EP3066409A1 - Système magnétique hybridé inertiel de détermination de la position et l'orientation d'un corps mobile - Google Patents

Système magnétique hybridé inertiel de détermination de la position et l'orientation d'un corps mobile

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Publication number
EP3066409A1
EP3066409A1 EP14806025.4A EP14806025A EP3066409A1 EP 3066409 A1 EP3066409 A1 EP 3066409A1 EP 14806025 A EP14806025 A EP 14806025A EP 3066409 A1 EP3066409 A1 EP 3066409A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
magnetic
orientation
model
emission
sensor
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP14806025.4A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Louis Lescourret
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TDM
Original Assignee
TDM
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Filing date
Publication date
Application filed by TDM filed Critical TDM
Publication of EP3066409A1 publication Critical patent/EP3066409A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C21/00—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00
    • G01C21/10—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00 by using measurements of speed or acceleration
    • G01C21/12—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00 by using measurements of speed or acceleration executed aboard the object being navigated; Dead reckoning
    • G01C21/16—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00 by using measurements of speed or acceleration executed aboard the object being navigated; Dead reckoning by integrating acceleration or speed, i.e. inertial navigation
    • G01C21/165—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00 by using measurements of speed or acceleration executed aboard the object being navigated; Dead reckoning by integrating acceleration or speed, i.e. inertial navigation combined with non-inertial navigation instruments
    • G01C21/1654—Navigation; Navigational instruments not provided for in groups G01C1/00 - G01C19/00 by using measurements of speed or acceleration executed aboard the object being navigated; Dead reckoning by integrating acceleration or speed, i.e. inertial navigation combined with non-inertial navigation instruments with electromagnetic compass
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F41—WEAPONS
    • F41G—WEAPON SIGHTS; AIMING
    • F41G3/00—Aiming or laying means
    • F41G3/22—Aiming or laying means for vehicle-borne armament, e.g. on aircraft
    • F41G3/225—Helmet sighting systems

Definitions

  • Hybrid magnetic inertial system determining position and orientation of a moving body
  • the field of the invention is the measurement of the position and the orientation of a moving body M, which moves in translation and in rotation with respect to a reference frame linked to a fixed or movable structure P with respect to a fixed reference reference type reference Galilean.
  • the invention concerns the determination of the position and the orientation (P / 0) of a pilot's helmet in the reference reference of the aircraft, P / O from which the angular position of a target outside is determined in this same reference by the aim through a system comprising the helmet visual pilot.
  • the pilot superimposes on the external target the image of a collimated cross projected on its transparent visor, and acquires the measurement made by the device by pressing a push button.
  • the main problem of determining the position and orientation of a moving body with respect to a reference reference linked to a fixed or mobile structure to be determined with precision comes from an electromagnetic environment highly disturbed by radiated magnetic fields (EMI for Electromagnetic Interferences, ECI for Eddy Currents Interferences or fields due to eddy currents) and / or magnetic fields induced by ferromagnetic bodies (IMF for FerroMagnetic Interferences), environments such as the cockpits of aircraft and more particularly helicopters, surgical operating theaters, etc.
  • EMI Electromagnetic Interferences
  • ECI Electromagnetic Interferences
  • IMF FerroMagnetic Interferences
  • US Pat. No. US 7,640,106 describes an apparatus for determining the position of a selected object with respect to a moving reference image, the apparatus comprising at least one integral transmission-reception frame assembly reference. of the reference frame moving, at least one transceiver assembly object securely fixed to the selected object, an inertial measurement the unit firmly fixed to the selected object, an inertial navigation system integral with the reference image mobile, and a tracking processor coupled with the object assembly of the transceiver, the inertial measurement unit and the inertial navigation system, the object assembly of the transceiver communicating with the frame assembly.
  • the inertial measurement unit produce IMU inertial measurements of the movement of the selected object relative to a fixed inertial reference frame
  • the inertial navigation system produces INS inertial measurements of moving the reference frame moving relative to the fixed inertial reference frame
  • the tracking processor receive electromagnetic measurements resulting from the magnetic communication between The reference frame transmitter-receiver assembly and the object assembly of the transceiver, the tracking processor of determining the position of the selected object relative to the moving reference image using IMU inertial measurements and INS inertial measurements to optimize electromagnetic measurements.
  • a second set of orthogonal magnetic field receiving coils integral with the object, and forming a sensor, each of the coils belonging to a path of the sensor.
  • Such a device comprises means:
  • US patent US5646525 describes another example of equipment for determining the position and orientation of a helmet worn by a crew member of a vehicle comprising a generator, associated with the vehicle, which produces a magnetic and electric field fixed force rotator, orientation and frequency in at least a portion of the vehicle.
  • the apparatus also comprises a plurality of detectors each of which generates a signal proportional to at least one of the electric or magnetic fields at least one point associated with the helmet and calculating the circuits responsive to the signal for determining the coordinates of the at least one a point relative to the generator and intended to determine the position and orientation of the helmet.
  • US Patent US6400139 also discloses an exemplary position tracking / orientation apparatus in a limited volume.
  • control detector having a fixed position and orientation near or within the volume to represent electromagnetic distortion.
  • the probe detectors are placed on an object to be pursued within the volume and the output of each detector detector is used to calculate the parameters of a non effective real electromagnetic source.
  • the parameters of the effective source serve as inputs for the calculation of the position and orientation measured by each detector-probe, as if the object were in the electromagnetic field without distortion produced by the source or the efficient sources.
  • the invention is useful for any electromagnetic tracking system that may be subject to distortion or electromagnetic interference.
  • US7640106 requires a first inertial sensor in the helmet and a second inertial sensor and an estimator (Kalman filter) to determine an orientation of an object.
  • This solution requires the provision of a sensor on the fixed platform. It aims to know the angular orientation of the helmet in the benchmark of the platform. This angular orientation is determined by the integration of the estimated relative velocity. This relative speed is obtained by differentiating between: the angular velocity of the moving body measured at the output of an angular velocity sensor IMU fixed in the moving body whose orientation is to be determined, measured in a fixed inertial reference mark (Galilean reference) and
  • this solution does not take into account the strong electromagnetic disturbances observed in a real cell, for example a helicopter or airplane cell.
  • the object of the invention relates to a system as set forth in claim 1, designed to overcome the drawbacks of the prior art and to establish a method and perform a method of eliminating electromagnetic disturbances (ECI: currents of Foucault, IMF: induced ferromagnetism) in real time without requiring the very expensive need to map the useful volume swept by the sensor.
  • ECI electromagnetic disturbances
  • IMF induced ferromagnetism
  • Another object of the invention is to improve the signal / noise ratio S / B of the P / O detector to obtain the required performances in environments highly disturbed by the EMI (for example in aircraft and more specifically in helicopters: radiated fields created by the on-board generators, on-board equipment).
  • the S / N signal to noise ratio can be expressed as the ratio between the standard deviation of the signal Se that the sensor would receive in "free space” that is to say without any electromagnetic disturbance and the standard deviation of the noise.
  • B the noise being the sum of all the signals not coming directly from the transmitter (inductive field).
  • the objective of the invention is to achieve an improvement in the S / N ratio of the order of 1000 for the most critical cases (helicopters).
  • a third object of the invention is to compensate for the latency of the output information by hybridization with an inertial system.
  • the method consists in optimizing the winding shapes of the emission axes in order to increase the number of turns for a given wire diameter and to introduce a core of very permeable material of particular shape making it possible to increase the induction emitted in reports. greater than 10: El.
  • E-2 servocontrol of the magnetic field system using E-3 sensors (also called “E-sensors”) included in the coils of the transmission axes.
  • the noisy signal is measured by the reception set C-1, the noise Sp is measured and estimated from the measuring device C-2. It will be described later that in a particular embodiment, depending on the environmental conditions, the noise can be estimated from the device C-1 preferably in a time during which no current is sent in the coils El by E- 4.
  • This filtering is carried out in the processor 4-4 by constructing a temporal model of the preceding disturbances and estimating the parameters by an optimal or sub-optimal filter in real time over short times. T off during which the currents injected into El are zero. Variables in this model are time-varying, independent, or statistically weakly correlated variables that represent variations in useful signals and noises.
  • an embodiment S b of the ambient noise is measured by a sensor block C2, of which is modeled as before a complete model. The parameters of this model are used to remove by subtraction all the components of S b correlated with the fields emitted by El.
  • the uncorrelated noise is extracted to become a variable independent of the linear magnetic model of the signals measured by the C-1 sensor. fixed on M.
  • the parameters of the only model of the fields emitted by the axes of the transmitter (said field of "free space” undisturbed) and in particular the matrix allowing to calculate in a known manner the position and orientation of the moving object.
  • the currents injected into the windings which create the inductions are preferably simultaneous.
  • the measured inductions are therefore the sum of the fields emitted at time t and the fields present in the environment.
  • the invention therefore aims to distinguish in the measured field each component emitted by each transmission axis.
  • This recognition of the field emitted by one of the components constitutes a demultiplexing of the inductions that can be described as functional, as opposed to the inventions cited which make either a temporal demultiplexing (non-simultaneous transmission but sequenced in time) or frequency demultiplexing (frequency detection in the spectral domain).
  • a temporal demultiplexing non-simultaneous transmission but sequenced in time
  • frequency demultiplexing frequency detection in the spectral domain
  • the principle of the invention consists in using the attitude provided by the magnetic position detection means expressed in the fixed inertial frame to reset or initialize the calculation of the attitude of the IMU gyrometric sensors obtained. by integration in the reference frame of a dynamic equation of prediction of a quaternion.
  • the attitude of the position detecting means expressed in the inertial mark simply uses the attitude of the platform provided by the INS, in the form of three Euler or DCM matrix angles (matrix of the director cosines of the platform) or quaternion calculated from the Euler angles or the DCM matrix.
  • the dynamic model of prediction computed at a high rate, is recaled at the time t- L , T L being the latency time of the magnetic position detection means, at each arrival of the quaternion provided by the magnetic position detection means.
  • T L being the latency time of the magnetic position detection means, at each arrival of the quaternion provided by the magnetic position detection means.
  • the invention also includes the real-time correction of the triaxial angular velocity sensor by estimating the errors of the sensor.
  • FIG. 1 represents a schematic view of a solution of the prior art
  • FIG. 2 represents a schematic view of the reference object and benchmarks
  • FIG. 3 and 3 ' is a schematic view of the architecture of the invention
  • FIG. 4 represents a schematic view of the detailed architecture of the invention
  • FIG. 5 represents a schematic view of the enslavement of the inductions issued
  • FIG. 6 represents a schematic view of a transmitter block of the state of the art
  • FIG. 7 represents the schematic view of the formation of an axis El of the transmitter according to the invention
  • FIG. 8 represents exemplary embodiments of transmission axes
  • FIG. 9 represents a schematic view of a core generator according to the invention
  • FIG. 10 represents a schematic view of field servocontrol
  • FIG. 11 represents the emission time diagram
  • FIG. 12 represents a schematic view of the magnetic-inertial hybridization and the inertial extrapolator
  • This device is disposed in a disturbed electromagnetic environment.
  • An emitter E composed of Ne coils forming a quasi-orthogonal reference mark R E is fixed rigidly to the platform P.
  • the matrix of passage R E / P between the emitter mark R E and the platform mark R p is assumed to be constant and measured during the laying of the mechanical reference of the transmitter in the platform P.
  • the mark R p When the mark R p is movable relative to Ri, as is the case when the platform is an aircraft, the mark R p is defined in the reference Ri by the angles of Euler defining the attitude and calculated by the inertial unit or equivalent device and transmitted to the process of the invention.
  • the quaternion Q PI as the matrix of passage R p / I between R p and R ⁇ represent the attitude of P with respect to R L.
  • This last sensor is for example MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems) type.
  • the Cl sensor is a magnetic fluxgate, fluxmeter, servo flowmeter, Hall effect sensor, AMR, GMR, TMR . Its axes are defined by the fixed transition matrix R c / M and identified in the factory in a known manner.
  • a particular embodiment consists in adding a certain number of so-called sensor_B sensors represented by the block C-2 of FIG. 3. These sensors are fixed in the platform. These sensors are 1 to 3 axis sensors of the same type as the magnetic sensor C-1, and their number is greater than or equal to 1. Their orientation and their position may not be known precisely, which is an advantage. They are placed at a sufficiently large distance from the transmitter in the environment of the platform in order to measure as little as possible the field emitted by the emitter E. The objective is to measure the EMI present in the environment of the sensor C-1. Ideally, a single axis is sufficient but it may be necessary to place one or more sensors 1 to 3 axes close to particular equipment of the platform to measure annoying disturbances related to this or these equipment.
  • FIG. 3 is a schematic view of the hardware architecture of the system according to the invention.
  • the mobile body (M) is a helicopter pilot helmet, the helicopter cell forming the platform
  • a calculator (4-4) receives the signals from these different components and carries out the treatments detailed below.
  • FIG. 4 details the sets referred to as "blocks" and represented in FIGS. 2 and 3:
  • the orientation of the mark R c with respect to the mark R M is constant and denoted by RC1 / M the matrix of the directional cosines of the axes of C1 in RM.
  • the Ne components of SC form the output of this first reception set Cl.
  • a calculation processor 4 for calculating the position and the orientation of the first moving object, coupled to first analog-to-digital conversion means (or ADC) 4-1 for performing the acquisition, at discrete times t k k * Te, analog signals S c , X ul and S b according to Figure 4 which will be better described later, second digital / analog conversion means E4 which generate the control of the time sequence of the currents.
  • B TE vector (pseudo vector) with three components, existing at the center of the sensor is the sum of the following inductions:
  • BEU B EU1 + B EU2 + B EU3 [ 2 ]
  • B EMI is the vector of the induction radiated in the environment, for example generated by the currents circulating in the electrical equipment, by the generatrices of edge, by the sector 50-60Hz. " It can be modeled by the sum of periodic Bsc fields that are not correlated with B EUj and B R fields that are EMI signals whose characteristics are assumed to be random because they can not be represented by deterministic signals of known or estimated characteristics.
  • B ECI is the induction vector at the center of the sensor, created by eddy currents in the conductors located in the P / O system environment, themselves produced by the magnetic field emitted by the transmitting antenna at the same time. where the drivers are.
  • B FMI is the induction vector at the center of the sensor, created by the magnetization of ferromagnetic materials located in the P / O system environment.
  • B T is the induction of the Earth's magnetic field.
  • the induction B EU is the useful signal very strongly correlated with the emitted currents and more precisely B EU is linearly dependent on the Xu measurements of the fields emitted by the three axes El and measured according to E-3, the inductions B ECI and B FMI are also strongly correlated with the field emitted Xu.
  • the method of calculating the rotation of the sensor is obtained in a known manner (US4287809 Egli): knowing Bcu, an estimation of B EU is deduced by using a model of induction in free space (without disturbances): '
  • the matrix [R c / i] f pulling manner known Euler angles or quaternionQ EM are two representations of the attitude of the object M.
  • Static and dynamic precision performance is obviously increasing with the S / N ratio.
  • the increase in the S / N ratio sought is obtained in two obvious and complementary ways: to increase the power (or the amplitude) of the useful signal, in particular at low frequency, and to reduce the power of the noise by filtering.
  • a first object of the invention is the set E which comprises according to FIG.
  • a preferred embodiment consists in including in the inner volume of said El coils a very permeable magnetic material of the ferrite bar type or son of ⁇ 3 ⁇ or ferromagnetic alloy such as Vitrovac, Permalloy etc. This magnetic material as will be described later allows to multiply the magnetic induction under certain conditions of form that will be discussed.
  • this set E-3 comprises a magnetic sensor for each transmission axis which measures the emitted flux and an electronic signal matching E-3-2.
  • Any magnetic induction sensor (fluxgate, slave flow meter, effect sensor Hall, AMR, GMR, TMR) may also be suitable for measuring these fields.
  • a preferred embodiment consists in winding coils concentrically with respect to the coils E1 to form a single fluxmeter sensor.
  • a voltage amplifier E-3-2 preferably comprising a pure integration of the signals so that the magnitudes X U: j are homogeneous to a magnetic induction, provides the interface on the one hand with the acquisition system ADC 4-1 of the processor 4, on the other hand with the block E-2 which constitutes the current control device of the coils El.
  • the input or setpoint of the servocontrol E-2 is the three-component signal V IC supplied by the block E-4 which is the generator of the sequence of Ne predetermined cyclic currents of periodicity Tobs.
  • This block can be autonomous (memory equipped with a sequencer and containing the sequences of the current reference values) or, in a preferred embodiment indicated in FIG. 4, integrated in the processor 4.
  • the values of the sequence are preferably values random binary, the sequence is called SBPA for
  • FIG. 5 shows for one of the axes j the transfer functions of the blocks E1, E2, E3 of FIG. 4 which are part of the servocontrol of the emitted magnetic induction.
  • XU j signals constituting the measurement of the magnetic inductions issued by El axes are subtracted from the corresponding signals V IC to form the error ⁇ of the servo itself is treated with a correction network E-2-1 which compensates, in a known manner, the transfer function of the current amplifier and especially the time constant T of the windings with magnetically permeable core El, the time constant T being close to the ratio between the inductance total L and the resistance r b of the coil.
  • the transfer function of the current generator block E-2-2 takes into account these characteristics of the winding.
  • the magnetic field Hi produced by the current is proportional to the number of turns per unit length n with a coefficient of proportionality K b which depends in a known manner on the geometrical shape of the coil.
  • the magnetization of the nucleus is a function of the sum of Hi and the disturbing magnetic fields present in the H EMI environment.
  • Effective permeability represents the term proportionality between the excitation magnetic field H j and the magnetic induction at the output, the ⁇ ⁇ magnetic field is proportional to n * I, "n" being the number of turns per unit length and I is the intensity of the current flowing in the turns of the emission coil El.
  • the essential object of this servocontrol is to cancel the magnetic fields EMI present in the environment which are added to the exciter field proportional to n * I j , where I j is the current relative to the coil j, but also to linearize the coefficient ⁇ ⁇ ⁇ it is known that the magnetization of magnetic materials exhibit a nonlinear magnetization curve with saturation for strong excitation.
  • ⁇ ⁇ is the effective permeability if moreover in the useful band: GF »1 [4]
  • B EC is the induction produced in the center of the nucleus and ⁇ ⁇ eff the effective relative permeability.
  • the signal-to-noise ratio in the kernelless and servo-free configuration is V.
  • the signal-to-noise ratio is ⁇ / - B EMI .
  • one of the aspects of the invention consists in producing a core in order to obtain an effective relative permeability ⁇ ⁇ eff of a few hundred units.
  • the existence of ferrite cores or ferromagnetic alloy gaps exists in many applications. The latter used for example in transformers, must be laminated to reduce eddy currents that oppose magnetization and cause losses. Ferrite, much less conductive than ferromagnetic alloys, allows the use of uniform density core of this sintered material.
  • the nuclei are generally spherical or cubic (or even parallelepipedal) according to FIG. 6.
  • the magnetization of the permeable material of the nuclei subjected to a magnetic field excitation is a complex phenomenon because a demagnetizing field is created which opposes the field of action. excitation.
  • This demagnetizing field is often explained by the creation of fictitious magnetic charges on the surface of the volumes of ferromagnetic material. It is then simply explained that the demagnetizing field is closely related to the geometry of the nucleus volume and the magnetization.
  • the demagnetizing field can only be calculated for simple examples (sphere, ellipsoids, cylinders). In the general case, we make approximations. Thus for a sphere of material of relative permeability ⁇ ⁇ infinite, it is shown (CF.J.Jackson Classical Electrodynamics, Ed.Wiley) that the effective relative permeability ⁇ ⁇ eff is at most three.
  • the demagnetizing field is M / 2.
  • the coefficient, less than unity, takes into account several factors, including:
  • very thin bars of permeable material are used, for example previously electrically insulated ⁇ -ietal, permalloy or Vitrovac wires, arranged according to FIG. 7-1 in a tube of resistant material. thermal treatments (silica, ceramic).
  • the bars are grouped together (FIG. 7-2) to form a block of square section (FIG. 7-3) or cylindrical section (FIG. 7-4) comprising a large number of bars.
  • These blocks 7-3 and 7-4 are arranged so as to form three volumes of orthogonal magnetization materials and having a symmetry with respect to the center common to the three axes.
  • Figure 8-a shows how the assembled blocks of Figure 7-3 or 7-4 can be used: three coils are made around three identical blocks which are then mechanically assembled to form three substantially perpendicular axes. These three coils are not concentric, which poses significant difficulties to find the position of the three-axis sensor fixed on the object whose position and orientation is sought. We will therefore prefer to realize concentric emitter blocks according to Figures 8-b and 9.
  • Figures 8-b preferable configurations of blocks are shown so that there is a center of symmetry of the three magnetized volumes and each axis has a magnetic moment. of neighboring value.
  • FIG. 4 shows two views in projection of a preferred device which is a generalization of the preceding blocks: several blocks of type 2-3 are interwoven in the three directions so that there is the best symmetry with respect to a point central.
  • a cubic block is obtained according to FIG. 9 on which there are three substantially orthogonal coils through which the currents injected by the electronic circuits will pass. So that the magnetic induction vector behaves in space according to the equations of the dipole, it remains in the invention by realizing a block whose outer surface is close to a sphere, with blocks 7-3 or 7-4 shorter in length when moving away from the center.
  • a device consisting in producing three concentric spherical coils instead of the concentric cubic coils of FIG. 9, and introducing the same entanglement of blocks of type 7-3 or 7-4 in the volume of the inner coil remains in the range of the invention.
  • FIG. 10-a shows the principle of operation: when a static or quasi-static field Hext is present in the environment, its projection H D along the emission axis El shifts the operating point of the alternating excitation field H ⁇ produced by the coils according to scheme 10-b.
  • the operation of the impedance variation which deforms the current is carried out by the detection of the symmetry of the current flowing in the coil:
  • the output V CRJ of E.5.1 is then added to V Icj with the sign adapted in the winding direction so as to cancel the field shift H D.
  • the symmetry of the current could also be detected by the creation of even harmonics of the current knowing that the excitation Hi, symmetrical, possesses only odd harmonics.
  • Block 4.3 receives from a conventional serial digital link that communicates with the inertial system of the platform, the dated information with respect to the own clock of 4 is constituted. This allows, if necessary, to adjust the attitudes of the platform temporally. This block also receives the serial type digital information from the MEMS C-3.1 inertial sensor.
  • B TE B EU + B EMj + B ECI + B j y jj + B T [7] the useful signal B EU is linearly dependent on the signals emitted by the transmitter block E.
  • the fields emitted by the axes El are measured by the block E3 previously described whose output is XU j .
  • XU j is the image of the magnetic field emitted by the axis j regardless of the nonlinear amplification function provided by the magnetic cores.
  • B pcu B ECI + B FMI (PCU for perturbations correlated with U) are correlated noises with Xu.
  • the terrestrial field is supposed to be filtered by a known conventional filter not forming part of the invention.
  • the EMI additive noises for a particular embodiment of the invention, they are measured by block C-2: as indicated in FIG. 3, block C-2 is fixed in the platform P, comprising a plurality of sensors located at points such that i) the field emitted by the set E1 is almost zero or at least much smaller than the point contained in the deflection volume of the sensor, where Cl is located of the moving set M, ii) the disturbing fields statistically uncorrelated with the fields emitted by El and existing at the center of the sensor C1 are very strongly correlated with these fields measured by C-2.
  • the B EMI noise is lower than in helicopter environments and especially noise B R is very low. In this type of environment, it may be necessary to extract the noise instead of measuring it.
  • the definition of block 4.4 then allows a reference noise extraction method B ⁇ t ⁇ in two different ways:
  • First method either an extraction directly from the signal Se (obtained by the acquisition of the signal provided by the first set of measurement C1). In this case, this choice is made by the processor in block 4.4 depending on the nature of the magnetic noise. This choice results from an initial analysis of the magnetic noise of the environment at power up or at the request of the user. For example, at power up, in the absence of signals emitted by the transmitting antenna, if the average power density values of the measured signals are harmonic and of acceptable frequency stability (variation of 10 to 20% maximum of the average frequency) and lower than the average power density level of the signals due to the emission of the transmitting antenna when it emits, this choice is made . This choice can also be made by the user following the accumulation of experience he has obtained from the environment or any other means.
  • This choice requires the transmission power to be zero during a period of duration T off , this period T off being interleaved between at least one emission period of duration T obs with non-zero power, with T off ⁇ T obs / 2 .
  • T off is interleaved between at least one emission period of duration T obs with non-zero power, with T off ⁇ T obs / 2 .
  • T 0FF the stationary disturbing signals (weakly variable on T 0BS ) are identified in the same way as that which will be described for the extraction of these same signals on the signal Sb.
  • the model of these signals B sc or B ESC (the letter E indicates that this vector is expressed in the emitter reference)
  • X c (j, k i , t k ) are the time-shifted values of the fields emitted by the transmitter on each axis j and for each component i c of the block C1 sensor.
  • the estimator is in a transverse filter which is justified by the fact that the disturbances ECI and FMI can be considered as the output of substantially first-order filters whose input are the signals X (t k ) ⁇
  • K lc are related to the delays of the variables independent of the model and go from 0 to Ni c , the latter index N lc being defined just necessary in order to minimize the residual error.
  • the offset terms of K 1c form a transversal filter.
  • B m is written as a development of comlex variables: C sc (i c , k sc ) ⁇ X sc (t t ) [12]
  • Equations [11] and [12] which are linear with respect to the parameters to be estimated.
  • the parameters of this model are determined by a classical least squares (MSE) method or an equivalent recursive method (LMS, RLS).
  • MSE classical least squares
  • LMS equivalent recursive method
  • the estimation of the parameters relating to the variables XU j can be refined by subtracting the estimated term B sc (i c , t k ) from the signal Sc (i c , t k ).
  • the new estimate makes it possible to estimate the correlated terms with a better accuracy after one or two iterations.
  • the reference noise is in this case the signal sc estimated in the previous iteration.
  • Second method The continuous measurement of the disturbing signals by S b may be indispensable in the presence of very strong harmonic signals of non-constant amplitudes and frequencies on the Tobs horizon but also in the presence of non-stationary deterministic perturbations or random perturbations. This is an estimate of the signals radiated by the measurement of the signals S b . As has been written and illustrated in FIG.
  • a noise reference B RM t k
  • the measurements of the additive noise B EMI are indicated by the output signals S b of the block C-2 on the plate 4.
  • Nb 1 and we will consider that the measurement of only one component is enough.
  • the measurement of E RM (t k ) in a particular direction will be noted to be considered as a signal highly correlated with B EMI .
  • B RM is not negligible as in i) and it is to extract from [13-a] part B RM .
  • all the terms of the model must be identified in order not to bias the estimation of the parameters of the model.
  • the random signal B R is generally lower that B sc and B cu , and the identification can be performed over longer times since the C-2 sensors are immobile.
  • the identification of the parameters of the model [14] can be made once and for all or at the beginning of the use of the system during an initialization phase of sufficient duration to allow a very good precision in the estimation of the parameters following the filtering of the terms of [14] which are not correlated with [14]. This identification is exactly the same as that described in [10], [11], [12].
  • the parameters of [14] are then stored for the calculation of B CU .
  • the principle of B RM extraction is to write:
  • BRM B C2 ⁇ BRU [16-a] where è RU are the estimates of the signals correlated with XU j .
  • B RM of [16-a] is therefore the estimate of the uncorrelated noise with the transmitted fields. It is thus seen that, when signals are transmitted by E1, in the two embodiments i) and ii) described above, the same model had to be identified on the measurements Se (coming from block Cl) or S b (coming from block C-2).
  • E indicates that the vector is expressed in the reference of the issuer (this index is sometimes omitted by simplifications knowing that the context indicates in which frame the fields are expressed), u indicates that it is the part of the field linearly dependent on the fields emitted by the transmitter Xu.
  • the index Cu indicates that B CU / E ⁇ B ECI + B FMI represents the vector of perturbations correlated with the vector X ".
  • B ⁇ has the same meaning as in [13] and [15], it is the noise present in the environment uncorrelated with the emitted fields.
  • Neglected B T which is supposed to be filtered by a conventional digital filter known to those skilled in the art.
  • the three models are developed linearly with respect to parameters to be identified, for example, by a standard method of minimizing the quadratic error.
  • the fundamental interest of this complete modeling of the signals received by the sensor Cl resides in the fact that the 9 parameters of A are all the less biased that the independent variables of the model represent the most exactly the physical phenomena.
  • Model B U / E Subsequently, it is considered that the sensor C1 has been corrected for its errors according to the known methods: the functions of gain correction, misalignment, etc., are applied. Assuming that the distance between the sensor C1 and the emitter is at least three times the largest dimension of the emitter, it is then written in a known manner that the model is of the dipolar type and is written
  • D c / E is the distance between the center 0 C of the sensor C1 and the center of the transmitter CL:
  • DC / E is variable with time, such as rotation
  • m l m 2 , m 3 are the multiplicative terms of amplitudes of the magnetic moments that depend on the selected units, the gains of the current amplifiers E-2, ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ the coefficients
  • the V E3 output of the E-3 sensors is either digitized by the CAN block of the processor for the three axes and digitally integrated or according to a preferred mode according to Figure 4, it is first integrated by an analog amplifier E-3 2 then digitized by the CAN block 4-1 of the processor 4 and each of the channels is normalized by a coefficient determined in the factory in a manner known to those skilled in the art, so that the values thus standardized correspond to the physical units and their nominal values.
  • the coefficients ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ are determined in the factory by bench calibration procedures by factory methods known to those skilled in the art.
  • Bc (t) (A 21 1 + ⁇ 22 ⁇ ! + A 23 Y 1 ) m 1 f 1 (t) + (A 21 a 2 + ⁇ 22 ⁇ 2 + A 13 Y 2 ) m 2 f 2 (t ) + (A 21 a 3 + ⁇ 22 ⁇ 3 + A 33 Y 3 ) m 3 f 3 (t) 25] (A 31 0 ! + ⁇ 32 ⁇ !
  • the two matrices, C E and K E (gains and misalignment) relative to the transmission block El, are identified at the factory, and the desired matrix A is then easily obtained.
  • a composed of the coefficients of the functions x cu [ul x, x U2, U3 x] t was thus produced demultiplexing the transmission paths by identifying a model, and not by a temporal demultiplexing (non-simultaneous program ), nor a frequency demultiplexing (US6754609 Lescourret, US 6172499 ASHE, etc.) or any other demultiplexing.
  • B cu / E can be considered as the output of a linear filter whose input are the inductive fields emitted by El, and the output is the measurement by the sensor Cl. It is therefore always possible consider that the output at instant t k is a linear combination of inputs at instants t ⁇ k ⁇ Te. If we note:
  • the number of coefficients and the number of variables are Ne * Max / lc (N (i c )).
  • a cu (i c , j, 0) are the terms of the model in free space that is to say without disturbers.
  • one of the objects of the invention is to compensate the latency of a position / orientation detection system.
  • the example described relates to a magnetic system but would apply to any system for detecting the orientation of a moving body.
  • One aspect of the invention is to associate magnetic detection with an inertial system whose excellent properties are known in the short term, that is to say a very short response time, but having long-term drifts, in particular due to bias and bias drifts.
  • the Magnetic Position Detection means has excellent long-term stability but a response time related to the signal-to-noise ratio which may be insufficient under certain conditions.
  • the principle of the invention is to associate, it is also said to hybridize, the magnetic system and the inertial system, when the platform has a central inertia providing at all times the attitude of the platform in a fixed Galilean landmark.
  • Figure 12-a shows the state of the art of using the angular velocities measured on the moving object and also on the platform to be processed in a KALMAN filter.
  • FIG. 12-b describes the principle of the invention which consists in measuring the angular velocities of the moving object M, and integrating them numerically in known manner from the time t L (initial time) to the time t f (final time) to obtain the rotation of the mobile between these two instants in the fixed reference.
  • the acquisition of the angular velocities is done by the block C-3-1 of FIG. 3, composed of a MEMS sensor delivering the angular velocities digitized to clean rate T g which is a sub multip of the c ⁇ o. bs : ⁇ g / k, k
  • gg is a positive integer
  • t. is for example the fraction of time following the arrival time of the information of the magnetic position detecting means t n replenisht.
  • t f is the moment for which the information is desired. In the invention, there are two particular moments t f . The first is the instant t the second is the instant t n + T obs . This will be better understood later.
  • This rotation is R TM (t n ) that is to say the rotation of the axes of the reference mark R M linked to the moving object M according to Figure 2 expressed in the reference of the transmitter.
  • R EM R P / I R MP
  • R p / I which is none other than the director cosine matrix of the platform which is provided by the inertial unit C-3- 2 of the platform, usually in the form of the three angles of Euler Gisement ⁇ , Site ⁇ and roll ⁇ , from which we calculate R p 1 / I 1 then R E M M / I.
  • this initial condition is the value of the state predicted by the model at t n plus a fraction of the error between the estimated measure and the actual measure.
  • ⁇ ⁇ + ⁇ ⁇ [34]
  • ⁇ b a random bias and Kla matrix of the errors of gain, misalignment and coupling between channels.
  • the propagation of the gyrometric errors is carried out by a dynamic model of the terms of ⁇ co, itself integrated as it is known to do with a KALMAN filter.
  • dQ the error between the value Q M (t n ) calculated by the means of magnetic position detection at time t n and Q (t n ) integrated t t n
  • the error propagation state vector is an example of the type
  • v, Vg, Vk are supposedly Gaussian additive noises centered on the characteristics of the fluctuations of the terms b ro and K of [38-a and 38-b] and the error provided by the magnetic detection system.
  • Equations [35] to [38] can be numerically integrated in a variety of ways or put into the form of recursive matrix equations.
  • the parameters of ⁇ are recalculated by formulas known to those skilled in the art depending on the filter chosen, for example the KALMAN filter.
  • the gain control is not part of the invention, in particular because it depends a lot on the experimental conditions (noise, quality of the sensors, etc.).
  • the latency compensation is carried out in the following way: After resetting the filter according to [41] at the moment we integrate the equations [35] to [38] over a time t kg -T obs / 2 until kg (the current time), using the raw angular velocities stored over this time interval, and corrected according to [33-d].
  • the initial value of Q is the value recaled to t ".
  • the matrix defining the direction cosines of the reference point of the moving object M with respect to the reference reference point (reference point of the platform R p ) is then calculated by the expression
  • R m / p (' k8 ) 3 ⁇ 4 / ⁇ ( ⁇ ) 3 ⁇ 4 / ⁇ ( ⁇ ) 3 ⁇ 4 / ⁇ .
  • the second orientation can be defined by the Euler angles extracted from the matrix R m / p (t 3 ⁇ 4 ) by formulas known to those skilled in the art.
  • This method makes it possible firstly to provide at a very high rate (of the order of 10 times higher) the estimate of the second orientation, which minimizes the delay between the supply of the calculated information and its use by the system which in fact the acquisition at any periodicity and unsynchronized with t n , and secondly the compensation of latency by calculating the trajectory of (t kg -Tobs / 2) to t kg thanks to the memorization and their correction of gyro velocities from (t kg -Tobs / 2) to t kg .
  • the applications of the invention are essentially those for which a high accuracy is necessary for the position and orientation of a body with respect to another body taken for reference in the presence of strong electromagnetic disturbances.
  • the position and orientation of the civilian and military aircraft pilots helmet without using magnetic mapping is a first application. Many applications in surgery, simulators, motion capture and video games, etc. are possible.

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Abstract

La présente invention concerne un système de détermination sans contact de la position et de l'orientation d'un premier objet mobile (M) par rapport à un repère de référence (RP) porté par un second objet fixe ou mobile (P), dans un environnement électromagnétique perturbé comprenant une antenne d'émission (E) à noyaux ferromagnétique (E-1) de perméabilité magnétiques supérieure à 10, intégrant des capteurs (E-3) de mesure du champ magnétique Xu effectivement émis par les axes de (E-1). Un moyen (4-4) d'extraction du signal corrélé avec le bruit environnant XBR (Tk-KbTe) − issu des capteurs (Sb) fixées dans la plateforme (P), forme avec la mesure Xu de l'induction magnétique émise, un modèle complet des champs mesurés permettant l'extraction sans erreurs des 6 paramètres relatifs au modèle de champ sans perturbateurs.

Description

Système magnétique hybridé inertiel détermination de position et l'orientation d'un corps mobile
Domaine de 1 ' invention
Le domaine de l'invention est la mesure de la position et de l'orientation d'un corps mobile M, qui se déplace en translation et en rotation par rapport à un repère de référence lié à une structure fixe ou mobile P par rapport à un repère de référence fixe type repère galiléen. Notamment, l'invention concerne la détermination de la position et l'orientation (P/0) du casque d'un pilote dans le repère de référence de l'aéronef, P/0 à partir de laquelle la position angulaire d'une cible extérieure est déterminée dans ce même repère par la visée au travers d'un système comprenant le visuel de casque du pilote. De façon connue, le pilote superpose à la cible extérieure l'image d'une croix collimatée projetée sur sa visière transparente, et acquiert la mesure effectuée par le dispositif en appuyant sur un bouton poussoir.
Plus précisément, concernant les dispositifs de détermination de la P/0 appelés DDP pour Détection de Position (ou trackers en anglais) de technologie magnétique, le principal problème de la détermination de la position et l'orientation d'un corps mobile par rapport à un repère de référence lié à une structure fixe ou mobile devant être déterminé avec précision provient d'un environnement électromagnétique très perturbé par des champs magnétiques rayonnés (EMI pour Electromagnetic Interférences, ECI pour Eddy Currents Interférences ou champs dus aux courants de Foucault) et/ou des champs magnétiques induits par des corps ferromagnétiques (FMI pour FerroMagnetic Interférences), environnements comme les cockpits des aéronefs et plus particulièrement des hélicoptères, les salles d'opération chirurgicales, etc. Ainsi, la précision est très dégradée en présence de ces interférences. Le problème consiste donc à trouver les moyens d'améliorer les performances malgré les perturbations.
Etat de la technique
On connaît dans l'état de la technique le brevet américain US7640106 décrivant un appareil pour déterminer la position d'un objet sélectionné par rapport à une image de référence mobile, l'appareil comprenant au moins une référence assemblage trame d'émission-réception solidaire du cadre de référence se déplaçant, au moins un objet ensemble émetteur- récepteur fixé solidement à l'objet sélectionné, une mesure inertielle l'unité fermement fixée à l'objet sélectionné, un système de navigation par inertie solidaire de 1 ' image de référence mobile, et un processeur de suivi couplé avec l'assemblage objet de l'émetteur-récepteur, à l'unité de mesure inertielle et le système de navigation à inertie, l'ensemble objet de l'émetteur-récepteur communiquant avec le Assemblée cadre de référence de l'émetteur-récepteur utilisant des champs magnétiques, l'unité de mesure inertielle produire mesures inertielles IMU du mouvement de l'objet sélectionné par rapport à un cadre de référence inertielle fixe, le système de navigation inertielle production INS mesures inertielles du mouvement du cadre de référence mobile par rapport à la trame de référence inertielle fixe, le processeur de suivi recevoir des mesures électromagnétiques résultant de la communication magnétique entre 1 ' ensemble émetteur-récepteur de trame de référence et l'ensemble objet de l'émetteur-récepteur, le processeur de suivi de la détermination de la position de l'objet sélectionné par rapport à l'image de référence mobile à l'aide des mesures inertielles IMU et les mesures inertielles INS pour optimiser les mesures électromagnétiques.
On connaît aussi dans l'état de la technique le brevet FR2807831 décrivant un dispositif de mesure de la position et de l'orientation d'un objet mobile par rapport à une structure fixe, dans un environnement magnétique perturbé, comprenant :
un premier ensemble de bobines orthogonales d'émission de champs magnétiques, solidaire de la structure fixe, définissant un repère de référence;
un second ensemble de bobines orthogonales de réception de champ (s) magnétique (s), solidaire de l'objet, et formant un capteur, chacune des bobines appartenant à une voie du capteur.
Un tel dispositif comprend des moyens :
- d'émission simultanée et continue de champs, sur les bobines du premier ensemble;
- de mesure, sur les voies du capteur, de la somme vectorielle des champs émis et de champs perturbateurs produits par l'environnement;
- d'évaluation des champs perturbateurs;
- d'estimation des champs émis dans un environnement non perturbé, par suppression des champs perturbateurs évalués dans la somme vectorielle;
- de calcul de la position et de l'orientation de l'objet dans le repère de référence.
Le brevet américain US5646525 décrit un autre exemple d'équipement pour déterminer la position et l'orientation d'un casque porté par un membre d'équipage d'un véhicule comprenant un générateur, associé au véhicule, ce qui produit un champ magnétique et électrique tournante de force fixe, à 1 ' orientation et à la fréquence dans au moins une partie du véhicule. L'appareil comprend également une pluralité de détecteurs dont chacun génère un signal proportionnel à au moins l'un des champs électriques ou magnétiques au moins un point associé avec le casque et calcul des circuits réagissant au signal pour déterminer les coordonnées de 1 ' au moins un point par rapport à la génératrice et destiné à déterminer la position et l'orientation du casque. Le brevet américain US6400139 décrit également un exemple d'appareil de poursuite de position/orientation dans un volume limité. Ces procédés et cet appareil font appel à au moins un détecteur fixe, appelé "détecteur témoin", ayant une position et une orientation fixes près ou à 1 ' intérieur du volume afin de représenter la distorsion électromagnétique. Les détecteurs-sonde sont placés sur un objet devant être poursuivi à 1 ' intérieur du volume et la sortie de chaque détecteur témoin sert à calculer les paramètres d'une source électromagnétique efficace non réelle. Les paramètres de la source efficace servent d'entrées pour le calcul de la position et de l'orientation mesurées par chaque détecteur-sonde, comme si l'objet se trouvait dans le champ électromagnétique sans distorsion produit par la source ou les sources efficaces. Outre les suiveurs pour les visualisations de casque dans des avions, des chars d'assaut et des véhicules blindés, l'invention est utile pour tout système de poursuite électromagnétique susceptible d'être soumis à une distorsion ou à une interférence électromagnétique .
Inconvénients de l'art antérieur
De façon générale, les solutions de l'art antérieur n'enseignent pas de solutions pour compenser les perturbations non corrélées avec les émetteurs (champs émis effectifs).
Le brevet US7640106 nécessite un premier capteur inertiel dans le casque et un second capteur inertiel et un estimateur (filtre de Kalman) pour déterminer une orientation d'un objet. Cette solution nécessite de prévoir un capteur sur la plateforme fixe. Elle vise à connaître l'orientation angulaire du casque dans le repère de la plateforme. Cette orientation angulaire est déterminée par l'intégration de la vitesse relative estimée. Cette vitesse relative est obtenue en faisant la différence entre : - la vitesse angulaire du corps mobile mesurée en sortie d'un capteur de vitesse angulaire IMU fixé dans le corps mobile dont on veut déterminer l'orientation, mesurée dans un repère inertiel fixe (repère galiléen) et
- la vitesse angulaire de la plateforme inertielle mesurée par une centrale inertielle de type INS.
Cette solution nécessite donc un double système inertiel, doublant le bruit et les erreurs.
Par ailleurs, cette solution ne prend pas en compte les fortes perturbations électromagnétiques observées dans une cellule réelle, par exemple une cellule d'hélicoptère ou d'avion.
Par ailleurs cette solution nécessite de procéder à une estimation de la vitesse angulaire.
La solution enseignée par le brevet US6400139 sur l'interpolation des données provenant de plusieurs capteurs en vue de créer un modèle des champs envoyés par des sources réelles, et modéliser des sources inconnues ou fictives pour compenser les perturbations des courants de Foucault. Cette solution implique l'implantation d'une pluralité de capteurs témoins fixes au voisinage du volume dans lequel se déplace le corps mobile, afin de construire un modèle du champ mesuré par ces capteurs témoins. Ce modèle est utilisé pour recalculer par interpolation le champ mesuré par le capteur positionné sur l'objet mobile. Il ne permet pas de compenser les champs perturbateurs de courants de Foucault.
Elle ne permet pas non plus de traiter les perturbations des perturbations rayonnées et non corrélées (EMI), mais seulement les perturbations de type ECI corrélées avec le champs radiatif émis.
Toutes les solutions de l'art antérieur nécessitent l'utilisation d'une plateforme inertielle additionnelle, pour déterminer un repère supplémentaire en sus du référentiel fournie par le système inertiel de l'aéronef ; ce qui complique la mise en œuvre et les erreurs.
Solution apportée par l'invention
L'objet de l'invention concerne un système tel qu'énoncé par la revendication 1, visant à remédier aux inconvénients de l'art antérieur et à établir une méthode et à réaliser un procédé d'élimination des perturbations électromagnétiques (ECI : courants de Foucault, FMI : ferromagnétisme induit) en temps réel sans nécessiter le besoin très coûteux de cartographier le volume utile balayé par le capteur .
Un autre objet de l'invention est d'améliorer le rapport signal à bruit S/B du détecteur de la P/0 pour l'obtention des performances requises dans les environnements très perturbés par les EMI (par exemple dans les aéronefs et plus spécifiquement dans les hélicoptères : champs rayonnés créés par les génératrices de bord, les équipements embarqués). Le rapport signal à bruit S/B peut s'exprimer comme le rapport entre l'écart type du signal Se que recevrait le capteur en « espace libre » c'est-à-dire sans aucune perturbation électromagnétique et l'écart type du bruit B, le bruit étant la somme de tous les signaux ne provenant pas directement de l'émetteur (champ inducteur).
L'objectif de l'invention est d'atteindre une amélioration du rapport S/B de l'ordre de 1000 pour les cas les plus critiques (hélicoptères).
Un troisième objet de l'invention est de compenser la latence des informations de sortie par l'hybridation avec un système inertiel.
En se référant aux figures 2, 3 et 4 qui seront décrites ultérieurement dans le détail, on indique que les fonctions de l'invention :
- Déployer un émetteur optimisé E dans les sens suivants : - Génération de courants alternatifs par E-2 selon un motif temporel particulier sur un support temporel fini et se répétant en séquence. Ce motif est de préférence une Séquence Binaire Pseudo Aléatoire (SBPA) généré par E-4 du processeur 4.
- Multiplication par trois à dix du signal émis par rapport aux émetteurs de l'état de l'art (volume, distance de référence comparables). La méthode consiste à optimiser les formes de bobinage des axes d'émission pour augmenter le nombre de spires pour un diamètre de fil donné et d'introduire un noyau de matériau très perméable de forme particulières permettant d'augmenter l'induction émise dans des rapports supérieurs à 10 : E-l.
- Diminution de la puissance totale, et notamment la puissance perdue par effet joule qui augmente la température et peut faire dériver les résultats (dilatations, déformations, etc.), ce qui revient à diminuer le courant d'émission.
- Asservissement E-2 du système en champ magnétique grâce à des capteurs E-3 (nommés aussi "capteurs_E" ) inclus dans les bobines des axes d'émission.
- Asservissement de la magnétisation des noyaux magnétiques par la mesure de la symétrie des courants alternatifs injectés par E-l-2.
De mesurer le champ total par un capteur à Ne axes C-l dont la bande passante va de quelques dizaines à quelques milliers de Hertz dont la sortie Se est à Ne composantes.
D'acquérir par le processeur 4 les données Xu issue de E, Se issues de C-l, Sp issues de C-2, (D vitesse angulaire de l'objet M et Α=·ψ,θ,φ les attitudes de la plateforme toutes deux issues de C-3, l'ensemble de mesures inertielles.
De filtrer les différentes perturbations (bruits) de Se (mesure du capteur_C issue de C-l), à savoir les perturbations rayonnées (EMI), les perturbations crées par les courants de Foucault (ECI pour Eddy Currents Interférences) circulant dans les conducteurs situés dans un volume proche et causés par les champs variables émis par l'émetteur, ainsi que les effets FerroMagnétiques (FMI pour FerroMagnetic Interférences) :
- Le signal Se bruité est mesuré par l'ensemble de réception C-1, le bruit Sp est mesuré et estimé à partir du dispositif de mesure C-2. Il sera décrit ultérieurement que dans une réalisation particulière, selon les conditions de l'environnement, le bruit peut être estimé à partir du dispositif C-1 de préférence dans un temps pendant lequel aucun courant n'est envoyé dans les bobines E-l par E-4.
- Ce filtrage, détaillé ultérieurement, dans une première réalisation, s'effectue dans le processeur 4-4 en construisant un modèle temporel des perturbations précédentes et à en estimer les paramètres par un filtre optimal ou sous-optimal en temps réel sur des temps courts Toff pendant lequel les courants injectés dans E-l sont nuls. Les variables de ce modèle sont des grandeurs variant dans le temps, indépendantes ou faiblement corrélées du point de vue statistique qui permettent de représenter les variations des signaux utiles et des bruits. Dans une seconde réalisation, une réalisation Sb du bruit ambiant, est mesurée par un bloc de capteur C2, de laquelle est modélisé comme précédemment un modèle complet. Les paramètres de ce modèle servent à supprimer par soustraction toutes les composantes de Sb corrélées avec les champs émis par E-l. Ainsi, le bruit non corrélé est extrait pour devenir une variable indépendante du modèle magnétique linéaire des signaux mesurés par le capteur C-1 fixé sur M.
- De déterminer, à partir de l'ensemble des paramètres identifiés, les paramètres du seul modèle des champs émis par les axes de l'émetteur (champ dit « d'espace libre » non perturbé) et en particulier la matrice permettant de calculer de façon connue la position et l'orientation de l'objet mobile.
- D'améliorer le comportement dynamique du détecteur, en particulier en minimisant la latence du détecteur, c'est-à- dire le temps entre l'instant réel d'apparition d'un événement sur la grandeur à mesurer et sa détection par le système de détermination de P/0. Cette amélioration est réalisée par l'hybridation de la détection magnétique précédente avec un ensemble inertiel de mesure des vitesses angulaires de l'objet mobile et l'utilisation des attitudes de la centrale inertielle de la plateforme.
Dans l'invention qui sera décrite ultérieurement de façon plus précise, les courants injectés dans les bobinages qui créent les inductions, sont de préférence simultanés. Les inductions mesurées sont donc la somme des champs émis à l'instant t et des champs présents dans l'environnement. L'invention a donc pour objet de distinguer dans le champ mesuré chaque composante émise par chaque axe d'émission. Cette reconnaissance du champ émis par une des composantes constitue un démultiplexage des inductions que l'on peut qualifier de fonctionnel par opposition aux inventions citées qui font soit un démultiplexage temporel (émission non simultanée mais séquencée dans le temps) ou démultiplexage fréquentiel (détection des fréquences dans le domaine spectral). Lorsque les champs sont démultiplexés, on considère que l'on a trois émissions indépendantes reçues sur trois axes capteur.
Pour ce qui concerne le système hybride, le principe de l'invention consiste à utiliser l'attitude fournie par le moyen de détection de position magnétique exprimée dans le repère inertiel fixe pour recaler ou initialiser le calcul de l'attitude des capteurs gyrométriques IMU obtenue par intégration dans le repère inertiel d'une équation dynamique de prédiction d'un quaternion. L'attitude du moyen de détection de position exprimée dans le repère inertiel utilise simplement l'attitude de la plateforme fournie par l'INS, sous forme de trois angles d'Euler ou de matrice DCM (matrice des cosinus directeurs de la plateforme) ou du quaternion calculé à partir des angles d'Euler ou de la matrice DCM. Le modèle dynamique de prédiction, calculé à cadence élevée, est recalé au temps t— L , TL étant le temps de latence du moyen de détection de position magnétique, à chaque arrivée du quaternion fourni par le moyen de détection de position magnétique. Les informations nécessaires au calcul du quaternion (notamment les vitesses angulaires de 1 'IMU de l'objet mobile) ayant été mémorisées sur le temps TL, le modèle de prédiction du quaternion est recalcule de t-TL jusqu'au temps courant t en utilisant les vitesses mémorisées. Au-delà de t jusqu'à la prochaine arrivée de l'information DDP magnétique, le calcul du quaternion est réalisé à la fréquence d'acquisition des mesures des vitesses angulaires. L'invention comporte aussi la correction en temps réel du capteur de vitesse angulaire triaxial par l'estimation des erreurs du capteur.
Description d' un exemple non limitatif de l'invention
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit, concernant des exemples non limitatifs de réalisation de l'invention se référant aux dessins annexés où :
- la figure 1 représente une vue schématique d'une solution de l'art antérieur
la figure 2 représente une vue schématique du référentiel objets et repères
- la figure 3 et 3 ' représente une vue schématique de l'architecture de l'invention
la figure 4 représente une vue schématique de l'architecture détaillée de l'invention
la figure 5 représente une vue schématique de l' asservissement des inductions émises - la figure 6 représente une vue schématique d'un bloc émetteur de l'état de l'art
- la figure 7 représente la vue schématique de la formation d'un axe El de l'émetteur selon l'invention
- la figure 8 représente des exemples de réalisation d'axes d'émission
- la figure 9 représente une vue schématique d'un metteur à noyau selon l'invention
la figure 10 représente une vue schématique de l'asservissement de champ
la figure 11 représente le diagramme temporel d'émission
la figure 12 représente une vue schématique hybridation magnétique-inertielle et extrapolateur inertiel
Description générale de l'invention :
Selon la figure 2, le système de détermination sans contact de la position et de l'orientation (P/0) d'un premier objet M dont le repère RM orthogonal associé est mobile par rapport à un repère de référence porté par un second objet P (Plateforme), fixe ou mobile par rapport à un repère galiléen Ri d'orientation fixe par rapport aux étoiles situé au centre de la Terre. Ce dispositif est disposé dans un environnement électromagnétique perturbé. Un émetteur E composé de Ne bobines formant un repère RE quasi orthogonal est fixé rigidement à la plateforme P. La matrice de passage RE/P entre repère émetteur RE et repère plateforme Rp est supposée constante et mesurée lors de la pose de la référence mécanique de l'émetteur dans la plateforme P. Lorsque le repère Rp est mobile par rapport à Ri, comme c'est le cas lorsque la plateforme est un aéronef, le repère Rp est défini dans le repère Ri par les angles d'Euler définissant l'attitude et calculés par la centrale inertielle ou un dispositif équivalent et transmis au processus de l'invention. Notons que le quaternion QPI comme la matrice de passage Rp/I entre Rp et R± représentent l'attitude de P par rapport à RL . Sur l'objet mobile M sont fixés rigidement le capteur magnétique à Ne axes quasi orthogonaux C-l dit capteur_C et le capteur inertiel C-3-1 de vitesses angulaires trois axes orthogonaux. Ce dernier capteur est par exemple de type MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems). Il mesure les vitesses angulaires dans son propre repère de référence Rgl dont l'orientation est supposée connue par une mesure en usine selon des procédures connues de l'homme de l'art. Le capteur C-l est un capteur de mesure du champ d'induction magnétique de type fluxgate, fluxmètre, fluxmètre asservi, capteur à effet Hall, AMR, GMR, TMR... ) . Ses axes sont définis par la matrice de passage Rc/M fixe et identifiée en usine de façon connue.
Dans le cas de certaines applications pour lesquelles les environnements sont magnétiquement très perturbés par les EMI , un mode particulier de réalisation consiste à ajouter un certain nombre de capteurs dits capteur_B représentés par le bloc C-2 de la figure 3. Ces capteurs sont fixés dans la plateforme. Ces capteurs sont des capteurs 1 à 3 axes de même type que le capteur magnétique C-l, et leur nombre est supérieur ou égal à 1. Leur orientation et leur position peuvent ne pas être connues avec précision, ce qui constitue un avantage. Ils sont placés à distance suffisamment grande de l'émetteur dans l'environnement de la plateforme afin de mesurer le moins possible le champ émis par l'émetteur E. L'objectif est de mesurer les EMI présents dans l'environnement du capteur C-l. Idéalement, un seul axe est suffisant mais on peut être amené à placer un ou plusieurs capteurs 1 à 3 axes proches d'équipements particuliers de la plateforme pour mesurer des perturbations gênantes liées à ce ou ces équipements.
ARCHITECTURE GENERALE
La figure 3 ' représente une vue schématique de l'architecture matérielle du système selon l'invention. Le corps mobile (M) est un casque de pilote d'hélicoptère, la cellule de l'hélicoptère formant la plateforme
(Pi- Sur le casque (M) sont fixés un capteur électromagnétique (C-l) et un capteur inertiel IMU (C-3-1) ; ces deux capteurs sont liés mécaniquement de manière rigide avec le casque (M) .
Sur la plateforme P sont fixés :
- un émetteur E
- une plateforme inertielle c-3-2
- un capteur électromagnétique de référence C2. Un calculateur (4-4) reçoit les signaux de ces différents composants et réalise les traitements détaillés ci- dessous .
La figure 4 détaille les ensembles dénommés « blocs » et représentés sur les figures 2 et 3 :
Un premier ensemble E d'émission d ' induction ( s ) magnétique ( s ) , comportant un premier sous ensemble E-l d'émission de Ne, Ne étant égal à au moins deux, bobines d'émission, dont les axes de symétrie, non parallèles entre eux, forment un repère RE fixé sur le second objet P.
Un premier ensemble de réception C-l, fixé sur le dit objet mobile M et comportant Nc>=2 bobines de réception non parallèles, formant un repère Rcl sensibles au champ magnétique ambiant résultant de la somme vectorielle des champs émis par le dit premier ensemble d'émission E et des champs magnétiques perturbateurs générés par des courants électriques existants dans l'environnement et par des aimantations ferromagnétiques, ce second ensemble formant un capteur C-l solidaire du premier objet mobile M et tel que le produit Nc*Ne >= 6, le premier objet mobile M possède un repère de référence RM. L'orientation du repère Rcl par rapport au repère RM est constante et notée par RC1/M la matrice des cosinus directeurs des axes de C-l dans RM. Les Ne composantes de SC forment la sortie de ce premier ensemble de réception C-l.
Un processeur de calcul 4 destiné au calcul de la position et l'orientation du premier objet mobile, couplé à des premiers moyens de conversion analogique-numérique (ou ADC) 4-1 destinés à réaliser l'acquisition, à des temps discrets tk = k*Te, des signaux analogiques Sc, Xul et Sb selon la figure 4 qui seront mieux décrits ultérieurement, des seconds moyens de conversion digital/analogique E4 qui génèrent la commande de la séquence temporelle des courants.
Notations :
Dans une réalisation préférée, on prendra Ne =Nc=3. Le champ total BTE, vecteur (pseudo vecteur) à trois composantes, existant au centre du capteur est la somme des inductions suivantes :
BTE— BEU + BEMI + BECI + BFMI + BT j. j avec
BEU = BEU1 + BEU2 + BEU3 [ 2 ] où BEUjest l'induction exprimée dans le repère émetteur, et émise par l'axe émetteur j (j=l à 3) au centre du capteur C-l. On a supposé dans l'équation [2] que l'émission est simultanée sur les trois axes d'émission El, puisque BEU est la somme des trois inductions.
BEMI est le vecteur de l'induction rayonnée dans l'environnement, par exemple généré par les courants circulant dans les équipements électriques, par les génératrices de bord, par le secteur 50-60Hz.„. On peut le modéliser par la somme de champs Bsc périodiques non corrélés avec les BEUj et des champs BR qui sont des signaux EMI dont les caractéristiques sont supposées aléatoires car elles ne peuvent se représenter par des signaux déterministes de caractéristiques connues ou estimées.
BECI est le vecteur induction au centre du capteur, crée par les courants de Foucault dans les conducteurs situés dans l'environnement du système de P/O, eux-mêmes produits par le champ magnétique émis par l'antenne d'émission à l'endroit où se trouvent les conducteurs.
BFMI est le vecteur induction au centre du capteur, crée par la magnétisation de matériaux ferromagnétiques situés dans l'environnement du système de P/0.
BT est l'induction du champ magnétique terrestre.
Notons que, selon la figure 4, l'induction BEU est le signal utile très fortement corrélé avec les courants émis et plus précisément BEU est linéairement dépendant des mesures Xu des champs émis par les trois axes El et mesurés selon E-3, les inductions BECI et BFMI sont aussi fortement corrélés avec le champ émis Xu.
L'un des buts de l'invention est d'éliminer par filtrage toutes les inductions pour ne conserver que le vecteur mesuré dont le modèle s'exprime par Bcu = [ ^]' (BEul + BEu2 + BEu3) où BEU1, BEU2, BEU3 sont les vecteurs à trois composantes du champ émis et reçu au centre du capteur (exprimés dans le repère de l'émetteur) et Rc/E est la rotation du repère capteur par rapport au repère de l'émetteur. On réalise le démultiplexage des voies d'émission (reconnaissance de la partie des signaux qui provient de la voie d'émission j =l à 3) c'est à dire de déterminer les composantes Bcl Bc2, Bc3 du capteur C-l provenant de l'émission des axes 1, 2 et 3 de l'émetteur E-l afin de former la matrice 3x3 : [Bcu] = [Bc! | Bc2 | Bc3]. La méthode de calcul de la rotation du capteur s'obtient de façon connue (US4287809 Egli) : connaissant Bcu, on en déduit une estimation de BEU en utilisant un modèle d'induction en espace libre (sans perturbations): ' De la matrice [Rc/e]f on tire de façon connue les angles d'Euler ou le quaternionQEM qui sont deux représentations de l'attitude de l'objet M.
Les performances de précision statiques et dynamiques sont évidemment croissantes avec le rapport S/B. L'augmentation du rapport S/B recherchée s'obtient de deux façons évidentes et complémentaires : augmenter la puissance (ou l'amplitude) du signal utile en particulier en basse fréquence et diminuer conjointement la puissance du bruit par filtrage.
ENSEMBLE E D'ÉMISSION
Un premier objet de l'invention est l'ensemble E qui comprend selon la figure 4 :
- un second sous ensemble d'émission constitué des Ne moyens d'injection E-2 de courants prédéterminés à travers lesdites j bobines E-l, j=l à Ne de ce premier ensemble E afin de générer un flux d'induction prédéterminé Fj(t) fonction du temps selon des caractéristiques propre à chaque axe j de ces dites bobines ; une réalisation préférée consiste à inclure dans le volume intérieur desdites j bobines E-l un matériau magnétique très perméable du type barreau de ferrite ou fils de μϋπκΐ3ΐ ou d'alliage ferromagnétique comme le Vitrovac , Permalloy etc. Ce matériau magnétique comme cela sera décrit ultérieurement permet de multiplier l'induction magnétique sous certaines conditions de forme qui seront discutées. - d'un troisième sous ensemble E-3 du dit premier ensemble d'émission E constituant des moyens de mesure de la force électromotrice due au flux d'induction Fj(t) relatif à chaque axe de ces dites Ne bobines d'émission E-l, cet ensemble E-3 comprend un capteur magnétique pour chaque axe d'émission qui mesure le flux émis et une électronique d'adaptation des signaux E-3-2. Tout capteur d'induction magnétique (fluxgate, fluxmètre asservi, capteur à effet Hall, AMR, GMR, TMR) peut aussi convenir pour mesurer ces champs. Toutefois, une réalisation préférée consiste à bobiner des spires de façon concentrique par rapport aux bobines E-l pour former un capteur fluxmètre simple. Un amplificateur de tension E-3-2, comportant de préférence une intégration pure des signaux de façon à ce que les grandeurs XU:j soient homogènes à une induction magnétique, réalise l'interface d'une part avec le système d'acquisition ADC 4-1 du processeur 4, d'autre part avec le bloc E-2 qui constitue le dispositif d'asservissement de courant des bobines E-l. L'entrée ou consigne de l'asservissement E-2 est le signal à trois composantes VIC fourni par le bloc E-4 qui est le générateur de la séquence des Ne courants prédéterminés cycliques de périodicité Tobs . Ce bloc peut être autonome (mémoire munie d'un séquenceur et contenant les séquences des valeurs de consigne des courants) ou bien, dans une réalisation préférée indiquée figure 4, intégrée dans le processeur 4. Les valeurs de la séquence sont de préférence des valeurs binaires aléatoires, la séquence est dite SBPA pour
Séquence Binaire Pseudo Aléatoire, dont la réalisation et les propriétés sont connues de l'homme de l'art. Les valeurs binaires de la séquence comprises entre -VIC et + VIC volts sont fournies à la récurrence de Te= Tobs/Nobs ou Nobs est le nombre caractéristique de valeurs de la séquence générée. Ce sont des signaux déterministes sur la durée Tobs de densité spectrale constante comme un bruit aléatoire dit blanc, sur le domaine des fréquences comprises entre l/Tobs et 1/Te. Sur la figure 5 , on a représenté pour l'un des axes j les fonctions de transfert des blocs E-l, E-2, E-3 de la figure 4 qui font partie de l'asservissement de l'induction magnétique émise. Les signaux XUj constituant la mesure des inductions magnétiques émises par les axes E-l sont soustraits aux signaux correspondants VIC pour former l'erreur ε de l'asservissement, elle-même est traitée par un réseau correcteur E-2-1 qui compense de façon connue la fonction de transfert de l'amplificateur de courant et surtout la constante de temps T des bobinages avec noyau magnétiquement perméable E-l, la constante de temps T étant voisine du rapport entre l'inductance totale L et la résistance rb de la bobine. La fonction de transfert du bloc générateur de courant E-2-2 tient compte de ces caractéristiques du bobinage. Le champ magnétique Hi produit par le courant est proportionnel au nombre de spires par unité de longueur n avec un coefficient de proportionnalité Kb qui dépend de façon connue de la forme géométrique du bobinage. La magnétisation du noyau est fonction de la somme de Hi et des champs magnétiques perturbateurs présents dans l'environnement HEMI. L'induction magnétique BE produite en un point de l'espace extérieur aux bobinages par les courants et le noyau peut s'écrire ΒΕ=μ6ΓΓ -(Hj + HEMI)où μβΗ.perméabilité effective, représente le terme de proportionnalité entre le champ magnétique d'excitation Hj et l'induction magnétique en sortie, le champ magnétique Ετ est proportionnel à n*I, "n" étant le nombre de spires par unité de longueur et I est l'intensité du courant circulant dans les spires de la bobine d'émission E-l. On sait que ce coefficient μ^θΞΐ fonction de la perméabilité relative du matériau magnétique, de la forme géométrique des noyaux, ladite forme déterminant le champ démagnétisant au sein du matériau, du rapport entre le volume intérieur de la bobine et le volume du matériau, mais aussi des pertes par courants de Foucault. Nous indiquerons ultérieurement les moyens permettant d'obtenir des valeurs de μ6ίί»100. Dans cet asservissement, le détecteur de la force électromotrice E-3-1 précédemment décrit a pour fonction de transfert KBV*p (dérivation avec conversion variation d'induction ABE/Volt= KBV en Tesla par Volt). Le bloc E-3-2 réalise une intégration pure de gain KCR pour obtenir une sortie homogène avec la consigne Vie.
L'objet essentiel de cet asservissement est d'annuler les champs magnétiques EMI présents dans l'environnement qui s'ajoutent au champ excitateur proportionnels à n*Ij, où Ij est le courant relatif au bobinage j , mais aussi de linéariser le coefficient μΜαΆτ il est connu que la magnétisation des matériaux magnétiques présentent une courbe de magnétisation non linéaire avec saturation pour les fortes excitations.
A partir de la figure 5, on montre facilement que la sortie BE est la suivante :
B G F Vic μΜ
E 1 + G - F F G F EMI
μεΓΓ est la perméabilité effective si de plus dans la bande utile : GF » 1 [4]
R Vic , ^eff p Vic , ^r_eff D
∞ F μ0 G F EMI = F G F EMI
avec μΓ eff perméabilité relative effective
où BEC est 1 ' induction produite au centre du noyau et μΓ eff la perméabilité relative effective. Le rapport signal à bruit dans la configuration sans noyau et sans asservissement est V.
——/BEMI . Avec noyau pour E-l et asservissement E-2, on voit que F
V. /μ
le rapport signal à bruit est—^ / - BEMI . Pour conserver le même
F / G·F
rapport signal à bruit tout en en conservant le même ordre de grandeur pour BE en sortie, il faut donc queG-F-ϊμ,. eff . Cette relation définit le gain minimal de la chaîne d'asservissement. Le réseau correcteur du type proportionnel dérivéKG(1 + Tp)doit être ajusté selon les règles connues pour assurer la stabilité de l'asservissement. Il est également possible de réaliser un PID selon les techniques enseignées en automatique. Un autre aspect intéressant de l'invention est la linéarisation du champ émis par l'asservissement. Comme μΓ eff est une fonction hautement non linéaire, les harmoniques Bharmo apparaissent en sortie de E-l de la planche 5. Si on exprime la sortie en fonction des entrées Vlc, BEMI et Bharmo, on obtient :
x G F Vic , Bharmo , Pr_eff p ,
Be = 1 + G F ( F + G F + G F BEMI ) [ 5 ]
BE^(Vic+^ + ^ BEMI )
On observe que si G*F»1, les amplitudes des harmoniques sont divisés par le gain de la chaîne directe G. Cela étant, comme cela sera souligné dans le paragraphe traitant de la modélisation et du filtrage, le fait de mesurer Xuj et de s'en servir de signal de référence de l'induction émise dans le modèle des signaux reçus, rend le dispositif de filtrage insensible aux harmoniques, ce qui est un avantage fondamental par rapport aux systèmes existants pour lesquels la mesure du courant en El.l, El.2 , El.3 n'est plus l'image de l'induction émise suite à l'apparition d'harmoniques.
Comme cela a été dit précédemment, un des aspects de l'invention consiste à réaliser un noyau afin d'obtenir une perméabilité relative effective μΓ effde quelques centaines d'unités. L'existence de noyaux de ferrite ou d'entrefers en alliage ferromagnétique existe dans nombre d'applications. Ces derniers utilisés par exemple dans les transformateurs, doivent être feuilletés pour diminuer les courants de Foucault qui s'opposent à la magnétisation et occasionnent des pertes. La ferrite, beaucoup moins conductrice que les alliages ferromagnétiques, permet l'utilisation de noyau à densité uniforme de cette matière obtenue par frittage. Les noyaux sont en général sphériques ou cubiques (voire parallélépipédiques ) selon la figure 6. La magnétisation de la matière perméable des noyaux soumis à une excitation de champ magnétique est un phénomène complexe car prend naissance un champ démagnétisant qui s'oppose au champ d'excitation. Ce champ démagnétisant est expliqué souvent par la création de charges magnétiques fictives sur la surface des volumes de matière ferromagnétique. On explique alors simplement que le champ démagnétisant est étroitement lié à la géométrie du volume du noyau et à l'aimantation. Le champ démagnétisant ne peut se calculer que pour des exemples simples (sphère, ellipsoïdes, cylindres). Dans le cas général, on fait des approximations. Ainsi pour une sphère de matériau de perméabilité relative μΓ infinie, on montre (CF. J.D.Jackson Classical Electrodynamics . Ed. Wiley) que la perméabilité relative effective μΓ eff est au maximum de trois.
Pour un cube, la valeur est de même ordre de grandeur. Avec des noyaux cubiques ou sphériques, on ne peut pas espérer des gains très importants. On sait que pour les barreaux cylindriques allongés de diamètre D et de longueur L, le champ démagnétisant HD au centre est - 0.5* (D/L)2*M, c'est-à-dire Hd = - ô*M où la magnétisation M est du type Μ=(μκ-1)Η, H étant le champ magnétique présent au sein du matériau après la magnétisation, avec la relation H=H0-HD, H0 étant le champ magnétique d'excitation extérieure et δ est le facteur démagnétisant . Près des bords, le champ démagnétisant est M/2.
A partir des relations précédentes, on en déduit une formule de l'induction, pour des ellipsoïdes dont la magnétisation est uniforme,
B =μ0 · R ,H0 et s^R » l, B =— B0. [6] En général, ¾ δ » 1 , donc B =—
δ
l'exemple du barreau allongé précédent, on Cette relation n'est qu'approchée, la
valeur de μ,,θΞΐ en général plus faible car la magnétisation n'est pas uniforme. Expérimentalement, l'exposant est compris entre un et deux. Mais on observe bien une augmentation de l'induction de l'ordre de μΓ dans le volume du matériau, mais aussi à l'extérieur.
L'invention consiste donc en un agencement de barreaux perméables de rapport L/D choisi pour que le gain en induction μΓ 6ΓΓ = α · μΓ soit supérieur à dix. Le coefficienta, inférieur à l'unité, tient compte de plusieurs facteurs, notamment :
• du volume de matériau aimanté parallèle à chaque axe des bobines. Chaque axe devant posséder le même volume, le volume de chacun est le tiers du volume total disponible.
• De la façon dont sont bobinées les spires produisant le champ d'excitation H0.
• Des courants de Foucault induits par H0.
Selon l'invention, pour optimiser le coefficient a, on utilise des barreaux très fins de matériau perméable, par exemple des fils de μ-ïiétal, permalloy ou Vitrovac préalablement électriquement isolés, rangés selon la figure 7-1 dans un tube de matériau résistant aux traitements thermiques (silice, céramique ) .
Ainsi, selon les au moins deux axes d'émission non parallèle, on regroupe les barreaux (figure 7-2) pour former un bloc de section carrée (figure 7-3) ou cylindrique (figure 7-4) comportant un grand nombre de barreaux. Ces blocs 7-3 et 7-4 sont agencés de façon à former trois volumes de matériaux de magnétisations orthogonales et ayant une symétrie par rapport au centre commun aux trois axes.
La Figure 8-a montre comment les blocs assemblés de la figure 7-3 ou 7-4 peuvent être utilisés : trois bobinages sont réalisés autour de trois blocs identiques qui sont ensuite assemblés mécaniquement pour former trois axes sensiblement perpendiculaires. Ces trois bobines ne sont pas concentriques, ce qui pose des difficultés non négligeables pour trouver la position du capteur trois axes fixé sur l'objet dont on cherche la Position et l'orientation. On préférera donc réaliser des blocs émetteurs concentriques selon les figures 8-b et 9. Sur les figures 8-b, on montre des configurations préférables de blocs de façon à ce qu'il existe un centre de symétrie des trois volumes aimantés et que chaque axe ait un moment magnétique de valeur voisine. La figure 4 présente deux vues en projection d'un dispositif préféré qui est une généralisation des blocs précédents : plusieurs blocs de type 2-3 sont entrelacés selon les trois directions de telle sorte qu'il y ait la meilleure symétrie par rapport à un point central. On obtient selon la figure 9 un bloc cubique sur lequel on dispose trois bobinages sensiblement orthogonaux par lesquels passeront les courants injectés par les circuits électroniques. De façon à ce que le vecteur induction magnétique se comporte dans l'espace selon les équations du dipôle, on reste dans l'invention en réalisant un bloc dont la surface extérieure se rapproche d'une sphère, en disposant des blocs 7-3 ou 7-4 de longueur plus courte lorsqu'on s'éloigne du centre.
Un dispositif consistant à réaliser trois bobines sphériques concentriques au lieu des bobines concentriques cubiques de la figure 9, et introduire le même enchevêtrement de blocs de type 7-3 ou 7-4 dans le volume de la bobine intérieure reste dans le domaine de l'invention.
Un autre aspect de l'invention concerne l'asservissement à zéro de l'aimantation quasi statique produite par des perturbations quasi statiques, comme par exemple le champ terrestre. Pour éviter la saturation des barreaux des blocs 7-3 ou 7-4 en présence d'une aimantation continue ou quasi-continue, on détecte la symétrie des courants circulant dans les bobines. La figure 10-a montre le principe de fonctionnement : lorsqu'un champ statique ou quasi statique Hext est présent dans l'environnement, sa projection HD selon l'axe d'émission E.l décale le point de fonctionnement du champ d'excitation alternatif H± produit par les bobines selon le schéma 10-b. Lorsque le décalage HD est nul, la différence entre les valeurs crête I0 + et I0 " est nulle. Si HD n'est pas nul, la différence entre les valeurs crête ID + et lD ~ est non nulle. Cela est dû à la non linéarité de la courbe d'aimantation des matériaux ferromagnétiques qui modifie l'inductance de la bobine L en fonction de l'excitation H somme du champ extérieur Hext et de l'excitation Hi créé par le courant des bobines sachant que l_^r(H)xL0 avec L0 inductance de la bobine sans noyau. L'exploitation de la variation d'impédance qui déforme le courant est réalisée par la détection de la symétrie du courant circulant dans la bobine : Le courant à travers la résistance RIMj est mesuré au point E.l.j , j=l à 3, par l'amplificateur adaptateur d'impédance E.5.2 dont la tension de sortie passe par un double détecteur crête E.5.1 qui détecte de façon connue la valeur crête positive ID + et la valeur crête négative ID ~, puis la différence ID + - ID ~ est filtrée par un filtre RC du premier ordre classique dont la fréquence de coupure est de quelques Hertz. La sortie VCRJ de E.5.1 est ensuite ajoutée à VIcj avec le signe adapté selon le sens de bobinage de façon à annuler le décalage de champ HD. La symétrie du courant pourrait aussi être détectée par la création d'harmoniques pairs du courant sachant que l'excitation Hi, symétrique, ne possède que des harmoniques impairs .
A- LE PROCESSEUR EMBARQUÉ 4 : Le processeur de calcul est couplé aux trois ensembles de mesure C-l, C-2 ,C-3 précédemment décrits afin en premier lieu de réaliser à des temps discrets tk=k*Te l'acquisition des signaux d'une part par conversion analogique/numérique du second ensemble de réception C-l ainsi que du troisième sous ensemble E.3.1 du dit premier ensemble d'émission E, d'autre part par des liaisons digitales série du dit troisième ensemble d'acquisition des vitesses angulaires C.3.1 à la fréquence FEG ainsi que les angles d'attitude du dit second objet M par rapport au repère fixe absolu délivrés par C.3.2, en second lieu de générer et réaliser les conversions digitales/analogiques par le bloc E.4 destinées fournir les consignes de l'asservissement des courants prédéterminés dans le premier ensemble d'émission E, en troisième lieu, de réaliser les calculs d'une première position/orientation à partir d'un modèle complet des inductions mesurées dont les variables sont élaborées à partir des signaux acquis et dont certains paramètres identifiés par filtrage optimal représentent les termes proportionnels à un modèle de champ dipolaire ou multipolaire dont on extrait la position et l'orientation du bloc C-l. Le bloc 4.3, reçoit par exemple à partir d'une liaison digitale série classique qui communique avec le système inertiel de la plateforme, les informations datées par rapport à l'horloge propre de 4 est constitué. Cela permet si besoin est de recaler temporellement les attitudes de la plateforme. Ce bloc reçoit aussi les informations digitales de type série du capteur inertiel MEMS C-3.1.
B- PROCÉDÉ D'EXTRACTION DE LA RÉFÉRENCE DE BRUIT: Si on reprend l'équation [1],
BTE = BEU + BEMj + BECI + B jyjj + BT [ 7 ] le signal utile BEUest linéairement dépendant des signaux émis par le bloc émetteur E. Selon la figure 4, les champs émis par les axes El sont mesurés par le bloc E3 précédemment décrit dont la sortie est XUj. Autrement dit, XUj est l'image du champ magnétique émis par l'axe j quelle que soient la fonction d'amplification non linéaire apportée par les noyaux magnétiques. On peut noter que la somme des bruits ECI et FMI notés Bpcu = BECI + BFMI (PCU pour perturbations corrélés avec U) sont des bruits corrélés avec Xu. Le champ terrestre est supposé être filtré par un filtre classique connu ne faisant pas partie de l'invention. Concernant les bruits additifs EMI, pour une réalisation particulière de l'invention, ils sont mesurés par le bloc C-2 : comme indiqué dans la figure 3, le bloc C-2 est fixe dans la plateforme P, comprenant une pluralité de capteurs implantés en des points tels que i) le champ émis par l'ensemble E-l est quasi nul ou tout au moins beaucoup plus faible qu'au point, contenu dans le volume de débattement du capteur, où se situe C-l de l'ensemble mobile M, ii) les champs perturbateurs statistiquement non corrélés avec les champs émis par E-l et existants au centre du capteur C-l sont très fortement corrélés avec ces champs mesurés par C-2. Ces notions sont précisées ultérieurement .
Par la suite, on considérera que le bruit additif
BEMI mesuré en Nb points de l'environnement, par définition non corrélé avec les champs émis estimés Xu a été noté
BRM(tk) =BSC +BR [ 8 ]
Le signal B^Ct^) est représenté sur la figure 4 par les signaux analogiques Sb qui sortent du bloc C-2 et qui sont digitalisés comme les signaux XUj et Sc±, j=l à Ne, i=l à Ne.
Dans certains environnements, comme par exemple les avions, le bruit BEMI est moins élevé que dans les environnements hélicoptères et surtout le bruit BR est très faible. Dans ce type d'environnement, on peut être amené à extraire le bruit au lieu de le mesurer. La définition du bloc 4.4 autorise alors une méthode d'extraction du bruit B^t^ de référence de deux façons différentes :
. Premier procédé : soit une extraction directement à partir du signal Se (obtenu par l'acquisition du signal fourni par le premier ensemble de mesure C-l). Dans ce cas, ce choix est fait par le processeur dans le bloc 4.4 en fonction de la nature du bruit magnétique. Ce choix découle d'une analyse initiale du bruit magnétique de l'environnement à la mise sous tension ou à la demande de l'utilisateur. Par exemple, à la mise sous tension, en l'absence de signaux émis par l'antenne d'émission, si les valeurs de densité de puissance moyenne des signaux mesurés sont harmoniques et de stabilité de fréquence acceptable (variation de 10 à 20% maximum de la fréquence moyenne) et inférieurs au niveau de densité de puissance moyenne des signaux dus à l'émission de l'antenne d'émission lorsqu'elle émet, ce choix est fait. Ce choix peut aussi être fait par l'utilisateur suite à l'accumulation de l'expérience qu'il a obtenu de l'environnement ou tout autre moyen. Ce choix impose que la puissance d'émission soit nulle pendant une période de durée Toff, cette période Toff étant entrelacée entre au moins une période d'émission de durée Tobs à puissance non nulle, avec Toff < Tobs/2 . deux exemples sont donnés par la figure 11. Sur la période T0FF les signaux perturbateurs stationnaires (faiblement variables sur T0BS) sont identifiés de la même façon que celle qui va être décrite pour l'extraction de ces mêmes signaux sur le signal Sb. Le modèle de ces signaux Bsc ou BESC (la lettre E indique que ce vecteur est exprimé dans le repère émetteur)
Bsc (»c .tk) = 2, ^sc (ic > ksc ) · cos(coksctk) + C™(ic , ksc ) · sin(coksctk) [9]
ksc=l
dont les fréquences œk sont estimées (par des méthodes du type FFT ou de préférence par des méthodes du type Haute Résolution) . Les coefficients sont identifiés sur l'horizon Toff.
Comme autre exemple, on peut considérer deux périodes T0FF selon la figure 11 encadrant la période d'émission T0N pour réaliser un interpolation linéaire des paramètres
C^ (ic , ksc)et Cj (ic , ksc ) · L'information de sortie est alors décalée de
Ton, mais ce temps peut être très faible si on utilise une méthode HR (Haute Résolution) pour identifier l'équation [9].
On en déduit les variables indépendantes xc(tk) = cos(ooksc (tk)) et xs(tk) = sin((ûksc(tk)) pendant la période T0N. On peut regrouper ces variables sous le vocable de Xsc qui devient une matrice [Nobs,2] où Nobs est le nombre d'échantillons acquis pendant Ton : Nobs = Ton*Fe. Ces variables sont ajoutées aux variables XUj pour former un modèle linéaire relativement à ces variables indépendantes Xu:r , Xsc . Chaque composante ic du capteur C-l peut s'écrire si BR est négligeable :
BE =BEC(ic,tk)+ BRM(ic,tk) [10] avec BEC(ic,tk) = j. ki [il]
OÙ Xc(j,kic , tk) = XUj (tk - kicTe)
[10] s'écrit :
BE = (ic , ksc ) · cos (<Bksc tk ) + (ic , ksc ) · sin(<Bksc tk ) [ 10-
bis]
On note que Xc(j,ki ,tk)sont les valeurs décalées dans le temps des champs émis par l'émetteur sur chaque axe j et pour chaque composante ic du capteur du bloc C-l. L'estimateur est en quelque sorte un filtre transversal qui se justifie par le fait que les perturbations ECI et FMI peuvent être considéré comme la sortie de filtres sensiblement du premier ordre dont l'entrée sont les signauxX (tk) ·
les indices Klc sont relatifs aux retards des variables indépendantes du modèle et vont de 0 à Nic, ce dernier indice Nlc étant défini juste nécessaire afin de minimiser l'erreur résiduelle. Les termes décalés de Klc forment un filtre transversal. Bm s'écrit sous forme d'un développement de variables com lexes : Csc (ic , ksc )■ Xsc(tt) [12]
Les équations [11] et [12] qui sont linéaires par rapport aux paramètres à estimer.
Si on réalisait un modèle pour Xsc(tk) du même type que
[11] c'est-à-dire une somme de développement du type [12] pour chaque variable xsc(tk-ksc τ ) , on resterait dans le champ de l'invention. Il en serait de même si les paramètres complexes Csc(ic,ksc) n'étaient plus constants mais dépendaient du temps sous
io-Nio
la forme d'un polynôme du temps Csc(ic,ksc,tk) - Y Ci0((icjssc)tio . On calcule
io=0 k
pour ce modèle temporel les valeurs des termes C10((ic,ksc)en le développant dans [12]. Tout type de modèle temporel différent composé non plus de polynôme temporel mais de sommes de fonctions du temps de type exponentielles eat ou eibt ( fonction périodique complexe = i2=-l) reste dans le domaine de 1 ' invention .
On détermine les paramètres de ce modèle par une méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode récursive équivalente (LMS, RLS ) . L'estimation des paramètres relatifs aux variables XUj peut être affinée en soustrayant le terme Bsc(ic,tk)estimé au signal Sc(ic,tk) . La nouvelle estimation permet d'estimer les termes corrélés avec une meilleure précision au bout d'une ou deux itérations. Le bruit de référence est dans ce cas le signalèscestimé dans l'itération précédente .
ii. Deuxième procédé : La mesure en continu des signaux perturbateurs par Sb peut être indispensable en présence de très forts signaux harmoniques d'amplitudes et de fréquences non constants sur l'horizon Tobs mais aussi en présence de perturbations déterministes non stationnaires ou des perturbations aléatoires. Soit une estimation des signaux rayonnés par la mesure des signaux Sb. Comme cela a été écrit et illustré sur la figure 4, le signal noté Sb est composé de signaux provenant d'au moins un capteur magnétique de un à trois axes orthogonaux permettant de mesurer les champs magnétiques entre le continu et quelques KHz (capteur fluxgate, fluxmètre, AMR, GMR, TMR, etc.), les dits capteurs étant fixés sur le dit second objet en au moins Nb points, mesurent la somme vectorielle des inductions magnétiques présentes en ces dits Nb points de l'environnement, suffisamment éloignés du premier ensemble d'émission pour que cet ensemble constitue une référence de bruit BRM(tk) en mesurant préférentiellement les inductions magnétiques indépendantes des inductions générées par le premier ensemble d'émission El, et cela réalisé sans interruption (Toff =0) .
Les mesures du bruit additif BEMI sont repérées par les signaux de sortie Sb du bloc C-2 sur la planche 4. Dans une réalisation particulière, afin de faciliter la rédaction, on prendra Nb=l et on considérera que la mesure d'une seule composante suffit. La mesure de ÉRM(tk) selon une direction particulière sera noté pour être considérée comme un signal très fortement corrélé avec BEMI. Dans le cas idéal, la référence de bruit mesuré BRM ne contient pas de signal corrélé à XUj, j =l à 3. Dans la pratique, il est très difficile de disposer de capteurs C-2 à des endroits tels qu'il n'existe aucune composante corrélée à X„, y compris et surtout les signaux BECI et BFMI. On est donc amené à considérer le signal de mesure du bruit Sb constitué des mêmes composantes que le signal Sc. On se ramène alors au même problème qu'en i), c'est-à-dire qu'il faut identifier les différentes composantes du signal Sb que l'on écrit :
BC2 = BRU+BRM [13-a] avec BRU = BU + Bpcu [13-b] où Bjjest linéairement dépendant de XU:j(tk) , Bpcu est linéairement dépendant de XU:j(t-k.Te)
et B = B + B [ 14 ] est le terme non corrélé avec .
BRM n'est pas négligeable comme en i) et il s'agit d'extraire de [13-a] la partie BRM. Comme dans le cas i), il faut identifier tous les termes du modèle pour ne pas biaiser l'estimation des paramètres du modèle. Toutefois, le signal aléatoire BR est en général plus faible que Bsc et Bcu, et l'identification peut être réalisée sur des temps plus longs dans la mesure où les capteurs de C-2 sont immobiles. On peut aussi considérer que, puisque l'émetteur et le (les) capteur (s) du bloc C-2 sont fixes sur une même structure, l'identification des paramètres du modèle [14] peuvent être faits une fois pour toutes ou bien au début de l'utilisation du système pendant une phase d'initialisation de durée suffisante pour permettre une très bonne précision dans l'estimation des paramètres suite au filtrage des termes de [14] qui ne sont pas corrélés avec [14]. Cette identification est exactement la même que celle décrite dans [10], [11], [12]. Les paramètres de [14] sont alors mémorisés pour le calcul de BCU. Le principe d'extraction de BRM consiste à écrire :
BRM = BC2~BRU [16-a] où èRU sont les estimées des signaux corrélés avec XUj .
Après l'identification du modèle du type :
BE = Âc(ic,],kic) -Xc(ic,j,kic ) + ^cscCe.k sc)·cos(û>ksctk) + C£(ic , ksc) sin(û)ksctk)
Pk| =0 ksc=l
c
On en extrait tous les termes des signaux corrélés avec XUj pour former le signal BRU :
BRMde [16-a] est donc l'estimée du bruit non corrélé avec les champs émis . On constate donc que, lorsqu'il y a émission des signaux par E-l, dans les deux réalisations i) et ii) décrites précédemment, le même modèle devait être identifié sur les mesures Se (venant du bloc C-l) ou Sb (venant du bloc C-2).
Le modèle du signal à identifier dans le cadre de cette seconde réalisation de l'invention pour laquelle une mesure du bruit EMI est réalisée et de laquelle on extrait le bruit seul BRM, est alors réalisé.
On développe le modèle de Bc qui est le champ mesuré par le capte -l:
Dans l'indice U/E, E indique que le vecteur est exprimé dans le repère de l'émetteur (cet indice est parfois omis par simplifications sachant que le contexte indique dans quel repère sont exprimés les champs), u indique que c'est la partie du champ linéairement dépendant des champs émis par l'émetteur Xu . L'indice Cu indique que BCU/E≡BECI +BFMI représente le vecteur des perturbations corrélées avec le vecteur X„. On pourrait modéliser Ëcu/Epar la convolution de éu/Epar la réponse impulsionnelle du filtre complexe existant entre les deux grandeurs. B^a la même signification qu'en [13] et [15], il est le bruit présent dans l'environnement non corrélé avec les champs émis .
On néglige BT qui est supposé être filtré par un filtre digital classique connu de l'homme de l'art. On développe les trois modèles linéairement par rapport à des paramètres à identifier par exemple par une méthode classique de minimisation de l'erreur quadratique. Lorsque les coefficients sont déterminés, on extrait les neuf termes (3 termes dus à chaque voie d'émission pour chaque composante du capteur triaxial C-l) relatif à Xu(tk) composants de la matrice notée A qui sera mieux définie ultérieurement. L'intérêt fondamental de cette modélisation complète des signaux reçus par le capteur C-l réside dans le fait que les 9 paramètres de A sont d'autant moins biaisés que les variables indépendantes du modèle représentent le plus exactement les phénomènes physiques.
On développe les trois modèles de [17] : Modèle Bu/E ,
Modèle Bcu/E, Modèle :
Modèle BU/E : Par la suite, on considère que le capteur C-l a été corrigé de ses erreurs selon les méthodes connues : les fonctions de correction de gain, de mésalignement , etc., sont appliquées. En supposant que la distance entre capteur C-l et émetteur est au moins trois fois la plus grande dimension de l'émetteur, on écrit alors de façon connue que le modèle est de type dipolaire et s'écrit
Bc (t) = [Rc / e (t)]' [Ρ]'
[18]
0 0
-1 0
0 -1
H = [19]
D C/E
Dc/Eest la distance entre le centre 0C du capteur C-l et le centre de l'émetteur CL :
¾OC -DC/E •u [ 19-bis]
D C/E est variable en fonction du temps, comme la rotation
ΰ : vecteur unitaire de OEOc exprimé dans le repère de référence de l'émetteur RE qui est défini mécaniquement de façon connue par l'homme du métier relativement au repère de la plateforme Rp selon la figure 2.
P est la matrice de passage entre le repère de l'émetteur et le repère (û,v,w) avec w = ûMAÛ etv = wAÛ dit repère radial, où ûMest le vecteur unitaire d'un axe d'émission. On montre aussi que par exemple
Si û [20]
et P = [u v w] [21]
Dans [18], Μχ = [22]
sont les moments dipolaires des bobines d'émission dont l'amplitude évoluent dans le temps sensiblement selon les fonctions fj(t) , f2(t) , f3(t) imposées par les courants circulant dans les bobines.
ml m2, m3 sont les termes multiplicatifs de amplitudes des moments magnétiques qui dépendent des unités choisies, des gains des amplificateurs de courants E-2, αί,βί,γί les coefficients
(cosinus) directeurs des vecteurs unitaires colinéaires des moments magnétiques (axes de révolution) des bobines, fj(t) , f2(t) , f3(t)représentent les variations des mesures normalisées proportionnelles aux inductions magnétiques émises dans le temps par chaque bobines d'émission. Les mesures de ces inductions émises sont réalisées par les capteurs E-3 solidaires de l'émetteur E de la figure 4 et sont proportionnelles à L. La sortie VE3 des capteurs E-3 est soit digitalisée par le bloc CAN du processeur pour les trois axes et intégrée numériquement ou bien selon un mode préféré selon la figure 4, elle est d'abord intégrée par un amplificateur analogique E-3-2 puis digitalisée par le bloc CAN 4-1 du processeur 4 et chacune des voies est normalisée par un coefficient déterminé en usine de façon connue par l'homme du métier, de telle sorte que les valeurs ainsi normalisées correspondent aux unités physiques et à leurs valeurs nominales. Les coefficients αί,βί,γί sont déterminés en usine par des procédures de calibration sur banc usine par des méthodes connues de l'homme du métier.
Les fonctions χ„=[xul?xU2,xU3] ainsi digitalises , proportionnelles aux fonctions fj(t) , f2(t) , f3(t) sont donc les images des champs émis par les 3 bobines : en réécrivant [18], si xp est le vecteur Ο Ο^ Bc (t) = [Rc/e (t)]t B(xp) [23]
B(xP) = [P][H] [Ρ)]'
Ou encore si on note A = [ e/e(t)]t B(xP) [23-bis] Bc (t)■■ Xui(t)-mi [24]
'(AnOj + Α12β! + A13Y1)m1f1(t) + (Ana2 + Α12β2 + A13Y2)m2f2(t) + (Ana3 + Α12β3 + A13Y3)m3f3(t) '
Bc(t) = (A21 1 + Α22β! + A23Y1)m1f1(t) + (A21a2 + Α22β2 + A13Y2)m2f2(t) + (A21a3 + Α22β3 + A33Y3)m3f3(t) 25] (A310! + Α32β! + A33Y1)m1f1(t) + (A31a2 + Α32β2 + A33Y2)m2f2(t) + (A31a3 + Α32β3 + A33Y3)m3f3(t)
On est en présence de trois équations à trois inconnues chacune, soit 9 termes à identifier. Mesurant les trois composantes de Bc, lorsqu'il n'y a pas de perturbations Bcu et Bm de [17], on identifie les neufs termes de xv =[Xm, XU2, XU3]' par une méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode récursive équivalente (LMS, RLS ) .
On obtient alors la matrice W qui peut se mettre sous la forme de :
■Au Al2 A α2 a3 mi 0 0
W = A2i A22 A β2 β3 0 m2 0
A31 A32 A "ίΐ Ί3 0 0 m.
soit [26]
W = [A]CEK
Les deux matrices, CE et KE (gains et mésalignement ) relatives au bloc d'émission E-l, sont identifiées en usine, on obtient alors facilement la matrice A recherchée.
[A]=W[CEKe^ [27] Connaissant A, la position xp du centre du capteur dans le repère émetteur et la rotation Rc/E(ou cosinus directeurs des axes du capteur dans le repère émetteur) s'obtiennent selon les méthodes de l'état de l'art. Par l'identification de la matrice
A composée des coefficients des fonctions xcu=[xul,xU2,xU3]t, on a ainsi réalisé le démultiplexage des voies d'émission par identification d'un modèle, et non pas par un démultiplexage temporel (émissions non simultanées), ni un démultiplexage fréquentiel (US6754609 Lescourret, US 6172499 ASHE, etc.) ou tout autre démultiplexage.
MODELE Comme cela a été déjà vu, Bcu/Epeut être considéré comme la sortie d'un filtre linéaire dont l'entrée sont les champs inducteurs émis par El, et la sortie est la mesure par le capteur C-l. Il est donc toujours possible de considérer que la sortie à l'instant tk est une combinaison linéaire des entrées aux instants t^k^Te. Si on note :
Χου^-^ιΤ^^Χυ^ι,,-^τ^,Χυ^ι,,-^τ^,Χ^^-^)]1, on forme pour chaque composante ic (ic=là3) du capteur C-l, le modèle suivant : Acu(ic,j,klc)Xcu(j,tk-k(ic)Te) [28]
En général, dans les environnements des cockpits, il y a pratiquement pas de matériaux ferromagnétiques, les effets FMI sont donc faibles en particulier pour les fréquences élevées et de plus varient sensiblement en V 3 3 où Dp/Eest la distance
/ (DP/EDC/P)
émetteur-perturbateur et Dc/P la distance perturbateur-capteur C- 1. Lorsqu'il est possible de les ignorer, les perturbateurs ECI sont les seuls perturbateurs dont on peut écrire le modèle comme une fonction des dérivées des champs émis :
XCu(*k -klTeHXuit'k -klTe)?XU2(tk " klTe)> XU3(*k " [29] v, (Xuj(tk)-Xuj(tk -T e))
AUj(tk) —
avec Te
MODÈLE BRM/E :
naux
Sb > ET pour tenir compte des fonctions de transfert entre capteurs, le modèle du bruit ambiant pour chaque composante ic du capteur C-l: BEMI(ic,tk) , peut se mettre sous la forme d'une fonction des variables xBR(tk-kBTE) :
kb=Nkb(ic)
BRM(ic,tk)= Cb(kb,ic)XBR(tk-kBTE) [30] Modèle complet :
'écrit pour chaque composante de
[31]
Le nombre de coefficients et le nombre de variables sont au nombre de Ne*Max/lc (N ( ic ) ) .
Les neuf termes de Acu(ic,j,0) sont les termes du modèle en espace libre c'est-à-dire sans perturbateurs.
Une fois que tous les coefficients sont estimés par une méthode classique des moindres carrés (MSE) ou une méthode équivalente récursive (LMS, RLS, KALMAN,...) à chaque cycle d'émission Tobs, les termes Acu(ic,j,0) relatifs aux variables Xj,.^) forment une matrice 3x3 identique à W de [26] et qui sont les coefficients du modèle en espace libre, puisque ils représentent uniquement les champs inducteurs . On en déduit comme indiqué plus haut la première position et orientation aux instants tk issue du détecteur magnétique insensible aux perturbations. L'insensibilité aux perturbations provient du fait que l'invention met en œuvre un modèle complet des signaux utiles et des bruits mesurés et estimés, modèle pour lequel les coefficients ne sont pas biaisés du fait de la complétude du modèle .
L'information de P/0EM selon la figure 12 du système de Détection De Position et orientation magnétique insensible nommé DDP MI c'est-à-dire la position du centre du capteur Xc/E(tn) et la rotation Rc/E(tn) du capteur C-l sont connues aux instants tn=n*Tobs , n étant un entier positif : en effet, l'identification des coefficients de l'équation [31] étant réalisée par le bloc de calcul 4-4 est effectuée sur Nobspoints acquis aux instants tkavec tn - = Tobs · La latence de l'information délivrée est deT. /2. C- HYBRIDATION MAGNÉTIQUE ET INERTIEL
On présente ci-après un des objets de l'invention qui consiste à compenser la latence d'un système de détection de position/orientation. L'exemple décrit porte sur un système magnétique mais s'appliquerait à tout système de détection de l'orientation d'un corps mobile.
Lorsque le rapport signal à bruit en entrée du système de détection magnétique n'est pas suffisant, soit qu'il existe du bruit non pris en compte par le modèle soit que du bruit s'ajoute sur le capteur C-l, une méthode consiste à augmenter le nombre de points pour moyenner davantage le bruit. On augmente donc la latence, ce qui est relativement néfaste pour le pilotage des aéronefs. Un aspect de l'invention est d'associer à la détection magnétique un système inertiel dont on connaît les propriétés excellentes à court terme, c'est-à-dire un très faible temps de réponse, mais ayant des dérives à long terme, notamment dues aux de biais et dérives de biais. Le moyen de détection de position Magnétique a une excellente stabilité à long terme mais un temps de réponse lié au rapport signal à bruit qui peut être insuffisant dans certaines conditions. Le principe de l'invention consiste à associer, on dit aussi hybrider, le système magnétique et le système inertiel, lorsque la plateforme dispose d'une centrale à inertie fournissant à tout instant l'attitude de la plateforme dans un repère galiléen fixe. La figure 12-a indique l'état de l'art qui consiste à utiliser les vitesses angulaires mesurés sur l'objet mobile et aussi sur la plateforme pour être traitées dans un filtre de KALMAN. La figure 12-b décrit le principe de l'invention qui consiste à mesurer les vitesses angulaires de l'objet mobile M, et de les intégrer numériquement de façon connue du temps tL (temps initial) au temps tf (temps final) pour obtenir la rotation du mobile entre ces deux instants dans le repère fixe. L'acquisition des vitesses angulaires est faite par le bloc C-3- 1 de la figure 3, composée d'un capteur MEMS délivrant les vitesses angulaires digitalisées à une cadence propre Tg qui est un sous multipcle de τo.bs : τg /k , k
g g est un entier positif, t. est par exemple la fraction de temps qui suit l'instant d'arrivée de l'information du moyen de détection de position magnétique tn soitt . tf est l'instant pour lequel l'information est désirée. Dans l'invention, il y a deux instants particulier tf. Le premier est l'instant t le second est 1 ' instant tn +Tobs . Cela sera mieux compris par la suite.
La rotation ainsi calculée à partir de l'attitude initiale des capteurs gyrométriques C-3-1 au temps tL est exprimée dans le repère fixe galiléen schématisé par le repère R; de la figure 2.
L'information du moyen de détection de position MI est disponible en sortie de 4-4 et constitue la première orientation nommée Rot (tn = n.Tobs) · Cette rotation est R™(tn)c 'est-à- dire la rotation des axes du repère RMlié à l'objet mobile M selon la figure 2 exprimée dans le repère de l'émetteur. Connaissant la matrice de passage de l'émetteur vers la plateforme RE/P par une mesure lors de l'installation de l'émetteur dans la plateforme et la matrice de passage de RM au repère du capteur C-l : RC1 , l'homme de l'art sait calculer la rotation du repère RMpar rapport à Rp soit R™P · Pour traiter les informations inertielles et magnétiques, il est nécessaire de les exprimer dans un même repère, par exemple le repère Ri. On doit donc calculerREM = RP/IRM PPour cela, il est nécessaire de connaître Rp/I qui n'est autre que la matrice des cosinus directeurs de la plateforme qui est fournie par la centrale à inertie C-3-2 de la plateforme, en général sous la forme des trois angles d'Euler Gisement ψ, Site Θ et roulis φ, à partir desquels, on calcule Rp 1 /I 1 puis REMM/I .
On en déduit les cosinus directeurs des gyromètres dans le repère inertiel au temps tL = tn par la formule : g/m [32]
OU Rg/m matrice constante définissant matrice des cosinus directeurs des gyromètres dans le repère mobile M. On déduit le quaternion Q(tn)deR™(tn) .
Le quaternion tn + kg g) obtenu par intégration numérique de l'équation du type Q = F(co)Q ou sous sa forme intégrée :
Avec la condition initiale : Q(tn) = Q;(tn) [33- b]
Nous verrons que cette condition initiale est la valeur de l'état prédit par le modèle à tn à laquelle s'ajoute une fraction de l'erreur entre mesure estimée et mesure réelle.
Où ω = ωιη δω , [33-d] calculée à partir des valeurs m fournies par les gyromètres et corrigées des erreurs des gyromètres δ estimées par un estimateur optimal du type de Kalman (étendu : EKF ou "sans odeur" : UKF) ou sous-optimal ("Moindres carrés récursifs" du type LMS, RLS,...) selon un modèle des erreurs du type
δώ = ω + ΔΚ ώ [34] où œbest un biais aléatoire et Kla matrice des erreurs de gain, de mésalignement et de couplage entre voies.
La propagation des erreurs gyrométriques est réalisée par un modèle dynamique des termes de ôco , lui-même intégré comme il est connu de le faire avec un filtre de KALMAN. En appelant dQ l'erreur entre la valeur Q M(tn) calculée par le moyen de détection de position magnétique au temps tn et Q(tn) intégrée t à tn , le vecteur d'état de propagation des erreurs est exemple du type
dQ = lF(œ)dQ + IC(Q)ôœ [36]
K = g ou κ = -^ω+\ξ
Tg [37]
AK = \K ou ΔΚ =—-ΔΚ + ΥΚ [38]
Y = dQ [39-a]
Y= d + v mesure [39-b]
v, Vg,Vk sont des bruits additif supposés gaussiens centrés fonction des caractéristiques des fluctuations des termes broet K de [38-a et 38-b] et de l'erreur fournie par la système de détection magnétique.
Les équations [35] à [38] peuvent être intégrées numériquement de diverses manières ou être mise sous la forme d'équations matricielles récurrentes. À chaque instant tn, les paramètres de δω sont recalés par des formules connues de l'homme de l'art fonction du filtre choisi, par exemple le filtre de KALMAN.
Dans cette hypothèse, la formule recalage à est du type :
X(t;) = X(t-) + Kn(Y-Y) [41]
Si le filtre de KALMAN (du type standard ou étendu
(EKF) ou unscented (UKF) est utilisé, Knest obtenu par des formules bien connues (prédiction et recalage de la matrice de covariance). Si κη= 1, on ne fait pas confiance au modèle de prédiction : le recalage consiste à initialiser l'intégration avec QM(tn) · Si Kn=0, on ne fait pas confiance aux mesures qui ne sont pas prises en compte. Le réglage du gain ne fait pas partie de l'invention, notamment car il dépend beaucoup des conditions expérimentales (bruit, qualité des capteurs, etc.).
La compensation de la latence s'effectue de la façon suivante : Après le recalage du filtre selon [41] à l' instant on intègre les équations [35] à [38] sur un temps tkg-Tobs/2 jusqu'àtkg ( le temps courant), en utilisant les vitesses angulaires brutes mémorisées sur cet intervalle de temps, et corrigées selon [33-d]. La valeur initiale de Q est la valeur recalée à t„ . On obtient une nouvelle valeur de Q(tkg) · Ensuite,
T . . .
de tkga tkg+—-, a chaque nouvelle acquisition de om , on calcule
Q(t. ) selon les mêmes formules [35] à [38] jusqu'à la nouvelle valeur de recalage Q(tn+1)date de l'arrivée de la nouvelle orientation du système de détection de position (première orientation) . On a ainsi réalisé la compensation.
On calcule la matrice des cosinus directeurs R /.(t^) définissant l'attitude des gyromètres dans le repère fixe et calculée à partir du quaternion Q(tkg) = [q0 qi q2 q3i de [33] par la formule suivante :
2 2 2 2
q0 + Qi - q3 - q4 2(q¾ -qo 3) 2(qfqf +q¾2)
2 2 2 2
R g/i = 2(q¾2 +q¾3) q0 + Q2 - q3 - Qi 2(q3q2 -q0q?) [42]
2 2 2 2
2(q?q3 -qoq2) 2(q¾2 + o ?) qo + q3 - qi - q2
La matrice définissant les cosinus directeurs du repère de l'objet mobile M par rapport au repère de référence (repère de le plateformeRp ) est ensuite calculée par 1 'expression
Rm/p ('k8) = ¾/ϊ (^)¾/ϊ (^)¾/π. [ 43 ] La seconde orientation peut être définie par les angles d'Euler extraits de la matrice Rm/p(t¾) par des formules connues de l'homme du métier.
Ce procédé permet d'une part de fournir à cadence très élevée (de l'ordre de 10 fois plus élevée) l'estimation de la seconde orientation, ce qui minimise le retard entre la fourniture des informations calculées et leur utilisation par le système qui en fait l'acquisition à une périodicité quelconque et de façon non synchronisée avec tn, et d'autre part la compensation de la latence par le calcul de la trajectoire de (tkg-Tobs/2) à tkg grâce à la mémorisation et leur correction des vitesses gyrométriques de (tkg-Tobs/2) à tkg. Les applications
Les applications de l'invention sont essentiellement celles pour lesquelles une grande précision est nécessaire pour la position et l'orientation d'un corps par rapport à un autre corps pris pour référence en présence de fortes perturbations électromagnétiques. La position et l'orientation du casque de pilotes d'aéronefs civils et militaires sans utiliser de cartographies magnétiques est une première application. De nombreuses applications en chirurgie, dans les simulateurs, capture de mouvements et jeux vidéo, etc. sont possibles.

Claims

Revendications
1 — Système de détermination sans contact de la position et de l'orientation d'un premier objet mobile (M) par rapport à un repère de référence (Rp) porté par un second objet fixe ou mobile (P), dans un environnement électromagnétique perturbé, du type comprenant :
- au moins un capteur électromagnétique C-l et au moins un capteur inertiel C-3-1, liées audit objet mobile (M)
- au moins un émetteur El comportant au moins une antenne d'émission, au moins une centrale inertielle C3-2 comprenant des capteurs inertiels liées à la plateforme
- un calculateur pour déterminer l'orientation et la position dudit objet mobile en fonction des signaux fournis par lesdits capteurs et capteurs inertiels,
caractérisé en ce qu'il comporte en outre au moins un capteur électromagnétique de référence C2 lié à ladite plateforme, et en ce que ledit émetteur El comprend en outre un capteur électromagnétique E-3 intégré, l'antenne de l'émetteur comportant des noyaux ferromagnétique de perméabilité magnétiques relative effective supérieure à 10, intégrant des capteurs (E-3) de mesure du champ magnétique Xu effectivement émis par les axes dudit sous-ensemble d'émission (E-l) qui fournissent les variables de mesure du champ effectif émis par l'émetteur El.
2 - Système de détermination sans contact selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend :
- Un premier ensemble d'émission (E) d ' induction ( s ) magnétique ( s ) , comportant une antenne d'émission et un premier sous-ensemble (E-l) d'émission de Ne bobines d'émission, Ne étant égal à au moins deux, dont les axes de symétrie, lesdits sous-ensemble (E-l) étant non parallèles entre eux, sont fixés sur le second objet (P) pour former un repère de référence (RE), - Un premier ensemble de réception (C-l) fixé sur le dit objet mobile comportant Nc>=2 bobines de réception non parallèles, sensibles au champ magnétique ambiant résultant de la somme vectorielle des champs émis par le dit premier ensemble d'émission et des champs magnétiques perturbateurs générés par des courants électriques existants dans l'environnement et par des aimantations ferromagnétiques, ce second ensemble formant un capteur (C-l) solidaire du premier objet mobile M tel que le produit Nc*Ne >= 6, et formant un repère de mesure (Rc^,
- Un processeur de calcul (4) destiné au calcul de la position et l'orientation du premier objet mobile (M), couplé à des premiers moyens de conversion analogique/numérique (4-1) destinés à réaliser l'acquisition des signaux analogiques à des temps discrets tk = k.Te, des seconds moyens de conversion digital/analogique (E-4) destinés à générer les courants prédéterminés injectés dans le premier ensemble d'émission (El),
- ladite antenne dudit premier sous-ensemble d'émission (E-l) comportant des noyaux ferromagnétique de perméabilité magnétiques relative effective supérieure à 10, intégrant des capteurs (E-3) de mesure du champ magnétique Xu effectivement émis par les axes dudit sous-ensemble d'émission (E-l) qui fournissent les variables Xu(j,tk -k(ic) Te)pour j=l à Ne et ic=l à
Ne,
- Un moyen (4-4) d'extraction du signal corrélé avec le bruit environnant XBR(tk-kbTe) issu des capteurs (Sb) liés rigidement à la plateforme (P), afin de former avec la mesure d'induction magnétique Xu un modèle complet des champs mesurés permettant l'extraction des six paramètres relatifs au modèle de champ sans perturbateurs, tout en réalisant un démultiplexage des voies émises simultanément, qui permet le calcul de la dite première position et l'orientation de (RM) .
- Un moyen d'hybridation comportant : o i) au moins un gyromètre triaxial lié rigidement à l'objet mobile, notamment un casque, et formant un sous ensemble inertiel de mesure gyrométriques IMU (C-3-1), et o ii) un moyen d'acquisition des informations d'attitude d'une centrale de navigation INS (C-3-2) liée à la plateforme
o iii) un système de détection de posture DDP magnétique (E) (C-l) (C-2) (4-4) lié au corps mobile et permettant d'annuler la latence du moyen de détection de position et de fournir les informations d'orientation par le calcul de l'intégration d'un système différentiel régissant la dynamique de l'attitude de l'objet (M) et celle des erreurs capteur (C-3-1). 3 - Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les courants pilotés par le processeur de calcul 4 étant émis simultanément sur les trois axes de façon continue ou discontinue selon un motif temporel cyclique de durée Tobs ~~ Toff= Nobs.Te -Toff, le processeur de calcul 4 estime en continu et en temps réel à une fréquence de récurrence de sortie Fout proportionnelle à _J_ égale ou supérieure aux fréquences de
T
rafraîchissement des images vidéo, les paramètres d'un modèle analytique de la somme vectorielle de toutes les inductions magnétiques présentes dans l'environnement, les variables dudit modèle sont déduites :
des mesures faites par ledit troisième sous ensemble d'émission E3 fournissant les j signaux XUj(tk) proportionnels aux induction émises,
du calcul des variables du type
Xcu(j,tk-k(ie)Te)
dont la combinaison linéaire est le modèle des perturbations corrélées avec le flux d'émission De l'estimation du signal somme des perturbations rayonnées de l 'environnement BRM(tk) , non corrélées avec les champs émis par les bobines de l'émetteur El, et issu soit des mesures du second bloc de réception C-2 soit extraites des mesures du signal du premier bloc de mesure C-l pendant le temps Toff d'extinction de l'émission.
4 - Système selon les revendications 1 à 3 caractérisé en ce que :
- les paramètres A(ic,j) dudit modèle analytique déterminés relatifs aux termes x^t^) et à l'axe de mesure ic du dit premier ensemble de réception (C-l) fournissent les termes du modèle dipolaire ou multipolaire des champs magnétiques inducteurs à partir desquels dits termes le calculateur 4 détermine une première valeur de la position et l'orientation du capteur fixé sur le premier objet mobile
(M) à chaque cycle d'émission Tobs, orientation définie par les trois angles d'Euler Gisement G, Site S, Roulis R
5 - Système selon les revendications 1 à 4 caractérisé en ce que les Ne courants prédéterminés injectés à travers les dites Ne bobines du second sous ensemble d'émission (E-l) génèrent des flux d'induction prédéterminés Fj(t) caractéristiques de chaque axe de ces dites bobines et cycliques de période Tobs dont la valeur est voisine des périodes de rafraîchissement des écrans de visualisation, sont tels que les valeurs de flux d'induction mesurés par le troisième sous- ensemble d'émission (E-3) de façon continue ou discontinue puis numérisés forment des séries temporelles qui ne soient pas linéairement dépendantes, c'est-à-dire qui forment une matrice de corrélation inversible.
6 - Système selon les revendications 1 à 5 caractérisé en ce que les variables définissant la partie du modèle linéairement dépendant des Ne flux Fj(t) mesurés, j=l à Ne, émis par les Ne premiers sous-ensembles d'émission et reçus par l'axe ic du premier ensemble de réception, est constitué d'une part d'une combinaison linéaire du type
avec Xcu(*k -klTe)=[XUl(tk -klTe)? XU2(tk -klTe)? XU3(tk
dans laquelle les termes Ac(ic,j ,k;) pour lesquels klc =0 tendent vers les valeurs proportionnelles au champ inducteur qui serait mesuré en Espace Libre en l'absence de toutes perturbations magnétiques, les autres coefficients représentant les valeurs proportionnelles aux inductions des effets perturbateurs linéairement dépendants des flux d'induction émis comme les effets Foucault et les effets ferromagnétiques.
7 - Système selon les revendications 1 à 6 caractérisé en ce que le modèle des signaux alternatifs de l'environnement de chaque composante ic du premier ensemble de réception soit constitué d'une somme de signaux de type sinusoïdal
dont les fréquences ω,, sont estimées pendant les périodes de non émission Toff à partir des signaux dudit premier ensemble de réception (C-l), pour former les variables Xsc d'un modèle regroupant la somme du modèle BEC(ic,tk)et du modèle
8 - Système selon les revendications 1, 2, 3, 6 caractérisé en ce que le signal mesuré par le second ensemble de réception BRM(ic,tk) est filtré pour obtenir le signal de référence de bruit BEbr(ic,tk)par les opérations suivantes :
BRM = ' : ~~ ^cu avec BRC(ÏCJUk b)-Xc(ic,j,kb)
9 - Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les Ne bobines du premier sous-ensemble d'émission sont bobinées sur un noyau ferromagnétique [E-l] cubique ou sphérique constitué de cylindres (ou parallélépipèdes) dont le rapport longueur sur diamètre (ou sur coté) est supérieur à 10 et la perméabilité magnétique est typiquement supérieure à 2000, les dits cylindres (ou parallélépipèdes) sont imbriqués de façon sensiblement identiques selon les trois directions définies par les axes de symétrie des bobinages et de telle sorte que le barycentre de la matière ferromagnétique de chaque axe soit le plus proche possible du centre commun des trois bobines.
10 - Système selon la revendication 1 et 9 caractérisé en ce que les courants injectés par le second sous- ensemble d'émission résultent d'un asservissement à grand gain de boucle de la chaîne directe (E-2) dont la consigne est un signal cyclique généré par (E-4) dans le processeur, le dit signal cyclique est de densité spectrale constante (Séquence Binaire Pseudo Aléatoire) ou dépendant de la fréquence, et le signal de retour soustrait à la consigne est proportionnel à l'induction issu du troisième sous-ensemble d'émission (E-3-2).
11 - Système selon les revendications 1 à 10 caractérisé en ce que la seconde orientation est calculée de la façon suivante :
Aux temps tk = k-Tobs , le quaternion Q(tk) définissant l'attitude des gyromètres dans le repère inertiel (R±) est calculé à partir des termes des matrices des cosinus directeurs Le quaternion Q(tk = tk + k τ ) obtenu par intégration
=tk +k„.T„ A(ô)m(u))Q(u)
numérique de 1 ' équation Q^) = Q(tk)+ Γ ^ k g g my;v du,
Jtk 2
avec Q(tk)est tiré du recalage du vecteur d'état X du type x(t;) =X(t^)+Kn(Y-Y) lors de la réception de l'orientation R^p(tk) donnant la mesure
où
^ 0 -a)mx(u) -CDmy(u) -COmz(u)
(omx(u) 0 œmz(U) -û)my(u)
COmy(u) -0)mz(u) 0 rômx(u)
Avec â) = a>m-ô<o, calculée à partir des valeurs ώη fournies par les gyromètres et corrigées des erreurs des gyromètres δώ estimées par un estimateur optimal du type de Kalman ou sous- optimal ("Moindres carrés récursifs" du type LMS, RLS,...) selon un modèle de propagation des erreurs du type ôrô = a>b+K-<Bm où cob est un biais aléatoire et K la matrice d'erreur de gain , de mésalignement et de couplage entre voies.
La matrice des cosinus directeurs Rg/jCtkg) définissant l'attitude dans le repère fixe est calculée à partir de la formule
q0 2 + q2 - q3 2 - q2. - q^2) 2(q2q2 + )
R 2(q2q422 +q 4ooq423)J qo02 + q22 -q 432 -q 421 2 ^^43422 ^ 4^o4l)
2(q i22qq33 22 2(q3q2 +q„qi) qo +q3 2 -q2 -q2
OÙ Q(tkg) = [q0 ¾1 q2 q3]t.
La seconde orientation fournie à tk est définie par la matrice des cosinus directeurs R m/ p kg définissant l'attitude du repère mobile par rapport au repère de référence est ensuite calculée par l'expression = Rp/i(VRS i(tkg )RL La seconde orientation est éventuellement fournie par les angles d'Euler extraits de la matrice Rm/p(t^) .
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