FR2700426A1 - Convertisseur électronique à haut rendement. - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un auto-oscillateur en pont complet, en demi-pont symétrique ou en demi-pont asymétrique destiné à la conversion de l'énergie électrique. Le dispositif est-constitué par une structure classique utilisant des transistors bi-polaires NPN ou PNP 5a, 5b, 5c et 5d dont la conduction cyclique est assurée par des enroulements 6a, 6b, 6c et 6d convenablement orientés, lesquels sont couplés à un enroulement 6 connectée en série avec le courant à fréquence élevée travers le circuit de charge 7. Les transistors bi-polaires utilisés sont montés en base commune, ce qui élimine les inconvénients que présentent les dispositifs construits selon l'art antérieur, lesquels utilisent lesdits transistors en montage à émetteur commun. Le dispositif est particulièrement adapté à la réalisation de tous convertisseurs utilisés dans l'industrie, notamment pour transformer le courant d'un réseau alternatif 50/60 Hz.
Description
La présente invention concerne les dispositifs électroniques du type convertisseur d'énergie électrique utilisant des transistors bi-polaires incorporés dans des montages faisant appel à des structures "en pont", en "demi-pont", "push-pull" ou mono-transistor.
De nombreux dispositifs utilisant ce type de transistors et de montages ont été décrits.
En effet, avec le développement croissant des appareillages alimentés par le secteur alternatif, la nécessité de recourir à l'utilisation de tels convertisseurs pour transformer l'énergie sans pertes appréciables, se ressent dans l'industrie.
La solution la moins onéreuse réside dans l'emploi de transistors bi-polaires haute tension, lesquels réclament une surfaçe de silicium 2 à 3 fois plus faible que leurs homologues à effet de champs du type "MOSFET". En outre, ce type de transistors bi-polaires, dans la mesure où ils sont convenablement commandés, permettent de diviser par 2 les pertes totales de commutation, par rapport aux susdits MOSFET, ce, à énergie convertie égale.
Les montages en pont ou en demi-pont symétrique et asymétrique utilisés selon l'art antérieur permettent d'obtenir des résultats convenables,- surtout, lorsque leur commande est assurée par un transformateur d'intensité dont le primaire est traversé par le courant à haute fréquence de sortie.
Tous les susdits montages revendiqués utilisent ces transi sa tors connectes en "émetteur commun", car ils sont exclusivement spécifiés pour cet usage par tous les fabriquants de semi-conducteurs. De ce fait, le montage le plus employé actuellement est conforme à la FIGURE L, ci-après annexée.
Sur ce schéma, l'on peut voir les deux transistors 5a et 5b connectés en série, cette série étant connectée en parallèle avec les bornes du condensateur 3, assurant, par exemple le lissage du courant secteur rectifié. Les condensateurs 3a et 3b, sont montés en série et cette série, est connectée en parallèle avec ledit condensateur 3, ceci constituant la seconde branche
du spont recherché. L'énergie convertie à haute fréquence
est prélevée par le transformateur constitué par les
enroulements 9a et 9b. L'énergie propre à assurer la
commande de la conduction alternée desdits transistors
est, quant à elle, prélevée par le primaire 6 du transforma
teur d'intensité dont les enroulements secondaires 6a et 6b, convenablement orientés assurent ladite commande par un courant convenable appliqué sur l'espace base
émétteur de chacun desdits transistors.
du spont recherché. L'énergie convertie à haute fréquence
est prélevée par le transformateur constitué par les
enroulements 9a et 9b. L'énergie propre à assurer la
commande de la conduction alternée desdits transistors
est, quant à elle, prélevée par le primaire 6 du transforma
teur d'intensité dont les enroulements secondaires 6a et 6b, convenablement orientés assurent ladite commande par un courant convenable appliqué sur l'espace base
émétteur de chacun desdits transistors.
Sur ce schéma, est décrite la structure réelle correspondant
à un transistor bi-polaire hauve-tension standard.
à un transistor bi-polaire hauve-tension standard.
Avec l'aide de ce schéma, il est facile de comprendre
quels sont les problèmes occasionnés par ce type de montage.
quels sont les problèmes occasionnés par ce type de montage.
Le premier de ces problèmes concerne la tension que peut
supporter chacune des tranches de silicium ainsi déssinées.
supporter chacune des tranches de silicium ainsi déssinées.
Dans le cas présent, compte tenu de l'impédance 6a connectée
entre la base et l'émétteur, le courant courant commuté
transite successivement entre la couche externe de la
zone N+ correspondant au "collectur", la couche dopée
N-, la couche P correspondant à la "base" et la couche
N+ correspondant à "l'émetteur". Ce courant de haute valeur absolue vient s'additionner au courant de commande qui circule, quant à lui,, de la zone P de base, à la zone N+ d'émetteur.
entre la base et l'émétteur, le courant courant commuté
transite successivement entre la couche externe de la
zone N+ correspondant au "collectur", la couche dopée
N-, la couche P correspondant à la "base" et la couche
N+ correspondant à "l'émetteur". Ce courant de haute valeur absolue vient s'additionner au courant de commande qui circule, quant à lui,, de la zone P de base, à la zone N+ d'émetteur.
Cet état de choses entraine des - conséquences fondamentales sur les qualités de fonctionnement desdits transistors:
1 ) la tension maximale que peut supporter chaque transistor est limitée au Vceo dudit transitor, qui correspond à moins que la moitié de la tension de claquage Vcbo spécifiée. Cette limitation est corroborée par
l'exemple de transistors très répandus dont les paramè
tres en cause sont spécifiés comme suit:
TYPE Vcbo Vceo
BUV 46 850v 400v
BU 505F 1500v 700v
BUX 85 1000v 450v
BU 406 400v 150v
13005A 850v 400v
2 ) la tension et le courant de base d'un transis ainsi utilisé doivent répondre à des critères bien précis.
1 ) la tension maximale que peut supporter chaque transistor est limitée au Vceo dudit transitor, qui correspond à moins que la moitié de la tension de claquage Vcbo spécifiée. Cette limitation est corroborée par
l'exemple de transistors très répandus dont les paramè
tres en cause sont spécifiés comme suit:
TYPE Vcbo Vceo
BUV 46 850v 400v
BU 505F 1500v 700v
BUX 85 1000v 450v
BU 406 400v 150v
13005A 850v 400v
2 ) la tension et le courant de base d'un transis ainsi utilisé doivent répondre à des critères bien précis.
30) les temps de commutation à l'ouverture et à la fermeture d'un transistor ainsi utilisé entraînent des pertes importantes dans les zones de transition, ce qui limite à -quelques dizaines de kilohertz la-fréquence utile.
Des moyens palliatifs ont été imaginé; à-savoir: - réseaux d'aide à la commutation à l'ouverture, - réseaux d'aide à la commutation à la fermeture, - réseaux d'anti-saturation...
Tous ces dispositifs sont complexes à mettre en oeuvre, onéreux et entraînent des pertes supplémentaires.
Afin de résoudre le problème de la commande d'un transistor ainsi utilisé, il a été développé des circuits monolithiques propres à assurer un résultat optimal.
L'inconvénient de tels circuits de commande est, outre le coût, le fait qu'ils ne soient pas adaptables à la commande de transistors montés en pont ou en demi-pont.
De ce fait, la commande la plus appropriée pour ce type d'application demeure le transformateur de commande, apte à fournir les courants de base recherchés ainsi que l'isolation galvanique nécessaire entre les différents éléments dudit pont ou demi-pont.
Dans la définition d'un tel dispositif de commande, l'empirisme le plus absolu règne toujours chez les fabricants.
En effet, du fait des pertubations qu'engendre le courant principal transitant en opposition de phase avec le courant de commande entraîne des phénoménes complexes difficilement spécifiables dans tous les cas de fiure par les fabricants de semi-conducteurs
Dans le cas d'utilisation de tels transistors en émetteur commun, ces phénomènes sont d'autant plus accusés que l'addition desdits courants steCfectue au niveau des zones P/N+ dont la capacité relative est élevée, ceci entrainant le problème bien connu de focalisation et de défocalisation du courant.
Dans le cas d'utilisation de tels transistors en émetteur commun, ces phénomènes sont d'autant plus accusés que l'addition desdits courants steCfectue au niveau des zones P/N+ dont la capacité relative est élevée, ceci entrainant le problème bien connu de focalisation et de défocalisation du courant.
Pour toutes ces raisons, plutôt que d'utiliser des réseaux de protection complexes et couteux, l'on préfére générale ment sur-dimensionner la surfaçe des transistors utilisés dans tels montages à usage économique.
Le dispositif, objet de l'invention, permet de résoudre les problèmes énonçés plus haut. Il permet de réaliser des convertisseurs en pont, n demi-pont, push-pull-ou mono-transistor, par l'utilisation fiable et économique de transistors bi-polaires.
Un exemple d'application dudit dispositif est illustré par la FIGURE 2, ci-annexée.
La structure du montage indiqué ici est semblable à la structure décrite par la FIGURE 1. Les transistors bipolaires Sa et 5b, convenablement orientés, sont connectés en série afin de former la première branche d'un pont dont la seconde est constituée par les condensateurs 3a et 3b, eux-mêmes connectés en série.
Les bornes polarisées dudit pont sont reliées aux bornes de la source continue d'alimentation figurée par le condensateur 3.
L'énergie de sortie à fréquence élevée est prélevée entre les bornes E et F correspondant aux -sorties du secondaire 9b qui appartient au transformateur 9 dont le primaire 9a est connecté en série avec le primaire 6 du transformateur de commande doté des secondaires 6a et 6b. La serie ainsi constituée est connectée entre les points milieux de chacune des susdites branches de pont.
Dans le dispositif, objet de l'invention, à la différence de l'art antérieur, les transistors 5a et 5b constituant la susdite première branche de pont sont connectés en "base commune". Ceci signifie que le courant principal de commutation transite du collecteur à la base sans traverser la zone N+ de l'émetteur.
Pour obtenir ce résultat, le collecteur du transistor
Sa est connecté à l'une des bornes polarisée de la sourçe d'alimentation, tandis que sa base est connectée directement au collecteur du transistor 5b dont la base est connectée directement à l'autre borne polarisée cie la sourçe d'alimentation. Le circuit de sortie à fréquence élevée est connecté, d'une part, entre le point commun à la base du transis tor 5a et au collecteur du transistor 5b et d'autre part, connecté au point commun au condensateur 3a et 3b.
Sa est connecté à l'une des bornes polarisée de la sourçe d'alimentation, tandis que sa base est connectée directement au collecteur du transistor 5b dont la base est connectée directement à l'autre borne polarisée cie la sourçe d'alimentation. Le circuit de sortie à fréquence élevée est connecté, d'une part, entre le point commun à la base du transis tor 5a et au collecteur du transistor 5b et d'autre part, connecté au point commun au condensateur 3a et 3b.
La commande alternée de la conduction de chacun desdits transistors est assurée respectivement par les enroulements secondaires 6a et 6b du transformateur de commande dont le primaire 6 est couplé au courant de sortie à fréquence élevée.
Lesdits enroulements 6, 6a et 6b sont convenablement orientés les uns par rapport aux autres de telle sorte qu'après délivrance d'une impulsion issue d'un dispositif de déclenchement non représenté ici, le circuit puisse entrer en auto-oscillation. Cette auto-oscillation étant entretenue par le courant circulant par le circuit série comprenant, d'une part, le secondaire 6a, la résistance 8a, la zone N+ d'émetteur et la zone P de base, d'autre part, le secondaire 6b, la résistance 8b, la zone N+ d'émetteur et la zone P de base.
Les résistances 8a et 8b sont facultatives, mais leur emploi est nécessaire dans le cas où l'impédance des secondaires 6a et 6b est faible: elles permettent, en effet, de limiter à une valeur négligeable le courant principal qui tendrait à transiter par le contact d'émetteur.
Le gain en courant h21b des transistors ainsi utilisés en montage base commune est inférieur à l'unité, à la différence du gain en courant h21e des transistors utilisés en montage emetteur commun par l'art antérieur dans de telle structures en pont. Ceci n'a aucune importance dans de telle montage où la commutation en tout ou rien d'un courant est recherchée et que le moyen de commande est un secondaire de commande 6a ou 6b dont il est facile d'adapter -les caractéristiques sans nuire au bon rendement énergétique global.
Dans ces conditions, le courant de commande transitant de l'émetteur à la base n'est pratiquement pas perturbé par le courant principal transitant du collecteur à la base. Ceci a pour conséquence d'obtenir les temps de commutation à l'ouverture et à la fermeture des transistors, les plus courts possible, eu égard aux geométries des pastilles utilisées, et partant, une fréquence utile maxima.
Un ;second avantage imputable au dispositif, objet de l'invention, est de quasiment éliminer les problèmes de focalisation et de défocalisation du courant observés dans le montage emetteur commun, selon l'art antérieur.
Un troisième avantage inhérent audit dispositif est dû au fait que la tension de claquage à respecter est non plus le V(br)ceo, V(br)cex, V(br)cey, Vceo(sus), Vcer(sus), ou le Vcex(sus), paramètres souvent imprécisement et irrégulièrement définis par les fabricants, mais le V(br)cbo qui dépend des caractéristiques de la diode base/collecteur
P/N-, dont la tenue en tension est maximale et facilement spécifiable.
P/N-, dont la tenue en tension est maximale et facilement spécifiable.
Un quatrième avantage dudit dispositif est la possibilité naturellement offerte d'éliminer les diodes de double circulation 16a et 16b nécessitées par les dispositifs selon l'art antérieur. En effet, avec le dispositif, objet de l'invention, après l'ouverture de chacun desdits transistors, l'impulsion parasite générée par l'inductance de sortie, en vertu de la loi de Lentz, peut être évacuée directement par la jonction P/N- considérée qui joue alors le rôle d'une diode normale.
Comme on le voit, le dispositif, objet de l'invention, dans son application aux convertisseurs en pont, permet d'éradiquer des problèmes mal résolus ou partiellement résolus par tous les montages selon l'art antérieur, de plus, il est simple à mettre en oeuvre, économique et permer de minimiser à l'extreme les pertes en commutation des transistors bi-polaires utilisés.
La FIGURE 3, ci-après annexée, illustre pratiquement ce qui a été décrit plus haut, concernant le dispositif objet de l'invention.
La structure utilisée est un demi-pont symétrique dont le déclenchement de l'auto-oscillation est commandée par le dispositif 4 susceptible de fournir une impulsion convenable au secondaire 6e couplé au transformateur de commande comprenant les enroulements 6, 6a et 6D.
Le circuit de sortie 7, connecté entre les bornes C et
D, correspond à différents modes de prélèvement de l'énergie convertie en fonction des applications rechercnées.
D, correspond à différents modes de prélèvement de l'énergie convertie en fonction des applications rechercnées.
Parmi ces types d'application, certains sont décrits par les FIGURES 4, 5, 6 et 7, annexée ci-après.
La FIGURE 4 illustre l'application du dispositif à l'usage de transformateur électronique. Les bornes du primaire 9a correspondent aux susdites bornes C et D. Le secondaire 9b permet le prélèvement de l'énergie à haute fréquence pour l'appliquer sur un récepteur quelconque.
Le rapport de transformation peut être quelconque, élévateur ou abaisseur de tension.
Le courant délivré par le secondaire 9b peut être redressé par le moyen de diodes rapides à faible trr et filtré par un condensateur de stockage.
La- FIGURE 5 illustre l'application du dispositif à usage
"d'énergie transfert". Dans ce cas, l'inductance de limitation de courant se résume au primaire 9a. Le récepteur
10 est connecté en série avec l'inductance 9a, la série
ainsi constituée est connectée entre les susdites bornes
C et D. Un condensateur 11 connecté en parallèle avec
le récepteur 10, constitue avec l'înductance du primaire 9a le circuit oscillant r-égtssant la fréquence du dispositif.
"d'énergie transfert". Dans ce cas, l'inductance de limitation de courant se résume au primaire 9a. Le récepteur
10 est connecté en série avec l'inductance 9a, la série
ainsi constituée est connectée entre les susdites bornes
C et D. Un condensateur 11 connecté en parallèle avec
le récepteur 10, constitue avec l'înductance du primaire 9a le circuit oscillant r-égtssant la fréquence du dispositif.
La FIGURE 6, illustre l'application du dispositif à usage
"d'énergie transfert" avec redressement préalable du
courant -de sortie par le pont de diodes 12. Le récepteur
10 est connecté entre les sorties polarisées du pont
12, le condensateur 13 assurant le filtrage du courant
redressé. Le condensateur 11 est connecté en parallèle avec les entrées non-polarisées du pont redresseur 12.
"d'énergie transfert" avec redressement préalable du
courant -de sortie par le pont de diodes 12. Le récepteur
10 est connecté entre les sorties polarisées du pont
12, le condensateur 13 assurant le filtrage du courant
redressé. Le condensateur 11 est connecté en parallèle avec les entrées non-polarisées du pont redresseur 12.
Ce condensateur regit -en- partie la fréquence d'oscillation du dispositif.
Le circuit de sortie ainsi constitué est connecté entre les b-ornes C et D de la FIGURE 3. Il est à noter que dans ce
cas, le récepteur est alimenté en courant continu, alors
que dans le cas précédent celui-ci est alimenté directement
par le courant à fréquence élevée issu dudit convertisseur.
cas, le récepteur est alimenté en courant continu, alors
que dans le cas précédent celui-ci est alimenté directement
par le courant à fréquence élevée issu dudit convertisseur.
La FIGURE 7 illustre l'application du dispositif à usage
de ballast électronique pour lampe fluorescente. Dans
ce cas, les cathodes émissives 14a et 14b de la lampe
fluorescente 14 sont connectées en série avec le condensa
teur 11 de valeur choisie. Ce premier circuit série est lui-meme connecté en série avec l'inductance Ya. a résonnance entre le condensateur 11 et l'inductance 11 permet de soumettre l'espace ionisable de ladite lampe à une tension suffisamment élevée pour permettre son amorçage après qu'accessoirement, le courant à fréquence élevée traversant lesdites cathodes ait échauffé ces dernières afin de produire une émission thermolonique.
de ballast électronique pour lampe fluorescente. Dans
ce cas, les cathodes émissives 14a et 14b de la lampe
fluorescente 14 sont connectées en série avec le condensa
teur 11 de valeur choisie. Ce premier circuit série est lui-meme connecté en série avec l'inductance Ya. a résonnance entre le condensateur 11 et l'inductance 11 permet de soumettre l'espace ionisable de ladite lampe à une tension suffisamment élevée pour permettre son amorçage après qu'accessoirement, le courant à fréquence élevée traversant lesdites cathodes ait échauffé ces dernières afin de produire une émission thermolonique.
Le circuit ainsi constitué est connecté entre les susdites bornes C et D appartenant au convertisseur précédemment décrit.
Le circuit illustré par la FIGURE 3, ci-annexée, associé à l'un des circuits de sortie illustrés par les FIGURES 4, 5, 6 ou 7, peut être alimenté par la tension du réseau appliquée entre les bornes A et B. Le courant dû à cette tension traverse l'inductance d'antiparasitage 1 pour charger les entrées non polarisées du pont de diodes 2. Les sorties polarisées dudit pont chargent le condensateur de lissage 3 entre les bornes duquel, l'energie polarisée d'alimentation du susdit convertisseur peut être prélevée.
La FIGURE 8, ci-après annexée, illustre un autre exemple d'application du dispositif, objet de l'invention.
Dans ce cas, si la première branche du susdit pont convertisseur est toujours constitué par les 2 transistors 5a et 5b connectés en série, la seconde branche dudit pont est constituée, non plus par 2 condensateurs connectés en série, mais par 2 autres transistors connectés en série de manière identique à ceux constituant ladite première branche. De cette manière, l'on se trouve en présence d'une structure en pont complet utilisant des transistors bi-polaires connectés en base commune.
Ces 2 nouveaux transistors 5c et 5d sont commandés, comme indiqué plus haut par les secondaires 6c et 6d couplés au même primaire 6. L'orientation relative des enroulements 6, 6a, 6b, 6c et 6d est choisie de telle sorte que l'autooscillation du dispositif soit obtenue permettant, dans un premier temps,- par exemple, la conduction simultanée des transistors 5a et 5d, et dans un second temps la conduction simultanée des transistors 5b et 5c. Il est bien entendu que ce temps de conduction simultanée d'une des paires de transistors obéit à un cycle dont le temps de conduction de chacune des paires est égal à son temps de non conduction.
Comme dans les autres exemples d'application, la charge de sortie 7 connectée entre les bornes C et D peut être choisie, mais non exclusivement, parmi les applications offertes par les FIGURES 4, 5, 6 et 7, ci-annexées.
La FIGURE 9, ci-après annexée, illustre un autre mode de réalisation du dispositif, objet de l'invention.
Dans ce cas, utilisable pour une haute tension d'entrée, l'on se trouve en présence d'un convertisseur en demipont asymétrique.
La structure de ce type de pont est tirée de celle d'un pont complet dont on aurait respectivement remplacé deux transistors diagonålement opposés-par de-s~diodes convenablement polarisées. Dans ce -type de convertisseur en demi-pont, la conduction simultanée des transistors 5b et 5c est assurée cycliquement. Un temps de non-conduction simultanée desdits transistors suit le susdit temps de conduction pour une durée à peu près équivalente. Les diodes 15a et 15b ont pour rôle de démagnétiser l'inductance 9a faisant partie du circuit de sortie 7 après la conduction.
Ici encore, il est possible de connecter entre les bornes de sorties C et D l'un quelconque des circuits de charge illustrés par les FIGURES 4,5,6 et 7 ci-annexées.
La FIGURE 10, ci-après annexée, illustre un exemple d'application du dispositif, objet de l'invention, particulièrement avantageux lorsqu'il s'agit de réaliser un convertisseur économique ne prélevant sur le secteur 50/60Hz qu'un courant à faible distorsion harmonique et possédant un facteur de puissance proche de l'unité.
Dans ce cas, l'on retrouve une structure en demi-pont symétrique comme décrit ci-dessus.
Les différences essentielles sont les suivantes: le dispositif de déclenchement des oscillations du convertisseur comprend le condensateur 19 monté en série avec l'élément à seuil 20 et le secondaire 6b commandant la
conduction du transistor 5b. Ce dispositif simple permet,
lors de la mise sous tension du dispositif, dans un premier
temps, de charger le condensateur 19 jusqu'à la tension de seuil de l'élément 20. Passée cette tension, ledit condensateur se décharge sur le secondaire 6b, si même le condensateur 19 continue après sa charge jusqu'à atteindre la valeur maxima de la tension continue d'alimentation.
conduction du transistor 5b. Ce dispositif simple permet,
lors de la mise sous tension du dispositif, dans un premier
temps, de charger le condensateur 19 jusqu'à la tension de seuil de l'élément 20. Passée cette tension, ledit condensateur se décharge sur le secondaire 6b, si même le condensateur 19 continue après sa charge jusqu'à atteindre la valeur maxima de la tension continue d'alimentation.
L'impulsion ainsi générée ne déclenche pas le transistor 5b, car sa polarité est inverse du courant de base commandant la conduction dudit transistor, ce courant est induit dans le circuit magnétique commun aux enroulements 6, 6a et 6b, et permet le déclenchement instantané de la conduction du transistor 5a dont la phase de conduction est opposée à celle du transistor 5b. Dans ces conditions, l'auto-oscillateur constitué par lesdits transistors et les condensateurs 3a et 3b peut commencer à fonctionner, comme décrit plus haut.
Les résistances 18a et 18b connectées entre base et émetteur de chacun desdits transistors ont pour objet de reduire les effets de la capacité importante qui existe entre les zones N+ et P constituant ces électrodes: de cette manière, il est possible d'améliorer au maximum les qualités d'un transistor donné à fréquence élevée fonctionnant sous des tensions élevées.
Le condensateur 23 connecté entre le point commun audits transistors et l'une des bornes d'alimentation, a pour rôle de réduire les pics de tension résultant de l'inductance de fuite de l'inductance contenue dans le circuit de charge 7.
Une autre particularité de ce dispositif réside dans le fait que la somme des impédances des condensateurs 3a et 3b est suffisamment faible pour permettre, après redressement par le pont doubleur des diodes 21a et 21b, de recupérer entre les bornes du condensateur de filtrage à fréquence élevée 22 une tension qui s'additionne à la tension secteur redressée par le pont de diodes 2, via l'inductance antiparasite 17.
Ce circuit de compensation permet de supprimer les effets du condensateur de lissage 3 sur le courant emprunté au réseau.
Ainsi, lorsque la tension secteur 50/60Hz est appliquée entre les entrées non polarisées A et B du pont de diodes 2, le courant secteur redressé issu des sorties polarisées dudit pont de diodes charge via l'inductance d'antiparasitage 17 et via les diodes 21a et 21b, convenablement polarisées, le condensateur de lissage. Dès que l'auto-oscillateur constituant ledit convertisseur entre en fonctionnement, le courant à fréquence élevée qu'il génére traverse la charge 7 pour rejoindre le point-commun aux condensateurs 3a et 3b.lesquels permettent à ce courant de se refermer sur les bornes polarisées d'alimentation.En choisissant convenablement la valeur de chacun des condensateurs 3a et 3b, leur réactance à la fréquence d'auto-oscillation developpe entre leur point milieu et l'une des bornes polarisées d'alimentation une tension à fréquence élevée dont l'enveloppe est modulée par le courant transitant à travers la charge 7. Cette tension est appliquée, via le condensateur 24 au pont redresseur constitué par les diodes 21a et 21b convenablement polarisées. La sortie polarisée dudit pont de diodes est découplée à fréquence élevée par le condensateur 22 ce qui permet de disposer entre ses bornes d'une enveloppe de tension qui s'additionne en série avec le courant redressé issu du pont redresseur secteur 2, ce, à travers l'inductance d'antiparasitage 17.Si l'impédance desdits condensateur 3a et 3b est convenablement choisie, l'amplitude de l'enveloppe de tension présente entre les bornes du condensateur 22, permet de compenser parfaitement le courant pris par les bornes A et B sur le réseau. Dans ces conditions, le facteur de puissance du courant pris sur le réseau est proche de l'unité et son enveloppe est sensiblement sinusoldale.
Il est bien évident que le filtre antiparasite 17 peut être déplaçé et connecté entre l'une quelconque des bornes
A ou B et le secteur, les susdits ponts redresseurs étant alors directement interconnectés.
A ou B et le secteur, les susdits ponts redresseurs étant alors directement interconnectés.
D'autre part, il aussi bien évident que les 2 condensateurs 3a et 3b peuvent être remplaçé par un seul condensateur de valeur double, connecté à l'une quelconque des bornes polarisées d'alimentation.
Comme dans les exemples de réalisation du dispositif, objet de l'invention, précèdemment décrits, la charge 7 peut être conforme aux exemples décrits par les FIGURES 4,5,6,7 ou tout autre.
I1 est bien évident que le dispositif, objet de l'invention, peut utiliser des transistors bi-polaires
NPN, PNP ou une association de ces deux types de semiconducteurs.
NPN, PNP ou une association de ces deux types de semiconducteurs.
Par ailleurs, il est évident que les secondaires de commande 6A,6b,6c et 6d peuvent soit être bobinés sur un circuit magnétique commun au primaire 6 ou sur un nombre quelconque de circuits couplés au primaire 6, qui sera dédoublé dans ce cas, en autant d'enroulements. Ainsi sont-ils, comme illustré par la FIGURE 1, bobinés sur 4 circuits magnétiques distincts, le primaire 6 étant alors, lui-aussi, constitué par 4 enroulements distincts. Dans tous les cas de figures, l'enroulement de déclenchement 6e doit être couplé au circuit magnétique commun ou au circuit magnétique intéressant le ou les transistors concernés.
Comme il résulte de ce qui a été exposé plus haut, le dispositif, objet de l'invention, permet de résoudre les problèmes rencontrés dans les dispositifs construits selon l'art antérieur, ainsi, sans réseaux d'aide à la commutation complexes et onéreux, sans réseaux d'anti-saturation et sans recourir à des circuits intégrés de commande, il est possible de tirer le meilleur parti possible des performances des transistors bi-polaires destinés au découpage du courant dans les convertisseurs présentant une structure en pont complet, en demi-pont symétrique ou en demi-pont asymétrique.
L'application du dispositif, objet de l'invention, est universelle et permet la réalisation à bon marché de convertisseurs propres à assurer l'alimentation de postes de télévision, d'enregistreurs vidéo, de ballast électronigue pour rampes fluorescentes, de transformateurs électroniques, d'alirnentations à courant continu, etc...
Comme il va de soi, et comme il résulte, d'ail leurs, de ce qui précède, l'invention ne se limite nullement aux modes d'application et de réalisation qui ont été plus particulièrement envisagés, elle embrasse, au contraire toutes les variantes.
Claims (20)
1. Dispositif de conversion de l'énergie électrique utilisant un auto-oscillateur électronique à structure en pont1 en demi-pont symétrique ou en demi-pont asymétrique comprenant les transistors bipolaires 5a,5b, 5c et 5d ou les transistors bipolaires 5a et 5b ou les transistors bipolaires 5b.et 5c lesquels peuvent être tous du type NPN ou PNP, ou encore, une association de ces deux types de polarités, les points milieux non-polarisés de ladite structure etant inter-connectés par le moyen du circuit de charge 7, lequel comprend, au minimum l'inductance 9a qui est apte à assurer selon le mode "voltage transfer" ou le mode "energy transfer" le transfert de l'énergie à fréquence élevée convertie sur les bornes du récepteur 10, les bornes polarisées de ladite structure étant alimentées, par exemple, par le courant alternatif du secteur, apres redressement, la conduction cyclique desdits transistors bipolaires etant assurée pour chacun d'eux par un enroulement de commande base/émetteur 6a, 6b, 6c ou 6d, lequel se trouve couplé directement ou indirectement au courant à fréquence élevée traversant le susdit circuit de charge 7, de telle sorte que la conduction cyclique desdits transistors soit convenablement coordonnée, caractérisé par le fait que les susdits transistors fonctionnent en montage "base commune", et sont connectés en serie, soit directement, comme illustré par la figure 2 et la figure 3, soit indirectement par le e moyen du circuit de charge 7, comme illustré par la figure 9, ceci impliquant que selon les types de transistors utilisés, NPN ou PNP, ou selon une combinaison de ces deux types de transistors, l'électrode communément dénommée "base" est connectée, soit à l'une desdites branches communes, convenablement polarisée, appartenant à ladite structure, soit à l'un desdits points milieux non-polarisés appartenant à ladite structure, chacune desdites bases étant connectée à 1 'une des bornes d'un desdits enroulement de commande, 1 'autre borne de cet enroulement étant connectee à l'électrode communément dénommée "émetteur" convenable, tout ceci conduisant au fait que le courant continu issu des susdites bornes polarisées d'alimentation transite à travers l'espace collecteur/base de chacun desdits transistors bipolaires, alors que leur espace base/émetteur n'est traversé que par le courant induit délivre par l'un des enroulements de commande 6a, 6b, 6c ou 6d, convenablement oriente.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'une résistance 8a, 8b, 8c ou 8d est connectée en série avec l'enroulement de commande base/emetteur y relatif, 6a, 6b, 6c ou 6d, ledit circuit série se refermant sur l'espace base/emetteur intéresse.
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la susdite structure affecte celle d'un pont complet constitué par les transistors 5a, 5b, 5c et 5d, chacun d'eux étant du type NPN.
4. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la susdite structure affecte celle d'un pont complet constitué par les transistors 5a, 5b, 5c et 5d, chacun d'eux etant du type PNP.
5. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la susdite structure affecte celle d'un pont complet constitué par les transistors 5a, 5b, 5c et 5d, chacun d'eux étant soit du type NPN, soit du type PNP.
6. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la susdite structure est du type demi-pont asymétrique, les transistors 5b et 5c étant inter-connectes par le moyen du circuit de charge 7, la base ou le collecteur de l'un desdits transistors étant connecte à la borne d'alimentation convenablement polarisée, la base et le collecteur de l'autre desdites transistors étant connecté à l'autre borne d'alimentation, les diodes 15a et 15b, convenablement polarisées étant respectivement connectées en série avec la charge 7, de telle sorte que ladite série se referme sur les susdites bornes polarisees d'alimentation.
7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait que les transistors 5b et 5c sont, soit tous les deux du type NPN, soit tous les deux du type PNP, ou encore, l'un du type NPN et l'autre du type PNP.
8. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la susdite structure est du type demi-pont symétrique, les transistors 5a et 5b étant connectés en série pour constituer la première branche de la susdite structure, la seconde branche étant constituée par les condensateurs 3a et 3b, connectés en série, la charge 7 etant inter-connectée entre chaque point milieux non-polarises des susdites branches.
9. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par le fait que les transistors 5a et 5b sont, soit tous les deux du type NPN, soit tous les deux du type PNP, soit encore, l'un du type NPN et l'autre du type PNP.
10. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé par le fait qu'un élément de déclenchement 4 est connecté avec un secondaire 6e, couplé à l'un quelconque des enroulements 6, 6a, 6b, 6c ou 6d, permette de fournir une impulsion propre à initier l'autooscillation de la susdite structure.
11. Dispositif selon 1 'une des revendications 1 à 10, caractérisé par le fait que le susdit circuit de déclenchement comprend un condensateur 19 connecté en serie avec un élément à seuil de tension apte à délivrer une impulsion lors de la mise sous tension du dispositif, ladite série étant connectée, d'une part à l'une des susdites bornes polarisées d'alimentation et connectée d'autre part, de telle sorte que la susdite impulsion, convenablement polarisée, soit induite dans l'un des enroulements de commande 6, 6a, 6b, 6c, 6d ou 6e, ce, afin d'initier l'auto-oscillation de la susdite structure.
12. Dispositif selon 1 'une des revendications 1 ou 2, caractérisé par le fait que les enroulements de commande 6a, 6b, 6c, 6d ou 6e sont bobinés, soit sur un circuit magnétique unique commun à l'enroulement 6, soit sur un nombre quelconque de circuits magnétiques sur chacun desquels se trouve bobiné un enroulement ayant la même fonction que l'enroulement 6.
13. Dispositif selon la revendication 8 ou 9, caractérisé par le fait qu'un condensateur 23, connecté entre le point commun aux transistors 5a et 5b et d'autre part avec l'une des susdites bornes polarisées d'alimentation, assure l'amortissement des pics de tension provoqués par l'inductance 9a présente dans la charge 7.
14. Dispositif selon 1 'une des revendications 8, 9 ou 13, caractérise par le fait que la somme des impédances des condensateurs 3a et 3b soit suffisamment faible pour que la tension développée entre leur point milieu et l'une des susdites bornes polarisées d'alimentation ait une amplitude convenable et que cette tension, appliquée au pont redresseur constitué par les diodes 21a et 21b lesquelles, convenablement orientées, sont connectées de maniere que l'enveloppe de la susdite tension développée au point milieu des condensateurs 3a et 3b, présente entre les bornes du condensateur de filtrage à fréquence élevée 22, s'additionne à la tension secteur redressée présente entre les bornes polarisées du pont 2, de telle manière que la compensation du facteur de puissance et de la distorsion harmonique du courant pris sur le reseau soit obtenue, le condensateur 24 interdisant le transfert de courant continu entre le point milieu de la serie des condensateurs 3a et 3b et le point milieu de la série des diodes 21a et 21b.
15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que les condensateurs 3a et 3b sont remplacés par un condensateur unique dont l'impédance correspond à la somme des impédances des deux premiers.
16. Dispositif selon l'une des revendications 13 à 15, caractérisé par le fait qu'une inductance d'antiparasitage 17 est connectée entre l'une des bornes polarisee du pont redresseur 2 et la borne du condensateur 22 qui est commune à la sortie polarisée du pont redresseur constitue par les diodes 21a et 21b.
17. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 16, caractérisé par le fait que la susdite charge 7, connectée entre les bornes C et D, est constituée par le primaire 9a d'un transformateur dont le secondaire 9b est apte à évacuer l'énergie convertie sur un récepteur connecté entre les bornes E et F, ce récepteur pouvant être précédé d'un pont de redressement et d'une cellule de filtrage.
18. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 16, caractérisé par le fait que la susdite charge 7, connectée entre les bornes C et D, comprend une inductance 9a qui est montée en série avec le recepteur 10, un condensateur facultatif 11 assurant une réactance capacitive suffisante, nécessaire dans certaines applications.
19. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 16, caractérise par le fait que la susdite charge 7, connectée entre les bornes C et D, est constituée par l'inductance 9a montée en série avec les bornes nonpolarisées d'entrée du pont redresseur 12, dont les sorties polarisées chargent le récepteur 10 lequel peut être shunte par le condensateur de découplage 13, un condensateur 11 étant connecte en parallèle sur les entrées non-polarisees dudit pont afin d'assurer une réactance capacitive suffisante, nécessaire dans certaines applications.
20. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 16, caractérisé par le fait que la susdite charge 7, connectee entre les bornes C et D, est constituée par l'inductance 9a connectée en serie avec la lampe fluorescente 14, laquelle est shuntée par le condensateur 11 qui assure la réactance capacitive nécessaire, la solution préférentielle etant de connecter en série avec lginductance 9a et le condensateur les filaments cathodiques 14a et 14b de la lampe fluorescente 14 qui tient lieu de récepteur 10.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9300376A FR2700426A1 (fr) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | Convertisseur électronique à haut rendement. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9300376A FR2700426A1 (fr) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | Convertisseur électronique à haut rendement. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2700426A1 true FR2700426A1 (fr) | 1994-07-13 |
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ID=9443081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9300376A Withdrawn FR2700426A1 (fr) | 1993-01-08 | 1993-01-08 | Convertisseur électronique à haut rendement. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2700426A1 (fr) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0802603A1 (fr) * | 1994-09-03 | 1997-10-22 | Tak-Tai Wong | Alimentation electrique a commutateur, du type a oscillateur auto-excite a protection contre les courants de surcharge |
| EP1517592A2 (fr) * | 2003-09-18 | 2005-03-23 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Circuit pour produire une tension alternative d'une tension continue |
-
1993
- 1993-01-08 FR FR9300376A patent/FR2700426A1/fr not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0802603A1 (fr) * | 1994-09-03 | 1997-10-22 | Tak-Tai Wong | Alimentation electrique a commutateur, du type a oscillateur auto-excite a protection contre les courants de surcharge |
| EP0802603A4 (fr) * | 1994-09-03 | 1999-12-15 | Wong Tak Tai | Alimentation electrique a commutateur, du type a oscillateur auto-excite a protection contre les courants de surcharge |
| EP1517592A2 (fr) * | 2003-09-18 | 2005-03-23 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Circuit pour produire une tension alternative d'une tension continue |
| EP1517592A3 (fr) * | 2003-09-18 | 2008-01-16 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Circuit pour produire une tension alternative d'une tension continue |
| KR101029174B1 (ko) * | 2003-09-18 | 2011-04-12 | 파텐트-트로이한트-게젤샤프트 퓌어 엘렉트리쉐 글뤼람펜 엠베하 | Ｄｃ전압으로부터 ａｃ전압을 생성하기 위한 회로 어레인지먼트 |
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