FR2691015A1 - Antenne-réseau de type micro-ruban à faible épaisseur mais à large bande passante. - Google Patents

Abstract

Une antenne-réseau comportant, sur un support diélectrique, une succession périodique, parallèlement à une direction d'alignement (D), de motifs rectangulaires (1, 2, 3, 4), cette succession étant formée en alternance de motifs actifs (2, 4) et de motifs parasites (1, 3), ces motifs actifs étant identiques, alimentés électriquement en des points tels que leurs côtés parallèles à la direction d'alignement soient rayonnants, dimensionnés en sorte d'avoir une même fréquence de résonance (Fc) et positionnés en sorte que leurs centre de phase aient un écartement inférieur à la longueur d'onde lambda associée à cette fréquence de résonance, et ces motifs parasites (1, 3) étant séparés des motifs actifs par des fentes de largeur constante (delta1, delta2, delta3, delta4) non nulle s'étendant transversalement à la direction d'alignement, ces motifs parasites étant dimensionnés en sorte d'avoir des fréquences de résonance (F1, F3) voisines de la fréquence de résonance des motifs actifs.

Description

L'invention concerne une antenne-réseau de type

micro-ruban à faible épaisseur mais à large bande passante.

Elle a été faite dans le cadre d'une collaboration avec le Laboratoire d'électronique de l'Université de Nice Sophia-Antipolis, équipe de recherche associée au CNRS no 1400 o a travaillé Monsieur MONACO sous la supervision de Messieurs

CAMBIAGGIO et PAPIERNIK.

On rappellera ici que, dans le domaine radio fréquence, une onde électromagnétique, notamment caractérisée par sa longueur d'onde X, porteuse d'énergie et généralement support d'information, peut se propager dans différents milieux dont les principaux sont: milieu à propagation guidée (câbles, lignes, guides d'onde), milieu à propagation libre (espace homogène ou non, isotrope

ou non).

Une antenne peut être considérée comme un interface entre ces deux types de milieux, permettant le transfert, total ou partiel, de l'énergie électromagnétique de l'un vers l'autre L'antenne à l'émission fait passer cette énergie d'un milieu de propagation guidée vers un milieu à propagation libre et l'antenne à la réception inverse le sens du transfert énergétique entre les milieux Dans la suite, nous nous référerons en général implicitement à une antenne travaillant à l'émission Toutefois, le principe d'équivalence garantit la réciprocité de toutes les propriétés énoncées avec une antenne

à la réception.

On appelle circuit(s) ou dispositif d'alimentation de l'antenne, l'ensemble des éléments constitutifs de tout ou partie du milieu à propagation guidée, dirigeant ou collectant l'énergie électromagnétique à transférer et comprenant des

éléments passifs ou actifs, réciproques ou non.

On associe souvent à une antenne élémentaire, un ou plusieurs points géométriques, appelés centre de phase, d'o semble provenir l'onde électromagnétique, pour une direction donnée, dans le cas d'une antenne considérée comme travaillant

à l'émission.

La résonance de l'antenne se manifeste à la ou aux fréquences pour'lesquelles le transfert de l'énergie transmise de la ligne d'alimentation à l'espace via l'antenne est optimal, ce qui se traduit mathématiquement par le fait que, à la fréquence de résonance fr l'impédance complexe Z à l'entrée de l'antenne a une partie imaginaire nulle et une

partie réelle maximale.

En hyperfréquences on a l'habitude de représenter le lieu des impédances Z (en fonction de la fréquence) sur une abaque dite abaque de SMITH o chaque résonance se manifeste

sous la forme d'une boucle.

Avec les moyens de mesure actuels cette résonance est "vue" au travers de l'adaptation qui caractérise le transfert de l'énergie de la ligne d'alimentation vers l'antenne Cette vision du comportement de l'antenne peut être appelée réponse de l'antenne et est quantifiée à l'aide des pertes par désadaptation ou du Taux d'Onde Stationnaire (TOS)

en anglais Voltage Standing Wave Ratio (VSWR) définis ci-

dessous. Si z est l'impédance au point o on fait la mesure d'adaptation, et Zc l'impédance caractéristique de la ligne d'alimentation (le standard généralement admis est Zc = 50 Ohms), alors posant z = Z/Zc on appelle coefficient de réflexion ou pertes par désadaptation le rapport complexe p = (z-1) / (z + 1) Le taux d'onde stationnaire est alors défini par TOS = |( 1 + Ipi) / ( 1-P Ip I)I En définitive l'antenne est caractérisée par un certain nombre de performances dont: le Taux d'Onde Stationnaire (TOS) qui rend compte de la qualité de l'adaptation, c'est-à-dire la quantité d'énergie transmise de la ligne d'alimentation à l'antenne (il est d'autant plus proche de l'unité que cette qualité est bonne), le diagramme de rayonnement représentant la distribution dans l'espace du champ électromagnétique E porteur de l'onde, auquel sont associés des paramètres classiques (le gain, la directivité, le rendement, l'ouverture à -3 d B, la probabilité

de couverture).

Par convention, le diagramme de rayonnement est représenté dans un référentiel centré en un point de l'antenne (si possible son centre de phase), et fourni sous forme de "coupes" dans un système de coordonnées sphérique standard ( 0, 4)) Une coupe dite à " 4) constant" est la courbe de variation du champ E, projeté sur une polarisation donnée (soit (EO, soit Et), O variant de O à 180 (ou de -180 à + 1800) De même, une coupe dite à "O constant" est la courbe de variation du champ E, projeté sur une polarisation donnée (soit EO, soit

Et), 4) variant de O à 3600.

Une association d'antennes élémentaires est appelée réseau d'antennes quand celles-ci ont des parties communes dans leurs circuits d'alimentation ou bien quand un couplage existe entre ces antennes élémentaires rendant le diagramme de rayonnement global du réseau, dans une plage de fréquences données, tributaire de celui de chacun des antennes ou éléments rayonnants. Le réseau obtenu par la répartition d'antennes semblables à une ou plusieurs antennes élémentaires données, sur une surface donnée, est souvent dénommée antenne réseau, impliquant généralement une notion de répétition géométrique

des antennes élémentaires.

Elles sont généralement utilisées pour obtenir un diagramme de rayonnement à directivité élevée dans une

direction donnée par rapport au réseau.

L'espacement A entre les centres de phases des antennes élémentaires du réseau, rapporté à la longueur d'onde

Xo dans l'air ou le vide, est souvent un paramètre critique.

Par exemple, pour des valeurs de A/Xo > 0 5, l'apparition de lobes de réseaux importants, en dehors de la zone de rayonnement utile, pénalise les bilans de transmission

énergétiques dans le milieu à propagation libre.

Pour ce qui est de la technologie micro-ruban, elle consiste à empiler plusieurs couches de matériaux conducteurs ou diélectriques comme par exemple une couche de substrat diélectrique (verre PTFE par exemple) revêtue sur sa face inférieure (ou face I) d'une feuille conductrice (cuivre, or, etc) appelée plan de masse et portant sur sa face supérieure (ou face S) une feuille conductrice partiellement découpée selon un dessin géométrique donné (on parle couramment de

motifs ou "patches").

Cet ensemble permet

soit de guider une onde électromagnétique (ligne micro-

ruban),

soit de rayonner un champ électromagnétique (antenne micro-

ruban). Le milieu de propagation des courants de surface est: soit l'interface air-substrat,

soit l'interface air-conducteur-substrat.

Dans le premier cas, on peut définir (voir l'ouvrage MICROSTRIP ANTENNAS de I J BAHL et P BHARTIA, édité chez ARTECH HOUSE en 1980), la constante diélectrique "effective" du milieu par Er Se

o Sr est la constante diélectrique du substrat.

Dans le second cas, on écrit E:r + 1 Er -1 2 2 r( 1 + 12 D o h est l'épaisseur de ce substrat

et W est la largeur du ruban ("strip" en anglais) conducteur.

On peut généralement prévoir divers types de composants et autres éléments (éventuellement actifs) sur la

face S de la structure.

Par définition, une antenne micro-ruban est un élément de forme géométrique en matériau conducteur rapporté sur la face S d'une couche diélectrique On choisit souvent une forme rectangulaire ou circulaire pour les raisons suivantes: on peut prévoir dans une bonne mesure le diagramme de rayonnement, le dimensionnement de ces aériens pour résonner à une

fréquence donnée est bien connu.

Un motif micro-ruban rectangulaire est assimilable dans une certaine mesure à deux fentes parallèles coïncidant avec deux bords du rectangle dits rayonnants La sélection de ceux des bords d'un motif rectangulaire qui doivent rayonner (et a contrario de ceux qui ne doivent pas rayonner) se fait par un choix approprié de la zone du rectangle qui est connectée au circuit d'alimentation En général on alimente le motif rectangulaire près ou sur la médiane reliant les côtés

que l'on veut faire rayonner.

Cette connection peut se faire au travers du substrat diélectrique, ou sur la périphérie du motif, par une ligne micro-ruban portée par la face S (on parle parfois d'alimentation coplanaire) tel que cela est notamment décrit

par le document FR-2 226 760.

C'est essentiellement la distance L entre ces bords (appelée "longueur" du motif) qui va déterminer la fréquence

de résonance de l'antenne.

Des équations, voire des abaques, ont été élaborées et construites à ce sujet. Ainsi, à titre d'exemple, on trouve dans l'ouvrage MICROSTRIP ANTENNAS de I J BAHL et P BHARTIA, édité chez ARTECH HOUSE en 1980, que pour résonner à la fréquence fr un motif rectangulaire doit présenter une longueur L telle que: I 1 (Se+ 0,3)(W+ 0,264 h)

L = + 0,412 ( 1)

2.Xo l (se-0,258) (W+ 0,8 h) o Se = 0,5 (Er+ 1) + 0,5 (Er-1)/l( 1 + 12 h/W) ( 2) Se est la constante diélectrique du substrat diélectrique h est la hauteur (ou épaisseur) de ce substrat

Xo est la longueur d'onde dans l'air associée à fr (c'est-

à-dire le rapport entre la vitesse de la lumière et cette fréquence) et W est la largeur du motif, par exemple définie selon cet ouvrage précité par la formule: W = Xo r 2 (sr+l) Le choix de la largeur W va conditionner dans une bonne mesure la qualité du rayonnement à savoir son rendement

et sa forme.

Toujours d'après le document précité, le rayon d'un motif circulaire est obtenu grâce à la formule ci-dessous: 2 h u K R = K / { 1 + lln () + 1,7726 l} ( 4) T.s Er K 2 h ou K = 8, 794/(fr 4 ( 5) Tout motif microruban peut être utilisé comme élément d'un réseau de type: serie, parallèle,

combinaison des deux précédents.

Cette technologie permet d'obtenir des antennes (ou réseau d'antennes) peu épaisses, légères, peu coûteuses (fabrication rapide et facile) que l'on peut "conformer" pour les appliquer à des structures

développables, cylindriques ou coniques par exemple.

L'antenne micro-ruban est en fait un résonateur électronique qui, par construction a un facteur de qualité Q élevé De ce fait, les antennes développées dans cette technologie présentent toujours une faible bande passante, c'est-à-dire que la résonance ne se produit ponctuellement qu'à la fréquence pour laquelle l'antenne a été dimensionnée et à

des fréquences très proches de cette dernière.

Par exemple une antenne micro-ruban rectangulaire classique dimensionnée pour résonner à 1600 Mhz sur un substrat de 1 mm d'épaisseur et de constante diélectrique sr = 2,2 n'est utilisable que dans une bande de fréquence de l'ordre de 1 %

de la valeur de la fréquence de résonance, ce qui est insuffi-

sant pour la plupart des applications (téléinformation).

On a déjà proposé plusieurs méthodes pour surmonter

cette difficulté.

La méthode la plus simple pour élargir la bande passante de l'antenne consiste à épaissir la couche de diélectrique Cette méthode présente les inconvénients suivants: faible augmentation de la bande passante, augmentation des pertes ohmiques dans le substrat, génération d'ondes de surfaces,

accroissement de l'encombrement de l'antenne.

Le concept le plus courant consiste à empiler des éléments rayonnants non alimentés (avec leur couche de diélectrique associée) sur l'élément alimenté Ces éléments sont appelés "éléments parasites" Chacun de ces éléments i est dimensionné pour résonner à une fréquence Fi voisine de la

fréquence Fa de l'élément alimenté Le couplage électromagnéti-

que entre ces éléments et l'élément alimenté assure le transfert d'énergie vers les "parasites" La réponse en fréquence de l'ensemble est l'enveloppe des réponses de chacun

des éléments.

Les inconvénients de cette structure dite multicou-

ches et des structures qui en dérivent sont les suivants: épaisseur accrue, ce qui peut être rédhibitoire si on demande à l'antenne d'être mince, notamment si elle doit être conformée (application aéronautique, lanceur), discontinuités et inhomogénéités mécaniques affectant les performances de l'antenne si elle doit subir des agressions mécaniques ou thermiques (antenne embarquée sur aéronef, missile ou satellite), difficultés lors de la fabrication de l'antenne pour respecter les dimensions et positions relatives des différentes

couches (impact sur les performances radio-électriques).

On peut penser à insérer une couche d'air (excel-

lent diélectrique) entre les faces I et S Ce concept n'est qu'une variante de ce qui est décrit ci-dessus et présente les

mêmes inconvénients mécaniques.

Le besoin existe donc pour certaines applications

de mettre au point une antenne large bande en structure mono-

couche (une seule couche de diélectrique) permettant d'éviter

les inconvénients précédents.

Il a déjà été proposé de placer deux motifs parasites rectangulaires le long des côtés non-rayonnants d'un motif rectangulaire alimenté, voire quatre motifs parasites rectangulaires le long des côtés de ce motif de manière à permettre un couplage fort entre les côtés en regard de ces motifs On peut notamment se référer à ce propos au document WO-89/07838 ou à l'article "Non-radiating Edges and Four Edges Gap-Coupled Multiple Resonator Broad Band Microstrip Antennas" de G KUMAR et K C GUPTA paru dans I E E E Transactions ou Antennas and Propagation Vol AP 33 n' 2, February 1985 De manière préférée, les motifs parasites de dimensions au moins

voisines de celles du motif central, sont au nombre de quatre.

La mise en réseau de telles antennes consiste à

reproduire de façon périodique, selon une voire deux direc-

tion(s) d'un plan des groupes de trois (de préférence cinq) motifs dont un seul est alimenté, ce qui pose des problèmes d'encombrement puisqu'entre deux motifs alimentés il y a deux motifs parasites séparés par un espace substantiel; en outre l'alimentation se fait en principe sous la surface portant les motifs (voir en particulier le document WO- 89/07838 qui est le seul des deux documents précités à prévoir expressément une telle mise en réseau) Les enseignements de ces deux documents ne permettent donc pas de satisfaire par exemple une contrainte

d'espacement du type A c 0,5 X 0.

Le document GB-2 067 842 enseigne de même d'asso-

cier sur un substrat diélectrique, auprès d'un motif rectangu-

laire alimenté au travers de ce substrat diélectrique, au moins un motif parasite de mêmes dimensions et mis à la masse; soit le motif alimenté et le seul motif parasite sont tous deux mis à la masse par leurs côtés opposés, soit le motif alimenté est isolé et entouré de deux, voire quatre, motifs parasites

couplés à la masse par leurs côtés au motif central alimenté.

On retrouve notamment les inconvénients précités.

Dans le brevet US-4 933 680 il est proposé un réseau dont les éléments constitutifs ne sont pas des motifs simples mais une pluralité ("pluralradiator") de motifs élémentaires résonant à des fréquences distinctes (donc de géométries distinctes) éventuellement séparés par des motifs parasites Ces motifs élémentaires ne sont pas alimentés simultanément Pour chaque fréquence de fonctionnement, un jeu de circulateurs profite des désadaptations des éléments non résonants pour "router" le maximum d'énergie du réseau d'alimentation vers l'élément résonant à la fréquence de

fonctionnement désirée.

Cette structure permet de travailler dans une bande de fréquence donnée avec une structure mono-couche mais

présente des inconvénients dans le cadre de certaines applica-

tions pour lesquelles elle n'est pas utilisable complexité du réseau d'alimentation, grand encombrement des "plural-radiators" incompatible avec une contrainte sévère d'espacement maximal entre éléments actifs à un moment donné couramment imposée par le contrôle du

diagramme de rayonnement (exemple: A/X O > 0,5).

L'invention a pour objet de pallier les inconvé-

nients précités, grâce à une antenne-réseau (c'est-à-dire formée d'un réseau périodique de motifs élémentaires) combinant notamment les avantages suivants: respect de contraintes sévères d'espacement (A/X inférieur à 1, voire à 0,5) entre les centres de phase imposées pour des raisons de faible encombrement ou pour un meilleur contrôle du diagramme de rayonnement, bande passante élargie par rapport au cas de motifs tous identiques, faible épaisseur globale (c'est-à-dire notamment faible épaisseur de diélectrique), faisabilité en structure mono-couche (une seule couche de diélectrique) aussi bien qu'en structure multi-couches, possibilité d'emploi d'un réseau d'alimentation "coplanaire", c'est-à-dire rapporté sur la même face du diélectrique que les motifs, possibilité de conformer l'antenne,

bonne tenue mécanique.

L'invention propose à cet effet une antenne-réseau comportant, sur un support diélectrique, une succession périodique, parallèlement à une direction d'alignement, de motifs rectangulaires, cette succession étant formée en alternance de motifs actifs et de motifs parasites, ces motifs

actifs étant identiques, alimentés en puissance électromagnéti-

1 1 que en des zones telles que leurs côtés parallèles à la direction d'alignement soient rayonnants, dimensionnés en sorte d'avoir une même fréquence de résonance et positionnes en sorte que leurs centres de phase aient un écartement inférieur à la longueur d'onde À associée à cette fréquence de résonance, et ces motifs parasites étant séparés des motifs actifs par des

fentes de largeur constante non nulle s'étendant transversale-

ment à la direction d'alignement, ces motifs parasites étant dimensionnés en sorte d'avoir des fréquences de résonance

voisines de la fréquence de résonance des motifs actifs.

Selon des dispositions préférées de l'invention, éventuellement combinées: les motifs parasites sont, soit d'un premier type ayant une première fréquence de résonance, soit d'un second type ayant une seconde fréquence de résonance, grâce à quoi l'antenne est formée de la répétition de groupes de quatre motifs, les motifs parasites sont d'un seul type ayant une même fréquence de résonance voisine de la fréquence de résonance des motifs actifs, certains au moins des motifs parasites sont décalés par rapport aux motifs actifs transversalement à la direction d'alignement, ces motifs parasites sont décalés dans un même sens, l'écartement entre les centres de phase des motifs actifs est au plus de l'ordre de XO/2, les motifs actifs sont connectés en parallèle à un circuit d'alimentation, la largeur des fentes est au plus égale à XO/( 504 (Er+ 1)/2 >, O Erz est la constante diélectrique du support diélectrique, les fentes de largeur constante s'étendent sur au moins 80 %

de la dimension transversale des motifs actifs.

Des objets, caractéristiques et avantages de

l'invention ressortent de la description qui suit, donnée à

titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est une vue partielle de dessus d'une antenne- réseau conforme à l'invention, la figure 2 est une vue en coupe d'un élément actif de l'antenne-réseau de la figure 1, selon la ligne II-II de cette figure 1, les figures 3 A, 3 B, 3 C sont des courbes corrélant à la fréquence le taux d'ondes stationnaires (TOS) d'une antenne conforme au dessin de la figure 1, pour des longueurs différentes des motifs parasites, les figures 4 A et 4 B sont des courbes d'impédance obtenues sur une abaque de SMITH avant et après optimisation,

la figure 5 est une vue de dessus d'une antenne-

réseau conforme à l'invention, à deux dimensions, les figures 6 A et 6 B sont les réponses obtenues

pour un prototype conforme à la figure, dans les représenta-

tions des figures 3 A à 3 C, et 4 A et 4 B, la figure 7 est une représentation du référentiel associé à l'antenne dans lequel sont définies les mesures de diagrammes de rayonnement, les figures 8 A et 8 B sont les diagrammes de rayonnement dans les coupes O = 0 et O = 90 ' de l'antenne de la figure 1, pour la fréquence de 2167 M Hz, les figures 9 A et 9 B sont les diagrammes de rayonnement obtenus pour la fréquence de 2220 M Hz, les figures 1 OA et 1 OB sont les diagrammes de rayonnement obtenus pour la fréquence de 2332 M Hz, les figures 11 A et 11 B sont les diagrammes de rayonnement obtenus pour la fréquence de 2400 M Hz, et les figures 12 A et 12 B sont les diagrammes de

rayonnement obtenus pour la fréquence de 2511 M Hz.

La figure 1 représente une portion d'une antenne-

réseau, désignée sous la référence générale A, formée d'une succession périodique, parallèlement à une direction D, de motifs rectangulaires réalisés en technologie micro-ruban sur la surface supérieure S d'un substrat diélectrique repéré SD longé sur sa face intérieure I d'une couche formant masse M; la période de cette succession est ici de quatre, c'est-à-dire que l'antenne-réseau A est formée de la répétition d'un groupe de quatre motifs élémentaires rectangulaires repérés 1, 2, 3 et 4. Les motifs de numéros pairs, c'est-à-dire les motifs 2 et 4, sont identiques aux tolérances de fabrication près Ils sont "actifs", en ce sens qu'ils sont alimentés en simultanéité, en pratique en permanence, par un circuit d'alimentation (non représenté) La liaison à ce circuit se

fait ici par des lignes 5 et 6 coplanaires aux motifs 2 et 4.

En variante non représentée, cette liaison se fait au travers

du substrat.

En fait, le mode de connection des motifs au circuit d'alimentation dépend des points en lesquels ces motifs doivent être alimentés, compte tenu notamment des contraintes d'adaptation et de mise en oeuvre; en particulier ces points sont tels que les côtés de ces motifs qui sont parallèles à la direction d'alignement D soient des côtés rayonnants et que les côtés transversaux à D soient non rayonnants (ces points sont donc en principe situés respectivement auprès des médianes de

ces rectangles qui sont perpendiculaires à D) Le cas repré-

senté d'une alimentation par des lignes 5 et 6 correspond à des

points situés au milieu de côtés rayonnants.

Les croix représentées dans le prolongement des lignes 5 et 6 désignent les centres de phase Leur espacement A est choisi en sorte de respecter le critère d'espacement exigé par l'application considérée pour le contrôle des lobes de réseau (par exemple A/X < 0,5) En effet l'écartement entre les points d'alimentation donne une bonne approximation de

l'écartement entre les centres de phase.

La longueur Lc (c'est-à-dire la dimension transver-

sale à D) de ces motifs actifs est déterminée, par exemple par la formule ( 1) précitée (ou par tout logiciel approprié connu), en sorte que leur fréquence de résonance Fc soit dans la bande de fréquences désirée pour l'antenne-réseau, par exemple approximativement au centre de celle-ci De même, la largueur Wc (c'est-à-dire la dimension parallèle à D) de ces motifs actifs est déterminée, par exemple par la formule ( 3) précitée (ou par tout logiciel approprié connu) en fonction des exigences posées pour le diagramme de rayonnement de cette antenne-réseau. En alternance avec ces éléments actifs, entre les bords non rayonnants de ceux-ci, sont disposés les motifs de numéro impair 1 et 3 Ces motifs sont "parasites" en ce sens qu'ils ne sont pas connectés au circuit d'alimentation et sont simplement couplés électromagnétiquement chacun aux deux motifs actifs qui l'encadrent, au travers de fentes de largeur constante Soient: Li, Wl, L 3, W 3 les longueurs et largeurs des éléments parasites, 61, 62, 63 et 64 les largeurs non nulles des fentes séparant les motifs 1 et 2, 2 et 3, 3 et 4, et 4 et 1, hi et h 3 les éventuels décalages, transversalement à D, des motifs parasites par rapport à une ligne de base sur laquelle sont alignés les côtés rayonnants, soit inférieurs, soit supérieurs, des motifs actifs A la figure 1, les décalages hi et h 3 sont mesurés par rapport à la ligne sur laquelle sont alignés les côtés inférieurs des motifs actifs, sur lesquels (ou près desquels) sont situés les points d'alimentation Ces décalages sont suffisamment faibles par rapport aux longueurs Lc, Li et L 3 (par exemple pas plus de 15-20 %) pour ne pas

empêcher le couplage entre motifs actifs et parasites.

La condition de non-chevauchement des motifs permet d'écrire: A-Wc = Wl + 61 + 64 = W 3 + 62 + 63 ( 6) La non-nullité des fentes peut se traduire par exemple par la condition que leur largeur vaille au moins À 0/( 10 00 1 ) si X est la longueur d'onde dans l'air ou le

vide associée à la fréquence de résonance Fc.

L'existence d'un couplage entre motifs parasites et actifs à travers les fentes conduit à fixer une valeur maximale pour les largeurs de celles- ci (par exemple X 0/50 xfe), étant toutefois précisé que le couplage d'un motif parasite n'est pas nécessairement aussi fort avec chacun des motifs actifs qui l'encadrent A titre d'exemple, une fente de largeur inférieure à XO/( 500 O) assure un couplage "fort", supérieur à -10 d B, c'est-à-dire qu'au moins 20 % de l'énergie

des motifs actifs "profite" au motif parasite.

Ces motifs parasites sont dimensionnés et position-

nés en sorte que leurs fréquences de résonance Fl et F 3 soient voisines de Fc: suffisamment proches de Fc pour obtenir une réponse globale présentant un taux d'ondes stationnaire (ou autre paramètre de signification analogue) inférieur à la valeur prévue dans les spécifications de l'antenne (typiquement 2, voire 1,5), suffisamment éloignées de Fc pour avoir la réponse en bande

passante la plus large possible.

Les fréquences Fl et F 3 peuvent être choisies

égales.

Ce dimensionnement est avantageusement déterminé par un processus d'itération après un choix a priori des fréquences Fl et F 3 et de diverses autres grandeurs On part ensuite, par exemple, avec les conditions initiales suivantes: hi = h 3 = 0 ( 7) 61 = 62 = 63 = 64 = 6 = Xo/( 100 x j) ( 8) Wl = W 2 = A Wc 26 ( 9) et on détermine les longueurs Ll et L 3 propres à donner Fl et

F 3, par exemple d'après la formule ( 1).

Une antenne construite selon ces dimensions présente une réponse en fonction de la fréquence, qui peut se

présenter de diverses manières.

Les figures 3 A, 3 B et 3 C correspondent à une représentation (Taux d'Ondes Stationnaires ou TOS, fréquence), o la courbe en trait épais correspond à la réponse globale tandis que les courbes en traits fins correspondent aux

réponses de chaque motif pris individuellement.

La figure 3 A correspond à un cas o la réponse présente un TOS très proche de 1 sur toute la bande de fréquence entre Fl et F 3 Il s'agit là d'un cas idéal, sous réserve que la largeur de la bande soit suffisante compte tenu des spécifications, ce qui est rare en pratique Le plus souvent ce type de courbe indique qu'il est possible d'élargir encore la bande passante tout en respectant le TOS visé ( 1,5

ou 2).

La figure 3 B correspond à un cas satisfaisant lorsque le TOS visé est de 2 puisque, sur la bande de fréquence considérée, plus large qu'à la figure 3 A, le TOS observé reste au-dessous de ce seuil de 2, tout en approchant de celui-ci pour certaines fréquences de cette bande On peut toutefois chercher à poursuivre l'optimisation si l'on veut élargir

encore la bande.

La figure 3 C correspond à un cas o le TOS dépasse le seuil: il fautpoursuivre l'optimisation, voire réduire la

largeur de bande.

En fait, il est plus courant de représenter la réponse de l'antenne sous la forme d'une courbe d'impédance

tracée dans une abaque connue sous le nom d'abaque de SMITH.

La figure 4 A en montre un exemple: chaque boucle de la courbe correspond à une résonance et la partie de la courbe contenue dans un cercle défini en fonction du TOS maximum autorisé (ici correspondant à TOS = 2) détermine la bande de fréquences dans laquelle l'antenne répond aux spécifications (en d'autres termes c'est l'excursion fréquentielle accordée et donc

exploitable pour l'utilisation de l'antenne).

L'optimisation consiste à maximiser cette bande fréquentielle Cette approche se fait par itérations en jouant sur plusieurs paramètres successivement: 1 les dimensions 61, 62, 63, 64 permettent de modifier la taille et la forme des boucles élémentaires, 2 les décalages hi et h 3 permettent de moduler à la fois la taille et la forme des boucles, mais aussi la forme générale de la courbe d'impédance, 3 la largeur de la ligne d'alimentation en surface ou sur

une couche inférieure ( si l'attaque est faite en micro-

ruban) ainsi que l'ensemble du réseau d'alimentation

permettent de centrer la courbe sur l'abaque par transla-

tion. En pratique, ces différents facteurs ne sont pas totalement découplés et c'est la raison pour laquelle on doit répéter la séquence 1-2-3- jusqu'à obtention de la conformité à la spécification (figure 4 B par exemple o les

trois boucles sont dans le cercle TOS = 2).

On appréciera que l'invention présente notamment cet avantage sur l'état de la technique cité (en particulier brevet no WO-89/07838 ou article I E E E Trans On A P, Vol AP 33, Fev 1985) qu'elle permet d'obéir à une contrainte d'espacement sévère (sévère veut dire ici: espacement entre centres de phase inférieur à la longueur d'onde A) entre motifs actifs Toutefois elle est encore applicable dans des cas moins sévères sous réserve toutefois que la largeur des motifs

parasites ne dépasse pas sensiblement Wc.

Si on appelle R(Fr) la réponse en fonction de la fréquence Fr, celle-ci peut donc s'exprimer comme suit: R(Fr)= f(L 1, L 3, Wl, W 3, 61, 62, 63, 64, hi, h 2, Lc, Wc, e, sr) o: e est l'épaisseur du support diélectrique (voir la figure 2)

Er est la constante diélectrique du diélectrique.

Cette fonction ne s'exprime pas simplement,

toutefois une modélisation par logiciel est envisageable.

Le réseau présenté ici est linéaire (c'est-à-dire à une seule dimension), toutefois, moyennant un système d'alimentation convenable on peut l'étendre à un réseau à deux

dimensions comme représenté à la figure 5.

A titre d'exemple, on a cherché à réaliser une antenne-réseau conforme à la figure 1, devant fonctionner dans la bande S (vers 2300 M Hz) sur un diélectrique présentant une constante diélectrique Er = 2,6 et une épaisseur de 2,28 mm (il s 'agissait d'un diélectrique de type verre- PTFE vendu sous la

référence TLX de TACONIC).

La couche sous-jacente formant plan de masse ainsi que les motifs étaient réalisés en cuivre sur une épaisseur de pm.

Le TOS visé était de 2.

Le processus d'optimisation a conduit aux dimen-

sions suivantes: Lc = 42 mm Wc = 50 mm L 1 = 41 mm L 3 = 44 mm Wl = 18,4 mm W 3 = 18 mm 61 = 1,4 mm 62 = 2,3 mm 63 = 1,6 mm 64 = 1,6 mm hi = 4,5 mm h 3 = 2 m Un prototype a été construit conformément à la figure 1 avec trois motifs 4, 2, 4 alimentés simultanément par

des lignes de même impédance et deux motifs extrêmes (représen-

tés en partie seulement) identiques aux motifs précités mais pas alimentés (destinés à simuler la suite du réseau à droite et à gauche) Il a été testé et sa réponse a été reportée aux figures 6 A et 6 B sur les deux types de représentations des figures 3 A à 3 C et 4 A et 4 B: on observe que le TOS reste inférieur à 2 sur une bande passante d'environ 7 % De nouvelles itérations pourraient sans aucun doute élargir encore

cette bande passante jusqu'aux environs de 10 %.

On notera que les motifs parasites 1 et 3 sont de dimensions différentes, ce qui correspond à trois fréquences de résonance (voir les trois pics de la figure 6 A, ou les trois boucles de la figure 6 B) En outre, les espacements 61, 62, 63,

64 sont différents, et les hauteurs hi et h 3 sont non nulles.

Le diagramme de rayonnement de l'antenne ci-dessus a été mesuré dans le référentiel de mesure représenté à la figure 7 à cinq fréquences situées non seulement dans la bande passante potentiellement utilisable (figures 1 OA, 10 B, 11 A et 11 B) mais aussi dans le voisinage de celle- ci (figures 8 A, 8 B, 9 A, 9 B, 12 A et 12 B), o l'antenne n'est plus adaptée mais

continue de rayonner.

Sur les figures 8 A à 12 B sont fournies les coupes

0 = O et 0 = 900 La coupe 0 = 00 correspond à un plan perpendicu-

laire au plan du réseau mais parallèle à la dimension la plus

grande du réseau.

On note que le diagramme est stable dans la bande d'adaptation, que le diagramme subit des déformations de part et d'autre de cette bande de fréquence La direction du gain maximum est conservée, mais la forme, les directions et le niveau des lobes latéraux varient dans des plans o l'effet de réseau est

observable (c'est-à-dire O f 90 o).

L'antenne est donc encore exploitable en dehors de

sa bande adaptée, aux distorsions de son diagramme de rayonne-

ment près.

On observera que cette antenne, conforme à l'invention, répond à l'objectif annoncé puisqu'elle conduit au respect d'un faible TOS sur une bande de fréquence élargie, sans nécessiter de support diélectrique épais ni pénaliser les

performances classiques On peut noter en outre que l'espace-

ment A entre les centres de phase, de l'ordre de 72 mm, est de l'ordre de la moitié de la longueur d'onde (environ 130 mm)

associé à la fréquence visée.

A titre d'exemple d'application une antenne-réseau conforme à l'invention est construite sous la forme d'une ceinture destinée à être portée par la surface d'un corps cylindrique faisant par exemple partie d'un véhicule spatial. La détermination du nombre d'éléments à répartir sur le cylindre provient d'un calcul d'optimisation du diagramme de rayonnement (homogénéité de la répartition spatiale de

l'énergie et de la phase) Ce calcul donne, pour une circonfé-

rence donnée de la structure cylindrique et pour un système d'alimentation donné, la contrainte d'espacement entre les

éléments du réseau.

Dans une version élémentaire l'invention propose l'antenne contenue dans le cadre de la figure 1, c'est-à-dire une succession d'au moins deux motifs actifs identiques 2 et 4 et encadrant un motif parasite 3 d'un type, et encadrés de deux motifs parasites 1 d'un deuxième type, formant ainsi une série 1 2 3 2 1 (si l'on tient compte de ce que les motifs 2

et 4 sont identiques).

Plus généralement, l'antenne est du type 1 2 3 2 1 2 3 3 2 1 (ou respectivement 3 2 1 2 3 1 2 3), avec

la répétition du groupement 1 2 3 2.

Il va de soi que la description qui précède n'a été

proposée qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nom-

breuses variantes peuvent être proposées par l'homme de l'art sans sortir du cadre de l'invention C'est ainsi notamment que si la figure 1 prévoit des motifs parasites de deux types différents et s'il a été mentionné ci-dessus qu'il peut y avoir un seul type de motifs parasites, il est clair qu'on peut prévoir un nombre quelconque de types de motifs parasites correspondant à un nombre égal de fréquences dans la bande de fréquence visée D'autre part, l'alimentation des éléments actifs en puissance électromagnétique peut se faire par

couplage électromagnétique avec un réseau d'alimentation sous-

jacent séparé par des couches diélectriques, d'une part du plan de masse, d'autre part des motifs rayonnants: une telle solution multi-couches satisfait également les objectifs de l'invention, dès lors que les épaisseurs annulées des couches

diélectriques sont compatibles avec les besoins.

Claims (8)

REVENDICATIONS

1 Antenne-réseau comportant, sur un support diélectrique, une succession périodique, parallèlement à une direction d'alignement (D), de motifs rectangulaires ( 1, 2, 3, 4), cette succession étant formée en alternance de motifs actifs ( 2, 4) et de motifs parasites ( 1, 3), ces motifs actifs étant identiques, alimentés en puissance électromagnétique en des zones telles que leurs côtés parallèles à la direction d'alignement soient rayonnants, dimensionnés en sorte d'avoir une même fréquence de résonance (F 3) et positionnes en sorte que leurs centres de phase aient un écartement inférieur à la longueur d'onde dans l'air X associée, à cette fréquence de résonance, et ces motifs parasites ( 1, 3) étant séparés des motifs actifs par des fentes de largeur constante ( 61, 62, 63, 64) non nulle s'étendant transversalement à la direction d'alignement, ces motifs parasites étant dimensionnés en sorte d'avoir des fréquences de résonance (Fl, F 3) voisines de la

fréquence de résonance des motifs actifs.

2 Antenne-réseau selon la revendication 1, caractérisée en ce que les motifs parasites sont, soit d'un premier type ayant une première fréquence de résonance, soit d'un second type ayant une seconde fréquence de résonance, grâce à quoi l'antenne est formée de la répétition de groupes

de quatre motifs.

3 Antenne-réseau selon la revendication 1, caractérisée en ce que les motifs parasites sont d'un seul type ayant une même fréquence de résonance voisine de la fréquence

de résonance des motifs actifs.

4 Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 3, caractérisée en ce que certains au moins

des motifs parasites sont décalés (hi, h 3) par rapport aux

motifs actifs transversalement à la direction d'alignement.

Antenne-réseau selon la revendication 4, caractérisée en ce que ces motifs parasites sont décalés dans

un même sens.

6.Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 5, caractérisée en ce que l'écartement entre

les centres de phase des motifs actifs est au plus de l'ordre

de XO/2.

7 Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 6, caractérisée en ce que les motifs actifs

sont connectés en parallèle à un circuit d'alimentation.

8 Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 6, caractérisée en ce que les motifs actifs

sont connectés en série à un courant d'alimentation.

9 Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 7, caractérisée en ce que la largeur des

fentes est au plus égale à OI( 50 (e Zr+ 1)/2 >t o gr est la

constante diélectrique du support diélectrique.

10 Antenne-réseau selon l'une quelconque des

revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les fentes de

largeur constante s'étendent sur au moins 80 % de la dimension

transversale des motifs actifs.