FR2982099A1

FR2982099A1 - Commande d'un interrupteur dans un convertisseur de puissance

Info

Publication number: FR2982099A1
Application number: FR1159751A
Authority: FR
Inventors: Frederic Gautier; Bertrand Rivet
Original assignee: STMicroelectronics Tours SAS
Current assignee: STMicroelectronics Tours SAS
Priority date: 2011-10-27
Filing date: 2011-10-27
Publication date: 2013-05-03
Anticipated expiration: 2031-10-27
Also published as: CN202856650U; CN103095169A; CN107612401A; US9118260B2; CN107612401B; US20130107595A1; FR2982099B1; CN103095169B

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'au moins un interrupteur (Ki) dans un convertisseur (60) de puissance, dans lequel la vitesse de commutation dudit au moins un interrupteur (Ki) varie dynamiquement en fonction d'une mesure d'une grandeur (eta, T) représentative du rendement du convertisseur.

Description

B11215 - 11-T0-0514FR01 1 COMMANDE D'UN INTERRUPTEUR DANS UN CONVERTISSEUR DE PUISSANCE Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, les convertisseurs de signaux électriques (convertisseurs de puissance) utilisant au moins un interrupteur commutant selon un cycle périodique (interrupteur de découpage). Exposé de l'art antérieur Il existe de nombreux circuits de conversion ou transformation d'un signal électrique dans lesquels la régulation d'un signal de sortie est assurée en commutant un ou plusieurs interrupteurs à une fréquence relativement élevée, par exemple supérieure à 1 kHz. Les interrupteurs sont par exemple des transistors (MOS, IGBT, etc.) utilisés en commutation. En jouant sur la fréquence et sur le rapport cyclique de la commutation, il est possible de contrôler les caractéristiques du signal de sortie (forme, fréquence, puissance, tension, etc.). Les circuits de ce type comprennent, entre autres, les alimentations à découpage, des convertisseurs DC-DC, des circuits de correction du facteur de puissance, des onduleurs, des convertisseurs pour la production d'énergie électrique solaire ou éolienne, etc.

B11215 - 11-T0-0514FR01 2 La figure 1 représente un exemple de circuit onduleur triphasé 10. En fonctionnement, le circuit 10 reçoit une tension d'alimentation continue DC entre deux bornes d'entrée A et B, et fournit un signal alternatif triphasé sur trois bornes de sorties C, D et E. Dans cet exemple, le circuit 10 est utilisé pour alimenter un moteur asynchrone triphasé M. Le circuit 10 comprend six interrupteurs K1 à K6, par exemple des transistors bipolaires à grille isolée (IGBT). Les interrupteurs K1 et K2 sont reliés en série entre les bornes A et B. Parallèlement aux interrupteurs K1 et K2, les interrupteurs K3 et K4 d'une part, et K5 et K6 d'autre part, sont également reliés en série entre les bornes A et B. Les bornes de sortie C, D et E sont connectées respectivement au noeud commun entre les interrupteurs K1 et K2, au noeud commun entre les interrupteurs K3 et K4, et au noeud commun entre les interrupteurs K5 et K6. Des diodes Dl à D6 sont connectées en direct respectivement entre la borne C et la borne A, entre la borne B et la borne C, entre la borne D et la borne A, entre la borne B et la borne D, entre la borne E et la borne A, et entre la borne B et la borne E. Les grilles de commande des interrupteurs K1 à K6 sont respectivement reliées à des bornes de sortie 01 à o6 d'un circuit de commande 12 (MCU), par exemple un microcontrôleur. En fonctionnement, le microcontrôleur 12 impose aux interrupteurs K1 à K6 une séquence de commutation adaptée pour transformer la tension continue DC, appliquée sur les bornes A et B, en une tension moyennée alternative triphasée fournie sur les bornes C, D et E. Le cas échéant, la fréquence de commutation des interrupteurs et le rapport cyclique de la commutation peuvent être modifiés dynamiquement (par exemple par l'intermédiaire d'une interface utilisateur) pour modifier les caractéristiques du signal alternatif triphasé fourni au moteur et faire ainsi varier sa vitesse de rotation (variateur de vitesse). On notera qu'un tel circuit peut également servir à convertir l'énergie électrique produite par un alternateur.

B11215 - 11-T0-0514FR01 3 Les diodes Di (i allant de 1 à 6) sont des diodes dites de roue libre, permettant d'assurer la continuité du courant dans les éléments inductifs du moteur M à l'ouverture (blocage) des interrupteurs Ki. Les diodes Di permettent notamment d'éviter que des pics de tension brutaux ne soient appliqués aux bornes des interrupteurs à chaque ouverture d'un interrupteur Ki. De façon générale, dans les circuits de conversion utilisant un interrupteur de découpage, une diode est souvent 10 associée à l'interrupteur pour offrir un chemin de conduction secondaire au courant lorsque l'interrupteur est ouvert. Un inconvénient des convertisseurs utilisant un interrupteur de découpage en commutation dure associé à une diode (jonction PN) de roue libre (par exemple dans un montage 15 comprenant un élément inductif, un interrupteur de découpage, et une diode de roue libre) réside dans la perte de puissance liée à un phénomène de recouvrement de charges se produisant chaque fois que la diode passe d'un état passant à un état non-passant (c'est-à-dire à chaque fermeture de l'interrupteur). 20 La figure 2 représente schématiquement l'évolution en fonction du temps des courants ITR et ID, respectivement dans un interrupteur (transistor) de découpage et dans une diode associée à cet interrupteur, lors du blocage de la diode (fermeture de l'interrupteur). On suppose qu'à un instant tO, la 25 fermeture de l'interrupteur est commandée. L'interrupteur commence à conduire. Le courant ID dans la diode décroît alors depuis une valeur IF correspondant au courant traversant la diode en direct (forward current) avant blocage, jusqu'à une valeur négative IRM (reverse mode current), avant de croître 30 pour s'annuler. L'évolution du courant ITR dans l'interrupteur est opposée à celle du courant ID, c'est-à-dire que le courant ITR croît depuis une valeur approximativement nulle (interrupteur ouvert) jusqu'à une valeur maximale (pic) avant de décroitre jusqu'à une valeur stabilisée IF (interrupteur fermé). 35 La durée trr entre un instant tl, postérieur à tO et un instant B11215 - 11-T0-0514FR01 4 t2, postérieur à tl, pendant laquelle la diode est traversée par un courant inverse (et l'interrupteur par un courant supérieur au courant en régime établi), est appelée temps de recouvrement en inverse (reverse recovery time). Cette durée est nécessaire à l'évacuation de charges stockées restantes lorsque le courant direct s'annule (instant tl). On appelle ces charges restantes les charges recouvrées. La quantité Qrr de charges recouvrées se définit comme étant l'intégration en fonction du temps du courant inverse traversant la diode lors de son blocage (zone hachurée sur la figure 2). La quantité Qrr de charges recouvrées dépend de plusieurs facteurs et, en particulier, de l'intensité du courant IF traversant la diode lors du blocage, de la pente de décroissance du courant lors de son blocage (liée à la pente de croissance du courant dans le transistor lors de sa mise en conduction, c'est-à-dire dans l'intervalle de temps toff entre l'instant tO et l'instant tl), de la température de jonction en fonctionnement, et de la tension appliquée en inverse à la diode pour la bloquer. Ce phénomène de recouvrement caractéristique des jonctions PN est d'autant plus important que la tenue en tension en inverse de la diode est élevée. Les charges recouvrées sont dissipées en chaleur dans l'interrupteur et ne contribuent pas à la production du signal de sortie. Les pertes liées aux charges recouvrées représentent une part importante des pertes totales dans les convertisseurs de ce type.

Il serait souhaitable de réduire les pertes de puissance dans les convertisseurs utilisant un ou plusieurs interrupteurs de découpage, et, plus particulièrement, les pertes liées au phénomène de recouvrement de charges dans des diodes associées aux interrupteurs de découpage. Plus généralement, il serait souhaitable d'optimiser le fonctionnement des convertisseurs utilisant au moins un interrupteur de découpage associé à une diode de roue libre. Résumé Ainsi, un objet d'un mode de réalisation de la 35 présente invention est de pallier tout ou partie des B11215 - 11-T0-0514FR01 inconvénients des convertisseurs de puissance utilisant au moins un interrupteur de découpage. Un objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de minimiser les pertes en puissance dans les 5 convertisseurs utilisant au moins un interrupteur de découpage. Un autre objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de prévoir un procédé de commande d'un interrupteur de découpage dans un circuit de conversion ou transformation d'un signal électrique.

Ainsi, un mode de réalisation de la présente invention prévoit un procédé de commande d'au moins un interrupteur dans un convertisseur de puissance, dans lequel la vitesse de commutation dudit au moins un interrupteur varie dynamiquement en fonction d'une mesure d'une grandeur représentative du rendement du convertisseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la grandeur mesurée est un rapport entre la puissance reçue en entrée par le convertisseur et la puissance fournie en sortie du convertisseur.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, la grandeur mesurée est une température mesurée par un capteur placé à proximité du convertisseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la vitesse de commutation de l'interrupteur est asservie sur la grandeur mesurée, les variations de vitesse de commutation étant choisies pour maximiser le rendement en puissance du convertisseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le procédé comprend des itérations successives, et, à chaque 30 itération la vitesse de commutation est modifiée d'un incrément et la grandeur est mesurée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, à chaque itération, si la variation de la grandeur mesurée est représentative d'une diminution du rendement par rapport à B11215 - 11-T0-0514FR01 6 l'itération de rang précédent, le signe de l'incrément est modifié, sinon, le signe de l'incrément est maintenu inchangé. Un autre mode de réalisation de la présente invention prévoit un convertisseur de puissance comprenant au moins un 5 interrupteur de découpage, et un circuit pour commander l'interrupteur selon le procédé susmentionné Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comprend au moins une diode reliée à l'interrupteur. 10 Selon un mode de réalisation de la présente invention, la vitesse de commutation de l'interrupteur est réglable par l'intermédiaire d'une résistance variable reliée à sa grille de commande. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 15 les moyens de commande comprennent un microcontrôleur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comprend : des premier et deuxième interrupteurs en série entre des première et seconde bornes d'application d'une tension continue ; en parallèle, des 20 troisième et quatrième interrupteurs en série entre les première et seconde bornes ; en parallèle, des cinquième et sixième interrupteurs en série entre les première et seconde bornes ; et des première à sixième diodes respectivement en parallèle des premier à sixième interrupteurs. 25 Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur est adapté à fonctionner en onduleur triphasé pour le contrôle d'un moteur ou d'un alternateur. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que 30 d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, précédemment décrite, est un schéma électrique d'un exemple de circuit onduleur triphasé utilisant 35 des interrupteurs de découpage ; B11215 - 11-T0-0514FR01 7 la figure 2, précédemment décrite, est un chronogramme représentant schématiquement l'évolution du courant dans un interrupteur et dans une diode associée à cet interrupteur lors du blocage de la diode (fermeture de l'interrupteur) ; la figure 3 est un diagramme représentant schématiquement l'évolution de la valeur crête négative IRM du courant dans une diode lors de son blocage, en fonction de la pente de décroissance du courant dans la diode lors du blocage ; la figure 4 est un diagramme représentant 10 schématiquement l'évolution du temps de recouvrement trr d'une diode lors de son blocage, en fonction de la pente de décroissance du courant dans la diode lors du blocage ; la figure 5 représente schématiquement l'évolution dans un convertisseur utilisant un interrupteur de découpage 15 associé à une diode, des pertes en puissance liées à la diode en fonction de la pente de décroissance du courant dans la diode lors de son blocage ; la figure 6 est un schéma électrique d'un mode de réalisation d'un circuit onduleur triphasé utilisant des 20 interrupteurs de découpage ; et la figure 7 est un organigramme illustrant un mode de réalisation d'un procédé de commande d'un interrupteur de découpage dans un convertisseur de puissance. Description détaillée 25 De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. Par soucis de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. De plus, les figures 2 à 5 ont été tracées sans respect d'échelle. 30 Des études menées par les inventeurs ont montré que les pertes en puissance (et par voie de conséquence le rendement en puissance) dans un convertisseur utilisant un interrupteur de découpage associé à une diode (jonction PN), varient en fonction de la pente de décroissance du courant dans la diode lors de son 35 blocage (ou pente de croissance du courant dans l'interrupteur B11215 - 11-T0-0514FR01 8 lors de sa mise en conduction). Ceci s'explique en partie par le fait que l'ampleur du phénomène de charges recouvrées dans la diode dépend de la pente de décroissance du courant dans la diode lors de son blocage. Cette dépendance est illustrée par les figures 3 et 4. La figure 3 est un diagramme représentant schématiquement l'évolution de la valeur crête négative IRM (voir figure 2) du courant dans une diode lors de son blocage, en fonction de la pente de décroissance dI/dt du courant. La valeur crête IRM est représentée en ampères (A), en valeur absolue, et la pente de décroissance du courant dI/dt est représentée en ampères par microseconde (Alps). Le diagramme de la figure 3 montre que la valeur crête IRM augmente (en valeur absolue) lorsque la pente dI/dt augmente (selon une courbe de croissance non linéaire). Dans cet exemple, la valeur crête IRM passe d'environ 10 A pour une pente dI/dt d'approximativement 50 A/ps, à environ 65 A pour une pente dI/dt d'approximativement 500 A/ps. La figure 4 est un diagramme représentant l'évolution 20 du temps de recouvrement trr (voir figure 2) de la diode, en fonction de la pente de décroissance dI/dt du courant dans la diode lors de son blocage. Le temps trr de recouvrement est représenté en nanosecondes (ns). Le diagramme de la figure 4 montre que le temps trr de recouvrement diminue lorsque la pente 25 dI/dt augmente (selon une courbe de décroissance non linéaire). Dans cet exemple, le temps trr passe d'environ 100 ns pour une pente dI/dt de 50 A/ps, à environ 250 ns pour une pente dI/dt de 500 A/ps. Ainsi, lorsque la pente (dI/dt) augmente, les durées 30 toff entre les instants tO et tl et trr entre les instants tl et t2 diminuent, mais la valeur crête négative IRM du courant dans la diode augmente (voir figure 2). Il existe donc des conditions de commutation optimales pour lesquelles les pertes liées à la diode sont minimales.

B11215 - 11-T0-0514FR01 9 Pour un convertisseur donné, on pourrait imaginer de déterminer, par des mesures empiriques ou par simulation, une pente dI/dt optimale, c'est-à-dire une pente dI/dt pour laquelle les pertes liées à la diode sont minimales, ou, plus 5 généralement, une pente dI/dt pour laquelle les pertes totales de puissance dans le convertisseur sont minimales. On pourrait alors forcer la pente de décroissance dI/dt du courant dans la diode à sa valeur optimale. Un moyen de forcer le dI/dt à sa valeur optimale est de jouer sur la vitesse de commutation de 10 l'interrupteur de découpage (pente de croissance du courant dans l'interrupteur). Pour cela, on peut prévoir une résistance entre la borne de sortie du circuit de commande de l'interrupteur de découpage (borne oi du circuit 12 dans l'exemple de la figure 1) et la grille de commande de l'interrupteur. 15 Toutefois, les inventeurs ont constaté qu'en pratique, la pente dI/dt optimale dans un convertisseur utilisant un interrupteur de découpage associé à une diode, dépend de nombreux facteurs et fluctue facilement. Par exemple, la pente dI/dt optimale varie en fonction des conditions d'utilisation du 20 convertisseur et, en particulier, en fonction de sa charge et de sa température de fonctionnement et en fonction de la dispersion des caractéristiques des composants liée aux incertitudes des procédés de fabrication. La figure 5 est un diagramme représentant 25 schématiquement, dans un convertisseur utilisant un interrupteur de découpage associé à une diode, l'évolution des pertes en puissance P, en watts (W), liées à la diode, en fonction de la pente dI/dt de décroissance du courant dans la diode lors de son blocage. Dans cet exemple, le convertisseur est un onduleur 30 triphasé du type décrit en relation avec la figure 1, alimentant un moteur. Le diagramme de la figure 5 comporte deux courbes 51 et 53, représentant respectivement l'évolution des pertes P dans l'onduleur alimentant un moteur tournant à vide, et l'évolution des pertes P dans l'onduleur alimentant le même moteur 35 entrainant une charge (par exemple un véhicule).

B11215 - 11-T0-0514FR01 10 On observe que les pertes dans l'onduleur dépendent de la charge du moteur et, surtout, que la pente dI/dt optimale en terme de rendement varie de façon significative en fonction de la charge du moteur. Dans cet exemple, la pente dI/dt optimale lorsque le moteur tourne à vide (flèche 52 sur la figure) est d'approximativement 375 A/ps. En revanche, lorsque le moteur entraîne une charge, la pente dI/dt optimale (flèche 54 sur la figure) est d'approximativement 675 A/ps. On propose ici, dans un convertisseur utilisant un interrupteur de découpage associé à une diode, d'ajuster dynamiquement (c'est-à-dire de façon continue ou périodique pendant le fonctionnement du convertisseur) la pente dI/dt en fonction d'une mesure d'une grandeur représentative du rendement en puissance du convertisseur. Plus particulièrement, on propose d'asservir la pente dI/dt à une mesure du rendement en utilisant un algorithme de recherche du point de rendement maximal du convertisseur. Pour faire varier dynamiquement la pente dI/dt de décroissance du courant dans la diode, on prévoit de faire varier dynamiquement la vitesse de commutation du ou des interrupteurs de découpage, par exemple au moyen de résistances ou variables, ou en utilisant un générateur de courant variable. A titre d'exemple, la grandeur mesurée pour l'asservissement peut être une mesure de rendement proprement dite, c'est-à-dire du rapport entre la puissance mesurée à la sortie du convertisseur et la puissance mesurée en entrée du convertisseur. Pour cela, on peut prévoir des dispositifs de mesure du courant et de la tension en entrée et en sortie du convertisseur. Un calculateur ou tout autre dispositif adapté peut être prévu pour déterminer le rendement, étant entendu que les puissances en entrée et en sortie du convertisseur sont respectivement égales au produit du courant d'entrée par la tension d'entrée, et au produit du courant de sortie par la tension de sortie.

B11215 - 11-T0-0514FR01 11 Alternativement, la grandeur représentative du rendement en puissance du convertisseur peut être la température du circuit convertisseur, ou la température à l'intérieur d'un boîtier de protection du circuit convertisseur. En effet, la puissance électrique perdue dans le convertisseur est généralement intégralement transformée en chaleur. Les variations de température représentent donc assez fidèlement les variations du rendement en puissance du convertisseur (en supposant une certaine stabilité de la température ambiante pendant une période d'utilisation du convertisseur). Pour effectuer une telle mesure, un simple capteur de température peut être peut être prévu, par exemple sur un dissipateur de chaleur (généralement présent dans les convertisseurs de ce type), ou sur un composant du convertisseur (diode, interrupteur, ou autre composant). La figure 6 est un schéma électrique d'un mode de réalisation d'un circuit onduleur triphasé 60 utilisant des interrupteurs de découpage. Le circuit 60 comprend les mêmes éléments que le circuit 10 de la figure 1. Il diffère du circuit 10 notamment en ce que des résistances variables rl à r6 relient respectivement les grilles de commande des interrupteurs K1 à K6 (des IGBT dans cet exemple), aux bornes de sortie 01 à 06 du circuit de commande 12 (MCU). Les bornes de commande des résistances variables rl à r6 sont reliées respectivement à des bornes de sortie 01' à 06' du circuit 12. De plus, des moyens, non représentés, sont prévus pour mesurer dynamiquement une grandeur représentative du rendement en puissance du convertisseur. Les moyens de mesure comprennent par exemple des dispositifs de mesure des tensions et courants d'entrée et de sortie du convertisseur, pour mesurer directement le rendement Tl du convertisseur, ou un ou plusieurs capteurs de la température T du convertisseur. Le circuit de commande 12, par exemple un microcontrôleur, reçoit la grandeur mesurée, à savoir le rendement Tl et/ou la température T dans cet exemple, par l'intermédiaire d'une borne d'entrée IN du microcontrôleur.

B11215 - 11-T0-0514FR01 12 En fonctionnement, le circuit 12 impose aux interrupteurs K1 à K6 une séquence de commutation adaptée pour transformer la tension continue DC, appliquée sur les bornes d'entrée A et B, en une tension alternative triphasée fournie sur les bornes de sortie C, D et E. De plus, le circuit 12, ou calculateur (microcontrôleur, DSP, etc.) est programmé pour faire varier dynamiquement la valeur des résistances variables rl à r6, et donc la vitesse de commutation des interrupteurs K1 à K6, en fonction de la grandeur représentative du rendement, reçue sur la borne i. Dans un mode de réalisation préféré, le microcontrôleur est programmé pour faire varier dynamiquement la vitesse de commutation des interrupteurs Ki (i allant de 1 à 6) selon un algorithme de recherche d'un point de fonctionnement optimal, c'est-à-dire pour lequel le rendement 1 mesuré est maximal, et/ou pour lequel la température T mesurée est minimale. La figure 7 est un schéma bloc illustrant le fonctionnement d'un exemple de réalisation d'un tel algorithme de recherche d'un point de fonctionnement optimal en terme de rendement. Il s'agit d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, la vitesse de commutation de l'interrupteur est modifiée d'un incrément, et le rendement en puissance est mesuré. Si la variation de rendement par rapport à l'itération de rang précédent est négative, le signe de l'incrément est modifié, sinon, le signe de l'incrément est maintenu inchangé. Lors d'une étape d'initialisation 70 (itération n = 0), la vitesse de commutation dI/dt est réglée à une valeur moyenne entre des valeurs extrêmes dI/dtMIN et dI/dt (par exemple dI/dt = (dI/dt - dI/dtmiN)/2). Le rendement en puissance Tl du convertisseur est alors mesuré lors d'une étape 71, et un compteur d'itérations est incrémenté (n = 1). Commence alors un fonctionnement itératif dans lequel, à chaque itération, est prévue une étape 72 de réglage de la vitesse de commutation de l'interrupteur à une valeur 35 dI/dt = dI/dt + Ae, où Ae est un pas d'incrémentation choisi en B11215 - 11-T0-0514FR01 13 fonction de la précision d'asservissement visée. Le rendement en puissance Tl du convertisseur est ensuite mesuré lors d'une étape 73. Si la variation du rendement par rapport à l'itération de rang précédent est positive (augmentation du rendement), le signe du pas d'incrémentation Ae est maintenu inchangé (étape 74). Au contraire, si la variation du rendement est négative (diminution du rendement), le signe du pas d'incrémentation Ae est inversé (Ae = -Ae). A chaque itération, les étapes 72 à 74 sont répétées, ce qui permet d'asservir la vitesse de commutation de l'interrupteur sur la mesure du rendement, en recherchant en permanence à approcher une vitesse de commutation optimale en terme de rendement. Le procédé décrit peut être mis en oeuvre pendant 15 toute la durée de fonctionnement du convertisseur (en régime nominal). L'intervalle de temps entre deux itérations successives de l'algorithme peut être choisi en fonction des performances d'asservissement visées, et en fonction de la disponibilité du microcontrôleur ou de l'unité de contrôle 20 utilisée. En tout état de cause, l'intervalle de temps entre deux itérations successives doit être suffisant pour permettre de modifier la vitesse de commutation de l'interrupteur et de mesurer le rendement avec la nouvelle vitesse (en tenant compte de l'inertie thermique du convertisseur dans le cas où la mesure 25 représentative du rendement est une mesure de température). L'intervalle de temps entre deux itérations successives est par exemple compris entre 0,1 et 10 s. Tout autre intervalle de temps pourra cependant être envisagé en fonction des performances visées d'optimisation du rendement en puissance.

30 Le procédé décrit en relation avec la figure 7 peut être adapté à un asservissement sur une mesure de la température du convertisseur. Dans le cas d'un convertisseur utilisant plusieurs interrupteurs de découpage (tel que l'onduleur décrit en 35 relation avec la figure 6), on peut prévoir un procédé de B11215 - 11-T0-0514FR01 14 commande selon un algorithme du type décrit en relation avec la figure 7, dans lequel tous les interrupteurs Ki sont réglés parallèlement à la même vitesse de commutation à chaque itération de l'algorithme. En variante, on peut prévoir un 5 asservissement en plusieurs phases. Lors d'une première phase, tous les interrupteurs Ki sont réglés parallèlement à la même vitesse de commutation à chaque itération de l'algorithme. Ensuite, des phases de réglage fin peuvent être prévues, dans lesquelles la vitesse de commutation d'un seul interrupteur est 10 modifiée à chaque itération de l'algorithme. Un avantage du procédé de commande d'un interrupteur de découpage décrit ci-dessus est qu'il permet d'optimiser le fonctionnement, et notamment le rendement en puissance, du convertisseur.

15 En outre, ce procédé est facile à mettre en oeuvre. En particulier, dans les convertisseurs disposant déjà d'un calculateur (microcontrôleur, DSP, etc.) pour contrôler la fréquence de commutation et le rapport cyclique de commutation du ou des interrupteurs, il suffit de prévoir un moyen de 20 contrôle du dI/dt (résistance variable, générateur de courant variable, ou autre dispositif), et de programmer de façon adaptée le calculateur pour ajuster dynamiquement le dI/dt. En variante, des circuits (unité de contrôle) dédiés à la mise en oeuvre de ce procédé peuvent être prévus.

25 Le procédé décrit peut être mis en oeuvre par des moyens matériels ou logiciels ou une combinaison des deux. Des modes de réalisation particuliers de la présente invention ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art.

30 En particulier, l'invention ne se restreint pas à l'exemple décrit en relation avec la figure 6 dans lequel la vitesse de commutation d'un interrupteur de découpage est réglée par l'intermédiaire d'une résistance variable reliée à sa grille de commande. Tout autre moyen de contrôle du dI/dt d'un 35 interrupteur et/ou d'une diode associée à cet interrupteur B11215 - 11-T0-0514FR01 15 pourra être utilisé. Un autre moyen est d'utiliser un générateur de courant contrôlable comprenant par exemple un premier transistor bipolaire de type PNP dont l'émetteur est relié à une borne d'application d'un potentiel positif et le collecteur est relié à la grille de commande de l'interrupteur, et un deuxième transistor bipolaire de type NPN dont l'émetteur est relié à la masse et dont le collecteur est relié à la base du premier transistor bipolaire, la base du deuxième transistor bipolaire étant commandée par un convertisseur numérique-analogique (par exemple le microcontrôleur). En outre, l'invention ne se limite pas au cas où l'interrupteur est un transistor MOS ou IGBT. Tout autre interrupteur de puissance adapté pourra être utilisé. De plus, l'invention ne se limite pas à l'exemple d'algorithme de recherche d'un point de fonctionnement optimal en terme de rendement, décrit en relation avec la figure 7. Tout autre procédé de commande d'un interrupteur de découpage comprenant une variation dynamique de la vitesse de commutation de l'interrupteur en fonction d'une mesure d'une grandeur représentative du rendement en puissance du convertisseur pourra être utilisé. En outre, l'invention ne se limite bien entendu pas à l'exemple décrit en relation avec la figure 6 dans lequel le convertisseur est un onduleur triphasé pour la commande d'un moteur. Le procédé de commande proposé pourra être utilisé dans tout autre convertisseur utilisant un interrupteur de découpage.

Claims

REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'au moins un interrupteur (Ki) dans un convertisseur (60) de puissance, dans lequel la vitesse de commutation dudit au moins un interrupteur (Ki) varie dynamiquement en fonction d'une mesure d'une grandeur (11, T) représentative du rendement du convertisseur.
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite grandeur (11) est un rapport entre la puissance reçue en entrée par le convertisseur et la puissance fournie en sortie du convertisseur.
3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite grandeur (T) est une température mesurée par un capteur placé à proximité du convertisseur.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel la vitesse de commutation dudit au moins un interrupteur (Ki) est asservie sur ladite grandeur (11, T), les variations de vitesse de commutation étant choisies pour maximiser le rendement en puissance du convertisseur.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant des itérations successives, dans lequel à chaque 20 itération la vitesse de commutation est modifiée d'un incrément et ladite grandeur est mesurée.
6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel à chaque itération, si la variation de ladite grandeur est représentative d'une diminution du rendement par rapport à 25 l'itération de rang précédent, le signe de l'incrément (De) est modifié, sinon, le signe de l'incrément est maintenu inchangé.
7. Convertisseur de puissance comprenant au moins un interrupteur (Ki) de découpage, et un circuit (12, MCU) pour commander ledit au moins un interrupteur selon l'une quelconque 30 des revendications 1 à 6.
8. Convertisseur selon la revendication 7, comprenant au moins une diode (Di) reliée audit au moins un interrupteur (Ki).B11215 - 11-T0-0514FR01 17
9. Convertisseur selon la revendication 7 ou 8, dans lequel la vitesse de commutation dudit au moins un interrupteur (Ki) est réglable par l'intermédiaire d'une résistance variable (ri) reliée à sa grille de commande.
10. Convertisseur selon l'une quelconque des revendi- cations 7 à 9, dans lequel lesdits moyens de commande comprennent un microcontrôleur (12, MCU).
11. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, comprenant : des premier (K1) et deuxième (K2) interrupteurs en série entre des première (A) et seconde (B) bornes d'application d'une tension continue (DC) ; en parallèle, des troisième (K3) et quatrième (K4) interrupteurs en série entre les première (A) et seconde (B) 15 bornes ; en parallèle, des cinquième (K5) et sixième (K6) interrupteurs en série entre les première (A) et seconde (B) bornes ; et des première (Dl) à sixième (D6) diodes respectivement 20 en parallèle des premier (K1) à sixième (K6) interrupteurs.
12. Convertisseur selon la revendication 11, adapté à fonctionner en onduleur triphasé pour le contrôle d'un moteur ou d'un alternateur.