FR3012888A1 - Systeme magnetique hybride inertiel de determination de la position et l'orientation d'un corps mobile - Google Patents

Abstract

Abrégé descriptif : la présente invention concerne un dispositif de détermination sans contact de la position et de l'orientation d'un premier objet mobile (M) par rapport à un repère de référence (RP) porté par un second objet fixe ou mobile (P), dans un environnement électromagnétique perturbé comprenant une antenne d'émission (E) à noyaux ferromagnétique (E-1) de perméabilité magnétiques supérieure à 10, intégrant des capteurs (E-3) de mesure du champ magnétique Xu effectivement émis par les axes de (E-1). Un moyen (4-4) d'extraction du signal corrélé avec le bruit environnant XBR(tk -kbTe) issu des capteurs (Sb) fixées dans la plateforme (P), forme avec la mesure Xu de l'induction magnétique émise, un modèle complet des champs mesurés permettant l'extraction sans erreurs des 6 paramètres relatifs au modèle de champ sans perturbateurs.

Description

Système magnétique hybridé inertiel de détermination de la position et l'orientation d'un corps mobile Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est la mesure de la position et de l'orientation d'un corps mobile M, qui se déplace en translation et en rotation par rapport à un repère de référence lié à une structure fixe ou mobile P par rapport à un repère de référence fixe type repère galiléen. Notamment, l'invention concerne la détermination de la position et l'orientation (P/O) du casque d'un pilote dans le repère de référence de l'aéronef, P/O à partir de laquelle la position angulaire d'une cible extérieure est déterminée dans ce même repère par la visée au travers d'un système comprenant le visuel de casque du pilote. De façon connue, le pilote superpose à la cible extérieure l'image d'une croix collimatée projetée sur sa visière transparente, et acquiert la mesure effectuée par le dispositif en appuyant sur un bouton poussoir.

Plus précisément, concernant les dispositifs de détermination de la P/O appelés DDP pour Détection de Position (ou trackers en anglais) de technologie magnétique, le principal problème de la détermination de la position et l'orientation d'un corps mobile par rapport à un repère de référence lié à une structure fixe ou mobile devant être déterminé avec précision provient d'un environnement électromagnétique très perturbé par des champs magnétiques rayonnés (EMI pour Electromagnetic Interferences, ECI pour Eddy Currents Interférences ou champs dus aux courants de Foucault) et/ou des champs magnétiques induits par des corps ferromagnétiques (FMI pour FerroMagnetic Interferences), environnements comme les cockpits des aéronefs et plus particulièrement des hélicoptères, les salles d'opération chirurgicales, etc. Ainsi, la précision est très dégradée en présence de ces interférences. Le problème consiste donc à trouver les moyens d'améliorer les performances malgré les perturbations.

Etat de la technique Un dispositif de mesure de position et d'orientation 5 (P/0) d'un objet mobile par rapport à un repère fixe ou mobile pris comme référence peut consister de façon connue en un capteur- émetteur (transceiver) fixé sur l'objet dont on veut déterminer la (P/0) constitué de Ne (Ne 2) bobines électromagnétiques non parallèles (de préférence quasi orthogonales) et en un émetteur-10 capteur (transceiver), fixé en un point de la structure de référence et constitué de Nc (Nc 2) autres bobines électromagnétiques non parallèles (de préférence quasi orthogonales), avec Ne*Nc 6 (degrés de libertés du système). En effet, les six grandeurs à mesurer sont les trois coordonnées de 15 position notées : vecteur Xp de composantes x, y, z et l'orientation notée G, S, R sont les angles d'Euler définissant le repère orthonormé du capteur lié à l'objet, par rapport au repère de référence ou repère plateforme. Par la suite, on pourra utiliser l'opérateur de rotation Rcip qui fait passer le repère 20 plateforme Rp au repère capteur Rc et qui peut se définir de façon connue par la matrice dite des cosinus directeurs (DCM) qui est une fonction des trois angles G,S,R. La matrice des cosinus directeurs peut être aussi définie à partir d'un opérateur complexe nommé quaternion Q. Toutes ces notions sont détaillées 25 par exemple dans l'ouvrage SYSTEMES INERTIELS A COMPOSANTS LIES « strap-down » de JC RADIX Cépadues Éditions. Dans une réalisation particulière, le procédé consiste alors à faire passer un courant électrique fonction du temps dans chaque bobine de l'émetteur fixé sur la structure (formant un 30 trièdre sensiblement orthogonal fixe). Ces courants font apparaître trois champs magnétiques qui sont captés par les bobines du capteur (formant un trièdre mobile sensiblement orthogonal) lié à l'objet mobile. De façon connue, comme notamment indiqué dans les brevets US par exemple US4287809 Egli, US5600330 35 Blood et de très nombreux autres, l'analyse de ces champs - 3 magnétiques permet de déterminer la position et l'orientation du trièdre mobile par rapport au trièdre fixe. Ces méthodes enseignées dans le domaine des systèmes électromagnétiques de détermination de la 2/0 ne sont réellement utilisables que dans des environnements dits « espace libre » c'est-à-dire sans perturbations dues aux conducteurs ou pièces ferromagnétiques présents dans l'environnement, et sans EMI. Or, les cockpits d'avions d'armes ou d'hélicoptères. de combat comprennent de nombreux éléments conducteurs et/ou ferromagnétiques, qui, en présence des champs magnétiques émis par les trois bobines de l'émetteur, créent de fortes perturbations magnétiques, et faussent les mesures et les résultats. On sait aussi [US6754609 Lescourret (FR 00 04861)] que l'amplitude des ECI évolue comme Kiicor1(1-1(Ori) K2 (1-iarr2) 11-(<02-1)2 et les FMI comme 1-F(a1T2)2 avecco=2/rxf, f étant la fréquence. Si on veut identifier ces fonctions de transfert, il faut que les signaux d'émission ait un spectre allant des pulsations les plus faibles possibles jusqu'à plusieurs fois coci=- etwa=---. La limitation du spectre d'émission en basse T1 T2 fréquence est constituée par la récurrence des sorties des informations liées aux besoins connus de présentation d'informations visuelles. En effet, si les pulsations wc1etwc2 sont basses (conductivité des métaux élevée), le temps d'intégration de la mesure étant inversement proportionnel à cette pulsation, la latence du système, égale à la demi période de sortie des informations, sera trop grande pour des systèmes du type viseur de casque incluant des besoins en bande passante compatible des capacités de la vision centrale ou périphérique c'est dire plusieurs dizaines de Hz voire 100. à 200 Hz. D'autre part, dans les avions et surtout les hélicoptères, les génératrices électriques du bord génèrent de forts courants d'amplitudes aléatoires à des fréquences variables autour de 400 Hz et ses harmoniques. De plus, les équipements de bord génèrent des signaux harmoniques de fréquences à partir de quelques dizaines de Hz. Les valeurs de ces fréquences sont - 4 considérées comme aléatoires mais stables alors que les fréquences des générateurs électriques peuvent parfois être variables en fréquence lorsque les génératrices ne sont pas asservies en vitesse de rotation, dépendant alors du régime moteur. En conclusion, on considère d'une part, que les fréquences des équipements sont fixes et d'amplitude fonction de leur distance au capteur fixé sur l'objet mobile, d'autre part que les fréquences des champs rayonnés par le système de génération de bord sont variables ; enfin il est admis que le bruit de fond croit en 1/f dans la bande des fréquences fi inférieures à 30 KHz et en 1/fie en dessous de 450 Hz selon la norme MIL STD 416E. Il ne faut pas oublier de mentionner que le système de visualisation des casques de pilote génèrent de l'énergie à la fréquence de récurrence de l'image, c'est-à-dire 50 Hz ou 60 Hz. On peut observer jusqu'à 20 harmoniques de la fréquence fondamentale, qui est cependant considérée comme très stable. Ainsi, on conçoit bien que pour obtenir les précisions requises dans des environnements, il faille augmenter le rapport signal sur bruit S/B de façon très importante, en particulier dans les gammes de fréquences inférieures. Il faut que le S/B en amplitude, c'est-à-dire le rapport entre l'écart type du signal utile reçu et l'écart type du bruit soit supérieur de 1000 à 3000. L'objet essentiel d'un tel système de DDP est d'obtenir ce S/B, c'est-à-dire obtenir grâce au filtrage objet de l'invention un gain qui peut aller jusqu'à 1000 à 3000 selon le rapport signal sur bruit initial. Il est donc très difficile, dans ces environnements perturbés, d'obtenir un fonctionnement du viseur de casque qui satisfasse les spécifications de précision statique dans tout le volume de débattement du capteur d'orientation et de position. Les méthodes précédentes (par exemple US4287809 EGLI, US5847976 Lescourret) ont consisté à compenser les mesures des effets des perturbations magnétiques, en tentant d'obtenir une modélisation des perturbations magnétiques, selon plusieurs méthodes complexes de traitement, à partir d'une cartographie très précise de l'environnement réel du système. - 5 Un inconvénient de ces techniques de l'art antérieur, qui mettent en oeuvre une modélisation des champs perturbateurs, est que les produits industriels, et notamment les viseurs de casque, obtenus selon ces techniques sont difficiles et coûteux à mettre en oeuvre. En effet, ces produits doivent pouvoir s'adapter à tout type de porteurs. De plus, la sensibilité des erreurs par rapport à la stabilité de l'environnement magnétique reste très importante. Une première méthode de compensation des perturbations magnétiques consiste à réaliser une cartographie magnétique de l'environnement du capteur de position et d'orientation, de manière à constituer un tableau de référence regroupant les valeurs des champs perturbateurs (en anglais « look up table ») ou un modèle de référence. Ce tableau est ensuite utilisé pour corriger les mesures de position et d'orientation du capteur, en cours de fonctionnement. Il est donc nécessaire d'immobiliser l'appareil au sol pendant plusieurs jours pour pouvoir établir cette cartographie, pour chaque place de pilote, ce qui n'est pas acceptable dans de nombreuses situations, et notamment dans le cas discuté ci-dessus d'équipements militaires. Un autre inconvénient de cette technique de l'art antérieur est qu'elle n'est pas adaptée à d'éventuelles variations de l'environnement du capteur. Notamment, le tableau de référence (« look up table »), ou les valeurs des coefficients du modèle de référence, devient moins pertinent voire inadéquat en cas de déplacement par rapport à leur position durant la cartographie, d'objets métalliques ou magnétiques au sein du cockpit (tel que le déplacement du siège réglable du pilote, par exemple) ou en cas d'ajout ultérieur d'une pièce d'équipement dans l'avion d'armes ou l'hélicoptère de combat, car la performance (précision) diminue alors.

Plusieurs autres techniques ont été développées pour compenser les perturbations magnétiques créées par les courants de Foucault induits dans les conducteurs. Une première méthode, pour compenser les perturbations dues aux courants de Foucault, décrite notamment dans les documents de brevets dus à BLOOD : US 4849692 et US 4945305, - 6 consiste à émettre des champs magnétiques de type signaux carrés au niveau de l'émetteur. Si la durée est suffisamment longue, la technique consiste alors à attendre que les courants de Foucault s'atténuent dans le temps pour effectuer la mesure au niveau du capteur. Une deuxième méthode décrite notamment dans le document de brevet US 4 829 250, consiste à émettre des champs magnétiques alternatifs à fréquences harmoniques, et à déterminer par extrapolation en basse fréquence, la valeur de l'orientation à partir des orientations déterminées préalablement pour chacune des fréquences harmoniques. Ces deux méthodes analogiques de l'état (dites « continues » ou « DC » en anglais) ne satisfont pas au théorème fondamental de SHANNON et il en résulte des erreurs dues au recouvrement de fréquence. Un autre inconvénient de cette technique de l'art antérieur exposée est que les mesures sont effectuées à des cadences qui ne permettent pas d'atteindre le régime permanent et la précision est insuffisante. Si l'on attendait le régime permanent, cela limiterait beaucoup trop la dynamique de mesure. Un autre inconvénient est que cette technique de l'art n'est pas adaptée à la présence de matériaux ferromagnétiques dans l'environnement du capteur de position et d'orientation comme l'enseignent les modèles dans le brevet Lescourret US6754609. Notamment, elle ne permet pas de filtrer 25 efficacement les perturbations magnétiques dues aux matériaux ferromagnétiques, qui peuvent être importantes à basse fréquence. Encore un autre inconvénient de cette technique de l'art antérieur est qu'elle n'est pas adaptée aux métaux très bons conducteurs pour lesquels la durée nécessaire à l'atténuation des 30 courants de Foucault est élevée. D'autres techniques pour compenser les perturbations magnétiques dues aux corps de type ferromagnétique ont été proposées, et notamment d'émettre des champs magnétiques a une fréquence élevée, par exemple de l'ordre de 8 à 14 kHz. En effet, à de telles fréquences, les perturbations 35 dues aux corps de type ferromagnétique sont négligeables mais les - 7 perturbations magnétiques dues aux courants de Foucault sont importantes à ces fréquences élevées. Les techniques de l'art antérieur ont, par ailleurs, pour caractéristique commune, d'utiliser un fonctionnement en multiplexage temporel. Un cycle de mesure de l'orientation et de la position du capteur est décomposé en trois sous-cycles de mesure proprement dite, mettant en oeuvre l'émission d'un champ magnétique par chacune des voies de l'émetteur, et un sous cycle de calibration, au cours duquel aucun champ magnétique n'est émis.

Selon ces techniques, les phases de calibration supposent l'interruption temporaire de l'émission, et donc du fonctionnement du capteur. De plus, à cause des mouvements de la tête et dans une moindre mesure de la plateforme (avion ou hélicoptère), le champ terrestre constant dans le repère terrestre, induit des variations de signaux détectés en très basse fréquences à cause des mouvements de de la tête. Inconvénients de l'art antérieur Un inconvénient de ces techniques de l'art antérieur est, en conséquence, que la période des sous-cycles de mesure ou de calibration est faible puisque ces sous-cycles sont quatre fois plus courts que la période de sortie de la mesure, qui doit elle-même être suffisamment faible pour ne pas induire d'importants retards entre les grandeurs réelles et les grandeurs mesurées par le système du viseur de casque (appelés effets de trainage). Ces retards ont en effet des effets physiologiques sur le pilote, qui reçoit des informations de visualisation sur la visière de son casque, à une cadence égale à la période de sortie des informations de position et d'oriehtation du capteur. Pour réduire autant que possible ces effets de trainage, on a tenté, selon les techniques de l'art antérieur, de réduire la période de sortie des informations. Un inconvénient de cette réduction de la période de sortie des informations est qu'elle entraine une diminution du rapport signal à bruit de la - 8 mesure magnétique du capteur. Or, une telle diminution n'est pas acceptable dans de nombreuses situations, et notamment dans le cas discuté ci-dessus d'équipements militaires, ou le rapport signal à bruit doit être optimisé impérativement pour ainsi obtenir la précision maximale. Encore un autre inconvénient des techniques de l'art antérieur est que les mesures des trois voies du capteur ne sont pas simultanées, ce qui génère des erreurs, en régime dynamique de la tête, dont les mouvements opérationnels peuvent atteindre une vitesse sensiblement égale à 120° par seconde.

Dans US 6172499 ASHE : on émet de préférence en émission continu au moins deux fréquences, montre qu'une condition de phase existe entre les parties réelle et imaginaire du détecteur et cette phase est par une table à deux entrées de façon à soustraire une estimation du signal perturbé. Sur le plan qualitatif, l'observation des phénomènes est correcte mais le signal dû aux perturbateurs est mal estimé par cette technique, en particulier d'une part parce que la relation de phase n'est pas constante (elle varie en fonction de la position relative capteur récepteur / perturbateurs et en fonction de la rotation du capteur récepteur par rapport au repère Émetteur, ainsi que de la configuration des conducteurs dans l'environnement), d'autre part parce que le coefficient de correction est estimé à partir d'une table de façon heuristique. De plus, le choix des fréquences telles qu'indiquées dans la figure 2 s'avérerait catastrophique 25 pour une utilisation dans un aéronef puisque des signaux harmoniques de fréquence fondamentale comprise entre 320 et 480 Hz, fréquence fondamentale variable en fonction du régime moteur de l'aéronef. Une méthode qui a les mêmes objectifs a été proposée 30 dans le brevet d'invention US6754609 Lescourret (FR 00 04861) qui consiste à émettre sur les bobines d'émissions de façon simultanée et continue des signaux sinusoïdaux dits orthogonaux deux à deux (c.à.d. la somme du produit sur un: temps T est nul), à mesurer dans le domaine spectral la somme de toutes les amplitudes 35 complexes des signaux émis, à les séparer relativement aux bobines - 9 d'émission, à en déduire à partir de modèles établis dans le domaine fréquentiel, décrivant les perturbations dues aux pièces ferromagnétiques et pièces conductrices non ferromagnétiques, les composantes du champ émis par l'émetteur par chaque bobine d'émission. L'estimation des effets, en particulier les relations d'amplitude et de phase sont clairement établies à partir des modèles dans le domaine spectral. Toutes les méthodes connues jusqu'ici consistent à émettre des signaux sinusoïdaux pour notamment faciliter les 10 calculs. L'homme du métier sait que cela nécessite des amplificateurs ultra linéaires complexes et à très faible rendement (<20%). De plus, si une au moins des fréquences rayonnées (EMI) est très proche d'une au moins des fréquences utiles, il est nécessaire pour estimer ces dernières, par exemple 15 par des méthodes bien connues comme la DFT (Discret Fourier Transform) ou la FFT (Fast Fourier Transform), d'avoir un temps d'observation égal à l'inverse les fréquences p même, les champs 20 cités (avions ou décrit ci-après. sinusoïdaux avec des signaux, pas de la plus petite différence entre génère une latence importante. De magnétiques rayonnés dans les environnements hélicoptères) sont très importants comme cela est Il est donc difficile d'émettre des signaux les contraintes qui sont demandées (orthogonalité d'émission à des fréquences proches de celles où récentes. Cela l'énergie des perturbations rayonnées est importante, très grande 25 linéarité du système Émission/Réception). De plus, les coefficients complexes qui sont à identifier dans le cas de ces émissions sont supposés constants ce qui n'est pas le cas dans la pratique puisque la distance et surtout les rotations de la tête induisent des variations très 30 importantes des amplitudes. Dans le brevet US4945305 Blood, il est décrit une méthode de soustraction du bruit qui consiste à mesurer pendant un intervalle 1 la somme du signal et du bruit S1=S+B1 et pendant un second intervalle 2 à mesurer le signal sans émission S2 = B2 35 c'est à dire le bruit puis à retrancher S2 à Si. Cette méthode est - 10 - décrite pour annuler une composante sinusoïdale. L'homme de l'art sait que cette méthode peut fonctionner pour une fréquence parasite seule et à condition que les mesures de bruit B1 et B2 soit identiques. Or ce n'est jamais le cas quand il y a plusieurs fréquences de bruit présentes ou même pour des parasites comme le champ magnétique terrestre qui sont à peu près constants dans un repère lié à l'aéronef mais qui sont largement modulés par les mouvements de la tête. Dans le brevet US 6400139 KHALFIN, on utilise plusieurs 10 capteurs de référence fixés dans un volume proche du volume utilisé afin de calculer les caractéristiques des sources d'émission. Ces capteurs sont destinés à identifier les caractéristiques magnétiques des sources pour aider à la détermination de la P/0 des capteurs mobiles. En aucun cas, ces 15 capteurs ne sont utilisés pour la mesure du bruit ambiant (EMI rayonnés). Pour ce qui concerne la partie hybridation du moyen de détection de position magnétique avec un système inertiel, les inventions de FOXLIN (US5645077, US6176837, 7000469) et 20 l'invention STOKAR (US 7640106) réalisent un estimateur optimal (filtre de KALMAN) pour la position et l'orientation d'un objet mobile par rapport à un plateforme elle-même mobile par rapport à un référentiel fixe. Pour ce qui concerne la mesure de l'orientation de l'objet mobile, ces inventions utilisent d'une 25 part la mesure du vecteur vitesse angulaire de l'objet mobile par un capteur IMU fixé sur le corps mobile et le vecteur vitesse de la plateforme soit par un capteur IMU fixé sur la plateforme soit en utilisant le vecteur vitesse de. la centrale de navigation (IRS ou INS) de la plateforme. 30 De façon connue, comme notamment indiqué dans les brevets US par exemple US4287809 Egli, US5600330 Blood et de très nombreux autres, l'analyse de ces champs magnétiques permet de déterminer la position et l'orientation du trièdre mobile par 35 rapport au trièdre fixe. Ces méthodes enseignées dans le domaine des systèmes électromagnétiques de détermination de la P/0 ne sont réellement utilisables que dans des environnements dits « espace libre » c'est-à-dire sans perturbations dues aux conducteurs ou pièces ferromagnétiques présents dans l'environnement.

Les signaux émis dans toutes les inventions précédentes sont toujours des signaux harmoniques. Les principaux inconvénients de cette méthode sont : i) il est très difficile de concilier les contraintes d'orthogonalité des signaux sinusoïdaux entre les trois voies ainsi que les contraintes de non recouvrement avec les signaux EMI de fréquences fixes ou variables, ii) en raison de sa nature discrète dans le domaine fréquentiel, la puissance émise est loin d'être la puissance maximum qu'il est possible d'émettre dans une bande de fréquence donnée, iii) en raison de la présence de signaux EMI rayonnés harmoniques de fréquences variables, il est difficile de discriminer deux fréquences très proches sur un temps compatible avec la fréquence de sortie des informations, le filtrage des perturbations devient impossible car ces méthodes conduisent à des temps d'intégration beaucoup trop long. iv) les non-linéarités des signaux émis et reçus doivent être extrêmement faibles. Pour filtrer efficacement les signaux ECI et FMI, il est nécessaire de se placer dans des gammes de fréquences basses. Or, le fait de travailler en basses fréquences nécessite d'augmenter la puissance du signal en 1/f voire en 1/f2 de façon comparable au spectre de la norme MIL STD 461 E afin de conserver un rapport signal à bruit suffisant. En effet, dans ces gammes de fréquences allant de quelques dizaines à quelques centaines de Hz, il existe des signaux harmoniques de puissance comparable au signal utile. Les inventions précédentes, notamment l'invention US6754609, ne prennent pas en compte les champs rayonnés-sauf pour Blood mais qui utilise une méthode pour un seul signal harmonique de fréquence fixe. De plus, les EMI harmoniques ne sont plus à fréquences fixes (la régulation des machines tournantes de - 12 - génération électrique ne se fait plus systématiquement), il faut donc trouver les méthodes efficaces pour ce type de signaux. Ces deux inventions les plus proches ne prennent en compte ni le fait que l'objet de référence est mobile par rapport 5 à un repère galiléen ni que les latences de la P/0 fournie -alors que les rotations de la tête ou de l'objet de référence (plateforme) sont rapides-, sont trop importantes pour les besoins de vision des pilotes. C'est pour cette raison que l'invention porte sur 10 l'hybridation d'un système magnétique et d'un système inertiel. Par hybridation, on entend l'utilisation combinée des informations des mesures magnétiques et des mesures de vitesse angulaire du solide M pour obtenir un résultat très amélioré. En particulier, comme cela sera développé ultérieurement, le système de DDP 15 magnétique fournit une information de bonne qualité à long terme mais avec une cadence qui peut être insuffisante dans certaines applications, cette information sert de recalage au système qui intègre les vitesses angulaires mesurées par un dispositif MEMS fixé sur le corps mobile M pour obtenir l'attitude de M à cadence 20 élevée. Les systèmes inertiels délivrent une qualité de mesure excellente à court terme mais qui dérivent très rapidement. L'hybridation avec le système magnétique permet de compenser les erreurs des capteurs inertiels (dérives notamment). L'hybridation permet donc d'utiliser les qualités des deux technologies pour 25 faire un produit de meilleure qualité. Dans le cas présent, il s'agit de compenser la latence du système magnétique et augmenter la cadence de fourniture des informations de DDP magnétique. Par ailleurs, les techniques magnétiques actuelles ne proposent pas d'hybridation du moyen de détection de position 30 magnétique avec une technologie inertielle qui permet de supprimer les problèmes de latence des systèmes existants. Par ailleurs, l'inconvénient essentiel des précédents systèmes hybrides incluant des capteurs IMU de mesures des vitesses angulaires consiste à calculer l'attitude de l'objet 35 mobile par rapport à la plateforme par la combinaison des vitesses - 13 - angulaires de l'objet mobile par rapport à la plateforme et de la plateforme elle-même, en utilisant un filtrage de KALMAN. Ces systèmes de l'état de l'art nécessitent plusieurs capteurs de vitesse angulaire IMU indépendants (FOXLIN) ce qui augmente notablement les erreurs ou pour l'invention du type de STOKAR (US 7640106) qui utilisent les vitesses angulaires de l'INS. L'invention présentée consiste à utiliser un capteur de vitesse angulaire IMU fixé sur l'objet mobile et les informations d'attitude de la centrale de navigation INS et non pas les mesures de vitesse angulaire de l'objet mobile. En effet, cette méthode est beaucoup plus simple et plus efficace car les informations d'attitude de l'INS sont beaucoup moins bruitées que les attitudes obtenues par les méthodes de l'état de l'art. En effet, il est inutile d'intégrer les vitesses angulaires de l'INS pour obtenir une attitude alors que cette attitude est déjà calculée de façon très efficace dans l'INS. L'invention sera détaillée dans la description ultérieure. Solution apportée par l'invention L'objet basique de l'invention consiste à établir une méthode et à réaliser un procédé d'élimination des perturbations électromagnétiques (ECI : courants de Foucault, FMI : ferromagnétisme induit) en temps réel sans nécessiter le besoin très coûteux de cartographier le volume utile balayé par le capteur. Un autre objet de l'invention est d'améliorer le rapport signal à bruit S/B du détecteur de' la P/0 pour l'obtention des performances requises dans les environnements très perturbés par les EMI (par exemple dans les aéronefs et plus spécifiquement dans les hélicoptères : champs rayonnés créés par les génératrices de bord, les équipements embarqués). Le rapport signal à bruit S/B peut s'exprimer comme le rapport entre l'écart type du signal Sc que recevrait le capteur en « espace libre » c'est-à-dire sans aucune perturbation électromagnétique et l'écart type du bruit B, le bruit étant la somme de tous les signaux ne provenant pas - 14 - directement de l'émetteur (champ inducteur). L'objectif est d'atteindre une amélioration du rapport S/B de l'ordre de 1000 pour les cas les plus critiques (hélicoptères). Un troisième objet de l'invention est de compenser la latence des informations de sortie par l'hybridation avec un système inertiel. En se référant aux figures 2, 3 et 4 qui seront décrites ultérieurement dans le détail, on indique que les fonctions de l'invention : - Déployer un émetteur optimisé E dans les sens suivants : - Génération de courants alternatifs par E-2 selon un motif temporel particulier sur un support temporel fini et se répétant en séquence. Ce motif est de préférence une Séquence Binaire Pseudo Aléatoire (SBPA) généré par E-4 du processeur 4. - Multiplication par trois à dix du signal émis par rapport aux émetteurs de l'état de l'art (volume, distance de référence comparables). La méthode consiste à optimiser les formes de bobinage des axes d'émission pour augmenter le nombre de spires pour un diamètre de fil donné et d'introduire un noyau de matériau très perméable de forme particulières permettant d'augmenter l'induction émise dans des rapports supérieurs à 10 : E-1. - Diminution de la puissance totale, et notamment la puissance perdue par effet joule qui augmente la température et peut faire dériver les résultats (dilatations, déformations, etc.), ce qui revient à diminuer le courant d'émission. - Asservissement E-2 du système en champ magnétique grâce à des capteurs E-3 (nommés aussi "capteurs E") inclus dans les bobines des axes d'émission. - Asservissement de la magnétisation des noyaux magnétiques par la mesure de la symétrie des courants alternatifs injectés par E-1-2. - 15 - - De mesurer le champ total par un capteur à Ne axes C-1 dont la bande passante va de quelques dizaines à quelques milliers de Hertz dont la sortie Sc est à Ne composantes. - D'acquérir par le processeur 4 les données Xu issue de E, Sc issues de C-1, Sp issues de C-2, CE vitesse angulaire de l'objet M et A =111,0,(p les attitudes de la plateforme toutes deux issues de C-3, l'ensemble de mesures inertielles. - De filtrer les différentes perturbations (bruits) de Sc (mesure du capteur _C issue de C-1), à savoir les perturbations rayonnées (EMI), les perturbations crées par les courants de Foucault (ECI pour Eddy Currents InterferenceS) circulant dans les conducteurs situés dans un volume proche et causés par les champs variables émis par l'émetteur, ainsi que les effets FerroMagnétiques (FMI pour FerroMagnetic Interferences) : - Le signal Sc bruité est mesuré par l'ensemble de réception C-1, le bruit Sp est mesuré et estimé à partir du dispositif de mesure C-2. Il sera décrit ultérieurement que dans une réalisation particulière, selon les conditions de l'environnement, le bruit peut être estimé à partir du dispositif C-1 de préférence dans un temps pendant lequel aucun courant n'est envoyé dans les bobines E-1 par E-4. - Ce filtrage, détaillé ultérieurement, dans une première réalisation, s'effectue dans le processeur 4-4 en construisant un modèle temporel des perturbations précédentes et à en estimer les paramètres par un filtre optimal ou sous-optimal en temps réel sur des temps courts Toff pendant lequel les courants injectés dans E-1 sont nuls. Les variables de ce modèle sont des grandeurs variant dans le temps, indépendantes ou faiblement corrélées du point de vue statistique qui permettent de représenter les variations des signaux utiles et des bruits. Dans une seconde réalisation, une réalisation Sb du bruit ambiant, est mesurée par un bloc de capteur C2, de laquelle est modélisé comme précédemment un modèle complet. Les - 16 - paramètres de ce modèle servent à supprimer par soustraction toutes les composantes de Sb corrélées avec les champs émis par E-1. Ainsi, le bruit non corrélé est extrait pour devenir une variable indépendante du modèle magnétique linéaire des signaux mesurés par le capteur C-1 fixé sur M. - De déterminer, à partir de l'ensemble des paramètres identifiés, les paramètres du seul modèle des champs émis par les axes de l'émetteur (champ dit « d'espace libre » non perturbé) et en particulier la matrice permettant de calculer de façon connue la position et l'orientation de l'objet mobile. - D'améliorer le comportement dynamique du détecteur, en particulier en minimisant la latence du détecteur, c'est-à-dire le temps entre l'instant réel d'apparition d'un évènement sur la grandeur à mesurer et sa détection par le système de détermination de P/O. Cette amélioration est réalisée par l'hybridation de la détection magnétique précédente avec un ensemble inertiel de mesure des vitesses angulaires de l'objet mobile et l'utilisation des attitudes de la centrale inertielle de la plateforme. Dans l'invention qui sera décrite ultérieurement de façon plus précise, les courants injectés dans les bobinages qui créent les inductions, sont de préférence simultanés. Les inductions mesurées sont donc la somme des champs émis à l'instant t et des champs présents dans l'environnement. L'invention a donc pour objet de distinguer dans le champ mesuré chaque composante émise par chaque axe d'émission. Cette reconnaissance du champ émis par une des composantes constitue un démultiplexage des inductions que l'on peut qualifier de fonctionnel par opposition aux inventions citées qui font soit un démultiplexage temporel (émission non simultanée mais séquencée dans le temps) ou démultiplexage fréquentiel (détection des fréquences dans le domaine spectral). Lorsque les champs sont démultiplexés, on - 17 - considère que l'on a trois émissions indépendantes reçues sur trois axes capteur. Pour ce qui concerne le système hybride, le principe de l'invention consiste à utiliser l'attitude fournie par le moyen de 5 détection de position magnétique exprimée dans le repère inertiel fixe pour recaler ou initialiser le calcul de l'attitude des capteurs gyrométriques IMU obtenue. par intégration dans le repère inertiel d'une équation dynamique de prédiction d'un quaternion. L'attitude du moyen de détection de position exprimée dans le 10 repère inertiel utilise simplement l'attitude de la plateforme fournie par l'INS, sous forme de trois angles d'Euler ou de matrice DCM (matrice des cosinus directeurs de la plateforme) ou du quaternion calculé à partir des angles d'Euler ou de la matrice DCM. Le modèle dynamique de prédiction, calculé à cadence élevée, 15 est recalé au temps t-TL, TLétant le temps de latence du moyen de détection de position magnétique, à chaque arrivée du quaternion fourni par le moyen de détection de position magnétique. Les informations nécessaires au calcul du quaternion (notamment les vitesses angulaires de l'IMU de l'objet mobile) ayant été 20 mémorisées sur le temps TL, le modèle de prédiction du quaternion est recalcule de t-TL jusqu'au temps courant t en utilisant les vitesses mémorisées. Au-delà de t jusqu'à la prochaine arrivée de l'information DDP magnétique, le calcul du quaternion est réalisé à la fréquence d'acquisition des mesures des vitesses angulaires. 25 L'invention comporte aussi la correction en temps réel du capteur de vitesse angulaire triaxial par l'estimation des erreurs du capteur. Description d'un exemple non limitatif de l'invention 30 La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit, concernant des exemples non limitatifs de réalisation de l'invention se référant aux dessins annexés où : - 18 - - la figure 1 représente une vue schématique d'une solution de l'art antérieur - la figure 2 représente une vue schématique du référentiel objets et repères - la figure 3 représente une vue schématique de l'architecture de l'invention - la figure 4 représente une vue schématique de l'architecture détaillée de l'invention - la figure 5 représente une vue schématique de 10 l'asservissement des inductions émises - la figure 6 représente une vue schématique d'un bloc émetteur de l'état de l'art - la figure 7 représente la vue schématique de la formation d'un axe El de l'émetteur selon l'invention 15 - la figure 8 représente des exemples de réalisation d'axes d'émission - la figure 9 représente une vue schématique d'un metteur à noyau selon l'invention - la figure 10 représente une vue schématique de 20 l'asservissement de champ - la figure 11 représente le diagramme temporel d'émission - la figure 12 représente une vue schématique hybridation magnétique-inertielle et extrapolateur inertiel 25 Description générale de l'invention : Selon la figure 2, le dispositif de détermination sans contact de la position et de l'orientation (P/O) d'un premier 30 objet M dont le repère RM orthogonal associé est mobile par rapport à un repère de référence porté par' un second objet P (Plateforme), fixe ou mobile par rapport à un repère galiléen Ri d'orientation fixe par rapport aux étoiles situé au centre de la Terre. Ce dispositif est disposé dans un environnement électromagnétique 35 perturbé. Un émetteur E composé de Ne bobines formant un repère RE - 19 - quasi orthogonal est fixé rigidement à la plateforme P. La matrice de passage RE/p entre repère émetteur RE et repère plateforme Rp est supposée constante et mesurée lors de la pose de la référence mécanique de l'émetteur dans la plateforme P. Lorsque le repère Rp est mobile par rapport à Ri, comme c'est le cas lorsque la plateforme est un aéronef, le repère Rp est défini dans le repère Ri par les angles d'Euler définissant l'attitude et calculés par la centrale inertielle ou un dispositif équivalent et transmis au processus de l'invention. Notons que le quaternion Qpi comme la matrice de passage Rp/I entre Rp et Ri représentent l'attitude de P par rapport à Ri. Sur l'objet mobile M sont fixés rigidement le capteur magnétique à Nc axes quasi orthogonaux C-1 dit capteur_C et le capteur inertiel C-3-1 de vitesses angulaires trois axes orthogonaux. Ce dernier capteur est par exemple de type MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems). Il mesure les vitesses angulaires dans son propre repère de référence Rgi dont l'orientation est supposée connue par une mesure en usine selon des procédures connues de l'homme de l'art. Le capteur C-1 est un capteur de mesure du champ d'induction magnétique de type fluxgate, fluxmètre, fluxmètre asservi, capteur à effet Hall, AMR, GMR, TMR...). Ses axes sont définis par la matrice de passage Rum fixe et identifiée en usine de façon connue. Dans le cas de certaines applications pour lesquelles les environnements sont magnétiquement très perturbés par les EMI, un mode particulier de réalisation consiste à ajouter un certain nombre de capteurs dits capteur_B représentés par le bloc C-2 de la figure 3. Ces capteurs sont fixés dans la plateforme. Ces capteurs sont des capteurs 1 à 3 axes de même type que le capteur magnétique C-1, et leur nombre est supérieur ou égal à 1. Leur orientation et leur position peuvent ne pas être connues avec précision, ce qui constitue un avantage. Ils sont placés à distance suffisamment grande de l'émetteur dans l'environnement de la plateforme afin de mesurer le moins possible le champ émis par l'émetteur E. L'objectif est de mesurer les EMI présents dans l'environnement du capteur C-1. Idéalement, un seul axe est - 20 - suffisant mais on peut être amené à placer un ou plusieurs capteurs 1 à 3 axes proches d'équipements particuliers de la plateforme pour mesurer des perturbations gênantes liées à ce ou ces équipements.

La figure 4 détaille les ensembles dénommés « blocs » et représentés sur les figures 2 et 3 : Un premier ensemble E d'émission d'induction(s) magnétique(s), comportant un premier sous ensemble E-1 d'émission de Ne, Ne étant égal à au moins deux, bobines d'émission, dont les axes de symétrie, non parallèles entre eux, forment un repère RE fixé sur le second objet P. Un premier ensemble de réception C-1, fixé sur le dit objet mobile M et comportant Nc>=2 bobines de réception non parallèles, formant un repère Rci sensibles au champ magnétique ambiant résultant de la somme vectorielle des champs émis par le dit premier ensemble d'émission E et des champs magnétiques perturbateurs générés par des courants électriques existants dans l'environnement et par des aimantations ferromagnétiques, ce second ensemble formant un capteur C-1 solidaire du premier objet mobile M et tel que le produit Nc*Ne >= 6, le premier objet mobile M possède un repère de référence RM. L'orientation du repère Rcl par rapport au repère RM est constante et notée par RC1/M la matrice des cosinus directeurs des axes de C-1 dans RM. Les Nc composantes de SC forment la sortie de ce premier ensemble de 25 réception C-1. Un processeur de calcul 4 destiné au calcul de la position et l'orientation du premier objet mobile, couplé à des premiers moyens de conversion analogique-numérique (ou ADC) 4-1 destinés à réaliser l'acquisition, à des temps discrets tk = k*Te, 30 des signaux analogiques Sc, Xul et Sb selon la figure 4 qui seront mieux décrits ultérieurement, des seconds moyens de conversion digital/analogique E4 qui génèrent la commande de la séquence temporelle des courants. 35 Notations : - 21 - Dans une réalisation préférée, on prendra Ne =Nc=3. Le champ total BTE, vecteur (pseudo vecteur) à trois composantes, existant au centre du capteur est la somme des 5 inductions suivantes : É TE = BEU + I3* E M I + BECI + BFMI + BT [1] avec BEU = f3Eui EU2 + BEU3 [ 2 ] où BEuJest l'induction exprimée dans le repère 10 émetteur, et émise par l'axe émetteur j (j=1 à 3) au centre du capteur C-1.On a supposé dans l'équation [2] que l'émission est simultanée sur les trois axes d'émission El, puisque BEU est la somme des trois inductions. BEMI est le vecteur de l'induction rayonnée dans 15 l'environnement, par exemple généré par les courants circulant dans les équipements électriques, par les génératrices de bord, par le secteur 50-60Hz.... On peut le modéliser par la somme de champs Bsc périodiques non corrélés avec les BEUR et des champs BR qui sont des signaux EMI dont les caractéristiques sont supposées 20 aléatoires car elles ne peuvent se représenter par des signaux déterministes de caractéristiques connues ou estimées. ÈRm(tk)=É' +i311 [ 3 ] BECI est le vecteur induction au centre du capteur, crée par les courants de Foucault dans les conducteurs situés dans 25 l'environnement du système de P/O, eux-mêmes produits par le champ magnétique émis par l'antenne d'émission à l'endroit où se trouvent les conducteurs. BFMI est le vecteur induction au centre du capteur, crée par la magnétisation de matériaux ferromagnétiques situés dans 30 l'environnement du système de P/O. Brest l'induction du champ magnétique terrestre. Notons que, selon la figure 4, l'induction BEU est le signal utile très fortement corrélé avec les courants émis et plus précisément BEuest linéairement dépendant des mesures Xu des - 22 - champs émis par les trois axes El et mesurés selon E-3, les inductions BECI et BFMI sont aussi fortement corrélés avec le champ émis Xu. L'un des buts de l'invention est d'éliminer par filtrage toutes les inductions pour ne conserver que le vecteur mesuré dont le modèle s'exprime par Bcu = [Rcie]t (BEul + BEu2 + BEu3) où BEUlr BEU2, BEU3 sont les vecteurs à trois composantes du champ émis et reçu au centre du capteur (exprimés dans le repère de l'émetteur) et RC/E est la rotation du repère capteur par rapport au repère de l'émetteur. On réalise le démultiplexage des voies d'émission (reconnaissance de la partie des signaux qui provient de la voie d'émission j=1 à 3) c'est à dire de déterminer les composantes Bc1, Bc2, Bc3 du capteur C-1 provenant de l'émission des axes 1, 2 et 3 de l'émetteur E-1 afin de former la matrice 3x3 : [Bcu] = [Bol 1 Bc2 1 Bc3]. La méthode de calcul de la rotation du capteur s'obtient de façon connue (US4287809 Egli) : connaissant Bcu, on en déduit une estimation de BEU en utilisant un modèle d'induction en espace libre (sans perturbations) :RGE=13c13Eu . De la matrice [Rc/e] on tire de façon connue les angles d'Euler ou le quaternionQEm qui sont deux représentations de l'attitude de l'objet M. Les performances de précision statiques et dynamiques sont évidemment croissantes avec le rapport S/B. L'augmentation du rapport S/B recherchée s'obtient de deux façons évidentes et complémentaires : augmenter la puissance (ou l'amplitude) du signal utile en particulier en basse fréquence et diminuer conjointement la puissance du bruit par filtrage. ENSEMBLE E D'ÉMISSION Un premier objet de l'invention est l'ensemble E qui 30 comprend selon la figure 4 : - un second sous ensemble d'émission constitué des Ne moyens d'injection E-2 de courants prédéterminés à travers lesdites j bobines E-1, j=1 à Ne de ce premier ensemble E afin de générer un flux d'induction prédéterminé Fj(t) fonction du 35 temps selon des caractéristiques propre à chaque axe j de ces - 23 - dites bobines ; une réalisation préférée consiste à inclure dans le volume intérieur desdites j bobines E-1 un matériau magnétique très perméable du type barreau de ferrite ou fils de pumétal ou d'alliage ferromagnétique comme le Vitrovac , Permalloy etc. Ce matériau magnétique comme cela sera décrit ultérieurement permet de multiplier l'induction magnétique sous certaines conditions de forme qui seront discutées. - d'un troisième sous ensemble E-3 du dit premier ensemble d'émission E constituant des moyens de mesure de la force électromotrice due au flux d'induction Fj(t) relatif à chaque axe de ces dites Ne bobines d'émission E-1, cet ensemble E-3 comprend un capteur magnétique pour chaque axe d'émission qui mesure le flux émis et une électronique d'adaptation des signaux E-3-2. Tout capteur d'induction magnétique (fluxgate, fluxmètre asservi, capteur à effet Hall, AMR, GMR, TMR) peut aussi convenir pour mesurer ces champs. Toutefois, une réalisation préférée consiste à bobiner des spires de façon concentrique par rapport aux bobines E-1 pour former un capteur fluxmètre simple. Un amplificateur de tension E-3-2, comportant de préférence une intégration pure des signaux de façon à ce que les grandeurs Xui soient homogènes à une induction magnétique, réalise l'interface d'une part avec le système d'acquisition ADC 4-1 du processeur 4, d'autre part avec le bloc E-2 qui constitue le dispositif d'asservissement de courant des bobines E-1. L'entrée ou consigne de l'asservissement E-2 est le signal à trois composantes VIc fourni par le bloc E-4 qui est le générateur de la séquence des Ne courants prédéterminés cycliques de périodicité Tobs. Ce bloc peut être autonome (mémoire munie d'un séquenceur et contenant les séquences des valeurs de consigne des courants) ou bien, dans une réalisation préférée indiquée figure 4, intégrée dans le processeur 4. Les valeurs de la séquence sont de préférence des valeurs binaires aléatoires, la séquence est dite SBPA pour Séquence Binaire Pseudo Aléatoire, dont la réalisation et les propriétés sont connues - 24 - de l'homme de l'art. Les valeurs binaires de la séquence comprises entre -VIc et + VIc volts sont fournies à la récurrence de Te= Tobs/Nobs ou Nobs est le nombre caractéristique de valeurs de la séquence générée. Ce sont des signaux déterministes sur la durée 'robs de densité spectrale constante comme un bruit aléatoire dit blanc, sur le domaine des fréquences comprises entre 1/Tobs et 1/Te. Sur la figure 5, on a représenté pour l'un des axes j les fonctions de transfert des blocs E-1, E-2, E-3 de la figure 4 qui font partie de l'asservissement de l'induction magnétique émise. Les signaux Xu3 constituant la mesure des inductions magnétiques émises par les axes E-1 sont soustraits aux signaux correspondants V10 pour former l'erreur s de l'asservissement, elle-même est traitée par un réseau correcteur E-2-1 qui compense de façon connue la fonction de transfert de l'amplificateur de courant et surtout la constante de temps T des bobinages avec noyau magnétiquement perméable E-1, la constante de temps T étant voisine du rapport entre l'inductance totale L et la résistance rb de la bobine. La fonction de transfert du bloc générateur de courant E-2-2 tient compte de ces caractéristiques du bobinage. Le champ magnétique Hi produit par le courant est proportionnel au nombre de spires par unité de longueur n avec un coefficient de proportionnalité Kb qui dépend de façon connue de la forme géométrique du bobinage. La magnétisation du noyau est fonction de la somme de Hi et des champs magnétiques perturbateurs présents dans l'environnement Hall. L'induction magnétique BE produite en un point de l'espace extérieur aux bobinages par les courants et le noyau peut s'écrire BE=Reff - (Hi + HE,,I) où geffperméabilité effective, représente le terme de proportionnalité entre le champ magnétique d'excitation HI et l'induction magnétique en sortie, le champ magnétique HI est proportionnel à n*I, "n" étant le nombre de spires par unité de longueur et I est l'intensité du courant circulant dans les spires de la bobine d'émission E-1. On sait que ce coefficient geffest fonction de - 25 - la perméabilité relative du matériau magnétique, de la forme géométrique des noyaux, ladite forme déterminant le champ démagnétisant au sein du matériau, du rapport entre le volume intérieur de la bobine et le volume du matériau, mais aussi des pertes par courants de Foucault. Nous indiquerons ultérieurement les moyens permettant d'obtenir des valeurs de ittet.f>>100. Dans cet asservissement, le détecteur de la force électromotrice E-3-1 précédemment décrit a pour fonction de transfert K''*p (dérivation avec conversion variation d'induction ABE/Volt= KB' en Tesla par Volt). Le bloc E-3-2 réalise une intégration pure de gain KCR pour obtenir une sortie homogène avec la consigne Vic. L'objet essentiel de cet asservissement est d'annuler 15 les champs magnétiques EMI présents dans l'environnement qui s'ajoutent au champ excitateur proportionnels à n*Ii, où est le courant relatif au bobinage j, mais aussi de linéariser le coefficient %car il est connu que la magnétisation des matériaux magnétiques présentent une courbe de magnétisation non linéaire 20 avec saturation pour les fortes excitations. A partir de la figure 5, on montre facilement que la sortie BE est la suivante : G - F Vic geff BE = 1+G.F F G.F EMI = AVIC G K KA K .. 1+ tp avec -G -b - - gen. ABE R 1 + Tp geff est la perméabilité effective si de plus dans la bande utile : GF » 1 [4] Vic Reff Vic µr eff BEBEMI = BEMI F Po' G - F F G - F avec µr eff perméabilité relative effective où BEC est l'induction produite au centre du noyau et 25 gr_erla perméabilité relative effective. Le rapport signal à bruit V. dans la configuration sans noyau et sans asservissement est-JL/BEMI . Avec noyau pour E-1 et asservissement E-2, on voit que le - 26 - // rapport signal à bruit est ' it r eff BEMI - Pour conserver le même F G-F rapport signal à bruit tout en en conservant le même ordre de grandeur pour BE en sortie, il faut donc queG.F_Fir eff. Cette relation définit le gain minimal de la chaine d'asservissement. Le 5 réseau correcteur du type proportionnel dérivéKG(1+'Î'p)doit être ajusté selon les règles connues pour assurer la stabilité de l'asservissement. Il est également possible de réaliser un PID selon les techniques enseignées en automatique. Un autre aspect intéressant de l'invention est la linéarisation du champ émis par 10 l'asservissement. Comme graf est une fonction hautement non linéaire, les harmoniques Bharmo apparaissent en sortie de E-1 de la planche 5. Si on exprime la sortie en fonction des entrées Vicf BEMI et Bharmo, on obtient : G-F Vic Bharmo [5] BE ( + rm° BEMI ) 1 +G-F F G-F G-F 1 F Bharmo eff BE ree - ( v G ) 15 On observe que si G*F»1, les amplitudes des harmoniques sont divisés par le gain de la chaine directe G. Cela étant, comme cela sera souligné dans le paragraphe traitant de la modélisation et du filtrage, le fait de mesurer Xuj et de s'en servir de signal de référence de l'induction émise dans le modèle 20 des signaux reçus, rend le dispositif de filtrage insensible aux harmoniques, ce qui est un avantage fondamental par rapport aux systèmes existants pour lesquels la mesure du courant en E1.1, E1.2 , E1.3 n'est plus l'image de l'induction émise suite à l'apparition d'harmoniques. 25 Comme cela a été dit précédemment, un des aspects de l'invention consiste à réaliser un noyau afin d'obtenir une perméabilité relative effectivegreffde quelques centaines d'unités. L'existence de noyaux de ferrite ou d'entrefers en alliage ferromagnétique existe dans nombre d'applications. Ces derniers 30 utilisés par exemple dans les transformateurs, doivent être feuilletés pour diminuer les courants de Foucault qui s'opposent à - 27 - la magnétisation et occasionnent des pertes. La ferrite, beaucoup moins conductrice que les alliages ferromagnétiques, permet l'utilisation de noyau à densité uniforme de cette matière obtenue par frittage. Les noyaux sont en général sphériques ou cubiques (voire parallélépipédiques) selon la figure 6. La magnétisation de la matière perméable des noyaux soumis à une excitation de champ magnétique est un phénomène complexe car prend naissance un champ démagnétisant qui s'oppose au champ d'excitation. Ce champ démagnétisant est expliqué souvent par la création de charges magnétiques fictives sur la surface des volumes de matière ferromagnétique. On explique alors simplement que le champ démagnétisant est étroitement lié à la géométrie du volume du noyau et à l'aimantation. Le champ démagnétisant ne peut se calculer que pour des exemples simples (sphère, ellipsoïdes, cylindres). Dans le cas général, on fait des approximations. Ainsi pour une sphère de matériau de perméabilité relative pr infinie, on montre (C.F. J.D.Jackson Classical Electrodynamics. Ed. Wiley) que la perméabilité relative effective liraf est au maximum de trois. Pour un cube, la valeur est de même ordre de grandeur. Avec des 20 noyaux cubiques ou sphériques, on ne peut pas espérer des gains très importants. On sait que pour les barreaux cylindriques allongés de diamètre D et de longueur L, le champ démagnétisant HD au centre est - 0.5*(D/L)2*M, c'est-à-dire Hd = - 6*M où la magnétisation M est du type M=(pR-1)H, H étant le champ magnétique 25 présent au sein du matériau après la magnétisation, avec la relation H=H0-HD, Ho étant le champ magnétique d'excitation extérieure et ô est le facteur démagnétisant . Près des bords, le champ démagnétisant est M/2. A partir des relations précédentes, on en déduit une 30 formule de l'induction, pour des ellipsoïdes dont la magnétisation est uniforme, B=µo µRHo et si 11R »1, B= µRBo . [6] 11-(1-LR -1) - 5 1+µR-8 En général, 1-4.5>>1, donc B=B° - 28 - Reprenant l'exemple du barreau allongé précédent, on a ( L 2 B=2. -- -Bo=pir-Bo. Cette relation n'est qu'approchée, la valeur de ilrest en général plus faible car la magnétisation n'est pas uniforme. Expérimentalement, l'exposant est compris entre un et 5 deux. Mais on observe bien une augmentation de l'induction de l'ordre de µrdans le volume du matériau, mais aussi à l'extérieur. L'invention consiste donc en un agencement de barreaux perméables de rapport L/D choisi pour que le gain en induction 10 Ftr_eff=alt, soit supérieur à dix. Le coefficienta, inférieur à l'unité, tient compte de plusieurs facteurs, notamment : - du volume de matériau aimanté parallèle à chaque axe des bobines. Chaque axe devant posséder le même volume, le volume de chacun est le tiers du volume total disponible. 15 - De la façon dont sont bobinées les spires produisant le champ d'excitation Ho. - Des courants de Foucault induits par Ho. Selon l'invention, pour optimiser le coefficient a, on utilise des barreaux très fins de matériau perméable, par exemple 20 des fils de pmétal, permalloy ou Vitrovac préalablement électriquement isolés, rangés selon la figure 7-1 dans un tube de matériau résistant aux traitements thermiques (silice, céramique). Ainsi, selon les au moins deux axes d'émission non parallèle, on regroupe les barreaux (figure 7-2) pour former un 25 bloc de section carrée (figure 7-3) ou cylindrique (figure 7-4) comportant un grand nombre de barreaux. Ces blocs 7-3 et 7-4 sont agencés de façon à former trois volumes de matériaux de magnétisations orthogonales et ayant une symétrie par rapport au centre commun aux trois axes. 30 La Figure 8-a montre comment les blocs assemblés de la figure 7-3 ou 7-4 peuvent être utilisés : trois bobinages sont réalisés autour de trois blocs identiques qui sont ensuite assemblés mécaniquement pour former trois axes sensiblement - 29 - perpendiculaires. Ces trois bobines ne sont pas concentriques, ce qui pose des difficultés non négligeables pour trouver la position du capteur trois axes fixé sur l'objet dont on cherche la Position et l'orientation. On préfèrera donc réaliser des blocs émetteurs concentriques selon les figures 8_b et 9. Sur les figures 8-b, on montre des configurations préférables de blocs de façon à ce qu'il existe un centre de symétrie des trois volumes aimantés et que chaque axe ait un moment magnétique de valeur voisine. La figure 4 présente deux vues en projection d'un dispositif préféré qui est une généralisation des blocs précédents : plusieurs blocs de type 2-3 sont entrelacés selon les trois directions de telle sorte qu'il y ait la meilleure symétrie par rapport à un point central. On obtient selon la figure 9 un bloc cubique sur lequel on dispose trois bobinages sensiblement orthogonaux par lesquels passeront les courants injectés par les circuits électroniques. De façon à ce que le vecteur induction magnétique se comporte dans l'espace selon les équations du dipôle, on reste dans l'invention en réalisant un bloc dont la surface extérieure se rapproche d'une sphère, en disposant des blocs 7-3 ou 7-4 de longueur plus courte lorsqu'on s'éloigne du centre. Un dispositif consistant à réaliser trois bobines sphériques concentriques au lieu des bobines concentriques cubiques de la figure 9, et introduire le même enchevêtrement de blocs de type 7-3 ou 7-4 dans le volume de la bobine intérieure 25 reste dans le domaine de l'invention. Un autre aspect de l'invention concerne l'asservissement à zéro de l'aimantation quasi statique produite par des perturbations quasi statiques, comme par exemple le champ terrestre. Pour éviter la saturation des barreaux des blocs 7-3 ou 30 7-4 en présence d'une aimantation continue ou quasi-continue, on détecte la symétrie des courants circulant dans les bobines. La figure 10-a montre le principe de fonctionnement : lorsqu'un champ statique ou quasi statique Hext est présent dans l'environnement, sa projection HD selon l'axe d'émission E.1 décale le point de 35 fonctionnement du champ d'excitation alternatif H, produit par les - 30 - bobines selon le schéma 10-b. Lorsque le décalage HD est nul, la différence entre les valeurs crête Io+ et Io- est nulle. Si HD n'est pas nul, la différence entre les valeurs crête ID+ et ID- est non nulle. Cela est dû à la non linéarité de la courbe d'aimantation des matériaux ferromagnétiques qui modifie l'inductance de la bobine L en fonction de l'excitation H somme du champ extérieur Hext et de l'excitation Hi créé par le courant des bobines sachant que L=11,(H)xL0 avec Lo inductance de la bobine sans noyau. L'exploitation de la variation d'impédance qui déforme le courant est réalisée par la détection de la symétrie du courant circulant dans la bobine : Le courant à travers la résistance RIMA est mesuré au point E.1.j , j=1 à 3, par l'amplificateur adaptateur d'impédance E.5.2 dont la tension de sortie passe par un double détecteur crête E.5.1 qui détecte de façon connue la valeur crête positive ID+ et la valeur crête négative Io-, puis la différence ID1-- ID- est filtrée par un filtre RC du premier ordre classique dont la fréquence de coupure est de quelques Hertz. La sortie VCRJ de E.5.1 est ensuite ajoutée à VICE avec le signe adapté selon le sens de bobinage de façon à annuler le décalage de champ HD. La symétrie du courant pourrait aussi être détectée par la création d'harmoniques pairs du courant sachant que l'excitation Hi, symétrique, ne possède que des harmoniques impairs. A-LE PROCESSEUR EMBARQUÉ 4 : Le processeur de calcul est couplé aux trois ensembles de mesure C-1, C-2 ,C-3 précédemment décrits afin en premier lieu de réaliser à des temps discrets tk=k*Te l'acquisition des signaux d'une part par conversion analogique/numérique du second ensemble de réception C-1 ainsi que du troisième sous ensemble E.3.1 du dit premier ensemble d'émission E, d'autre part par des liaisons digitales série du dit troisième ensemble d'acquisition des vitesses angulaires C.3.1 à la fréquence FEG ainsi que les angles d'attitude du dit second objet M par rapport au repère fixe absolu 35 délivrés par C.3.2, en second lieu de générer et réaliser les - 31 - conversions digitales/analogiques par le bloc E.4 destinées fournir les consignes de l'asservissement des courants prédéterminés dans le premier ensemble d'émission E, en troisième lieu, de réaliser les calculs d'une première position/orientation à partir d'un modèle complet des inductions mesurées dont les variables sont élaborées à partir des signaux acquis et dont certains paramètres identifiés par filtrage optimal représentent les termes proportionnels à un modèle de champ dipolaire ou multipolaire dont on extrait la position et l'orientation du bloc C-1. Le bloc 4.3, reçoit par exemple à partir d'une liaison digitale série classique qui communique avec le système inertiel de la plateforme, les informations datées par rapport à l'horloge propre de 4 est constitué. Cela permet si besoin est de recaler temporellement les attitudes de la plateforme. Ce bloc reçoit aussi les informations digitales de type série du capteur inertiel MEMS C-3.1. B- PROCÉDÉ D'EXTRACTION DE LA RÉFÉRENCE DE BRUIT: Si on reprend l'équation [1], ÙTE = i/EU i31ECI ÙFMIBT[ 7 ] le signal utile Kuest linéairement dépendant des signaux émis par le bloc émetteur E. Selon la figure 4, les champs émis par les axes El sont mesurés par le bloc E3 précédemment décrit dont la sortie est Xuj. Autrement dit, Xuj est l'image du champ magnétique émis par l'axe j quelle que soient la fonction d'amplification non linéaire apportée par les noyaux magnétiques. On peut noter que la somme des bruits ECI et FMI notés BPCU = i3FM 1 (PCU pour perturbations corrélés avec U) sont des bruits corrélés avec Xu. Le champ terrestre est supposé être filtré par un filtre classique connu ne faisant pas partie de l'invention. Concernant les bruits additifs EMI, pour une réalisation particulière de l'invention, ils sont mesurés par le bloc C-2 : comme indiqué dans la figure 3, le bloc C-2 est fixe 35 dans la plateforme P, comprenant une pluralité de capteurs - 32 - implantés en des points tels que i) le champ émis par l'ensemble E-1 est quasi nul ou tout au moins beaucoup plus faible qu'au point, contenu dans le volume de débattement du capteur, où se situe C-1 de l'ensemble mobile M, ii) les champs perturbateurs statistiquement non corrélés avec les champs émis par E-1 et existants au centre du capteur C-1 sont très fortement corrélés avec ces champs mesurés par C-2. Ces notions sont précisées ultérieurement. Par la suite, on considèrera que le bruit additif BEMI 10 mesuré en Nb points de l'environnement, par définition non corrélé avec les champs émis estimés Xu a été noté ÛRIVI(tk) = i3SC +BR [8] Le signal BRM(tk) est représenté sur la figure 4 par les signaux analogiques Sb qui sortent du bloc C-2 et qui sont 15 digitalisés comme les signaux Xuj et Sci, j=1 à Ne, i=1 à Nc. Dans certains environnements, comme par exemple les avions, le bruit BEMI est moins élevé que dans les environnements hélicoptères et surtout le bruit BR est très faible. Dans ce type d'environnement, on peut être amené à extraire le bruit au lieu de 20 le mesurer. La définition du bloc 4.4 autorise alors une méthode d'extraction du bruit BRm(tk) de référence de deux façons différentes : i. Premier procédé : soit une extraction directement à partir du 25 signal Sc (obtenu par l'acquisition du signal fourni par le premier ensemble de mesure C-1). Dans ce cas, ce choix est fait par le processeur dans le bloc 4.4 en fonction de la nature du bruit magnétique. Ce choix découle d'une analyse initiale du bruit magnétique de l'environnement à la mise 30 sous tension ou à la demande de l'utilisateur. Par exemple, à la mise sous tension, en l'absence de signaux émis par l'antenne d'émission, si les valeurs de densité de puissance moyenne des signaux mesurés sont harmoniques et de stabilité de fréquence acceptable (variation de 10 à 20% maximum de la 35 fréquence moyenne) et inférieurs au niveau de densité de - 33 - puissance moyenne des signaux dus à l'émission de l'antenne d'émission lorsqu'elle émet, ce choix est fait. Ce choix peut aussi être fait par l'utilisateur suite à l'accumulation de l'expérience qu'il a obtenu de l'environnement ou tout autre moyen. Ce choix impose que la puissance d'émission soit nulle pendant une période de durée Toff, cette période l'off étant entrelacée entre au moins une période d'émission de durée Tobs à puissance non nulle, avec Toff < Tobs/2 . deux exemples sont donnés par la figure 11. Sur la période TOFF, les signaux perturbateurs stationnaires (faiblement variables sur ToBs) sont identifiés de la même façon que celle qui va être décrite pour l'extraction de ces mêmes signaux sur le signal Sb. Le modèle de ces signaux Bsc ou BESC (la lettre E indique que ce vecteur est exprimé dans le repère émetteur) Bsc(ic,tk) = k' ) - COS(Ohcsctk) + CSC(ic>ksc ) - sin(o)k.tk ) [9] k =1 dont les fréquences coksont estimées (par des méthodes du type FFT ou de préférence par des méthodes du type Haute Résolution). Les coefficients sont identifiés sur l'horizon Toff.

Dans le cas où les variations des paramètres doivent malgré tout être prises en compte parce qu'elles ne peuvent être considérée comme constantes pendant Tobs-Toff, les paramètres caractérisant les signaux harmoniques (amplitudes, fréquences) sont extrapolés en fonction du temps pendant la durée TON en tenant compte des valeurs identifiées sur les durées TOFF antérieures. L'extrapolation peut être effectuée par un polynôme d'approximation d'ordre Ne-1 si on prend en compte Np périodes de durée TOFF. Comme autre exemple, on peut considérer deux périodes TOFF selon la figure 11 encadrant la période d'émission TON pour réaliser un interpolation linéaire. des paramètresêrc(.)e êiZ1.0,1'.) . L'information de sortie est alors décalée de Ton, mais ce temps peut être très faible si on utilise une méthode HR (Haute Résolution) pour identifier l'équation [9]. - 34 - On en déduit les variables indépendantes Xc(tk)= cos(o)k.(tk)) et Xs(tk)= sin(a)14(tk)) pendant la période TON. On peut regrouper ces variables sous le vocable de Xse qui devient une matrice [Nobs,2] où Nobs est le nombre d'échantillons acquis pendant Ton : Nobs = Ton*Fe. Ces variables sont ajoutées aux variables Xuj pour former un modèle linéaire relativement à ces variables indépendantes Xuj, Xsc. Chaque composante ic du capteur C-1 peut s'écrire si BR est négligeable : BE c BEC(ie,tk) BRM(ie,tk) [10] Ne Nie avec BEC (ie,tk)= E E Âc(iej,ki0).Xc(ic,i,kic) [11] j=1 ki =0 c OÙ Xc(j,kic,tk)= Xu(tk - kicTe) [10] s'écrit : Ne Nic N. BE = E EAc(ic,j,k,c).Xc(ie, Eêrc(ie, k' ) - COS(0)k, tk k'). sin(coks, tk ) [10-bis] j=1 k =0 ksc On note que xc(j,kytk)sont les valeurs décalées dans le temps des champs émis par l'émetteur sur chaque axe j et pour chaque composante ic du capteur du bloc C-1. L'estimateur est en quelque sorte un filtre transversal qui se justifie par le fait que les perturbations ECI et FMI peuvent être considéré comme la sortie de filtres sensiblement du premier ordre dont l'entrée sont les signauxXUJ(ttr). les indices Kic sont relatifs aux retards des variables indépendantes du modèle et vont de 0 à Nie, ce dernier indice Nic étant défini juste nécessaire afin de minimiser l'erreur résiduelle. Les termes décalés de K' forment un filtre transversal. BRm s'écrit sous forme d'un développement de variables complexes : 1112/11(ic,tk)-= = E esrne,ks,)-Xsc(tk) k.=1 N. [12] Les équations [11] et [12] qui sont linéaires par rapport aux paramètres à estimer. - 35 - Si on réalisait un modèle pour Xsc(tk) du même type que [11] c'est-à-dire une somme de développement du type [12] pour chaque variableXscok-ksc.v , on resterait dans le champ de l'invention. Il en serait de même si les paramètres complexes eSC(ic,ksc) n'étaient plus constants mais dépendaient du temps sous la forme d'un polynôme du temps êSCOdes E c,(0'1,,,,lio. On calcule pour otid = ce modèle temporel les valeurs des termesC,w,k.)en le développant dans [12]. Tout type de modèle temporel différent composé non plus de polynôme temporel mais de sommes de fonctions du temps de type exponentielles e" ou eil4(fonction périodique complexe <=> i2=-1) reste dans le domaine de l'invention. On détermine les paramètres de ce modèle par une méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode récursive équivalente (LMS, RLS). L'estimation des paramètres 15 relatifs aux variables Xuj peut être affinée en soustrayant le terme Ûsc(ic,tk)estimé au signalc(ic,4). La nouvelle estimation permet d'estimer les termes corrélés avec une meilleure précision au bout d'une ou deux itérations. Le bruit de référence û. est dans ce cas le signalûscestimé dans l'itération précédente. 20 ii. Deuxième procédé : La mesure en continu des signaux perturbateurs par Sb peut être indispensable en présence de très forts signaux harmoniques d'amplitudes et de fréquences non constants sur l'horizon Tobs mais aussi en présence de perturbations déterministes non stationnaires ou des 25 perturbations aléatoires. Soit une estimation des signaux rayonnés par la mesure des signaux Sb. Comme cela a été écrit et illustré sur la figure 4, le signal noté Sb est composé de signaux provenant d'au moins un capteur magnétique de un à trois axes orthogonaux permettant de mesurer les champs 30 magnétiques entre le continu et quelques KHz (capteur fluxgate, fluxmètre, AMR, GMR, TMR, etc.), les dits capteurs étant fixés sur le dit second objet en au moins Nb points, mesurent la somme vectorielle des inductions magnétiques présentes en ces dits Nb points de l'environnement, - 36 - suffisamment éloignés du premier ensemble d'émission pour que cet ensemble constitue une référence de bruit BRm(tk) en mesurant préférentiellement les inductions magnétiques indépendantes des inductions générées par le premier ensemble d'émission El, et cela réalisé sans interruption (Toff =0)- Les mesures du bruit additif BEMI sont repérées par les signaux de sortie Sb du bloc C-2 sur la planche 4. Dans une réalisation particulière, afin de faciliter la rédaction, on prendra Nb=1 et on considèrera que la mesure d'une seule composante suffit. La mesure de BRM(tk) selon une direction particulière sera noté BRM pour être considérée comme un signal très fortement corrélé avec BEMI. Dans le cas idéal, la référence de bruit mesuré BRM ne contient pas de signal corrélé à Xui, j=1 à 3. Dans la pratique, il est très difficile de disposer de capteurs C-2 à des endroits tels qu'il n'existe aucune composante corrélée à Xu, y compris et surtout les signaux BECI et BFMI. On est donc amené à considérer le signal de mesure du bruit Sb constitué des mêmes composantes que le signal Sc. On se ramène alors au même problème qu'en i), c'est-à-dire qu'il faut identifier les différentes composantes du signal Sb que l'on écrit : BC2 = BRU + BRM [13-a] avec BRU = BU + BPCU [13-b] où Buest linéairement dépendant de Xui(tk) , Bpcu est linéairement dépendant de Xui(t-k.Te) et BRM = Bsc BR [14] est le terme non corrélé avec X. BRM n'est pas négligeable comme en i) et il s'agit d'extraire de [13-a] la partie B. Comme dans le cas i), il faut identifier tous les termes du modèle pour ne pas biaiser l'estimation des paramètres du modèle. Toutefois, le signal aléatoire BR est en général plus faible que Bsc et Bcu, et l'identification peut être réalisée sur des temps plus longs dans la mesure où les capteurs de C-2 sont immobiles. On peut aussi considérer que, puisque l'émetteur et le (les) - 37 - capteur(s) du bloc C-2 sont fixes sur une même structure, l'identification des paramètres du modèle [14] peuvent être faits une fois pour toutes ou bien au début de l'utilisation du système pendant une phase d'initialisation de durée suffisante pour permettre une très bonne précision dans l'estimation des paramètres suite au filtrage des termes de [14] qui ne sont pas corrélés avec [14]. Cette identification est exactement la même que celle décrite dans [10], [11], [12]. Les paramètres de [14] sont alors mémorisés pour le calcul de Ku. Le principe d'.extraction de BRM consiste à écrire : BRM = B C2 BRU [16-a] où BRU sont les estimées des signaux corrélés avec Xuj. Après l'identification du modèle du type : N Ni e c N.

BE =E ric(lcj,kic).XC(ic,j,kie)+ Eêrc(ie, k' )- COS(Q)ks,tk)+CSC(i,ksc)'Siri(0)kSctk) j=1 ki . =0 k =1 c On en extrait tous les termes des signaux corrélés avec Xuj pour former le signal BRU Ne Nb [16 -b] ÛRU (ic, tk)=-E EÂB.c(ie,i,kb).xc(ie,i,k,) j=1 kb " BRM de [16-a]est donc l'estimée du bruit non corrélé 20 avec les champs émis. On constate donc que, lorsqu'il y a émission des signaux par E-1, dans les deux réalisations i) et ii) décrites précédemment, le même modèle devait être identifié sur les mesures 25 Sc (venant du bloc C-1) ou Sb (venant du bloc C-2). Le modèle du signal à identifier dans le cadre de cette seconde réalisation de l'invention pour laquelle une mesure du bruit EMI est réalisée et de laquelle on extrait le bruit seul BRM, est alors réalisé. 30 On développe le modèle de Bc qui est le champ mesuré par le capteur C-1: - 38 - K=Rc,E(3u/E CU/E +BRM/E) [17] Dans l'indice USE, E indique que le vecteur est exprimé dans le repère de l'émetteur (cet indice est parfois omis par simplifications sachant que le contexte indique dans quel repère sont exprimés les champs), u indique que c'est la partie du champ linéairement dépendant des champs émis par l'émetteur Xu. L'indice Cu indique que îlcuE 1à ECI BFMI représente le vecteur des perturbations corrélées avec le vecteur X. On pourrait modéliser ÉcuiE Par la convolution de iàimEpar la réponse impulsionnelle du filtre complexe existant entre les deux grandeurs. BRmina la même signification qu'en [13] et [15], il est le bruit présent dans l'environnement non corrélé avec les champs émis. On néglige BT qui est supposé être filtré par un filtre digital classique connu de l'homme de l'art. On développe les 15 trois modèles linéairement par rapport à des paramètres à identifier par exemple par une méthode classique de minimisation de l'erreur quadratique. Lorsque les coefficients sont déterminés, on extrait les neuf termes (3 termes dus à chaque voie d'émission pour chaque composante du capteur triaxial C-1) relatif à XU(tk) 20 composants de la matrice notée A qui sera mieux définie ultérieurement. L'intérêt fondamental de cette modélisation complète des signaux reçus par le capteur C-1 réside dans le fait que les 9 paramètres de A sont d'autant moins biaisés que les variables indépendantes du modèle représentent le plus exactement 25 les phénomènes physiques. On développe les trois modèles de [17] : Modèle Modèle Écu/E, Modèle Ky" Modèle ÉtuE Par la suite, on considère que le capteur C-1 a été 30 corrigé de ses erreurs selon les méthodes connues : les fonctions de correction de gain, de mésalignement, etc., sont appliquées. En supposant que la distance entre capteur C-1 et émetteur est au moins trois fois la plus grande diMension de l'émetteur, on écrit - 39 - alors de façon connue que le modèle est de type dipolaire et s'écrit Bc (t)=IR (t)1t 1P1[1111P1tMlfl(t) M2f2(t) M3f3(t)1 [18] 2 0 0 0 -1 0 0 0 -1 D3c/E DcEest la distance entre le centre Oc du capteur C-1 et le centre de l'émetteur Oe A 0E0c =Dc/E - [19-bis] Dc/E est variable en fonction du temps, comme la rotationRuEW. fi : vecteur unitaire de oosecexprimé dans le repère de référence de l'émetteur RE qui est défini mécaniquement de façon connue par l'homme du métier relativement au repère de la plateforme Rp selon la figure 2. P est la matrice de passage entre le repère de l'émetteur et le repère (ti,V,*) avec w = ûM nû et v = w nû dit repère radial, où ûMest le vecteur unitaire d'un axe d'émission. On montre aussi que par exemple : H= [19] _(y2 +z2) 1 xy , 17v - xz ^/Y2-1-z2 Si ii = 1 0 [20] y alors aï,* - z z Y \Iy2 +Z2 et P = iv] a2 a3 [21] al Dans [18] , M1 = m ifi(t) 131 M2 = m2f2(t) 132 M1 = m3f3(t) R3 [22] 71 72 Y3 sont les moments dipolaires des bobines d'émission dont l'amplitude évoluent dans le temps sensiblement selon les fonctionsfiffl,f2ffl,fi(t) imposées par les courants circulant dans les bobines. ml, m2, m3 sont les termes multiplicatifs de amplitudes des moments magnétiques qui dépendent des unités choisies, des gains des amplificateurs de courants E-2, al761,y1 les coefficients (cosinus) directeurs des vecteurs unitaires colinéaires des - 40 - moments magnétiques (axes de révolution) des bobines, fe, f2(t),f3(t) représentent les variations des mesures normalisées proportionnelles aux inductions magnétiques émises dans le temps par chaque bobines d'émission. Les mesures de ces inductions 5 émises sont réalisées par les capteurs E-3 solidaires de l'émetteur E de la figure 4 et sont proportionnelles à mi. La sortie VE3 des capteurs E-3 est soit digitalisée par le bloc CAN du processeur pour les trois axes et intégrée numériquement ou bien selon un mode préféré selon la figure 4, elle est d'abord 10 intégrée par un amplificateur analogique E-3-2 puis digitalisée par le bloc CAN 4-1 du processeur 4 et chacune des voies est normalisée par un coefficient déterminé en usine de façon connue par l'homme du métier, de telle sorte que les valeurs ainsi normalisées correspondent aux unités physiques et à leurs valeurs 15 nominales. Les coefficients ai,13,,yi sont déterminés en usine par des procédures de calibration sur banc usine par des méthodes connues de l'homme du métier. Les fonctions Xu Xu2,.Xu3e ainsi digitalises, proportionnelles aux fonctionsfe,f2(t),f3(t) sont donc les images 20 des champs émis par les 3 bobines : en réécrivant [18], si icpest le vecteur OEOC Bc = [Bc/e(t)]t B(4) [MiXui(t)± M2Xu2(t)± M3Xu3(t)] [23] B(x p) [P][11] [P)]t (O]` B(54) [23-bis] Ou encore si on note A = [Rd, ot2 a3 Be (t) = [Xui (t)* mi - al R2 +Xu3(t) - M3 - R3 [24] Rl± '42 (t)* m2 - Yl 72 Y3 25 + A1201 + Auyi)mifi(t)+ (A11a2 + A12132 + Any 2 )m2f2 (t) + (A11a3 + A12133 + Apy3)m3f3(t) Be (t) = (Amal +A22131 + A23Y1)mifi (t) (Am% +A22132 + Any2 )M2f2 (t) + (A 21C43 + A22I33 + A3373 )M3f3 (t) 25] +A32131 + A33y1)Mifi (t) + (A310(2 + A32132 + A33y2 )M2 f2 (t) + (A310G3 +A3233 + A3373 )M3f3(t) On est en présence de trois équations à trois inconnues chacune, soit 9 termes à identifier. Mesurant les trois composantes de Bc, lorsqu'il n'y a pas de perturbations BAU et BRM 30 de [17], on identifie les neufs termes de Xu 1-X X 1 -U29 X -U3: par une - 41 - méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode récursive équivalente (LMS, RLS). On obtient alors la matrice W qui peut se mettre sous la forme de : A11 Al2 A13 al a2 (13 M1 () w= A21 A22 A23 131 132 133 0 m2 A31 A32 A33 Y1 1,2 0 0 m3 soit [26] VV= NICEKE Les deux matrices, CE et KE (gains et mésalignement) relatives au bloc d'émission E-1, sont identifiées en usine, on obtient alors facilement la matrice A recherchée. [A}= W KEKEri [27] Connaissant A, la position x, du centre du capteur dans le repère émetteur et la rotation Rc/E (ou cosinus directeurs des axes du capteur dans le repère émetteur) s'obtiennent selon les méthodes de l'état de l'art. Par l'identification de la matrice A composée des coefficients des fonctionsXcu rx x u2, xu3lt on a ainsi réalisé le démultiplexage des voies d'émission par identification d'un modèle, et non pas par un démultiplexage temporel (émissions non simultanées), ni un démultiplexage fréquentiel (US6754609 Lescourret, US 6172499 ASHE, etc.). ou tout autre démultiplexage.

MODÈLE BcU/E Comme cela a été déjà vu, ÉcuEpeut être considéré comme la sortie d'un filtre linéaire dont l'entrée sont les champs inducteurs émis par El, et la sortie est la mesure par le capteur C-1. Il est donc toujours possible de considérer que la sortie à l'instant tk est une combinaison linéaire des entrées aux instants tk-k1.Te. Si on note : Xcuok -kfreMXIn(tk -k1Te),XU2(tk -k1re),Xu3(tk -k1Ta , on forme pour chaque composante ic (ic=1à3) du capteur C-1, le modèle suivant : BCU/E(ivtk)= E tk k(ic) Te) Ne NO» [28] j=1 k(ie)=O - 42 - En général, dans les environnements des cockpits, il y a pratiquement pas de matériaux ferromagnétiques, les effets FMI sont donc faibles en particulier pour les fréquences élevées et de plus varient sensiblement en )/3 3 où Dmest la distance (Dp/Epcip) émetteur-perturbateur et Dup la distance perturbateur-capteur C-1. Lorsqu'il est possible de les ignorer, les perturbateurs ECI sont les seuls perturbateurs dont on peut écrire le modèle comme une fonction des dérivées des champs émis : --> XCU(tk kiTe)=PCui(tk - Xiu2(tk - kiTe), Xii3(tk - kiTet [29] X'ui(to- Te avec (XU00-XU j(4.--;)) MODÈLE Le bruit de référence est extrait des signaux Sb est BRIVI=BC2-KU . Si on appelle la variable XBR (tk) = BRIvi (tk) , et pour 15 tenir compte des fonctions de transfert entre capteurs, le modèle du bruit ambiant pour chaque composante ic du capteur C-1:BEm/(I,,tk), peut se mettre sous la forme d'une fonction des variables XBR(tk -kbTe) len =Nkb(ic) [30] 112M(ic,tk) = cb(kb,ic)XBR(tk kbTe) kb=0 20 Modèle complet : Le modèle complet [17] s'écrit pour chaque composante de Ne N(ie ) kb=Nkb(Ic) Bc(ie,tk) = E Acu(iej,k,c) Xcu(j,tk -k(ic)Te) + Cb(kb,i,)XBR(tk -kbTe) [31] j=1 k(ie)=0 kb =0 Le nombre de coefficients et le nombre de variables 25 sont au nombre de Ne*Max/ic(N(ic)). Les neuf termes de Acu(icj,()) sont les termes du modèle en espace libre c'est-à-dire sans perturbateurs. Une fois que tous les coefficients sont estimés par une méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode - 43 - équivalente récursive (LMS, RLS, KALMAN,...) à chaque cycle d'émission Tobs, les termes Acu0c,IM relatifs aux variables xumo forment une matrice 3x3 identique à W de [26] et qui sont les coefficients du modèle en espace libre, puisque ils représentent uniquement les champs inducteurs. On en déduit comme indiqué plus haut la première position et orientation aux instants tk issue du détecteur magnétique insensible aux perturbations. L'insensibilité aux perturbations provient du fait que l'invention met en oeuvre un modèle complet des signaux utiles et des bruits mesurés et estimés, modèle pour lequel les coefficients ne sont pas biaisés du fait de la complétude du modèle. L'information de P/OEM selon la figure 12 du système de Détection De Position et orientation magnétique insensible nommé DDP MI c'est-à-dire la position du centre du capteur Xeu(t.)et la rotation RoE(tn)du capteur C-1 sont connues aux instantst -n=11*Tobs n étant un entier positif : en effet, l'identification des coefficients de l'équation [31] étant réalisée par le bloc de calcul 4-4 est effectuée sur Nobspoints acquis aux instantstkavec tn tn-1 = 'robs - C- HYBRIDATION MAGNÉTIQUE ET INERTIEL On présente ci-après un des objets de l'invention qui consiste à compenser la latence d'un système de détection de position/orientation. L'exemple décrit porte sur un système magnétique mais s'appliquerait à tout système de détection de l'orientation d'un corps mobile. Lorsque le rapport signal à bruit en entrée du système de détection magnétique n'est pas suffisant, soit qu'il existe du bruit non pris en compte par le modèle soit que du bruit s'ajoute sur le capteur C-1, une méthode consiste à augmenter le nombre de points pour moyenner davantage le bruit. On augmente donc la latence, ce qui est relativement néfaste pour le pilotage des aéronefs. Un aspect de l'invention est d'associer à la détection magnétique un système inertiel dont on cannait les propriétés excellentes à court terme, c'est-à-dire un très faible temps de La latence de l'information délivrée est deTasn. - 44 - réponse, mais ayant des dérives à long terme, notamment dues aux de biais et dérives de biais. Le moyen de détection de position Magnétique a une excellente stabilité à long terme mais un temps de réponse lié au rapport signal à bruit qui peut être insuffisant dans certaines conditions. Le principe de l'invention consiste à associer, on dit aussi hybrider, le système magnétique et le système inertiel, lorsque la plateforme dispose d'une centrale à inertie fournissant à tout instant l'attitude de la plateforme dans un repère galiléen fixe. La figure 12-a indique l'état de l'art qui consiste à utiliser les vitesses angulaires mesurés sur l'objet mobile et aussi sur la plateforme pour être traitées dans un filtre de KALMAN. La figure 12-b décrit le principe de l'invention qui consiste à mesurer les vitesses angulaires de l'objet mobile M, et de les intégrer numériquement de façon connue du temps ti (temps initial) au temps tf (temps final) pour obtenir la rotation du mobile entre ces deux instants dans le repère fixe. L'acquisition des vitesses angulaires est faite par le bloc C-3-1 de la figure 3, composée d'un capteur MEMS délivrant les vitesses angulaires digitalisées à une cadence propre Tg qui est un sous multiple de Ta,: Tg=Tobs/kg , kg est un entier positif. ti est par exemple la fraction de temps qui suit l'instant d'arrivée de l'information du moyen de détection de position magnétiquetnsoitt:.4 est l'instant pour lequel l'information est désirée. Dans l'invention, il y a deux instants particulier tf. Le premier est l'instant t le second est l'instanttfl+Tes. Cela sera mieux compris par la suite. La rotation ainsi calculée à partir de l'attitude initiale des capteurs gyrométriques C-3-1 au temps t, est exprimée dans le repère fixe galiléen schématisé par le repère Ri de la figure 2. L'information du moyen de détection de position MI est disponible en sortie de 4-4 et constitue la première orientation nommée Rot(tn=n.Tobs).Cette rotation est Rre(t.)c'est-à-dire la rotation des axes du repère RMlié à l'objet mobile M selon la - 45 - figure 2 exprimée dans le repère de 1 ' émetteur . Connaissant la matrice de passage de l'émetteur vers la plateforme Rup par une mesure lors de l'installation de l' émetteur dans la plateforme et la matrice de passage de RM au repère du capteur C-1 : Rn, l'homme de l' art sait calculer la rotation du repère Rm par rapport à Rp soit RLMP . Pour traiter les informations inertielles et magnétiques, il est nécessaire de les exprimer dans un même repère, par exemple le repère Ri . On doit donc calculer RE:, = RpaRmE1'Ip Pour cela, il est nécessaire de connaître Rpa qui n' est autre que la matrice des cosinus directeurs de la plateforme qui est fournie par la centrale à inertie C-3-2 de la plateforme, en général sous la forme des trois angles d' Euler Gisement y, Site 0 et roulis (I), à partir desquels, on calcule R" puis R1 . On en déduit les cosinus directeurs des gyromètres dans 15 le repère inertiel au temps ti = tn par la formule : Itrli (te) = lipm(tn).RW/p(tn).Rgim [32] où Rgim est la matrice constante définissant la matrice des cosinus directeurs des gyromètres dans le repère mobile M. On déduit le quaternion Q(t.) de RgEntn) . 20 Le quaternion Qtketn+kg.To obtenu par intégration numérique de l' équation du type Irj = F(co)Q ou sous sa forme intégrée : rtkg=tn+kg Tg F(6)(u)).Q(u) du (j(tkg) = jt 2 Avec la condition initiale : ià(t.)= ià; (te) 33-a] [33-b] 25 Nous verrons que cette condition initiale est la valeur de l'état prédit par le modèle à tn à laquelle s'ajoute une fraction de l'erreur entre mesure estimée et mesure réelle. 0 -cî)x(u) -ci)),(u) -ioz(u) cijx(u) 0 +iàz(u) -cî)y(u) F(c3(u)) Y(u) -io-z(u) 0 -1-6)'(u) [33-c] 6),(u) +(Î)y(u) -6)'(u) - 46 - Où (7) = con, -8co , [33-d] calculée à partir des valeurs 6im fournies par les gyromètres et corrigées des erreurs des gyromètres estimées par un estimateur optimal du type de Kalman (étendu : EKF ou "sans odeur" : UKF) ou 5 sous-optimal ("Moindres carrés récursifs" du type LMS, selon un modèle des erreurs du type Scî)=13,+AK-â [34] oùbest un biais aléatoire et Kla matrice des erreurs de gain, de mésalignement et de couplage entre voies. 10 La propagation des erreurs gyrométriques est réalisée par un modèle dynamique des termes de â oi , lui-même intégré comme il est connu de le faire avec un filtre de KALMAN. En appelant dQ l'erreur entre la valeur Q7(tn)calculée par le moyen de détection de position magnétique au temps t, et Wn)intégrée de tn_là , le 15 vecteur d'état de propagation des erreurs est par exemple du type X _ [Qt dQt bto, AKt]t = -1 F(Ci;(0)Q(t) 2 [35] = -2-1 F(6)) + C((j) ijo [ 36] 1 z. rzew = Vg ou 13. = - - + Vg Tg [37] 20 Ak =VI( ou m.( = - -1 Ai( VK [ 3 8 ] Tk Y= dQ [39-a] Y= dQ + v mesure [39-b] -Q1 -Q2 -Q3 Avec C(Q)= +Q0 -Q1 +Q2 [40] +Q3 +Q0 -Q1 -Q2 +Q1 +Q0 v, Vg,Vk sont des bruits additif supposés gaussiens 25 centrés fonction des caractéristiques des fluctuations des termes - 47 - 13met K.de [38-a et 38-b] et de l'erreur fournie par la système de détection magnétique. Les équations [35] à [38] peuvent être intégrées numériquement de diverses manières ou être mise sous la forme d'équations matricielles récurrentes. À chaque instanttn, les paramètres de 5(0 sont recalés par des formules connues de l'homme de l'art fonction du filtre choisi, par exemple le filtre de KALMAN. Dans cette hypothèse, la formule recalage à est du type : X(tj;)= X(t;)+Kn(Y - [41] Si le filtre de KALMAN (du type standard ou étendu (EKF) ou unscented (UKF) est utilisé, Kflest obtenu par des formules bien connue (prédiction et recalage de la matrice de covariance). Si K.= 1, on ne fait pas confiance au modèle de prédiction : le recalage consiste â initialiser l'intégration avec el(t.). Si Kn=0, on ne fait pas confiance aux mesures qui ne sont pas prises en compte. Le réglage du gain ne fait pas partie de l'invention, notamment car il dépend beaucoup des conditions expérimentales (bruit, qualité des capteurs, etc.). La compensation de la latence s'effectue de la façon suivante : Après le recalage du filtre selon [41] à l'instanten-, on intègre les équations [35] à [38] sur un temps tkg-Tes/2 jusqu'à 4(le temps courant), en utilisant les vitesses angulaires brutes 25 mémorisées sur cet intervalle de temps, et corrigées selon [33-d]. La valeur initiale de Q est la valeur recalée à en-. On obtient une es nouvelle valeur de titlig). Ensuite, de tii4à tlig+ T 2 , a chaque nouvelle acquisition de on calcule (ythip selon les mêmes formules [35] à [38] jusqu'à la nouvelle valeur de recalage 30 date de l'arrivée de la nouvelle orientation du système de détection de position (première orientation). On a ainsi réalisé la compensation. - 48 - définissant l'attitude On calcule Ro(tkg) fixe et calculée à partir formule la matrice des cosinus directeurs des gyromètres dans le repère de [33] par la Rgij = du quaternion 4)=Icio ql q2 q3]t [42] qo +qî -qî 2(ecd -emb 2(q?ce +qqb 2(q2m +,12w) q20 +q22 _q32 2(g2 g2 _q02qb ch2ci) 2(d z2 2(qî ci +e mi La matrice définissant les cosinus directeurs du repère de l'objet mobile M par rapport au repère de référence (repère de le plateformeRp) est ensuite calculée par l'expression R./p(tkg)=-Rtp/i(tkg)Rgii(tkdReti. [43] La seconde orientation peut être définie par les angles d' Euler extraits de la matrice Ri',p(tkg) par des formules connues de l'homme du métier. Ce procédé permet d'une part de fournir à cadence très élevée (de l'ordre de 10 fois plus élevée) l'estimation de la seconde orientation, ce qui minimise le retard entre la fourniture des informations calculées et leur utilisation par le système qui en fait l'acquisition à une périodicité quelconque et de façon non synchronisée avec tn, et d'autre part la compensation de la latence par le calcul de la trajectoire de (tkg-Tobs/2) à tkg grâce à la mémorisation et leur correction des vitesses gyrométriques de (tkgTobs/2) à tkg.

Les applications Les applications de l'invention sont essentiellement celles pour lesquelles une grande précision est nécessaire pour la position et l'orientation d'un corps par rapport à un autre corps pris pour référence en présence de fortes perturbations électromagnétiques. La position et l'orientation du casque de pilotes d'aéronefs civils et militaires sans utiliser de - 49 - cartographies magnétiques est une première application. De nombreuses applications en chirurgie, dans les simulateurs, capture de mouvements et jeux vidéo, etc. sont possibles. 10

Claims (4)

1. REVENDICATIONS: 1 - Dispositif de détermination sans contact de la position et de l'orientation d'un premier objet mobile (M) par rapport à un repère de référence (Rp) porté par un second objet fixe ou mobile (P), dans un environnement électromagnétique perturbé, du type comprenant : - Un premier ensemble d'émission (E) d'induction(s) magnétique(s), comportant un premier sous ensemble (E-1) d'émission de Ne bobines d'émission, Ne étant égal à au moins deux, dont les axes de symétrie, étant non parallèles entre eux, sont fixés sur le second objet (P) pour former un repère de référence (RE), - Un premier ensemble de réception (C-1) fixé sur le dit objet mobile comportant Nc>=2 bobines de réception non parallèles, sensibles au champ magnétique ambiant résultant de la somme vectorielle des champs émis par le dit premier ensemble d'émission et des champs magnétiques perturbateurs générés par des courants électriques existants dans l'environnement et par des aimantations ferromagnétiques, ce second ensemble formant un capteur(C-1) solidaire du premier objet mobile M tel que le produit Nc*Ne >= 6, et formant un repère de mesure (Roi), - Un processeur de calcul (4) destiné au calcul de la position et l'orientation du premier objet mobile (M), couplé à des premiers moyens de conversion analogique/numérique (4-1) destinés à réaliser l'acquisition des signaux analogiques à des temps discrets tk = k.Te, des seconds moyens de conversion digital/analogique (E-4) destinés à générer les courants prédéterminés injectés dans le premier ensemble d'émission (El), caractérisé en ce qu'il comprend en outre : - Une antenne d'émission (E) à noyaux ferromagnétique (E-1) de perméabilité magnétiques relative effective supérieure à 10, intégrant des capteurs (E-3) de mesure du champ magnétique Xu effectivement émis par les axes de (E-1) qui fournissent les variables xu(j,tk-k(ie)Te)pour j=1 à Ne et ic=1 à Nc,- 51 - - Un moyen (4-4) d'extraction du signal corrélé avec le bruit environnant XBR(tk-kbTe) issu des capteurs (Sb) fixées dans la plateforme (P), afin de former avec la mesure d'induction magnétique Xu un modèle complet des champs mesurés permettant l'extraction sans erreurs des 6 paramètres relatifs au modèle de champ sans perturbateurs, tout en réalisant un démultiplexage des voies émises simultanément, qui permet le calcul de la dite première position et l'orientation de (Rm). - Un moyen d'hybridation d'un sous ensemble inertiel de mesure gyrométriques IMU (C-3-1) et acquisition des informations d'attitude de la centrale de navigation (C-3-2) avec le système DDP magnétique (E) (C-1) (C-2) (4-4) permettant d'annuler la latence du moyen de détection de position et de fournir les informations d'orientation par le calcul de l'intégration d'un système différentiel régissant la dynamique de l'attitude de l'objet (M) et celle des erreurs capteur (C-3-1).
2. 2 - Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce que les courants pilotés par le processeur de calcul 4 étant émis simultanément sur les trois axes de façon continue ou discontinue selon un motif temporel cyclique de durée Tobs Taf= Nobs.Te - Taf , le processeur de calcul 4 estime en continu et en temps réel à une fréquence de récurrence de sortie Fout proportionnelle à I égale ou supérieure aux fréquences de To' rafraîchissement des images vidéo, les paramètres d'un modèle analytique de la somme vectorielle de toutes les inductions magnétiques présentes dans l'environnement, les variables dudit modèle sont déduites : > des mesures faites par ledit troisième sous ensemble d'émission E3 fournissant les j signaux Xui(tk) proportionnels aux induction émises, > du calcul des variables du type Xcu(j,tk - k(ic)Te)- 52 - dont la combinaison linéaire est le modèle des perturbations corrélées avec le flux d'émission > De l'estimation du signal somme des perturbations rayonnées de l'environnementKm(tk), non corrélées avec les champs émis par les bobines de l'émetteur El, et issu soit des mesures du second bloc de réception C-2 soit extraites des mesures du signal du premier bloc de mesure C-1 pendant le temps Toff d'extinction de l'émission.
3. 3 - Dispositif selon les revendications 1 à 2 caractérisé en ce que : - les paramètres A(ic,j) dudit modèle analytique déterminés relatifs aux termes XUJ(tk) et à l'axe de mesure ic du dit premier ensemble de réception (C-1) fournissent les termes du modèle dipolaire ou multipolaire des champs magnétiques inducteurs à partir desquels dits termes le calculateur 4 détermine une première valeur de la position et l'orientation du capteur fixé sur le premier objet mobile (M) à chaque cycle d'émission Tobs, orientation définie par les trois angles d'Euler Gisement G, Site S, Roulis R
4. 4 - Dispositif selon les revendications 1 à 3 caractérisé en ce que les Ne courants prédéterminés injectés à travers les dites Ne bobines du second sous ensemble d'émission (E-1) génèrent des flux d'induction prédéterminés Fi(t) caractéristiques de chaque axe de ces dites bobines et cycliques de période Tobs dont la valeur est voisine des périodes de rafraîchissement des écrans de visualisation, sont tels que les valeurs de flux d'induction mesurés par le troisième sous-ensemble d'émission (E-3) de façon continue ou discontinue puis numérisés forment des séries temporelles qui ne soient pas linéairement dépendantes, c'est-à-dire qui forment une matrice de corrélation inversible.35- 53 - - Dispositif selon les revendications 1 à 4 caractérisé en ce que les variables définissant la partie du modèle linéairement dépendant des Ne flux Fj(t) mesurés, j=1 à Ne, émis par les Ne premiers sous-ensembles d'émission et reçus par 5 l'axe iC du premier ensemble de réception, est constitué d'une part d'une combinaison linéaire du type Ne N(ie) i BCU/E(c,tk) E Ac.(ic,lkic) Xcu(j,tk - k(ic)Te) j=1 k(ie)=0 -> avec XCU(tk - kiTe )=1.Xui(tk - kiTe), X u2(tk - Te ), Xu3(tk - kiTe dans laquelle les termesAc(icj,ki) pour lesquels Ici, =0 tendent vers les valeurs proportionnelles au champ inducteur qui serait mesuré en Espace Libre en l'absence de toutes perturbations magnétiques, les autres coefficients représentant les valeurs proportionnelles aux inductions des effets perturbateurs linéairement dépendants des flux d'induction émis comme les effets Foucault et les effets ferromagnétiques. 6 - Dispositif selon les revendications 1 à 5 caractérisé en ce que le modèle des signaux alternatifs de l'environnement de chaque composante i, du premier ensemble de réception soit constitué d'une somme de signaux de type sinusoïdal Eêjc(ie, k' ) - COS(Wksctk k' ) - sin(coksctk) BEsc(ic,tk) k' =1 dont les fréquences 0k. sont estimées pendant les périodes de non émission 'l'off à partir des signaux dudit premier 25 ensemble de réception (C-1), pour former les variables Xsc d'un modèle regroupant la somme du modèle ijEc(iO4)et du modèle BE5e(i,tk) Ne Nie N' BE = E EÂcoc,i,kic).Xc(ic,j,kic)+ k'). COS((0k.tk) k' ) - sin(c)ks, tk) j=1 k. =0 k' =1 C 7 - Dispositif selon les revendications 1, 2, 5 caractérisé en ce que le signal mesuré par le second ensemble de- 54 - réception BRm(i,tk) est filtré pour obtenir le signal de référence de bruit 13Ekr(ie,tk)par les opérations suivantes : BRM = BC2 ÛCU avec Ne Nb ÛRU(ic,tk)= E j=1 kb=O 8 - Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce que les Nc bobines du premier sous-ensemble d'émission sont bobinées sur un noyau ferromagnétique [E-1] cubique ou sphérique constitué de cylindres (ou parallélépipèdes) dont le rapport longueur sur diamètre (ou sur coté) est supérieur à 10 et la perméabilité magnétique est typiquement supérieure à 2000, les dits cylindres (ou parallélépipèdes) sont imbriqués de façon sensiblement identiques selon les trois directions définies par les axes de symétrie des bobinages et de telle sorte que le barycentre de la matière ferromagnétique de chaque axe soit le plus proche possible du centre commun des trois bobines. 9 - Dispositif selon la revendication 1 et 8 caractérisé en ce que les courants injectés par le second sous- ensemble d'émission résultent d'un asservissement à grand gain de boucle de la chaine directe (E-2) dont la consigne est un signal cyclique généré par (E-4) dans le processeur, le dit signal cyclique est de densité spectrale constante (Séquence Binaire Pseudo Aléatoire) ou dépendant de la fréquence, et le signal de retour soustrait à la consigne est proportionnel à l'induction issu du troisième sous-ensemble d'émission (E-3-2). 10 - Dispositif selon les revendications 1 à 9 caractérisé en ce que la seconde orientation est calculée de la façon suivante : Aux tempstkk-Tobs, le quaternion Q(tk) définissant l'attitude des gyromètres dans le repère inertiel (Ri) est calculé à partir des termes des matrices des cosinus directeurs EM EM Rg/i- (tk) = p/i(tk)- Rm/p(tk)-Rg/m- 55 - Le quaternion (Itkg=tk+kg.Tg)obtenu par intégration = tk +k -T A(éim(u)).Q(u) du , numérique de l'équationQ(tkg)=Q(tk)+ 2 ft g g k avec Q(tk)est tiré du recalage du vecteur d'état X du type x(tr+,)=x(t;)+Kn(Y-i?) lors de la réception de l'orientation REep(tk) 5 donnant la mesure où -ibm,(u) -0),y(u) -0)my(u) A(i.3.(u)) = comx(u) 0 comz(u) -(7).y(u) 0),(0 -0).(L) 0 (0.0.0 0 co.w winy(ii) Avec ià=6).-Sià, calculée à partir des valeurs itim fournies par les gyromètres et corrigées des erreurs des gyromètres66) estimées par 10 un estimateur optimal du type de Kalman ou sous-optimal ("Moindres carrés récursifs" du type LMS, RLS,...) selon un modèle de propagation des erreurs du type 8c-à=c7)b+K-iô, où ôbest un biais aléatoire et Kla matrice d'erreur de gain , de mésalignement et de couplage entre voies. 15 La matrice des cosinus directeurs Rea(t4) définissant l'attitude dans le repère fixe est calculée à partir de la formule qô +ce -q2i 2(cece2 -cee 2(ceq; +«g22) Rg' = 2(q;o2È +ce,ciD (È, + -q; 2(qW -ce,,q;) 2wq32 _q2 0q22) 2(q321È,(1 2 + (132 (b2 q 22 ±0ce) OÙ Q(tkg)=[q0 Cil q2 Chit - La seconde orientation fournie à tkg est définie par la 20 matrice des cosinus directeurs R../rm,,» définissant l'attitude du repère mobile par rapport au repère de référence est ensuite calculée par l'expression Rinip(t4)=Rpii(tkg)Rgii(tkg)Rgi. La seconde orientation est éventuellement fournie par 25 les angles d' Euler extraits de la matriceRm,p(tkg).