FR3039327A1 - Antenne amelioree a balayage electronique et a large bande de frequence instantanee - Google Patents

Abstract

Cette antenne (4) à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comporte une pluralité de sources (Si) rayonnantes regroupées en sous-réseaux (Rj) et des moyens d'ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l'antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d'ajustement comportant, d'une part, un premier dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacune des sources d'un sous-réseaux et, d'autre part, un second dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l'antenne, chaque second dispositif d'ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable (21, 22, 23). Cette antenne est caractérisée en ce que chaque premier dispositif d'ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable (11 à 19).

Description

ANTENNE AMELIOREE A BALAYAGE ELECTRONIQUE ET A LARGE BANDE DE FREQUENCE INSTANTANEE

La présente invention concerne les antennes à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée.

Une antenne à balayage électronique est une antenne constituée d’un réseau constitué par la juxtaposition d’une pluralité de sources rayonnantes élémentaires. Pour l’antenne linéaire représentée sur la figure 1, les M sources sont disposées régulièrement le long d’une direction principale X de l’antenne et sont espacées les unes des autres par un pas d. Une distance D=(M-1)d sépare ainsi la première source et la M'eme source.

Dans une antenne à balayage électronique, l’orientation de la direction de pointage P du faisceau de l’antenne s’effectue en ajustant le retard entre les ondes élémentaires émises ou reçues par les différentes sources. En effet, comme représenté schématiquement sur la figure 1, cela a pour conséquence de modifier l’angle du front d’onde par rapport à la direction principale X, et donc de modifier l’angle de pointage du faisceau de l’antenne, c’est-à-dire l’angle entre la direction de pointage P et une direction de référence Z normale à la direction principale X de l’antenne.

Le retard à introduire pour une source donnée est lié à l’angle de pointage recherché, ainsi qu’à la position de la source au sein de l’antenne. Pour l’exemple de la figure 1, le retard maximal à apporter entre la première source et la M'eme source est égal à Dsin(0), où Θ est l’angle de pointage recherché.

Une antenne à balayage électronique est par conséquent équipée de moyens d’ajustement du retard que doit introduire chacune des sources dont est constituée l’antenne.

Dans le cas d’une antenne à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée réduite, par exemple de l’ordre de quelques dizaines de MHz de large, le retard est apporté par un déphasage introduit dans le signal d’émission ou de réception d’une source à la traversée d’un déphaseur placé juste derrière cette source. Ce déphaseur est commandé pour introduire un déphasage adapté.

Sur la figure 1, le déphasage Ψ0 entre deux sources voisines est Ψ0=2π^/λ0)8ϊηθ, où λ0 est la longueur d’onde dans l’air de l’onde émise à la fréquence centrale f0 de la bande de fréquence instantanée.

Comme il s’agit d’un déphasage, le concept de modulo 2π s’applique : un déphasage Ψ et un déphasage Ψ+2π sont équivalents. Il suffit d’implanter des déphaseurs générant des phases dans une plage entre 0 et 2π au niveau de modules d’émission/réception associés à chacune des sources de l’antenne.

Dans le cas d’une antenne à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée étendue, par exemple supérieure à 100 MHz de large, l’utilisation de déphaseurs introduit un dépointage important de l’antenne entre les différentes fréquences de la bande de fréquence. En effet, un déphaseur introduit la phase constante Ψ0 pour toutes les fréquences de la bande de fréquence. Or l’angle de dépointage Θ évolue en fonction de la longueur d’onde λ selon la relation : 0=arcsin^oA/(2nd)].

Outre cette variation de l’angle de pointage avec la fréquence, l’utilisation du concept de modulo 2π, valide pour une fréquence, par exemple la fréquence centrale f0, conduit à une dégradation des lobes du diagramme de rayonnement en fonction de l’excursion en fréquence.

Pour les antennes à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée étendue, la solution consiste alors à introduire le retard non pas sous la forme d’un déphasage, au moyen d’un déphaseur, mais sous la forme d’une longueur de parcours supplémentaire, au moyen d’une ligne de longueur programmable, dénommée LLP dans ce qui suit.

Comme illustré sur la figure 2 pour une LLP à 6 bits, une LLP à N bits est constituée de N commutateurs commandés, disposés en cascade, chaque commutateur permettant de relier une borne d’entrée à une borne de sortie en sélectionnant soit une connexion directe, soit une connexion indirecte par une ligne de longueur L1 pour le premier commutateur, L2 pour le second commutateur..., LN pour le N'eme commutateur.

La longueur L1 est appelée LSB (pour « Least Significant Bit » ou bit de poids le plus faible). Les autres longueurs sont choisies de la manière suivante : L2 = 2L1, L3 = 2L2 = 22L1... La longueur LN = 2N-1L1 est aussi appelée MSB (pour « Most Significant Bit » ou bit de poids le plus fort).

Ainsi les longueurs pouvant être générées avec une LLP à N bits sont toutes les longueurs de 0 (quand tous les N commutateurs sélectionnent une connexion directe) à 2LN-L1 (quand tous les N commutateurs sélectionnent une connexion indirecte), par pas de LSB, soit : 0, L1, L2, L2+L1, L3, L3+L1, L3+L2, L3+L2+L1...

Une ligne utilisée pour réaliser une connexion indirecte est par exemple un segment de ligne TEM (par exemple un segment de câble coaxial) ou par exemple encore un circuit appelé «filtre passe-tout» connu de l’homme du métier.

Une LLP présente la propriété d’introduire un retard proportionnel à sa longueur et ceci quelle que soit la fréquence du signal.

Ainsi par exemple pour l’antenne linéaire de la figure 1, en prenant l’origine des retards au niveau de la première source, la longueur Li à commander sur la ieme source, dont la position est (i-1)d, est : Li = (i - l)dsin(0).

Cette expression montre que, pour une LLP, le pointage angulaire Θ ne dépend pas de la fréquence. Les LLP permettent donc théoriquement de répondre à ce besoin de fonctionnement d’une antenne à balayage sur une bande de fréquence instantanée étendue.

Cependant, dans le cas d’antennes comportant un grand nombre de sources rayonnantes, les LLP ne sont en pratique pas utilisables. En effet, pour des antennes étendues, il est nécessaire de pouvoir générer des longueurs jusqu’à une longueur maximale Lmax importante : Lmax = D sin(0max), où D est une dimension caractéristique de l’antenne et 0max l’ange de dépointage maximal de l’antenne. Les LLP à utiliser pour pouvoir ajuster le retard de chaque source pour permettre à l’antenne de fonctionner dans un domaine angulaire étendu présenteraient ainsi un encombrement important, en particulier du fait de la longueur importante des bits de poids forts.

Les LLP sont donc incompatibles d’une mise en réseau serrée des sources, en particulier dans le cas d’antennes réseau planes, dans lesquelles les sources sont arrangées suivant deux directions orthogonales X et Y.

De plus, les LLP introduisent des pertes ohmiques relativement importantes qui augmentent en fonction de la longueur utilisée. Les pertes ohmiques introduites par les bits de poids forts sont ainsi trop importantes.

Pour les antennes à balayage électronique de grande dimension et à bande de fréquence instantanée étendue, par exemple pour les radars de type SAR (« Synthetic Aperture Radar » ou radar à synthèse d’ouverture), la solution actuellement mise en œuvre consiste à diviser l’antenne en sous-réseaux, puis à implanter pour le dépointage angulaire du faisceau, d’une part, des déphaseurs au niveau de chaque source rayonnante des sous-réseaux et, d’autre part, une ligne à longueur programmable à l’entrée de chaque sous-réseau. Les LLP assurent alors la stabilité de pointage du réseau, tandis que les déphaseurs assurent la précision de pointage et la qualité des lobes du diagramme de rayonnement.

Avec cet agencement, on observe effectivement une stabilisation du pointage du faisceau en comparaison de l’utilisation de seuls déphaseurs, mais une dégradation de la qualité du diagramme d’émission/réception de l’antenne lorsque l’on s’écarte de la fréquence centrale de la bande de fréquence instantanée, liée à l’erreur apportée entre le déphasage appliqué et celui qu’il faudrait appliquer à la fréquence considérée.

Une seconde cause de dégradation du diagramme est liée à l’utilisation du concept de phase modulo 2π au niveau des déphaseurs, qui, s’il est valide à la fréquence centrale, introduit une erreur qui augmente en s’écartant de cette fréquence centrale.

La troisième cause de dégradation du diagramme est liée à la subdivision en sous-réseaux de l’antenne réseau, qui génère une certaine périodicité géométrique sur les erreurs identifiées ci-dessus. L’invention a donc pour but de palier aux problèmes précités. A cet effet, l’invention a pour objet une antenne à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comportant une pluralité de sources rayonnantes regroupées en sous-réseaux et des moyens d’ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l’antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d’ajustement comportant, d’une part, un premier dispositif d’ajustement du retard au niveau de chacune des sources d’un sous-réseaux et, d’autre part, un second dispositif d’ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l’antenne, chaque second dispositif d’ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable, caractérisée en ce que chaque premier dispositif d’ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable.

Suivant des modes particuliers de réalisation, l’invention présente l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prise(s) isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles : une ligne à longueur programmable au niveau de chaque source de chaque sous-réseaux étant dite de rang « 1 » et une ligne à longueur programmable au niveau de chaque sous-réseau de l’antenne étant dite de rang « 2 », une première gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang « 1 » et une seconde gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang de rang « 2 » se recouvrent mutuellement ; au moins un bit d’une ligne à longueur programmable de rang « 1 » introduit une longueur égale à celle introduite par un bit d’une ligne à longueur programmable de rang « 2 » ; un amplificateur est associé à chaque ligne à longueur programmable de rang « 1 » et/ou à chaque ligne à longueur programmable de rang « 2 » ; les lignes à longueur programmable de rang « 1 » sont identiques entre et/ou les lignes à longueur programmable de rang « 2 » sont identiques entre elles ; le nombre de bits d’une ligne à longueur programmable de rang « 1 » est inférieur à 8, de préférence à 6, notamment 4 ; et antenne propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue, supérieure à 100 MHz, de préférence du domaine hyperfréquence. L’invention sera mieux comprise à l’aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple et faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 est une représentation schématique du principe de fonctionnement d’une antenne à balayage électronique ; - la figure 2 est une représentation d’une ligne à longueur programmable ; et, - la figure 3 est une représentation schématique d’un mode de réalisation d’une antenne à balayage électronique selon l’invention.

La figure 3 représente schématiquement une antenne 4 à balayage électronique propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue.

Pour générer le retard nécessaire au dépointage du faisceau de l’antenne, celle-ci comporte uniquement des LLP. L’antenne est subdivisée en une pluralité de sous-réseaux. Par exemple sur la figure 3, l’antenne 4 linéaire, qui est composée de neuf sources Si, est subdivisée en trois sous-réseaux Rj, comportant chacun trois sources juxtaposées.

Les LLP sont alors réparties sur deux niveaux de la chaîne d’émission/réception du signal hyperfréquence : à un niveau correspondant à chaque sous-réseau Rj des LLP dites de rang 2, et à un niveau correspondant à chaque source S, d’un sous-réseau Rj des LLP dites de rang 1. Sur la figure 3, les LLP de rang 1 sont référencées de 11 à 19 et les LLP de rang 2 sont référencées de 21 à 23.

Pour une source Si donnée, le retard à introduire est la somme du retard introduit par la LLP de rang 2 associée au sous-réseau Rj auquel la source Si considérée appartient, et par la LLP de rang 1 associée à la source Si considérée.

Pour des raisons de simplification du procédé industriel de fabrication de l’antenne 4, les LLP de rang 1 sont identiques entre elles et les LLP de rang 2 sont identiques entre elles.

Les bits de poids les plus forts des LLP de rang 1 ont une longueur moindre que les bits de poids les plus forts des LLP de rang 2.

Les LLP de rang 1 peuvent ainsi être implantées plus facilement à l’intérieur de la maille géométrique du réseau constitué des sources rayonnantes. Ainsi, chaque LLP de rang 1 est implantée au voisinage immédiat de la source rayonnante à laquelle il est associé.

Les pertes ohmiques générées par les LLP de rang 1 sont faibles. Elles sont avantageusement « masquées » par l’adjonction d’amplificateurs hyperfréquences.

Les LLP de rang 2, d’encombrement plus important, sont implantées en retrait par rapport aux sources. Leur encombrement constitue alors une contrainte moins critique. Les pertes ohmiques qu’ils génèrent reste importantes, mais ont des conséquences moindres, puisqu’à l’écart des sources. Ces pertes ohmiques peuvent avantageusement être « masquées » par l’insertion d’amplificateurs hyperfréquences adaptés. L’invention permet ainsi de simplifier l'implantation de lignes à longueur programmable au sein d’une antenne réseau. L’antenne directive obtenue présente des caractéristiques améliorées par rapport aux antennes de l’art antérieur, notamment lorsqu’elle est utilisée sur des bandes de fréquence instantanée étendues.

Les longueurs des LLP de rang 1 et celles des LLP de rang 2 doivent être adaptées mutuellement. En effet, la gamme des longueurs à générer pour le bon fonctionnement de l’antenne ne peut être simplement répartie entre une première gamme de longueurs pour les LLP de rang 1 et une seconde gamme de longueurs pour les LLP de rang 2, complémentaire et disjointe de la première,

Il est en fait nécessaire d’assurer un recouvrement entre ces première et seconde gammes de longueurs.

De préférence, ce recouvrement est tel qu’au moins un bit de poids faible des LLP de rang 2 corresponde à un bit de poids fort des LLP de rang 1.

La détermination du recouvrement entre les première et seconde gammes et du bit commun va maintenant être présentée.

Dans une première étape, les caractéristiques d’un sous-réseau sont déterminées. Pour cela, la prise en compte de critères relatifs aux caractéristiques recherchées pour l’antenne globale (précision de pointage pour l’antenne, granularité de la position angulaire du faisceau, niveau moyen des lobes...) permettent de déterminer le retard le plus petit que l’on peut introduire dans un signal. Ce retard le plus petit est identifié à la longueur du bit de poids le plus faible, LSB1, des LLP de rang 1.

Le choix de la dimension et de la forme des sous-réseaux est déterminé par divers critères : nombre total M=M1xM2 de sources constituant l’antenne (où M1 est le nombre de sources dans un sous-réseau et M2 le nombre de sous-réseau subdivisant l’antenne), forme de la maille du réseau de l’antenne, implantation des composants dans la maille, nombre maximum de bits du LLP de rang 1 (en fonction de l’encombrement et des pertes ohmiques)... Cela conduit à un ensemble de valeurs possibles pour N1. Il est à noter que N1 doit rester le plus faible possible, par exemple 6 ou 7 bits, de manière à ce que le LLP de rang 1 correspondante puisse être intégrée à proximité de la source, et pour en limiter les pertes ohmiques.

On détermine ensuite la longueur maximale Lmaxl devant être générée entre deux sources appartenant au même sous-réseau, c’est-à-dire la longueur maximale que peuvent introduire à elles seules les LLP de rang 1. Par exemple pour une antenne réseau qui est destinée à balayer électroniquement un cône de demi-ouverture au sommet ©max prédéfini, et qui est divisée en sous-réseaux de forme carrée de côté a, la longueur maximale à générer est : Lmaxl = V2a sin(Dmax).

Le bit de poids le plus significatif MSE^ des LLP de rang 1 est alors défini de façon à atteindre cette longueur maximale Lmaxl : Lmaxl = 2MSB1 - LSB1.

Connaissant MSB1 et LSB1, il est alors possible de déterminer N1 pour les LLP de rang 1 avec : MSB1 = 2N1-1LSB1.

Dans une seconde étape, le bit de poids le plus fort MSB2 des LLP de rang 2 est défini à partir de la longueur maximale Lmax que l’antenne doit être capable d’introduire. Par définition, on a : Lmax = Lmaxl + Lmax2. On peut négliger Lmaxl dans cette dernière relation, ce qui revient à dire que la longueur maximale est la longueur maximale Lmax2 pouvant être obtenue par les seules LLP de rang 2.

La longueur maximale Lmax dépend de la forme de l’antenne. Par exemple, pour une antenne destinée à balayer électroniquement son faisceau jusqu’à un angle 0max dans tout l’espace, et présentant une forme en disque de diamètre D, la longueur maximale à générer est :

Lmax = Dsin(0max ).

Par exemple encore, pour une antenne rectangulaire de dimensions AxB, la longueur maximale à générer est :

Lmax = VA2 + B2 sin(0max ).

On en déduit Lmax2 et, de là, une contrainte sur les valeurs de LSB2, la longueur du bit de poids le plus faible des LLP de rang 2, et N2, le nombre de bits des LLP de rang 2 :

Lmax2 = 2MSB2 - LSB2 ; et, MSB2 = 2N2-1LSB2.

La notion de bit commun entre les LLP de rang 1 et celles de rang 2 se traduit par le fait que la longueur LSBZ est choisie comme devant être une puissance de 2 multipliée par LSB1 : LSB2 = 2QLSB1. Cette contrainte permet d’assurer une granularité continue du retard introduit par la combinaison des LLP de rang 1 et celles de rang 2. A l’issue de cette étape, plusieurs couples LSB2 - N2 sont possibles.

Dans une troisième étape, on optimise le choix de LSB2 et de N2 et le recouvrement entre les première et seconde gammes de retard introduits par les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2, respectivement.

Pour un angle de pointage 00, on calcule la plage des longueurs à générer pour un sous-réseau : LmaxO - LminO, où LmaxO, respectivement LminO, est la longueur maximale, respectivement minimale, à générer dans ce sous-réseau à partir d’une part de la LLP de rang 2 associée à ce sous-réseau, et d’autre part des LLP de rang 1 associées à chaque source de ce sous-réseau, pour obtenir l’angle de pointage 00.

La valeur LminO est encadrée par deux valeurs de longueur successive, Li et Li+1, introduites par la LLP de rang 2 associée au sous-réseau. La différence Li+1 - Li correspond à la discrétisation des LLP de rang 2, c’est-à-dire à LSB2.

Une condition suffisante pour assurer un bon fonctionnement de l’antenne global à partir de deux niveaux de LLP s’écrit : (LmaxO - LminO) + (LminO - Li) < Lmaxl

Cette condition indique que la plage des longueurs LmaxO - LminO à générer dans un sous-réseau, qui ne peut être obtenue que par les différentes LLP de rang 1, augmentée d’une longueur de référence LminO - Li introduite par la LLP de rang 1 de la source associée à la longueur minimale LminO et choisie comme référence des retards, est nécessairement inférieure à la longueur maximale Lmaxl obtenue par les seuls LLP de rang 1, Lmax! ayant été dimensionnée à la première étape.

On choisit LSB2 pour que dans l’ensemble des longueurs qu’une LLP de rang 2 est susceptible d’introduire on puisse choisir une valeur pour Li inférieure ou égale à LminO et permettant de vérifier l’inégalité ci-dessus, tout en respectant les contraintes déterminées lors de la seconde étape. Dans le cas particulier où LminO est égal à une valeur pouvant être obtenue avec la LLP de rang 2, on choisit cette valeur pour Li.

La détermination de LSB2 peut être réalisée plus facilement en maximisant LminO-Li par Li+1-Li, soit LSB2, dans l’inégalité ci-dessus : (LmaxO - LminO) + LSB2 < Lmaxl

Cette troisième étape est itérée pour différentes valeur de l’angle de pointage Θ0 pour déterminer les valeurs de LSB2 et de N2 qui, compte tenu de la géométrie parfois complexe de l’antenne, autorisent tous les angles de pointage à l’intérieur du domaine angulaire prédéfini pour l’antenne.

De manière générale, cette procédure conduit à ce que le nombre de bits communs entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2 est au moins de 1. Au-delà de deux bits en communs, il est préférable de réduire le nombre N-ι de bits des LLP de rang 1.

La mise en œuvre de ce procédé conduit à réduire l’échantillonnage des longueurs générées avec les LLP de rang 2, entraînant donc un recouvrement des gammes accessibles entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2.

Lors de l’utilisation de l’antenne, pour la génération d’une longueur appartenant à l’intervalle de recouvrement entre les première et seconde gammes, le bit de la LLP de rang 2 sera sélectionné en priorité.

La mise en œuvre du procédé est illustrée sur la figure 3 où l’antenne 4 est composée de M=9 sources est subdivisée en trois sous-réseau (M2=3) de trois sources (M1=3).

Pour un sous-réseau, le plus petit bit de longueur LSB1 d’une LLP de rang 1 est défini par exemple en fonction de la précision angulaire recherchée pour le pointage du faisceau, et le bit de poids le plus significatif MSB-i de la LLP de rang 1 est défini de façon à ce que la longueur maximale pouvant être générée, pour le pointage angulaire maximal ©max, soit : Lmax1=2MSB1 - LSB1, avec Lmaxl égale à 2dsin(©max), où d est le pas séparant deux sources voisines de l’antenne 4.

Pour une LLP de rang 1 on a ainsi par exemple : Lmaxl = 70 mm, LSB1 = 10 mm, N1 = 3 et MSB1 = 40 mm. Les longueurs accessibles par les LLP de rang 1 sont alors : 0, 10, 20, 30, 40, 50, 60 et 70 mm.

Pour l’antenne globale de longueur D, le bit de poids le plus significatif MSB2 d’une LLP de rang 2 est défini de façon à ce que la longueur maximale pouvant être générée soit par exemple : Lmax2 = 2MSB2 - LSB2 = 230 mm, où Lmax2 correspond à Dsin(©max), avec D la longueur totale de l’antenne. En outre, on a MSB2 = 2N2~1 LSB2 et LSB2=2qLSB1, ce qui contraint le couple LSB2, N2.

Puis, pour un pointage Θ0 inférieure à ©max, on détermine la plage de longueur que doit introduire un sous-réseau : LmaxO-LminO. Cette plage est par exemple de 30 mm.

Avec (LmaxO - LminO) + (Li+1 - Li) < Lmaxl et LSB2=2qLSB1, on s’aperçoit que LSB2 peut prendre les valeurs 10 ou 20 mm.

La solution permettant de minimiser ce recouvrement consiste à avoir un unique bit commun entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2, soit le bit de longueur 20 mm.

La valeur 20 mm est choisie pour LSB2 et conduit à N2=4.

Il y a donc un recouvrement entre les longueurs accessibles par le LLP de rang 2 et celles accessibles par les LLP de rang 1 : LSB2 < MSB1. En effet, le troisième bit des LLP de rang 1 permet d’introduire une longueur de 20 mm tout comme le premier bit des LLP de rang 2.

Ainsi, une répartition des LLP en deux niveaux est possible, mais nécessite un choix adéquat des bits de longueur constitutifs des LLP de rang 1 et de rang 2.

Pour la simplicité de l’exposé, l’exemple choisi est celui d’un réseau linéaire. Il est entendu que ces conclusions s’appliquent à un réseau plan, voire tridimensionnel. L’homme du métier comprendra que la répartition des LLP en deux niveaux comme cela vient d’être exposé, peut-être généralisée à une répartition en K niveaux, avec K un entier supérieur ou égal à deux, pour des antennes comportant un grand nombre de sources.

La réalisation des LLP est effectuée de façon classique. Elles peuvent être réalisées comme des composants MMIC, par exemple à partir de cellules élémentaires du type filtre « passe-tout », en particulier pour les LLP de rang 1. Elles peuvent aussi être réalisées comme une combinaison de cellules du type filtre « passe-tout » et de longueurs physiques (sections de câble TEM). Enfin, elles peuvent être réalisées à partir de longueurs physiques seulement, par exemple pour les LLP de rang 2.

Claims (7)

1. REVENDICATIONS

   1. - Antenne (4) à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comportant une pluralité de sources (Si) rayonnantes regroupées en sous-réseaux (Rj) et des moyens d’ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l’antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d’ajustement comportant, d’une part, un premier dispositif d’ajustement du retard au niveau de chacune des sources d’un sous-réseaux et, d’autre part, un second dispositif d’ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l’antenne, chaque second dispositif d’ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable (21, 22, 23), caractérisée en ce que chaque premier dispositif d’ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable (11 à 19).
2. 2. - Antenne (4) selon la revendication 1, dans laquelle, une ligne à longueur programmable au niveau de chaque source (Si) de chaque sous-réseaux (Rj) étant dite de rang « 1 » et une ligne à longueur programmable au niveau de chaque sous-réseau (Rj) de l’antenne (4) étant dite de rang « 2 », une première gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang « 1 » et une seconde gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang de rang « 2 » se recouvrent mutuellement.
3. 3. - Antenne (4) selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans laquelle au moins un bit d’une ligne à longueur programmable de rang « 1 » introduit une longueur égale à celle introduite par un bit d’une ligne à longueur programmable de rang « 2 ».
4. 4. Antenne (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, dans laquelle un amplificateur est associé à chaque ligne à longueur programmable de rang « 1 » et/ou à chaque ligne à longueur programmable de rang « 2 ».
5. 5. Antenne (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle les lignes à longueur programmable de rang « 1 » sont identiques entre et/ou les lignes à longueur programmable de rang « 2 » sont identiques entre elles.
6. 6. Antenne (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, dans laquelle le nombre de bits d’une ligne à longueur programmable de rang « 1 » est inférieur à 8, de préférence à 6, notamment 4.
7. 7. Antenne (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue, supérieure à 100 MHz, de préférence du domaine hyperfréquence.