FR2722046A1 - Dispositif d'egalisation et de detection d'erreur - Google Patents
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Abstract
Un processeur de signal pour des canaux bruyants de communications numériques compressées à haut débit est proposé sous forme d'un système combiné comprenant des moyens de filtre (40), une pluralité de filtres de retard de décision (43i ), des moyens de décodage des erreurs de détection, qui opèrent sur une séquence de symboles de canal reçus. La présente invention concerne aussi un procédé d'égalisation et de détection d'erreurs combinées pour permettre une communication numérique à haut débit plus fiable.
Description
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DISPOSITIF D'EGALISATION ET DE DETECTION D'ERREUR
La présente invention concerne un dispositif et un procédé perfectionnés d'égalisation et de détection d'erreur combinées permettant une communication numérique à haut débit plus performante. Les canaux à haut débit. ou d'une manière équivalente à bandes larges, de signaux numériques compressés comportent souvent de graves interférences intersymboles, dans lesquels un symbole interfère avec d'autres symboles transmis, avant ou après. Des techniques classiques pour atténuer ce problème sont l'égalisation linéaire, l'égalisation de feedback de décision (DFE pour "Decision Feedback Equalization") et l'estimation de séquence à probabilité maximum (MLSE pour "Maximum Likelihood Sequence Estimation"). Parallèlement, le problème du bruit additif était aussi considéré, des codes de correction d'erreurs et des procédés
1 5 de modulation de codes pouvant réduire de manière effective ces effets indésirables.
Pour les canaux comportant à la fois des interférences intersymboles et du bruit, le récepteur le plus connu est l'estimateur de séquence à probabilité maximum efficacement appliqué en utilisant le décodeur Viterbi. Toutefois, ce récepteur est complexe et gros consommateur de composants, spécialement lorsque la mémoire de canal est grande. Dans beaucoup de cas, le DFE atteind à peu près la même performance que le décodeur Viterbi de manière beaucoup plus simple, son inconvénient étant la propagation de l'erreur qui peut intervenir quand la partie feedback du DFE contient une erreur de décision. Une approche directe, c'est-à- dire cascades de DFE et décodage, est presque la solution la meilleure puisque les symboles décodés qui sont les données les plus fiables, ne sont pas retournées vers l'égaliseur, et ainsi ne prennent pas part aux corrections prévues des symboles
suivants à recevoir.
Les effets indésirables de l'interférence intersymboles et du bruit sont évidemment étroitement liés dans de tels canaux, en conséquence une approche combinée d'égalisation et de décodage peut donner de meilleures résultats que
l'approche en cascades.
Une telle technique combinée utilise le précodage Tomlinson, dans lequel une partie de l'égaliseur est située dans l'émetteur. Cette technique est limitée principalement parce que le récepteur doit mettre à jour l'émetteur avec les paramètres du canal lorsque ceux-ci changent. Quelques variations de cette
technique sont aussi utilisées.
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Une autre technique combinée est connue du brevet américain US 4 821 288 (Robert E. Peile, "Parallel Channel Equalizer Architecture"). Dans cette technique n DFEs individuels traitent une séquence de mots codés à n symboles entrelacés hélicoïdalement de manière à ce que les n égaliseurs individuels fournissent simultanément un vecteur à n symboles (correspondant à un mot codé) à un décodeur de correction d'erreurs. Les symboles décodés sont ensuite transmis au filtre de feedback de décision comme une donnée plus fiable pour les symboles à recevoir. Il est à noter que le décodeur est situé sur le trajet de feedback, et que l'entrelacement hélicoïdal est utilisé pour maîtriser les retards indésirables introduits
o10 par le décodeur.
L'approche prise dans la présente invention est bien plus simple d'un point de vue conceptuel et pratique. La présente invention s'applique à tous les canaux comportant un problème d'interférences intersymboles et de bruits additifs
comme dans les HDSL. ADSL, ATNI, ISDN, PC-modems.
La présente invention concerne un système combiné comprenant un unique filtre de correction aval (ou dite aussi d'action anticipée), une pluralité de filtres de feedback de décision, des moyens décodeurs de détection d'erreurs et des moyens de contrôles agissant sur une séquence de symboles d'un canal reçu. Une séquence de N symboles correspondant à un mot codé de N symboles, est transmis sur un canal perturbé par des bruits additifs et des interférences intersymboles. Dans le récepteur, un équaliseur détecte au début les échantillons de symboles du canal reçu. Un contrôleur attribue d'une manière dynamique les B détections de symboles les moins fiables dans la séquence reçue, et assigne une transmission DFE continûment alternative (branche), à l'origine de ces emplacements soupçonnés. La valeur du nombre entier B est déterminée par les caractéristiques du canal et de la performance recherchée. Enfin, un décodeur est utilisé pour sélectionner une des transmissions des N symboles, de préférence la transmission la plus probable, en
accord avec un ensemble prédéfini de règles.
- la figure 1 est un bloc diagramme simplifié de l'émetteur.
- la figure 2 illustre un canal avec des interférences intersymboles et du
bruit additif.
- la figure 3 est un procédé schématique simplifié d'un égaliseur de
feedback de décision conventionnel.
- et la figure 4 illustre un récepteur combiné selon l'invention.
Soit une séquence de symboles {an} dans laquelle n=O,1,... et an sont
tirés d'un alphabet fini, transmise par un canal causal discret avec un bruit additif.
La sortie d'un tel canal est donnée par: yF? = ia,,1h, + v, (1) t=0 dans laquelle ho, hl,...hM indique les coefficients de réponse impulsionnelle du canal, M est un entier positif et {Vn} sont les échantillons de bruit. Toutes choses o étant égales par ailleurs, supposons ho = 1. La séquence de sortie du canal (Yn) dans 1, peut être observée à la sortie du filtre de correction avale 30 de l'égaliseur de
feedback de décision décrite dans la figure 3.
En référence à la figure 3. l'évaluation de l'équaliseur, Zn, du énième symbole, an, peut être exprimée comme suit: [- i -n a,, + a, -,], h, +vj (2)v dans laquelle an est le énième symbole détecté à la sortie du dispositif de décision 31. La séquence de symboles an sera par la suite référencée comme la "transmission
standard".
Pour plus de simplicité mathématique, supposons que le modulateur 11 de la figure 1 utilise une modulation d'amplitude d'impulsion (PAM pour "Pulse
Amplitude Modulation") pour transmettre des signaux par le canal de la figure 2.
Dans ce cas, les symboles an sont tirés de l'ensemble A = ( 1, +3,..., _A) dans
lequel A est un entier impair.
Une erreur de canal est dite survenue si l'échantillon de bruit IVnl est > à 1 et Jan + v,, < A.
Une erreur de détection est dite survenue si an; an.
La propriété suivante est importante. Supposons qu'il n'y ait pas d'erreur de détection initiale, alors âk = ak pour chaque k satisfaisant à k<n, alors le bruit ajouté au énième symbole est obtenu de l'équation 2 Vn= Zn - an (3) d'o, la valeur estimée du bruit ajouté, vn = Zn - ân peut être une mesure de l'assurance de la énième décision. Cette mesure sera par la suite référencée comme le "metrique" du énième symbole. Plus]I, est grand, plus il est probable qu'une erreur de décision soit survenue dans ân, en d'autres termes, la
décision sur le énième symbole est moins fiable lorsque [,,[ augmente.
Dans l'émetteur de la figure 1. K symboles de l'information source arrive dans le décodeur 10 et une séquence codée {an}; correspondant à un mot codé de N symboles est obtenu à la sortie de l'encodeur. Une clef cyclique ou code CRC (CRC pour "Cyclic Redundancy Check") est utilisée systématiquement pour les raisons suivantes, par ordre de préférence 1. les codes CRC ont de bonnes capacités de détection des pointes d'erreurs, ce qui est exactement le cas lorsqu'une unique erreur de décision se transforme en propagation d'erreur dans un système égaliseur de feedback de décision. 2. les codes CRC possèdent une quantité de structures qui permet à l'encodage et au décodage d'être très facile à réaliser en utilisant des registres à
décalage de feedback linéaire.
3. un code systématique est utilisé pour des raisons d'efficacité du récepteur. La raison 3 nécessite quelques explications. La capacité de détection d'erreurs, plus que la capacité de correction d'erreurs d'un code CRC peut être utilisée par le récepteur selon la présente invention. De manière à exploiter pleinement la capacité de détection d'erreurs du code, il est suffisant de vérifier si une séquence de N symboles, {ân}. appartient au code. En rappelant que les
premiers K symboles d'un mot codé systématique sont les symboles information-
sources tandis que les derniers (NT-K) symboles sont les symboles de contrôle de redondance, cette tâche peut être effectuée simplement en réencodant les premiers K symboles détectés et en comparant le reste des (N-K) symboles détectés avec les symboles de contrôle de redondance à la sortie du réencodeur. Si les derniers (N-K)
symboles sont égaux, alors la séquence {ân} est un mot codé valide.
Une séquence codée {an} de l'encodeur 10 est modulée en 11 et transmis par le canal de la figure 2. L'encodeur I0 et le modulateur 1 1 n'ont pas besoin d'être séparés, des procédés combinés d'encodeurs et de modulateurs comme
des modulations codées en treillis et des codes de grilles peuvent être utilisés.
Le canal de la figure 2 introduit des interférences intersymboles 20 et du bruit additif, il a une fonction de transfert discrète H(z) qui n'est pas nécessairement fortuite. En fait, pratiquement la plupart de ces canaux souffrent d'interférences intersymboles introduits à la fois par les symboles transmis avant et après, cela est dû à la décroissance graduelle aux caractéristiques dispersives de ces canaux. Le système selon l'invention est illustré par la figure 4. Des échantillons de symboles reçus sont d'abord présentés au filtre de correction aval 40. Le filtre de correction aval a pour but de modifier la partie non casuelle de l'interférence intersymboles, c'est-à-dire la partie produite par les symboles qui ont été transmis après que les symboles soient en ce moment estimés. Cela diffèere par rapport à l'art antérieur en ce qu'un filtre de correction aval unique est commun à tous les filtres de feedback. Il n'y a pas besoin de multiples filtres de correction aval puisque son contenu est indépendant des décisions prises par tous les dispositifs de décision 42i (à la différence du filtre de feedback 43i, o les décisions prises par le dispositif de décision 42i lui sont retournées). Le filtre de correction aval utilise beaucoup de composants puisqu'il opère sur des valeurs "réelles", plus que sur des valeurs entières. Dans la présente invention, un filtre de correction aval unique est nécessaire, il en résulte ainsi une meilleure efficacité dans l'utilisation des composants. La sortie Yn du filtre de correction anticipée 40, qui est un échantillon de symboles modifiés. est simultanément fourni à toutes les B branches continûment indépendantes. Chaque branchement utilise une unité de feedback et de
décision (DFU pour "Decision and Feedback Unit").
Dans le DFU indice i. un filtre de correction aval 43i utilise les décisions précédentes du dispositif de décision 42i pour former une réplique de la
partie de l'interférence intersymboles causée par les symboles reçus précédemment.
Cette réplique est soustraite en 41i de l'échantillon de symboles modifiées Yn. Le
résultat Zni est l'estimation du symbole présent an.
Le dispositif de décision 42i sélectionne. à partir de l'ensemble des o symboles A, le svmbole le plus proche de Zni noté âni, accompagné par la métrique correspondante I,,[ (l'estimation de la valeur du bruit). Le dispositif de décision sélectionne aussi les prochains plus proches symboles de Zni. Ce qui arrive après est exclusivement contrôlé par le contrôleur. Les évènements suivants peuvent subvenir: 1. Si la métrique 1 < lil < T quand o < T < 1 0 et 1 est un seuil préréglé pour être déterminé en accord avec la variation du bruit des canaux, âni est considéré comme étant une décision sûre et est ainsi fournie au filtre de correction aval 43i. Aucune branche additionnelle n'a besoin d'être ouverte, ainsi aucun DFU additionnel n'est assigné. 2. Si la métrique T < *,,[ < 1 alors âni n'est pas une décision sûre. D'o. il est raisonnable de penser que le prochain symbole le plus proche de Zni a été en fait transmis. Le contrôleur "ouvre" une branche alternative, en fait il assigne un DFU disponible dit d'indice k pour cette branche, le prochain symbole le plus proche est considéré comme une décision sûre pour cette branche et est ainsi fourni aux filtres de feedback 43k. Si aucun des B DFUs n'est disponible, le contrôleur écarte la branche la moins sure parmi les B branches indépendantes et
réassigne le DFU correspondant pour la branche alternative.
Evidemment, la métrique lv,,I du symbole présent doit être plus grand
que la métrique initiale de la branche écartée.
De cette manière, le contrôleur permet d'une manière dynamique à tout moment les B branches originaires des B détections de symboles les moins sûres dans la séquence reçue. DFU0 est dédié à la transmission standard, c'est à dire qu'il
est constitué seulement des décisions du plus proche symbole.
Les deux observations suivantes sont importantes pour des raisons pratiques: 1. Une nouvelle branche ouverte par erreur, est la plupart du temps le résultat d'une erreur de propagation. De tels raccordements sont normalement caractérisés par logiquement une haute métrique des symboles suivant immédiatement le point de branchement. Le contrôleur reconnaît ces évènements et
agit pour écarter de telles branches.
2. Un emboîtement de branches, c'est-à-dire une branche originaire d'une branche est autorisée puisqu'il est statistiquement possible pour une seconde erreur de canal de survenir tandis que l'erreur de propagation causée par la première erreur de canal dure toujours. Connaissant les caractéristiques du canal, le niveau
d'emboîtement peut être limité en nombre par le contrôleur.
Ces deux observations permettent aux sources, appelées les B DFUs.
d'être assignées à des évènements plus probables. Ainsi B ne devrait pas être trop grand, la valeur de B peut être déterminée comme un compromis entre la
complexité des composants et la performance requise.
Après qu'une séquence de N symboles correspondant à un mot codé transmis, ait été reçue et traitée comme cela est décrit ci-dessus, il y a quelques transmissions de N symboles en dehors desquelles l'un doit être sélectionné comme l'ultime sortie. Il y a plus de B transmissions de N symboles malgré qu'il y ait seulement B DFUs puisque la plupart des branches refusionne avec la transmission standard après quelques symboles. Le nombre de symboles dans une branche, jusqu'à se refusionner avec le trajet standard. est très lié à la longueur de l'erreur de
propagation moyenne ou au volume de mémoire dans le canal.
Le contrôleur vérifie, dans un ordre prédéfini, si une transmission de N symboles appartient au code. La première transmission qui appartient aux codes est sélectionnée comme la dernière sortie. Si aucune des transmissions n'appartient au code, la transmission standard est sélectionnée. Les premiers K symboles de la
transmission sélectionnée sont les données informations sources demandées.
L'ordre de vérification des transmissions est tel que la plupart du temps, des transmissions sont données comme priorité plus haute et sont ainsi vérifiées en premier comme ci-dessous:
i. la transmission standard est vérifiée en premier.
ii. la transmission avec un petit nombre de branches sont antérieures.
iii. parmi les transmissions avec le même nombre de branches, celles qui
ont une plus petite métrique sont antérieurs.
Toutes les transmissions de ii ne sont pas vérifiées. Les transmissions avec un nombre de branches plus grands que le nombre d'erreurs de canal attendus sont moins probables, et ainsi ne sont pas nécessairement vérifiés. Sur les canaux avec un coefficient signal/bruit important. le nombre d'erreurs de canal attendues est très petit même pour des grandes séquences de symboles. Puisque les codes CRC sont faciles à encoder, le récepteur peut encoder toutes les transmissions au au vol,
et il n'y a pas besoin d'attendre que tous les N symboles soient reçus et traités.
Dans un autre mode de réalisation, le contrôleur replace quelques
symboles dans la transmission standard, avec ceux des branches les plus probables.
o30 en accord avec le nombre d'erreurs de canaux attendus. Il traite alors le maximum de décodages probabilistes de la transmission standard modifiée, utilisant la métrique correspondante. Malgré que l'invention se soit référée en détail au mode préférentiel, d'autres codes et d'autres moyens d'égalisation peuvent aussi être utilisés, avec
d'autres variations. sans s'éloigner de l'esprit de l'invention.
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Claims (7)
1. Dispositif d'égalisation et de détection d'erreur pour traiter une séquence série de symboles reçus, groupés en mots codés de N symboles, avec B branches (42i 43i) concomittantes indépendantes, ce dispositif d'égalisation et de détection d'erreur comprenant: - des moyens pour fournir à toutes cesdites B branches une séquence d'échantillons de symboles reçus, modifiés par un filtre de correction aval (40) de manière à ce que chaque symbole soit perturbé par seulement des signaux modifiés précédents; - des moyens associés à chacune de cesdites B branches pour traiter le filtrage de feedback (43i) et l'estimation de symboles présents (Zn); - des moyens associés à chacune desdites B branches pour déterminer le plus proche et le prochain plus proche symbole de l'estimation du symbole présent (Zn), et pour calculer la métrique (,,) du présent symbole (an); - des moyens de détection d'erreurs pour vérifier si une transmission
de N symboles par cesdites branches (42i,43i) appartient au code.
2. Dispositif d'égalisation et de détection d'erreur selon la revendication 1 comprenant de plus des moyens de contrôle associés à chacune de ces B branches (42i,43i) pour sélectionner le symbole devant être retournés au filtre
de feedback (43i).
3. Dispositif d'égalisation et de détection d'erreur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le contrôleur contrôle toutes les allocations des DFUs pour les B branches (42i,43i), un DFU étant toujours alloué à une
transmission standard.
4. Dispositif d'égalisation et de détection d'erreur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le contrôleur fixe la priorité d'encodage pour
les transmissions de N symboles.
5. Un système combiné de réception pour traiter une séquence série de symboles reçus, groupés en mots codés de N symboles, dans des DFUs indépendants concomittants, ledit système comprenant: - un registre de correction aval unique (40) qui reçoit une séquence série d'échantillons de symboles reçus et modifie chaque symbole de manière à
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former une réplique de chaque symbole perturbé seulement par les symboles modifiés précédents; - une pluralité de B dispositif de décisions indépendants (42i) pour déterminer les plus proches et les prochains plus proches symboles de l'estimation de symboles présents (Zn), et pour calculer la métrique (v,) du présent symbole (an); - un contrôleur unique pour sélectionner un desdits plus proches symboles pour chacun de ces B dispositifs de décision (42i), pour déterminer quel est le filtre de feedback (43i) approprié auquel adresser ledit symbole sélectionné, et pour rafraîchir son contenu si nécessaire, - une pluralité de B filtres de feedback (43i) identiques indépendants pour recevoir une séquence de symboles, précédemment choisi finalement par ledit contrôleur, et former une réplique de l'interférence causée par ces symboles; - des moyens de détection d'erreur pour réencoder les premiers symboles d'un transmission de N symboles et comparer les (N- K) symboles résultants avec les
mêmes symboles de ladite transmission.
6. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le contrôleur comprend de plus, des moyens pour déterminer la priorité de l'encodage des
transmissions de N symboles, et par conséquent la sortie finale.
7. Procédé comprenant les étapes suivantes: - réception d'une séquence série de symboles, groupée en mots codés de N symboles, construit par l'encodage des K-symboles d'une source d'informations; - filtrage de la séquence reçue avec un unique filtre de correction aval (40), commun à tous les DFUs, de manière à supprimer la partie de l'interférence intersymboles de l'estimation présente causée par les symboles qui ont été transmis après que le symbole ait été estimé à ce moment; - dans chaque DFU, filtrage (43i) des symboles choisis finalement par le filtre de correction aval (40) de manière à former une réplique de la partie de l'interférence intersymboles causée par les symboles décidés précédemment; - dans chaque DFU, réduire la sortie du filtre de feedback (43i) à partir de la sortie du filtre de correction aval (40) pour obtenir une estimation égalisée du présent symbole; - dans chaque DFU, calcul de la métrique (,,) de l'estimation présente (Zn) et décision de ce qui est la décision fiable;
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- ouverture d'une branche alternative pour des décisions non sûres, qui sont les erreurs DFE suspectées, de manière à ce qu'il y ait B branches originaires des B décisions de symboles les moins sures; - décodage des N-transmissions de symboles, qui correspondent aux mots codés, dans un ordre fixé par le contrôleur de manière à ce qu'il reflète la probabilité des évènements d'erreurs tout au long de la transmission des N symboles; sélection de la première transmission de N symboles qui appartient au
code comme la sortie finale.
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Effective date: 20110331 |