mode de réalisation mis en œuvre par l’invention ;
[0024] [Fig. 2] La figure 2 est un diagramme représentant les étapes du procédé d’émission selon un mode de réalisation de la présente invention ;
[0025] [Fig. 3] La figure 3 est un diagramme d’un dispositif récepteur selon un mode de réalisation de la présente invention ;
[0026] [Fig. 4] La figure 4 est un diagramme représentant les étapes du procédé selon un autre mode de réalisation de l’invention.
[0027] Des références identiques peuvent être utilisées dans des figures différentes lorsqu’elles désignent des éléments identiques ou comparables.
Description détaillée :
[0028] Un système de télécommunication sans fil mettant en œuvre l’invention, dans un mode de réalisation, comprend un dispositif émetteur de télécommunication sans fil 10, appelé ci-après émetteur 10, et un dispositif récepteur de télécommunication sans fil 20, appelé ci-après récepteur 20.
[0029] Le dispositif émetteur de télécommunication sans fil 10 selon l’invention est adapté pour, en fonction d’un signal source qui lui est fourni en entrée, déterminer des symboles modulés par une modulation numérique de façon connue, puis pour appliquer sur les dits symboles un étalement de spectre à séquence directe, dit DSSS (pour Direct Sequence Spread Spectrum), et enfin pour appliquer un traitement du type Faster-than-Nyquist, dit FTN, en émission.
[0030] Le dispositif récepteur de télécommunication sans fil 20 est adapté pour recevoir un signal de communication transmis par l’émetteur 10, puis pour appliquer sur le signal reçu un traitement adapté à l’émission étalée Faster-than-Nyquist, dit FTN, suivi d’un traitement de désétalement. Les caractéristiques du traitement FTN en réception correspondent aux caractéristiques du traitement FTN effectué dans l’émetteur 10. Les caractéristiques utilisées pour le désétalement effectué par le récepteur 20 sont similaires aux caractéristiques de l’étalement effectué par l’émetteur 10 . [0031] Dans un mode de réalisation de l’invention, l’émetteur 10 comprend, en référence à la figure 1 , un bloc de codage 11 , un bloc entrelaceur 12, un bloc de modulation 13, un bloc d’étalement DSSS 14, un bloc de compression 15, un bloc de filtrage 16 et une antenne d’émission radiofréquence (RF) 17.
[0032] La fonction des blocs est indiquée ci-après et est en outre complétée ultérieurement, en référence à la figure 2.
[0033] Les trois blocs 11 , 12, 13 effectuent ainsi le codage canal et le codage source, par des méthodes connues de l’homme de l’art.
[0034] Le bloc de codage 11 est adapté pour recevoir un signal source constitué d’une série de bits et est adapté pour effectuer un codage canal.
[0035] Le bloc entrelaceur 12 est adapté pour recevoir les bits issus du bloc de codage canal 11 , pour entrelacer entre eux les bits reçus afin d’introduire de la diversité temporelle, en vue de protéger le signal du phénomène dit de fading.
[0036] Le bloc de modulation 13 est adapté pour appliquer sur les séquences de bits sortant du bloc entrelaceur 12, une modulation numérique, i.e. pour affecter à chaque séquence de bits un état (ou symbole), correspondant à la séquence de bits, parmi les M états possibles dans la constellation associée à la modulation choisie. La modulation numérique est par exemple de type ASK, mQAM, mPSK, mAPSK ....
[0037] Le bloc d’étalement DSSS 14 est adapté pour mettre en œuvre une technique d’étalement spectral par séquence directe (DSSS), qui est une technique d’étalement de spectre bien connue de l’homme de l’art : le signal fourni en entrée du bloc DSSS 14 est combiné avec des codes d’étalement de modulation quelconques, pouvant être différents sur la partie réelle et imaginaire du symbole, et ayant un rythme plus élevé que les symboles utiles, ce qui divise les données du signal en fonction d'un rapport d'étalement : cf. R. Pickholtz, D. Schilling and L. Milstein, "Theory of Spread-Spectrum Communications - A Tutorial," IEEE Transactions on Communications, vol. 30, no. 5, pp. 855-884, May 1982. Tc est la période séparant entre eux les chips du code d’étalement.
[0038] Le bloc de compression 15 et le bloc de filtrage 16 sont adaptés pour mettre en œuvre la technique FTN, en émission. Cette technique FTN est décrite en détail notamment dans J. Mazo, Faster-Than-Nyquist signaling, Bell System Tech Journal, vol. 54, no.8, pp. 1451 - 1462, Oct 1975. Selon un mode de réalisation selon la présente invention, la technique Faster-Than-Nyquist (FTN) est mise en œuvre avec un filtre de mise en forme par exemple de type racine de cosinusoïde surélevée (Root Raised Cosine ou RRC). Dans un autre mode de réalisation de l’invention, l’utilisation de la technique FTN est couplée à tout autre filtre de mise en forme borné en fréquence (de bande B).
[0039] Le bloc de compression 15 est adapté pour modifier la période séparant les symboles étalés en fonction d’un taux de compression fixé
Figure imgf000011_0002
En sortie du bloc de
Figure imgf000011_0001
compression 15, les symboles étalés sont donc constitués chacun de SF impulsions (chips) séparées cette fois par une période
Figure imgf000011_0003
[0040] Selon un mode de réalisation de la présente invention, le bloc filtre 16 est considéré comme un filtre en racine de Nyquist de temps d’orthogonalité Tc : il applique, sur le signal reçu en entrée, un filtre adapté, au filtre ve(t) tel que
Figure imgf000011_0005
soit un
Figure imgf000011_0004
filtre de Nyquist pour la période Tc, c’est à dire tel que soit nul tous les
Figure imgf000011_0007
Figure imgf000011_0006
Si le filtre de mise en forme est en RRC, ve(t) est associé à un paramètre de roll-off β, compris entre 0 et 1 , compromis entre efficacité spectrale et le support temporel du filtre (plus le roll-off est faible, plus la bande est petite, meilleure est l’efficacité spectrale mais plus le support temporel du filtre croît, ce qui complexifie la réception).
[0041] Pour plus de détails sur la liaison FTN, on pourra se référer à la publication J. Fan, S. Guo, X. Zhou, Y. Ren, G. Y. Li and X. Chen, "Faster-Than-Nyquist Signaling: An Overview," in IEEE Access, vol. 5, pp. 1925-1940, 2017, doi: 10.1109/ACCESS.2017.2657599. Ce filtre limite la bande du signal à B (où B est la bande du filtre de mise en forme) et est défini de sorte que, quand i, = 1, l’émetteur 10 correspond à un émetteur DSSS classique.
[0042] Une transmission Faster-Than-Nyquist (FTN) consiste à transmettre l’information plus rapidement que la limite imposée par le temps d’orthogonalité (Tc) du filtre 16 de mise en forme. Le fait de dépasser cette limite a pour avantage d’augmenter le débit en conservant une même bande B (il y a augmentation de l’efficacité spectrale), mais a pour inconvénient d’introduire de l’interférence entre symboles intrinsèques (IESI). Dans le cas spécifique d’une liaison FTN-DSSS selon l’invention, on vient compresser le temps de transmission des chips. Cela signifie que l’on va introduire de l’interférence intrinsèque inter chips associée à la fois au symbole courant, mais aussi potentiellement aux symboles précédents et suivants.
[0043] Même si le filtre de mise en forme ne correspond pas à un filtre en racine de Nyquist (l’autocorrélation du filtre de mise en forme en racine de Nyquist
Figure imgf000011_0008
devant s’annuler tous les
Figure imgf000011_0009
(k # 0) pour respecter le critère dit de Nyquist), il est possible de définir TJ = 1/B à partir de la bande utile B, finie, du filtre (par exemple de limite supérieure le point à - 3dB, ou la fréquence de coupure...). En posant Tc = TJ, on peut étendre les résultats de l’invention tels que décrits ci-dessous à n’importe quel filtre de mise en forme de bande utile B : cf.L. Mounsif and D. Roque, "Optimal Pilot Sequences for Timing Estimation in Faster-Than-Nyquist Systems," in IEEE Communications Letters, vol. 25, no. 4, pp. 1236-1240, April 2021 , doi: 10.1 109/LCOMM.2020.304551.
[0044] La figure 2 illustre les étapes d’un procédé 100 d’émission d’un signal de communication sans fil dans un mode de mise en œuvre de l’invention.
[0045] Les blocs 11 à 16 de l’émetteur 10 sont adaptés pour mettre en œuvre celles des étapes, décrites ci-après en référence à la figure 2, qui leur incombent. Dans un mode de réalisation, ces blocs (ou au moins l’un d’entre eux) comprennent un microprocesseur et une mémoire stockant des instructions logicielles, qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microprocesseur du bloc, mettent en œuvre les étapes du procédé 100 qui incombent audit bloc.
[0046] Dans une étape 101 , le bloc de codage 11 reçoit le signal numérique sn à transmettre et met en œuvre d’abord sur ce signal sn un codage détecteur ou correcteur d’erreurs quelconque, de rendement R (turbocodes, code convolutif ...), en vue de protéger du bruit le signal pendant sa transmission.
[0047] Dans une étape 102, l’entrelaceur 12 π entrelace les bits reçus et fournit des bits utiles résultants identiquement distribués.
[0048] Dans une étape 103, le bloc de modulation 13 délivre des symboles an en fonction des états de constellation correspondants à des séquences de bits founies par l’entrelaceur 12. Les symboles an délivrés par le bloc de modulation 13 ont chacun une même durée égale à T.
[0049] Dans une étape 104 suivante, chaque symbole an est étalé par le bloc d’étalement 14 : le bloc d’étalement 14 module chacun des symboles qui lui sont fournis en entrée par un ensemble de SF chips appelé code d’étalement. Ce code d’étalement peut être identique pour chaque symbole (codes courts) ou différent d’un symbole à l’autre (codes longs). La longueur d’un code court est donc la durée symbole alors que celle d’un code long peut être de plusieurs siècles. L’étalement consiste à multiplier les symboles (séparés d’une période T) que l’on souhaite étaler par des codes d’étalement (séquences pseudo aléatoire) constitués de SF chips séparés par une période plus petite (avec SF le facteur
Figure imgf000012_0001
d’étalement). La longueur LDSSS et la période TDSSS = LDSSS . Tc du code sont variables selon les applications : la valeur de TDSSS peut aller de la durée d’un symbole (TDSSS=T : codes d'étalement court) à plusieurs siècles (codes long). Plus le TDSSS est grand et le code DSSS arbitraire, plus difficile est le recouvrement du code d’étalement et le désétalement du signal et plus la transmission est discrète. Le code d’étalement peut être réel ou complexe (de modulation quelconque) et peut être identique ou différent pour les parties réelles et imaginaires des symboles.
[0050] Le facteur d’étalement SF (pour Spreading Factor) est le rapport entre la fréquence de transmission des chips (1/TC) et des symboles (1/7’).
[0051] Le code d’étalement associé au symbole an est un code long : le
Figure imgf000013_0004
code d’étalement change tous les temps symboles, i.e. il est différent pour chaque symbole an et est donc fonction également de n. Ces SF chips étalant un symbole sont propres à la constitution dudit code d’étalement, à sa synchronisation initiale et à l’instant d’émission du symbole.
[0052] Par exemple SF = 3 et le même code d’étalement (long : différents tous les temps symbole) est utilisé sur la partie réelle et imaginaire du symbole.
[0053] Avec S la fonction de Dirac, le symbole DSSS que l’on souhaite transmettre (à l’instant nT = nSFTc) est :
[0054]
Figure imgf000013_0003
[0055] Le code d’étalement associé est :
[0056]
Figure imgf000013_0001
[0057] Le symbole étalé est donc :
[0058]
Figure imgf000013_0002
[0059] En fonction du code d’étalement utilisé, on peut répondre à différents besoins :
[0060] Si l’on souhaite avoir une liaison ayant une forte discrétion énergétique, il faut :
Utiliser un code long indépendant et identiquement distribué (iid) sur chaque symbole avec un facteur d’étalement SF grand ; ou
Utiliser un code court avec ajout d’un embrouilleur pour chaque symbole (transforme le code court en code long) avec un facteur d’étalement SF grand.
[0061] Si l’on souhaite avoir une liaison avec un gain en efficacité spectrale et en performances, il convient de : - choisir un code ou un sous ensemble de code d’étalement permettant de minimiser les interférences introduites par le FTN en émission ; et/ou - choisir la constellation utilisée par le code d’étalement pour limiter les erreurs de réception intrinsèques (cas pathologiques) et introduites par le FTN
[0062] L’utilisation d’un code court, d’une modulation de phase, ou d’un facteur d’étalement suffisamment grand permet de réduire la complexité de la réception.
[0063] Dans un autre mode de réalisation, le code d’étalement long est obtenu par embrouillage d’un code court, le rendant ainsi spécifique au symbole auquel il va être multiplié.
[0064] Dans une étape 105, le bloc de compression 15 compresse alors, en fonction du taux de compression la période Tc séparant les chips des symboles étalés 1). En sortie
Figure imgf000014_0008
Figure imgf000014_0006
du bloc de compression 15, les symboles étalés sont donc constitués de SF impulsions liées au code d’étalement séparées par une période Dans un mode de réalisation, est
Figure imgf000014_0005
Figure imgf000014_0007
choisi strictement inférieur à 1 .
[0065] Ainsi en reprenant l’exemple ci-dessus, le signal FTN-DSSS en sortie du bloc de compression 15 est :
[0066]
Figure imgf000014_0001
[0067] Remarque : le facteur permet d’obtenir une puissance moyenne d’émission
Figure imgf000014_0002
constante indépendamment de la valeur de
Figure imgf000014_0003
[0068] Dans une étape 106, ces symboles étalés constitués de SF impulsions séparées par une période éjc sont ensuite filtrés par le filtre de mise en forme, pouvant être en racine de Nyquist de temps d’orthogonalité Tc ou quelconque de bande utile fini B = 1/TC.
[0069] Dans une étape 107, le signal résultant se(t) de transmission FTN-DSSS à puissance constante est ensuite émis via l’antenne RF 17.
[0070] De manière générale :
[0071]
Figure imgf000014_0004
avec :
-
Figure imgf000015_0001
: le taux de compression, compris entre 0 et 1 ;
- : les chips issus des symboles étalés ;
Figure imgf000015_0002
- Tc : le temps séparant les chips ;
SF : le facteur d’étalement ;
- ve(t) : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme.
[0072] On peut considérer un code d’étalement (i.e. un bi-code) de modulation quelconque et différent sur la partie réelle et sur la partie imaginaire du symbole. Dans ce cas l’expression des cnSF+q est donnée par :
[0073]
Figure imgf000015_0003
avec : an : le symbole transmis ui,nsF+q : Ie cocle d’étalement sur la partie réelle, Se(an), du symbole u2,nsF+q : Ie c°de d’étalement sur la partie imaginaire, /m(an),du symbole
Dans un tel cas bien sûr, il existe des symboles comportant une partie réelle non nulle et des symboles comportant une partie imaginaire non nulle.
[0074] De manière équivalente, on peut réécrire l’équation ci-dessus comme étant :
[0075]
Figure imgf000015_0004
avec :
[0076] : le code d’étalement associé au symbole an
Figure imgf000015_0005
[0077] : Ie code d’étalement associé au symbole conjugué
Figure imgf000015_0006
Figure imgf000015_0008
[0078] Si l’on considère le cas particulier où le code d’étalement sur la partie réelle est identique au code sur la partie imaginaire, alors on a et l’équation
Figure imgf000015_0007
donnant se(t) devient :
[0079]
Figure imgf000016_0001
avec :
- : le taux de compression
- an : les symboles obtenus après modulation : Ie code d’étalement associé au symbole an
Figure imgf000016_0005
- Tc : la période chip non compressée
SF : le facteur d’étalement
- ve(t) : le filtre de mise en forme.
[0080] Notamment, en poursuivant l’exemple déroulé plus haut :
[0081]
Figure imgf000016_0002
[0082] A partir de l’équation donnant se(t), on remarque que le signal FTN-DSSS proposé dépend bien de huit paramètres principaux en émission :
- : le taux de compression
Figure imgf000016_0003
SF : le facteur d’étalement
- B : la bande occupée le filtre de mise en forme la constellation symbole
- le code correcteur utilisé l’entrelaceur utilisé
- : Les 2 codes d'étalement
Figure imgf000016_0004
[0083] Dans un mode de réalisation de l’invention, en référence à la figure 3, le récepteur de télécommunication sans fil 20 comprend une antenne de réception RF 21 , un bloc de filtrage 24 pour mise en forme en réception, un module 50 de synchronisation et estimation du canal et un module 51 de démodulation et décodage. [0084] Le module 50 de synchronisation et estimation du canal comprend un bloc de synchronisation trame 40, un bloc de synchronisation fine 41 , un bloc d’estimation du canal 42. Le module 51 de démodulation et décodage comprend un bloc de filtrage adapté au canal estimé 25, un bloc échantillonneur 26, un bloc de désétalement 27, un bloc d’égalisation 2 (optionnel), un bloc de décision 29, un bloc de démodulation 30, un bloc de désentrelacement 31 , un bloc de décodage 32.
[0085] Ces blocs du récepteur 20 sont adaptés pour mettre en œuvre les étapes, décrites ci- après en référence à la figure 4, et qui leur incombent.
[0086] Dans un mode de réalisation, les blocs du récepteur 20 (ou au moins l’un d’entre eux) comprennent un microprocesseur et une mémoire stockant des instructions logicielles, qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microprocesseur du bloc, mettent en œuvre les étapes du procédé 100 qui incombent audit bloc.
[0087] En référence à la figure 4, les étapes d’un procédé de réception d’un signal de communication sans fil mis en œuvre dans un mode de réalisation à l’aide du récepteur 20 sont décrites.
[0088] Une différence entre une réception FTN-DSSS selon l’invention et une réception (Nyquist-)DSSS vient de l’échantillonnage qui s’effectue tous les
Figure imgf000017_0004
tant dans la partie synchronisation et estimation du canal que dans la partie démodulation et décodage, comme décrit ci-dessous.
[0089] Dans une étape 201 , le filtre
Figure imgf000017_0003
adapté au filtre de mise en forme ve(t) est appliqué par le bloc de filtrage 24 au signal x(t) fourni via l’antenne 21. Plus précisément, correspond au conjugué de ve(t) retourné temporellement.
Figure imgf000017_0002
[0090] Dans une étape 202, le bloc de synchronisation trame 40 effectue une synchronisation trame du signal délivré par le filtre de mise en forme 24 (la synchronisation peut par exemple se faire via un canal dédié ou par l’utilisation de préambule avant transmission des données ou directement sur un code d’étalement spécifique pilote) : le décalage fréquentiel
Figure imgf000017_0001
et les retards sont ainsi estimés par le bloc de synchronisation
Figure imgf000017_0005
trame 40 et délivrés par le bloc de synchronisation trame 40 aux blocs de synchronisation fine 41 et d’estimation de canal 42. Le signal filtré avec le filtre adapté au filtre de mise en forme est par exemple décalé en fréquence en parallèle pour différents décalages fréquentiels Par la suite, on échantillonne le signal reçu sur chaque branche parallèle aux instants (avec a le facteur de suréchantillonnage). On obtient donc sur chaque branche une succession d’échantillons que l’on va venir corréler avec le préambule (symboles étalés connus présent dans une trame), puis on sélectionne le signal ayant la plus grande enveloppe avant de comparer la corrélation du signal sectionné à un seuil. Si ce dernier dépasse le seuil fixé, un trajet est détecté. On récupère alors le retard et le décalage fréquentiel estimé ayant permis de dépasser le seuil.
[0091] Dans une étape 203, le bloc d’estimation de canal 42 estime les paramètres du canal de transmission représentant les artéfacts apportés par le canal (par exemple à partir de séquences pilotes figurant dans la trame de signal).
[0092] Dans une étape 204, le bloc de synchronisation fine 41 , sur la base des décalages fréquentiels et retards reçus, effectue la synchronisation fine permettant d’améliorer
Figure imgf000018_0008
l’estimation des retards
Figure imgf000018_0009
[0093] Ces deux étapes 203 et 204 sont par exemple effectuées de manière simultanée comme c’est le cas de façon classique dans les traitements DSSS en réception.
[0094] Puis dans une étape 205, le bloc de filtrage adapté au canal estimé 25 applique sur le signal délivré par le bloc de filtrage 24 le filtre h * (-t) adapté au canal de propagation déterminé, le cas échéant, en fonction des estimations des paramètres du canal de transmission effectuées à l’étape 203.
[0095] Dans une étape suivante 206, le bloc échantillonneur 26, applique un échantillonnage de période sur les coefficients délivrés par le bloc de filtrage adapté au canal estimé 25. En effet, comme à l’émission on a compressé Tc d’un facteur pour retrouver ce que l’on a
Figure imgf000018_0001
transmis en réception, il faut échantillonner tous les (le taux de compression à
Figure imgf000018_0002
Figure imgf000018_0003
l’émission et à la réception étant identiques).
[0096] Ensuite, dans une étape 207, les échantillons du signal tels que délivrés par le bloc échantillonneur 26 sont désétalés par le bloc de désétalement 27 qui détermine donc des séquences de symbole de durée
Figure imgf000018_0005
par inter-corrélation du signal reçu avec les séquences respectives de SF chips séparés par une période fonction du code
Figure imgf000018_0004
d’étalement et du symbole. Dans un exemple où SF = 3, en sortie de l’étape 205, on obtient le signal z(t), puis on échantillonne tous les par 26. On obtient donc le signal
Figure imgf000018_0006
échantillonné :
[0097]
Figure imgf000018_0007
[0098] L’étape de désétalement à partir des échantillons {znSF+0,znSF+1, znSF+2} se fait en multipliant ces derniers par les codes d’étalement (utilisés en émission et associé au symbole n) conjugués et en effectuant leur somme (pour un seul code) :
[0099]
Figure imgf000019_0001
[0100] Contrairement à une liaison (Nyquist-)DSSS, l’échantillon znSF+q ne dépend plus seulement du chip courant (anunSF+q) mais aussi des chips et symboles précédents et suivants :
Dans le cas d’une liaison DSSS classique mono-code on aurait dans le cas « parfait » (canal parfait + pas de bruit)
Figure imgf000019_0006
[0101]
Figure imgf000019_0002
[0102] Alors que dans le cas FTN-DSSS on a :
[0103]
[0104]
Figure imgf000019_0003
avec l’interférence du code d’étalement associé au symbole courant et
Figure imgf000019_0007
Figure imgf000019_0008
l’interférence des codes d’étalement associés aux symboles suivants et précédents.
[0105] Dans le cas d’une liaison SISO avec un canal plat
Figure imgf000019_0009
et en supposant une synchronisation parfaite et un même code sur la partie réelle et imaginaire on obtient après désétalement le signal :
[0106]
Figure imgf000019_0004
avec : an : la contribution du code d’étalement associé au symbole courant in : l’interférence associée aux symboles précédents et suivants (si le SF est supérieur ou égal à l’inverse du taux de compression - 1). bn : le bruit reçu.
Figure imgf000019_0005
: l’amplitude du canal
[0107] On obtient donc des symboles avec plus ou moins d’interférences. La réception optimale au sens du critère MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation) est donnée en utilisant sur les symboles reçus, une boite de décision mettant en œuvre l’algorithme de Viterbi avec une métrique de branche non classique.
[0108] A partir du schéma optimal, on peut en déduire des configurations de récepteurs sous-optimaux en ajoutant optionnellement un égaliseur (Minimum Mean Square Error (MMSE), Expected Propagation (EP) ...), effectué par le bloc d’égalisation 28.
[0109] Puis, dans une étape 208, le bloc de décision 29 décide, en fonction des séquences de symboles issues de l’étape 207 quels symboles de la constellation ont été reçus (Viterbi ou décision symbole à symbole).
[0110] Puis au cours d’une étape 209 sont réalisées les opérations inverses de celles à l’émission comprenant : la démodulation du symbole, le désentrelacement et enfin le décodage canal :
- ainsi, la démodulation du symbole est effectuée par le bloc de démodulation 30, qui fournit ainsi pour chaque symbole les bits correspondant au symbole conformément au type de modulation choisie ;
- le bloc de désentrelacement 31 effectue le traitement inverse de l’entrelacement effectué à l’étape 102.
- et enfin, le décodage canal est effectué par le bloc de décodage 32, pour identifier d’éventuelles erreurs, voire les corriger et finalement délivrer une estimation des bits
Figure imgf000020_0001
transmis.
[0111] Le récepteur 20 décrit ci-dessus en référence à la figure 2 met en œuvre une démodulation avec commutation, mais bien sûr l’application de l’invention ne se limite pas à ce type de récepteur.
[0112] L’invention propose ainsi l’utilisation conjointe de la technique du DSSS et du FTN (avec filtre de mise en forme RRC ou autre), dans le but d’assurer une certaine discrétion énergétique et une robustesse au brouillage pour SF suffisant, tout en limitant la perte en efficacité spectrale par rapport à une liaison DSSS classique, et tout en cherchant à obtenir de bonnes performances en réception à complexité raisonnable . La combinaison des deux techniques DSSS et FTN permet à la fois de tirer profit de leurs avantages complémentaires, et d’en réduire leurs inconvénients.
[0113] En effet, au niveau de l’efficacité spectrale :
- le FTN augmente l’efficacité spectrale (d’autant plus que le taux de compression est petit),
- tandis que le DSSS la diminue (d’autant plus que le facteur d’étalement est grand) ; et au niveau de l’interférence inter-symbole :
- le FTN ajoute des IES intrinsèques (d’autant plus que le taux de compression est petit),
- alors que le DSSS réduit les IES (d’autant plus que le facteur d’étalement SF est grand).
Ainsi avec cette combinaison du facteur d’étalement et du taux de compression, la compression limite la perte en efficacité spectrale induite par l’étalement et l’étalement réduit 1’1 ES intrinsèque générée par la compression, ce qui permet l’obtention potentielle de très bonnes performances à partir de récepteurs à complexité réduite. Le comportement et les performances du couplage FTN-DSSS se font en fonction de la combinaison des valeurs affectées à huit paramètres, définissant au moins partiellement la configuration du système de communication :
- le facteur d’étalement ;
- le taux de compression ;
- l’occupation de bande ;
- le bilan de liaison en réception.
- le filtre de mise en forme
- la constellation symbole
- le code correcteur d’erreurs utilisé
- l’entrelaceur utilisé.
[0114] Cette combinaison permet de générer une forme d’onde FTN-DSSS paramétrable, laquelle, en fonction des configurations : améliore fortement l’efficacité spectrale ;
- induit une discrétion énergétique
- limite la complexité du récepteur ;
- voire dans certains cas, améliore les performances (à efficacité spectrale constante).
[0115] En fonction des huit paramètres définis ci-dessus, il est par exemple possible de : mettre en œuvre un réseau CDMA implémentant l’invention, ce qui engendre une efficacité spectrale système accrue par rapport à un réseau CDMA classique; ou
- de concevoir un système loT discret énergétiquement
[0116] Les combinaisons optimales de valeurs pour ces paramètres sont déterminées par exemple par simulation du système ; elles dépendront de l’application dans laquelle l’invention est mise en œuvre et de la bande du signal. De manière générale, la forme d’onde selon l’invention permet d’augmenter l’efficacité spectrale de la transmission. Le choix des valeurs des différents paramètres indiqués et du code d’étalement utilisé permet soit d’améliorer les performances à efficacité spectrale constante, soit d’améliorer la discrétion énergétique.
[0117] Des télécommunications sans fil selon l’invention peuvent être mises en œuvre plus généralement dans toutes les applications, civiles ou militaires, où la notion de discrétion énergétique est souhaitée, par exemple les applications civiles relatives aux réseaux loT ou 5G-6G, mais aussi les applications relatives aux réseaux CDMA à efficacité spectrale accrues.
[0118] L’invention peut être mise en œuvre dans le cadre de : liens simplex (dans une direction uniquement) avec la FOP (Forme d’Onde Paramétrable) associé à des paramétrages spécifiques et différents traitements de synchronisation/estimation de retard (MMSE, etc.), notamment dans des applications de radionavigation ; liens simplex avec la FOP associée à des paramétrages spécifiques et différents traitements de réception, démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, etc.), notamment dans des applications de radiodiffusion ; liens duplex (transmet et reçoit) avec la FOP associée à des paramétrages spécifiques et différents traitements de démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, etc.) notamment dans des applications de lien de radiocommunication mono-utilisateur ; liens duplex multiples (plusieurs utilisateurs transmettent et reçoivent) avec des FOPs multiples associées à des paramétrages spécifiques et traitements de démodulation décodage (RAKE, EP, MLSE, Join Detection, etc.) notamment dans des applications de Réseau de Radiocommunications multiutilisateurs - Réseaux CDMA.
[0119] L’invention peut être mise en œuvre dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal h(t) et son filtre adapté h*(-t) par les vecteurs
Figure imgf000022_0001
avec N le nombre d’antennes en réception.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé d’émission d’une communication sans fil, ledit procédé étant mis en œuvre dans un dispositif d’émission de télécommunication sans fil (10) recevant en entrée un signal à transmettre, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission : application d’un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, suivi d’une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ; ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif d’émission : étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d’étalement SF, les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole ; et obtention, à partir de chaque symbole, d’un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période Te ; mise en œuvre sur les chips obtenus après étalement d’un traitement comprenant : la compression de la période entre les chips d’un taux de compression
Figure imgf000023_0005
strictement inférieur à 1 , la période entre les chips après ladite compression étant égale à ;
Figure imgf000023_0006
le filtrage par un filtre de mise en forme ve(t) : en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ; ou de bande utile de longueur finie B = 1/TC.
2. Procédé d’émission d’une communication sans fil, selon la revendication 1 selon lequel le signal se(t) à l’issue du filtrage est défini par l’équation suivante :
Figure imgf000023_0001
avec :
- : le taux de compression, compris entre 0 et 1 ;
Figure imgf000023_0002
- : les chips issus des symboles étalés ;
Figure imgf000023_0003
o dans le cas d’un étalement monocode :
Figure imgf000023_0004
O dans le cas d’un étalement bicode :
Figure imgf000024_0001
Figure imgf000024_0002
- Tc : le temps séparant les chips non compressés ; - SF : le facteur d’étalement ; - ve(t) : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme. - an ; le symbole à transmettre (sortie du codage canal et de la modulation numérique) avec Re(an) la partie réelle du symbole et la partie imaginaire du symbole ; -
Figure imgf000024_0003
ou et : le monocode ou bicode
Figure imgf000024_0004
Figure imgf000024_0005
d’étalement utilisé.
3. Procédé de réception d’une communication sans fil mis en œuvre dans un dispositif de réception de télécommunication sans fil (20) comprenant au moins une antenne de réception recevant en entrée un signal transmis, ledit procédé comprenant les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception sur un signal obtenu via l’antenne de réception : application d’une démodulation numérique et d’un décodage canal sur le signal ; ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend en outre les étapes suivantes mises en œuvre par le dispositif de réception : mise en œuvre d’un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre
Figure imgf000024_0007
et au canal tel que le filtre est adapté à un filtre de mise en forme ve(t) en
Figure imgf000024_0006
racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ou de bande utile de longueur finie B = 1/TC ; échantillonnage de période du signal issu du filtre adapté au canal global
Figure imgf000024_0010
Figure imgf000024_0011
où est strictement inférieur à 1 ;
Figure imgf000024_0008
Figure imgf000024_0009
désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement SF, la série des SF chips correspondant au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période ; et obtention de symboles de durée
Figure imgf000024_0012
4. Procédé de réception d’une communication sans fil, selon la revendication précédente, dans un récepteur SIMO selon lequel on remplace le canal h(t) et son filtre adapté
Figure imgf000025_0002
par les vecteurs et avec N le nombre d’antennes en
Figure imgf000025_0001
réception.
5. Procédé de réception d’une communication sans fil selon la revendication 3 ou 4, comprenant à l’issue du désétalement, au moins une des étapes parmi :
- une égalisation des symboles dés-étalés mise en oeuvre par un bloc égaliseur (28) du dispositif de réception ;
- une sélection d’un élément d’une constellation d’éléments, en fonction des symboles dés-étalés, par la mise en œuvre d’un algorithme de Viterbi par un bloc de décision dudit dispositif de réception.
6. Programme d’ordinateur, destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif d’émission de télécommunication sans fil (10) comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé selon l’une des revendications 1 -2.
7. Programme d’ordinateur, destiné à être stocké dans la mémoire d’un dispositif de réception de télécommunication sans fil (20) comprenant en outre un microcalculateur, ledit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées sur le microcalculateur, mettent en œuvre les étapes d’un procédé selon l’une des revendications 3-5.
8. Dispositif d’émission d’une communication sans fil (10), adapté pour recevoir en entrée un signal à transmettre, le dispositif d’émission étant adapté pour appliquer un codage canal, comprenant un codage correcteur d’erreurs et/ou un entrelacement, sur le signal à transmettre, puis une modulation numérique dudit signal codé pour obtenir des symboles ; ledit dispositif d’émission caractérisé en ce qu’il est adapté pour effectuer un étalement de type DSSS de chaque symbole obtenu par un code d’étalement de période TDSSS appliqué avec un facteur d’étalement SF, les SF chips étalant un symbole étant propres à l’instant d’émission du symbole, et pour obtenir, à partir de chaque symbole, un ensemble de SF chips étalés fonction de la valeur du symbole, ces chips étant séparés par une période Tc ; ledit dispositif d’émission étant adapté pour mettre en œuvre sur les chips obtenus après étalement, un traitement comprenant :
- la compression de la période entre les chips d’un taux de compression strictement inférieur à 1 , la période entre les chips
Figure imgf000026_0002
après ladite compression étant égale à
Figure imgf000026_0001
;
- le filtrage par un filtre de mise en forme ve(t) :
- en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ; ou
- de bande utile de longueur finie B = 1/TC.
9. Dispositif d’émission d’une communication sans fil (10) selon la revendication 8, dans lequel le signal se(t) obtenu à l’issue du filtrage est défini par l’équation suivante :
Figure imgf000026_0003
avec : -
Figure imgf000026_0004
: le taux de compression, compris entre 0 et 1 ; -
Figure imgf000026_0005
: les chips issus des symboles étalés ;
O dans le cas d’un étalement monocode :
Figure imgf000026_0006
O dans le cas d’un étalement bicode :
Figure imgf000026_0007
Figure imgf000026_0008
- Tc : le temps séparant les chips non compressés ; - SF : le facteur d’étalement ; - ve(t) : la réponse impulsionnelle du filtre de mise en forme. - an ; le symbole à transmettre (sortie du codage canal et de la modulation numérique) avec Re(an) la partie réelle du symbole et la partie imaginaire du symbole ; - ou et : le monocode ou bicode
Figure imgf000026_0009
Figure imgf000026_0010
Figure imgf000026_0011
d’étalement utilisé.
10. Dispositif de réception (20) d’une communication sans fil, adapté pour recevoir en entrée via une antenne de réception un signal transmis, ledit dispositif de réception étant adapté pour appliquer sur le signal obtenu via l’antenne de réception une démodulation numérique et d’un décodage canal sur ledit signal obtenu ; ledit dispositif étant caractérisé en ce qu’il est adapté pour mettre en œuvre un traitement du signal comprenant le filtrage par un filtre et au canal tel que le filtre
Figure imgf000027_0001
Figure imgf000027_0002
est adapté à un filtre de mise en forme ve(t) en racine de Nyquist de période d’orthogonalité Tc ou de bande utile de longueur finie B = 1/TC ; ledit dispositif est adapté pour effectuer un échantillonnage de période
Figure imgf000027_0005
du signal issu du filtre adapté au canal global où est strictement inférieur à
Figure imgf000027_0003
Figure imgf000027_0004
1 ; ledit dispositif est adapté pour effectuer un désétalement du signal échantillonné en fonction du code d’étalement pris sur une longueur égale au facteur d’étalement SF, la série des SF chips correspondante au code d’étalement sur un symbole étant propre à l’instant de réception dudit symbole, les SF chips étant séparés par une période ; et
Figure imgf000027_0007
pour obtenir des symboles de durée
Figure imgf000027_0006
PCT/EP2023/066910 2022-06-23 2023-06-22 Procédés d'émission et de réception d'une communication sans fil étalée spectralement à forte efficacité spectrale potentielle et dispositifs associés WO2023247673A1 (fr)

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R. PICKHOLTZD. SCHILLINGL. MILSTEIN: "Theory of Spread-Spectrum Communications - A Tutorial", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 30, no. 5, May 1982 (1982-05-01), pages 855 - 884

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