FR2996387A1 - Modulateur rf sigma delta a couplage capacitif, convertisseur analogique-numerique et appareil comprenant un tel modulateur - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un modulateur (100) radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC (108, 110) réalisant un filtre passe-bande (106), et couplés entre eux par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage, et plus particulièrement par une capacité de couplage variable. Elle concerne également un convertisseur analogique-numérique et un appareil électronique, tel qu'un récepteur RF, mettant en œuvre un tel modulateur RF Sigma Delta à temps continu.

Description

- 1 - « Modulateur RF Sigma Delta à couplage capacitif, convertisseur analogique- numérique et appareil comprenant un tel modulateur » L'invention concerne un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu. Elle concerne également un convertisseur analogique-numérique radiofréquence comprenant un tel modulateur ainsi qu'un appareil électronique, tel que par exemple un récepteur de radio logicielle, comprenant un tel modulateur et/ou un tel convertisseur.

Le domaine de l'invention est le domaine du traitement des signaux radiofréquence (RF) et plus particulièrement le domaine de la conversion analogique-numérique des signaux radiofréquences, et encore plus particulièrement dans les applications de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste.

Etat de la technique Il existe actuellement un besoin croissant de convertisseurs analogique-numérique RF présentant une bande de fréquence, dite d'intérêt, de plusieurs dizaines de mégahertz (MHz) centrée autour d'une fréquence de l'ordre du gigahertz (GHz). Ce besoin est porté par exemple par le développement de nouvelles techniques de radiocommunication basées sur la radio-logicielle Les convertisseurs analogique-numérique RF actuels sont prévus pour convertir l'ensemble de la bande de fréquences reçue (du DC jusqu'à plusieurs GHz). Ces convertisseurs présentent l'inconvénient d'avoir une consommation en puissance très élevée (plusieurs Watts) et par conséquent non-adaptée aux appareils électroniques portables. Les convertisseurs analogique-numérique de type Sigma Delta (SD) passe-bande constituent une réponse prometteuse pour ce besoin puisque ces derniers sont capables de convertir une bande de fréquence limitée autour d'une certaine fréquence centrale. Afin d'atteindre des fréquences centrales de plusieurs GHz, le filtre passe-bande de ce type de modulateur est le plus souvent réalisé à l'aide de résonateurs LC passifs. Cependant, les performances de ce type de convertisseurs ne sont pas suffisantes, - 2 - notamment en termes de rapport signal sur bruit (SNR pour « Signal-toNoise ratio »). Une façon d'augmenter le SNR, et donc les performances d'un convertisseur SD passe-bande, consiste à augmenter l'ordre du filtre LC passe-bande utilisé dans la boucle du modulateur d'un convertisseur SD RF. La solution classique pour réaliser des modulateurs SD LC avec un ordre élevé est de coupler plusieurs résonateurs LC à l'aide de transconductance Gm. Les performances des modulateurs SD obtenues avec des architectures basées sur un couplage avec une transconductance sont limitées. Ceci est dû au grand nombre de composants actifs qui augmentent le niveau de bruit et la non-linéarité, et donc, dégradent le SNR. En outre, ces composants augmentent la consommation en puissance du modulateur.

L'invention a pour but de pallier les inconvénients précités. Un autre but de l'invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu basse consommation. Un autre but de l'invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu de conception simple tout en présentant de meilleures performances en termes de rapport signal sur bruit et de linéarité. Enfin un autre but de la présente invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu plus facile à accorder.

Exposé de l'invention L'invention permet d'atteindre au moins l'un des buts précités par un modulateur radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC réalisant un filtre passe-bande, et couplés entre eux par au moins un élément de couplage capacitif, dit de couplage. Les résonateurs couplés entre eux permettent d'obtenir un filtre passe-bande d'ordre au moins quatre et donc d'obtenir un modulateur de performances similaires aux modulateurs d'ordre quatre de l'état de la technique. - 3 - De plus, les deux résonateurs LC sont couplés entre eux de manière capacitive, à la différence des modulateurs de l'état de la technique qui utilisent des transconductances notés Gm pour le couplage des résonateurs LC. De fait, le filtre passe-bande obtenu par couplage capacitif d'au moins deux résonateurs LC consomme moins que les modulateurs de l'état de la technique. Par ailleurs, la conception d'un filtre passe bande obtenu par couplage capacitif de deux résonateurs est plus simple et moins contraignant en termes de linéarité. En effet, un élément de couplage capacitif et de conception plus simple, introduit moins de bruit et dégrade beaucoup moins la linéarité du modulateur qu'une transconductance. Selon un mode de réalisation avantageux, le modulateur selon l'invention comprend exactement deux résonateurs LC réalisant un filtre passe-bande couplés entre eux par au moins un élément capacitif, dit de couplage. Ainsi, on obtient un filtre passe-bande d'ordre quatre plus facile à concevoir et à accorder que des filtres d'ordre supérieur tout en présentant des performances suffisantes pour les applications actuelles, par exemple de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste. Selon l'invention, l'élément capacitif de couplage peut comprendre au moins une, et en particulier exactement une capacité, dite de couplage. Une capacité est un composant électronique communément utilisé dans le domaine de l'électronique et de faible coût. L'au moins une capacité de couplage peut être, dans un mode de réalisation préféré, une capacité variable dont la valeur peut être ajustée, ajoutant ainsi un degré de liberté supplémentaire pour le réglage de la réponse en fréquence du filtre. Il est donc plus simple dans un filtre LC à couplage capacitif de modifier la fonction de transfert du filtre passe-bande réalisé par les deux résonateurs et d'obtenir une fonction de transfert de bruit (NTF pour « Noise Transfert Function ») qui maximise le rapport signalsur-bruit dans la bande de fréquences d'intérêt. Plus précisément, - 4 - l'architecture SD LC passe-bande proposée permet de facilement modifier la position fréquentielle des pôles produits par chacun des résonateurs LC du filtre passe-bande, dans la fonction de transfert du filtre passe-bande, pour les disposer à la même position fréquentielle que les zéros de la fonction de transfert du bruit du modulateur et ainsi minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante désirée. Il est important de noter que malgré le fait que la réponse en fréquence du filtre LC à couplage capacitif contient de forts pics, la fonction de transfert du signal (STF pour « Signal Transfert Function ») du modulateur SD est plate dans la bande passante du signal. Dans une version préférée du modulateur selon l'invention, au moins un résonateur LC, préférentiellement chacun des résonateurs LC, peut comprendre au moins une capacité variable dont la valeur peut être ajustée, pour optimiser la position des zéros dans la fonction de transfert du bruit et par conséquent minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante du filtre passe bande. Selon l'invention, chaque résonateur LC peut comprendre au moins un élément capacitif et au moins un élément inductif disposés en parallèle. Chaque élément capacitif et/ou chaque élément inductif d'au moins un résonateur, voire de chacun des résonateurs, peut être variable de sorte à modifier, pour un modulateur donné, la bande de fréquence d'intérêt selon les applications et les fréquences concernées pour chacune des applications. Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre en outre : - une boucle de contre-réaction, et - un additionneur configuré pour recevoir : - à l'une de ses entrées un signal analogique, et - à l'autre de ses entrées un signal fourni par ladite boucle de contre réaction et dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande. - 5 - Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre : - une boucle de compensation du retard de la boucle de contre-réaction, et - un autre additionneur, dit deuxième additionneur, configuré pour recevoir : - à l'une de ses entrées un signal fourni par le filtre passe-bande, et - à l'autre de ses entrées un signal de compensation de retard de boucle fourni par ladite boucle de compensation. 10 Avantageusement au moins l'une des boucles de contre-réaction ou de compensation peut comprendre un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR pour « Finite Impulse response »). Les coefficients de ces filtres sont déterminés par des techniques 15 connues de l'état de la technique. Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre au moins un moyen pour fixer la valeur du retard de boucle, à une valeur prédéterminée pour diminuer le nombre des coefficients du ou des filtres à réponse 20 impulsionnelle finie. En effet, il est possible en ajustant la valeur du retard de boucle d'annuler la valeur de certains des coefficients de chacun des filtres FIR utilisés dans la boucle de contre-réaction ou de compensation. Ainsi, pour un filtre passe-bande d'ordre quatre, c'est-à-dire un filtre 25 comprenant deux résonateurs LC à couplage capacitif, il est possible d'obtenir un filtre FIR de contre-réaction et un filtre FIR de compensation, comprenant chacun uniquement deux coefficients non nuls. Par conséquent, la conception du modulateur est simplifiée et la puissance consommée est diminuée. 30 Pour identifier la valeur du retard de boucle adéquate, c'est-à-dire la valeur que doit appliquer le moyen pour fixer la valeur du retard de boucle, il est possible de : - balayer la valeur du retard de boucle, par exemple de 0 à 2Ts, avec Ts correspondant à la période d'échantillonnage, et - 6 - - calculer les valeurs correspondantes de chacun des coefficients des filtres FIR. Il est possible alors d'identifier une valeur optimale du retard de boucle pour laquelle un ou plusieurs coefficients de chacun des filtres FIR s'annulent. Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre : au moins un moyen d'échantillonnage, et au moins un moyen de quantification ou au moins un moyen de comparaison ; - un convertisseur numérique analogique avec un filtre à réponse impulsionnelle finie appelé FIRDAC (pour Finite Impulse Response Digital-to-Analog Converter) disposés en série entre la sortie du quantificateur et les différents noeuds de contre-réaction et fournissant un signal analogique. Le moyen d'échantillonnage peut être agencé pour réaliser un échantillonnage à une fréquence d'échantillonnage fs telle que fs- 4*fc avec te la fréquence centrale de la bande de fréquence d'intérêt.

Selon un autre aspect de l'invention il est proposé un convertisseur radiofréquence analogique numérique sigma delta à temps continu comprenant au moins un modulateur selon l'invention et au moins un moyen numérique de traitement du signal numérique fourni par ledit modulateur pour fournir un signal numérique sur plusieurs bits.

Un tel moyen numérique peut être par exemple un DSP (pour « Digital signal processor ») en anglais. Selon l'invention, un modulateur ou un convertisseur selon l'invention est avantageusement réalisé en partie ou en totalité sous forme intégrée au 30 sein d'un circuit intégré, plus particulièrement au sein d'une puce électronique par exemple. - 7 - Selon un autre aspect de l'invention il est proposé un appareil de communication sans fil comportant un modulateur et/ou un convertisseur selon l'invention. Un tel appareil de communication peut se présenter sous la forme d'un 5 appareil autonome ou sous la forme d'un module intégré dans un ensemble. Un tel appareil de communication peut par exemple être un récepteur d'ondes radiofréquences. Suivant un mode de réalisation préféré, un modulateur selon 10 l'invention et/ou un convertisseur selon l'invention peu(ven)t être utilisé(s) pour la réalisation d'un récepteur de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste. 15 D'autres avantages et caractéristiques apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation nullement limitatif, et des dessins annexés sur lesquels : - la FIGURE 1 est une représentation mathématique d'un exemple de réalisation d'un modulateur selon l'invention ; 20 - les FIGURES 2 et 3 sont des représentations schématiques des résultats de simulations obtenus pour le modulateur de la FIGURE 1 ; et - la FIGURE 4 est une représentation schématique d'une architecture de récepteur RF selon l'invention. 25 Il est bien entendu que les modes de réalisation qui seront décrits dans la suite ne sont nullement limitatifs. On pourra notamment imaginer des variantes de l'invention ne comprenant qu'une sélection de caractéristiques décrites par la suite isolées des autres caractéristiques 30 décrites, si cette sélection de caractéristiques est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. Cette sélection comprend au moins une caractéristique de préférence fonctionnelle sans détails structurels, ou avec seulement une partie des détails structurels si cette partie uniquement est suffisante pour - 8 - conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. En particulier toutes les variantes et tous les modes de réalisation décrits sont combinables entre eux si rien ne s'oppose à cette combinaison sur le plan technique. Sur les figures, les éléments communs à plusieurs figures conservent la même référence. La FIGURE 1 est une représentation mathématique d'un exemple de réalisation d'un modulateur selon l'invention. Le modulateur 100 représenté sur la figure 1 comprend une entrée 102 pour recevoir un signal analogique X(s) et une sortie 104 fournissant un signal numérique Y(z). Le modulateur 100 comprend un filtre passe-bande 106 réalisé par deux résonateurs LC 108 et 110, identiques, couplés entre eux par une capacité de couplage Cc 112 variable dont la valeur peut être ajustée. Chaque résonateur LC 108 et 110 est réalisé par une capacité, qui est aussi variable, notée C, et une inductance, notée L, disposées en parallèle. Le modulateur 100 comprend en outre un échantillonneur 114 travaillant à une fréquence d'échantillonnage 1/T et un quantificateur 116. Le quantificateur 116 introduit dans le modulateur 100 un bruit de quantification symbolisé par la flèche notée E(z). L'échantillonneur 114 et le quantificateur 116 sont disposés en série du côté de la sortie 104 du modulateur 100, positionnés de sorte que l'échantillonneur 114 se trouve entre le filtre passe-bande 106 et le quantificateur 116. Le modulateur 100 comprend un premier additionneur 118 disposé entre l'entrée 102 du modulateur 100 et le filtre passe-bande 106, le premier additionneur 118 comprenant deux entrées et une sortie.

Le modulateur 100 comprend en outre une boucle 120 de contre réaction comprenant un filtre FIR, noté FIRDACu, 122. L'entrée de la boucle de contre-réaction 120 est reliée à la sortie 104 du modulateur 100. L'additionneur 118 est disposée de sorte que : - une de ses entrées est reliée à l'entrée 102 du modulateur 100, - 9 - - l'autre de ses entrées est reliée à la sortie de la boucle de contre-réaction 120, plus particulièrement à la sortie du filtre FIR 122, et - sa sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande 106.

Le modulateur 100 comprend un deuxième additionneur 124 disposé entre le filtre passe-bande 106 et l'échantillonneur 114, le deuxième additionneur 124 comprenant également deux entrées et une sortie. Le modulateur 100 comprend également une boucle 126 de 10 compensation du retard de boucle comprenant un filtre FIR, noté FIRDACc, 128. L'entrée de la boucle de compensation 126 est reliée à la sortie 104 du modulateur 100. Le deuxième additionneur 124 est disposé de sorte que : - une de ses entrées est reliée à la sortie du filtre passe-bande 15 106, - l'autre de ses entrées est reliée à la sortie de la boucle de compensation 126, plus particulièrement à la sortie du filtre FIR 128, et - sa sortie est reliée à l'entrée de l'échantillonneur 114. 20 La boucle de contre-réaction 120 et la boucle de compensation 126 comprennent une partie 130 commune au niveau de leurs entrées. Le modulateur 100 comprend un moyen 132 pour fixer la valeur du retard de boucle, disposé sur la partie commune 130 et permettant d'ajuster 25 la valeur du retard de boucle pour chacune des boucles de contre-réaction et de compensation. Le fonctionnement du modulateur 100 est le suivant : - un signal analogique entre dans le modulateur 100 par son 30 entrée 102 ; - le signal analogique fourni par le filtre passe-bande est échantillonné à une fréquence d'échantillonnage fs par l'échantillonneur 114 ; - 10 - - chaque échantillon de signal est fourni au quantificateur 116, qui en fournit un signal numérique sur un bit. La boucle de contre-réaction 120 a pour rôle la mise en forme du bruit de quantification avec une certaine fonction de transfert du bruit (NTF). La NTF est conçue de manière à minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante et par conséquent maximiser le rapport signal-sur-bruit dans cette bande. Le retard de boucle est dû au temps de réponse du quantificateur et 10 au temps de propagation des FIRDACs 122 et 128. Ce retard parasite modifie la NTF, et dégrade le rapport signal sur bruit (SNR) et peut induire une instabilité de la boucle de contre-réaction. La boucle de compensation 126 a pour rôle de compenser l'effet du 15 retard de boucle afin d'obtenir la NTF désirée. En supposant un filtre LC à couplage capacitif du 4eme ordre avec des résonateurs LC ayant des facteurs de qualité idéaux, la fonction de transfert du filtre passe-bande 106 de la figure 1 est donnée par les relations 20 suivantes : 1-1'(s) = Cc s3 Ci_ C2 + C1 Cc + Cc C2 C1+C2 + 2C c 1 s4 + s2 (C1 C2 + C1 Cc + Cc C2 )L + (C1 C2 + C1 Cc + Cc C2 )1,2 1 (c1 + C2 + 2Cc -(C1 - C2)2 + 4C,2) L 1 ( Ci + C2 + 2C c + (Ci - C2)2 + 40 L où s est la variable de Laplace, wo et w1 étant les fréquences d'oscillation des 2 résonateurs LC. Les équations (1) (2) et (3) montrent qu'il existe 3 paramètres qui permettent de contrôler la position de w1 et w2. Ces 3 25 paramètres sont : CI, C2 les capacités du ler et 2e résonateurs LC respectivement, et la capacité de couplage CC.

Les fonctions de transferts des filtres FIRDAC 122 et 128 sont données respectivement par les relations suivantes : MU-1 HFIRDACu(S) = HDAc(S) aie-iT (4) pour le filtre FIR 122, et i=o MG-1 HFIRDAcc(s) = HDAc(s) 131e1 (5) pour le filtre FIR 128 i=0 avec 1 - e-sT (6) HDAC(S) = OÙ Mu et Mc sont respectivement l'ordre des filtres FIRDAC 122 et 128, qui dans le présent cas est égale à quatre. Le gain de boucle est donné par : G'(z)f = H - ()1-1S,--FIRDACu(S) HFIRDACc(S)1 (7) La fonction de transfert de bruit du modulateur 100 est donnée par : 1 NTFc(z)= 1- G(z) (8) La fonction de transfert du signal du modulateur 100 est donnée par : STFc(s)= 1- Gcc(esT) Les coefficients des FIRDACs sont calculés pour obtenir une certaine NTF qui maximise le SNR dans la bande passante du signal tout en assurant la stabilité du système. Un retard supplémentaire peut être rajouté sur le retard de boucle parasite afin d'annuler certains coefficients, des filtres FIRDAC 122 et 128. Pour ce faire, les valeurs de retard de boucle sont balayées et les valeurs de chacun des coefficients sont calculées pour chaque valeur de retard de boucle. Une valeur optimale de retard de boucle peut alors être identifiée pour laquelle la valeur d'un ou plusieurs coefficients des filtres FIRDAC 122 et 128 est nulle. H(s) (9) - 12 - Un exemple est donné dans la suite pour illustrer cette optimisation du système.

La FIGURE 2 est une représentation schématique des fonctions de transfert de différents éléments du modulateur de la FIGURE 1 obtenues par simulation. Sur la FIGURE 2, l'axe des abscisses représente la fréquence normalisée du signal par rapport à la fréquence d'échantillonnage, à savoir fc/fs avec te la fréquence du signal et fs la fréquence d'échantillonnage. L'axe des ordonnées représente l'amplitude en dB. La courbe 202 représente la fonction de transfert du signal du modulateur 100, la courbe 204 représente la fonction de transfert du filtre passe-bande 106 et la courbe 206 représente la fonction de transfert du bruit du modulateur. La bande de fréquences d'intérêt est centrée autour de la fréquence normalisée 0.25, c'est-à-dire que le rapport fc/fs est de 0.25. La réponse en fréquence du bruit du modulateur (courbe 206) présente deux zéros 208 et 210.

La réponse en fréquence du filtre (courbe 204) présente quant à elle deux pôles 212 et 214. La position fréquentielle de ces pôles 212 et 214 peut être modifiée en modifiant la valeur de la capacité de couplage Cc et les pôles 212 et 214 peuvent être rapprochés ou éloignés en fonction de la valeur de la capacité de couplage. Il est important de noter que malgré le fait que la réponse fréquentielle du filtre LC à couplage capacitif contient de forts pics due à ces pôles, la fonction de transfert du signal (STF) du modulateur SD est plate (courbe 202) dans la bande de fréquences d'intérêt centrée autour de 0.25. En outre, cette STF a la réponse d'un filtre passe-bande ayant le même ordre du modulateur. Ce filtre contribue à l'atténuation des signaux hors-bande. - 13 - La FIGURE 3 est une représentation schématique de la densité spectrale de puissance du modulateur de la FIGURE 1 obtenue par simulation. Sur la FIGURE 2, l'axe des abscisses représente la fréquence normalisée du signal par rapport à la fréquence d'échantillonnage, à savoir fc/fs avec te la fréquence du signal et fs la fréquence d'échantillonnage. L'axe des ordonnées représente l'amplitude en dB.

La FIGURE 4 est une représentation schématique de l'architecture d'un récepteur RF selon l'invention. Le récepteur 400 représenté sur la FIGURE 4 peut être un récepteur de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste. Le récepteur 400 comprend une antenne 402 de réception d'un signal 15 analogique. Le signal analogique est fourni à un amplificateur 404 amplifiant le signal reçu. Le signal analogique amplifié est fourni à un convertisseur analogique- numérique RF SD 406 comprenant un modulateur selon l'invention, par 20 exemple le modulateur 100 de la FIGURE 1. Le convertisseur 406 fournit une version numérique du signal analogique mais uniquement pour les fréquences comprises dans la bande de fréquence d'intérêt, centrées autour d'une fréquence centrale notée fe. Le signal numérique fourni par le convertisseur 406 est ensuite envoyé 25 par un étage de traitement numérique comprenant par exemple un filtre de décimation 408. Le récepteur comprend en outre un module 410 pour ajuster/modifier la fréquence centrale te de la bande de fréquence d'intérêt.

30 A titre d'exemple un modulateur du 4eme ordre avec un filtre LC à couplage capacitif 100 a été réalisé dans une technologie CMOS 130nm. Le modulateur utilise la technique du sous-échantillonnage afin de diminuer la fréquence d'échantillonnage et par conséquent la consommation. Le modulateur est centré autour d'une fréquence centrale, fe=432MHz, avec - 14 - une fréquence d'horloge, fs = 4/3 te = 576MHz et un rapport de sur-échantillonnage de 64 les valeurs des coefficients. Un SNR de 50dB a été mesuré dans une bande passante de 4.5MHz pour une consommation de puissance de 20mW. Dans cette architecture, un retard de boucle de 1.5Ts a été utilisé afin de réduire le nombre de coefficients des FIRDACs de rebouclage. Ces coefficients sont donnés dans le tableau suivant : Filtre coefficients Valeur des coefficients FIRDACu al 1.30 122 az 0.00 a3 1.00 OE4 0.00 FIRDACu Ri 0.00 128 p2 -0.50 p3 0.00 P4 0.80 Ainsi, pour une valeur optimale de 1.5Ts, on remarque que pour chacun des filtres 122 et 128, deux coefficients sont nuls. Bien entendu l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits.10

Claims (15)

1. REVENDICATIONS1. Modulateur (100) radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC (108, 110) réalisant un filtre passe-bande (106), et couplés entre eux par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage.
2. 2. Modulateur (100) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend exactement deux résonateurs LC (108,110) réalisant un filtre passe-bande (106) couplés entre eux par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage.
3. 3. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'élément capacitif de couplage comprend au moins une capacité (112), dite de couplage.
4. 4. Modulateur (100) selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'au moins une capacité de couplage (112) est une capacité variable dont la valeur peut être ajustée.
5. 5. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'au moins un résonateur LC (108,110) comprend au moins une capacité variable dont la valeur peut être ajustée.
6. 6. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque résonateur (108,110) comprend un élément capacitif et un élément inductif disposés en parallèle.
7. 7. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend : une boucle de contre-réaction (120), et un additionneur (118) configuré pour recevoir : - à l'une de ses entrées un signal analogique, et- 16 - - à l'autre de ses entrées un signal fourni par la dite boucle de contre réaction (120) ; et dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande (106).
8. 8. Modulateur (100) selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre : - une boucle (126) de compensation du retard de la boucle de contre-réaction (120), et - un autre additionneur (124), dit deuxième additionneur, configuré pour recevoir : - à l'une de ses entrées un signal fourni par le filtre passe-bande (106), et - à l'autre de ses entrées un signal de compensation de retard de boucle fourni par ladite boucle de compensation (126).
9. 9. Modulateur (100) selon les revendications 7 ou 8, caractérisé en ce qu'au moins l'une des boucles (120,126) de contre-réaction ou de compensation comprend un filtre à réponse impulsionnelle finie (122,128).
10. 10. Modulateur (100) selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un moyen (132) pour fixer la valeur du retard de boucle a une valeur prédéterminée pour diminuer le nombre des coefficients du ou des filtres à réponse impulsionnelle finie (122,128).
11. 11. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre : - au moins un moyen (114) d'échantillonnage, et - au moins un moyen (116) de quantification ; disposés en série entre la sortie du filtre passe-bande (106) et l'entrée de la boucle de contre-réaction (120) et fournissant un signal numérique.
12. 12. Convertisseur (406) radiofréquence analogique numérique sigma delta à temps continu comprenant au moins un modulateur selon l'une quelconque- 17 - des revendications précédentes et au moins un moyen numérique de traitement du signal numérique fourni par ledit modulateur pour fournir un signal numérique sur plusieurs bits.
13. 13. Modulateur (100) ou convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est réalisé en partie ou en totalité sous forme intégrée au sein d'un circuit intégré.
14. 14. Appareil (400) de communication sans fil comportant un modulateur ou 10 un convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications précédentes.
15. 15. Utilisation d'un modulateur (100) ou d'un convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 pour la réalisation d'un récepteur 15 (400) radio logicielle.