FR2629600A1 - Dispositif de reception radar et radar comportant un tel dispositif - Google Patents

Abstract

Dispositif de réception radar comprenant une pluralité de voies de réception a, a = 1, 2, ... A comportant des moyens de filtrage 4-6, 15-17 et des moyens de traitement 10 susceptibles d'extraire en parallèle des informations sur des parties différentes du spectre du signal reçu. Application à tous les types de radar et notamment aux radars ambigus en distance et/ou vitesse.

Description

DISPOSITIF DE RECEPTION RADAR

ET RADAR COMPORTANT UN TEL DISPOSITIF

La présente invention concerne un dispositif de réception

radar et les radars comportant de tels dispositifs.

Généralement à la réception et après transposition en fré- quence intermédiaire du signal reçu, la technique habituellement utilisée dans les traitements radar consiste à réaliser un filtre adapté à la forme de l'onde émise. Un filtre adapté permet de maximiser le rapport signal/bruit thermique, car sa fonction de 0 transfert est identique à la conjuguée de la transformée de Fourier complexe de la forme d'onde émise. Les diverses réalisations de filtres adaptés s'approchent plus ou moins du filtre idéal et sont pour

cela plus ou moins complexes suivant le type de radar.

Dans le cas de radars non cohérents (c'est-à-dire les radars pour lesquels on n'utilise pas les relations de phase entre échos successifs d'un même train d'impulsions), on utilise un filtre de bande adaptée à la durée d'impulsion du signal émis et centré sur la

fréquence intermédiaire du récepteur.

Dans le cas des radars cohérents on utilise un ensemble de portes de distance de durée égale à la durée d'impulsion et couvrant l'ensemble du domaine en distance. Chaque porte est suivie d'un banc de filtres de fréquence dans le cas spécifique des radars Doppler. Le traitement consiste ensuite à comparer l'amplitude des signaux de sortie du filtre adapté, éventuellement après intégration des amplitudes correspondant à quelques cycles de filtrage, à un seuil qui permet de décider s'il y a alarme, c'est-à-dire présomption de l'existence d'une cible dans le quantum considéré (distance, vitesse, distance-vitesse suivant le type de radar), le nombre de

fausses alarmes devant rester très faible.

La plupart des radars modernes, notamment les radars aéro-

portés, sont ambigus soit en distance, soit en vitesse, soit à la fois en distance et vitesse ce qui est le cas des radars à moyenne fréquence de répétition (MFR). La levée d'ambiguïté des paramètres ambigus est réalisée par modifications séquentielles périodiques de la forme d'onde émise, qui s'obtiennent en général par des variations continues ou discontinues de la fréquence de récurrence ou de la fréquence porteuse émise. La période de ces séquences doit être suffisamment courte pour qu'il en reste au moins une pendant le temps d'illumination d'une cible. Certains types d'échos ou signaux indésirables dont les caractéristiques sont très différentes des échos

utiles (échos diffus de sol, cibles à vitesse ou distance non vraisem-

blable) sont éliminés par des dispositifs spécifiques.

L'architecture de principe, basée essentiellement sur la réali-

sation du filtre adapté classique, bien qu'optimisée pour la détection d'une cible dans un environnement de bruit blanc à large bande, présente des inconvénients lorsque l'environnement hostile n'est plus du bruit blanc. En effet le filtrage fait perdre des informations contenues implicitement dans le signal reçu et les moyens mis en oeuvre ultérieurement dans le traitement du signal filtré ne peuvent

en aucun cas permettre de retrouver ces informations.

La présente invention a pour objet un dispositif de réception apte à prendre en compte des informations contenues implicitement dans le signal reçu et qui auraient été perdues par les techniques classiques du filtrage adapté. Bien que, théoriquement, ce dispositif

diminue le rapport signal/bruit thermique, la dégradation des perfor-

mances globales du radar est en général nulleou faible vis-à-vis d'un

radar équipé d'un dispositif de traitement classique.

La présente invention a donc pour objet un dispositif de réception radar, principalement caractérisé en ce qu'il comprend

une pluralité de voies de réception susceptibles d'extraire en para-

une pluralité de voles de réception susceptibles d'extraire en paral-

lèle des informations sur des parties différentes du spectre du signal reçu. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront

clairement à la lecture de la description suivante et faite en regard

des figures du dessin annexé sur lequel: - la figure 1, représente le schéma général d'une première variante de réalisation du dispositif selon l'invention; - la figure 2, représente le schéma général d'une deuxième variante de réalisation du dispositif selon l'invention; - la figure 3, représente un premier schéma de réalisation particulière selon la figure 2; - les figures 4, 5, 6, représentent les spectres des signaux obtenus et les fonctions de transfert des filtres pour différents cas; - la figure 7, représente un deuxième schéma de réalisation particulière selon la figure 2; - la figure 8, représente un schéma général de réalisation du circuit de traitement 10; - la figure 9, représente une première réalisation particulière du circuit 10; - la figure 10, représente une deuxième réalisation particulière du circuit 10 avec un premier mode de réalisation du circuit extracteur 22; - les figures 11, 12, 13, représentent différents modes de

réalisation du circuit extracteur 22 relatifs à la réalisation repré-

2 sentée sur la figure 10; - la figure 14, représente un premier mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 permettant de lever l'ambiguïté vitesse; - la figure 15, représente un deuxième mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 permettant de lever l'ambiguïté distance. Le dispositif de réception selon l'invention est destiné à traiter le signal de réception dans un radar après la transposition en

fréquence intermédiaire de ce signal.

On a représenté sur la figure 1, le schéma général d'une

premiere variante de réalisation du dispositif selon l'invention.

Le dispositif comporte une pluralité de voies de réception dont trois seulement ont été représentées 1, 2, 3. Ces voies reçoivent toutes en parallèle le signal après transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition, la fréquence fo Chacune des voies comporte un filtre spécifique 4, 5, 6 centré sur une fréquence fa; a est un indice caractérisant le numéro de la voie, a = 1, 2,... A, si A est le nombre de voies. Tous les filtres ont la même bande passante qui est celle du filtre adapté. Seule la

fréquence centrale est décalée f'1 = f0 + Alf' f'2 = f0 + A2f etc...

Le filtre 4 est donc centré sur une fréquence f'l comprise dans le spectre du signal reçu et sa bande passante est celle du filtre adapté, soit T environ. Le filtre 5 est centré sur une fréquence f'2, le filtre 6 est centré sur une fréquence f'3. Ces filtres ne sont pas centrés sur la fréquence porteuse du signal reçu qui est f0 la fréquence de transposition ou f0 + fdo' fd0 étant la fréquence Doppler correspondant à la fréquence centrale f0 dans le cas de détection d'une cible mobile. Ces filtres sont centrés sur une

fréquence qui se trouve dans le spectre de ce signal.

Les signaux de sortie des filtres 4, 5, 6 ont respectivement Alif A2f A3f pour fréquence centrale la fréquence f0 + 2 ' f0 + -2 et f0 + 2 Ces fréquences sont donc les fréquences porteuses des signaux de

sortie des filtres.

Chaque voie a donc une fréquence porteuse distincte appar-

tenant au spectre du signal reçu, il n'est pas exclu que l'une de ces fréquences porteuses soit égale à la fréquence f0o L'écart entre les fréquences porteuses et la fréquence centrale f0 doit être de l'ordre de 1 ou T est la durée d'une impulsion émise afin de ne pas trop

3 I

dégrader le rapport signal à bruit; des valeurs telles que - ou

sont acceptables.

Des mélangeurs 7, 8, 9 recevant respectivement un signal à la A1f A All 2f fréquence fi, f2, f3 telles que fl = f0 ±- 2 f0 + et A3f f3 = f0 + -' permettent de débarasser le signal entrant de ces fréquences porteuses. On obtient donc à la sortie de chacune des voies 1, 2, 3 respectivement les signaux si, s2, s3. Un dispositif de traitement et d'exploitation 10 permet de prendre en compte les signaux de sortie des diverses voies pour effectuer le tri entre les échos désirés et les signaux parasites d'origine diverse selon le type

de radar utilisé.

Sur la figure 2 on a également représenté un schéma général !0 d'une deuxième variante de réalisation du dispositif de réception

selon l'invention.

Le dispositif comprend de la même façon une pluralité de voies de réception (A voies) en parallèle dont trois seulement ont été représentées. Ces voies reçoivent le signal après transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition la fréquence f0. Le signal entrant sur chaque voie a une fréquence

égale à f0 ou à f0 + fd0 dans le cas d'une détection de cible mobile.

Chaque voie comprend un mélangeur respectivement 12, 13, 14 permettant d'effectuer une transposition de fréquence de valeur àaf, soit à lf pour la première voie, A2f pour la deuxième voie et A3f pour la troisième voie (a représentant l'indice du numéro de la

voie correspondante).

Chaque voie comprend également un filtre 15, 16 et 17, ces filtres étant désadaptés vis-à-vis du signal entrant puisqu'ils sont centrés autour de la fréquence f0, la largeur de ces filtres étant égale à Af égale à. Les signaux de sortie issus de chaque filtre ont Alf

donc une fréquence porteuse égale à respectivement à f0 + 2 -

A2f A3f

fo+ 2 -f+ 2---.

Chaque voie comprend ensuite des mélangeurs 18, 19, 20 qui reçoivent respectivement les signaux de sortie des filtres 15, 16, 17 et des signaux ayant pour fréquences porteuses f l, f2, f3 telles que All A2f f1 soit égale à f0 + 2' f2 soit égale à f0 + et f3 soit égale à A3f f0 + -2-. Ces mélangeurs permettent donc de débarasser le signal des fréquences porteuses fI, f2, f3. Les signaux vidéo 11, 12, 13 issus de chacune des voies sont ensuite traités dans le circuit de traitement 10. Ce deuxième mode de réalisation présente l'avantage de pouvoir utiliser le matériel déjà existant dans les radars à savoir

les filtres de fréquence centrale foi adaptés à la fréquence intermé-

diaire de réception.

Sur la figure 3 on a représenté un premier schéma d'une i0

réalisation particulière selon le deuxième mode de réalisation repré-

senté sur la figure 2.

Dans cette réalisation on a choisi un nombre de voies égal à deux, les fréquences de translation de chacune de ces voies étant symétriques par rapport à la fréquence centrale f0 des filtres, soit, de la fréquence porteuse du signal d'entrée du dispositif de réception. Les impulsions reçues centrées à la fréquence f0 sont décalées en fréquence de - Af dans la première voie et de + Af dans la deuxième voie. Le signal est ensuite filtré dans les filtres 15 et 16 qui sont des filtres adaptés à la fréquence centrale fo, les signaux de sortie correspondants sont s'l et s'2. Le spectre de fréquence de ces signaux est le produit des spectres du signal d'entrée et de la conjuguée de la fonction de transfert du filtre. Si on s'intéresse dans un premier temps au cas d'une impulsion rectangulaire à fréquence porteuse fixe les spectres de s'l et s'2 sont donc respectivement donnés par les relations sin IT (f 0-f)T sin 1r (f0Af-f)T G1 (f) =(fO-f) 1 (f0-Af-f)t sin f r (f0-f)T sin 1r (f0+Af-f)T 2 (f) = (f-f)t Ir (fo+Af-f)T Dans les radars classiques o l'écart de fréquence Af est nul, on obtient le spectre GO(f) donné par la relation: sin T (fof)T 2 G0 (f) = i (fO-f_)T j

Les mélangeurs 18 et 19 permettent de supprimer les fré-

quences f1 et f2, fl étant égale à fO -- et f2 étant égale à f + 'f afin d'effectuer le traitement ultérieur. Sur les figures 4, 5 et 6 on a représenté le spectre G1, G2 du signal de sortie des filtres 15, 16 ainsi que le spectre du signal de sortie d'un filtre adapté centré sur la fréquence fO,' Go, On a

également représenté les fonctions de transfert des filtres respecti-

vement H1, H2, H0. Sur la figure 4 on a choisi un Af, c'est-à-dire l'écart de fréquence entre la fréquence f1 et f2 égal à 1; sur la

1 3 -

figure 5 on a choisi un Af égal -f et sur la figure 6, Af =. On constate pour le mode de réalisation représenté sur la figure 3 dans lequel les fréquences fl et f2 sont symétriques par rapport à la fréquence centrale f0 que les fonctions G1 et G2 sont symétriques Af 2Af respectivement par rapport à f0 - -2f et f0 + 2 et ont leur maximum pour ces valeurs de f: sin i - t Inrf T G1 (f)max = G2 (f)max = f Ir 2 T On constatera que pour des valeurs de Af de l'ordre de grandeur de 2, les spectres G1 et G2 sont suffisamment disjoints et que leur forme est très voisine de G0. Leur largeur spectrale notamment est très voisine de celle de G0, ce qui préserve le I

pouvoir de résolution en distance. Des valeurs Af < <2I sont utili-

sables, mais présentent moins d'intérêt. Des valeurs >> " sont également utilisables, si le rapport signal/bruit thermique reste suffisant. Tout se passe donc au niveau de chaque impulsion reçue comme si on disposait de deux radars identiques rigoureusement synchrones et décalés en fréquences de deux fois af égale à Af; la fréquence porteuse du signal s'l à la sortie du filtre 15 (ou fréquence centrale du spectre) étant fl avec f1 = fo _ -' et la fréquence porteuse du signal s'2 à la sortie du filtre 16 étant f2 avec f2= f0 + 2 Sur la figure 7 on a représenté une réalisation particulière selon la figure 2 relative à un deuxième type d'émission-réception. Cette réalisation est relative au cas ou l'on émet des trains d'impulsions cohérentes à fréquence porteuse fixe et à fréquence de récurrence fr. Comme dans le cas des radars cohérents classiques ou la fréquence de transposition intermédiaire doit être très stable, on doit choisir des fréquences de transposition fi et f2 suffisamment stables. Dans cette réalisation l'écart entre les deux fréquences

centrales fl et f2 est choisi égal à 2Kfr o K est un nombre entier.

On effectue donc à l'aide du premier mélangeur 12 une translation de la fréquence du signal reçu f0 de la valeur Af égale à - 2Kfr; de la même façon on effectue une translation à l'aide du mélangeur 13

de la fréquence du signal reçu f0 d'une valeur égale à Af = 2Kfr.

Les filtres 15 et 16 permettent ensuite d'obtenir le spectre autour des fréquences centrales f0 - Kfr et f0 + Kfr. Les mélangeurs 18 et 19 permettent ensuite de supprimer la fréquence porteuse ou fréquence centrale f!, f2, fl étant égale à f0 - Kfr et f2 étant égale à f0 +'Kfr' Un synthétiseur de fréquences 20 fournira par exemple les fréquences de référence fr + 2Kfr, f0- Kfr et f0 + Kfr et de préférence également la fréquence intermédiaire f0 (qui représente l'écart constant entre la fréquence d'émission et l'oscillateur local

hyperfréquence de réception).

Dans toute la description précédente on a négligé l'effet

Doppler dO aux cibles mobiles. En effet on a considéré le cas des échos d'une cible fixe, c'est-à-dire, des échos pour lesquels il n'y a pas de variation de distance, le signal reçu étant le signal émis retardé d'une valeur T Dans le cas d'une cible mobile le signal reçu est entaché d'une fréquence Doppler fd0' Si on considère que Vr est la vitesse radiale de la cible et f la fréquence d'émission, la fréquence de réception e 2V 2V 2V f'e sera égale à fe (I ± C) soit fe + fdO ' r = fr (1 C e ' C étant de l'ordre de 105 pour les cibles usuelles les plus rapides, on prendra donc l'approximation f'r = f; par ailleurs la fréquence r r centrale f0 devient f'0 = f0 + fdo, l'ensemble des deux spectres H et H2 est donc décalé de fd0 vers la droite ou vers la gauche suivant le signe de Vr par rapport au spectre H0 et les fréquences centrales de G1 et de G2 sont respectivement fl = f f 0 d - et f Af f f2 = f0 + 2 + Les amplitudes de G1 et G2 deviennent dans ce cas légèrement différentes. En prenant des valeurs de fd0 qui ne dépassent pas environ 10% de les variations répercutées sur sl et

s2 diffèrent de moins de 5%.

L'apparition de fréquences Doppler ne change en rien le prin-

cipe de l'invention, car ses fréquences sont très faibles vis-à-vis de la fréquence porteuse, il y a sensiblement la même énergie autour des fréquences de transposition fa et fa + fd0 La figure 8 représente le schéma général de réalisation du

circuit de traitement I0.

Ce circuit 10 est apte à recevoir les signaux vidéo provenant de chaque voie 1, 2,... A. On se limitera pour simplifier au cas de deux voies 1, 2. Les signaux vidéo sl et s2 sont traités par un circuit de traitement Doppler 21 qui est par exemple réalisé à l'aide de transformateur de Fourier. Les signaux issus du traitement Doppler sont traités par un circuit extracteur 22 permettant d'appliquer des

critères de décision de détection selon l'exploitation désirée caracté-

risant le type du radar. Le circuit 22 comprend des opérateurs 23 permettant d'appliquer des critères de détection suivis de circuits comparateurs 24 permettant d'appliquer des critères de décision de détection. Le circuit extracteur 22 est suivi d'un circuit de mesures 25 permettant de mesurer la vitesse et/ou la distance des cibles

détectées. Les circuits 21 à 25 permettent d'exploiter les infor-

mations issues de chaque voie et de les associer pour obtenir une mesure rapide des paramètres (distance, vitesse) des cibles et/ou

d'effectuer un tri entre les échos désirés et les signaux parasites.

La figure 9 représente un premier exemple de réalisation du circuit de traitement 10. Ce circuit permet pour un radar à basse fréquence de récurrence, et donc ambigu en vitesse, de mesurer la

vitesse radiale des cibles.

Les signaux S1 et S2 peuvent être soit des impulsions consi-

dérées individuellement soit des signaux issus de filtres Doppler correspondant à l'intégration cohérente des trains d'impulsions. Dans cet exemple de réalisation les signaux Si et S2 sont issus de filtres Doppler et sont obtenus par transformée de Fourier discrète à l'aide de l'opérateur 21. Ce circuit est suivi d'un circuit extracteur 22 qui

comprend les opérateurs 23 et 24.

A l'aide de l'opérateur 23 on effectue une mesure de la différence de phase entre les deux voies, (P 2-P1, qui permet de mettre en évidence une mesure de l'écart de fréquence Doppler pour un radar cohérent (d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage successifs). En effet les phases des signaux SI et S2 sont /Af P = 2r fel T0 + QI01 avec fel = fe -2 2Y2 = 2r fe2 To + P02 avec fe2 = fe + 2 2 e O+% 2Vr 'fel 2Vr. fe2 fdl C fd2 C 2V Afd fd2 - fdl = C Af fe étant la fréquence porteuse émise PO1 et (P02 étant des phases origine connues. Les deux voies font donc apparaître des fréquences Doppler correspondant aux fréquences d'émission fel et fe2 telles que fel fdl =2V et f fd2 = 2Vr C Il 2V

l'écart entre les deux fréquences Doppler Afd étant égal à Af.

L'opérateur 24 permet d'effectuer la mesure de la variation en fonction du temps de cet écart de phase Ap. Cette mesure est donc une mesure de l'écart de fréquence Doppler qui consistue lui-même une mesure de la vitesse radiale Vr et qui est réalisée par le circuit 25. Cet écart de fréquence Doppler permet de mettre en évidence

une nouvelle fréquence Doppler f'd = 2Vr f ou la fréquence d'émis-

r Coulfrqecd'ms sion serait Af au lieu de fe' ce qui correspond à deux mesures de V e r

très largement non ambiguës pour la plupart des cas usuels.

L'ambiguTté est levée par la comparaison entre deux instants

des variations de phase sur les deux voies.

Dans le cas des radars incohérents ou agiles en fréquence

d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage Doppler suc-

cessifs les phases origine p01 et P02 doivent être prises en compte à

chaque observation.

A une première observation A P= 2ir AfT0o + (02 - p01 à une seconde observation: Ar' = 27r AfT'0 + '02 '01 La variation de phase entre les deux instants correspondants s'exprime par la relation: (A(P) = 2, Af6TO + 6 02 - 60i L'ambiguYté est levée par la comparaison entre deux instants des variations de phase sur les deux voies en tenant compte de

(6502- 01).

Pour les radars ambigus en distance, la levée d'ambiguïté distance est effectuée par observations successives de l'écart Ap

entre les deux voies après une faible variation de Af soit 6(Af).

Soient à l'instant t0, A (P = 21r Af Tro à l'instant to + Ato, A(Pl = [2r Af + 6 (Af)] [T0+ +To]

é f tant très faible par rapport à l'unité.

Af 5. TO' est la variation du retard TO de la cible pendant la durée At0 entre les deux observations. Alors, (Ap) = Ap' - Ap = 2r [6(Af) TO + Af6T0+ M(Af) 6To0] Le second terme 2T Af T0 représente la part de la variation

de l'écart de phase (6(A p) due à l'existence de la vitesse radiale Vr.

1 0 Le troisième terme, du deuxième ordre par rapport aux deux

premiers est négligeable dans de nombreux cas pratiques.

On obtient donc la relation suivante

ô(Ap) = 21T [6(Af) TO + Af T-

Lorsque 2r AfMT0 est faible par rapport à 2ir "(Af)r0, la mesure de M(AcP) est une estimation de la mesure de TO, donc de la

distance de la cible.

Lorsque 27r Af6T0 n'est pas faible par rapport à 27r ô(Af)Tr0, il

est nécessaire de mesurer séparément cette grandeur.

La figure 10 représente une deuxième réalisation particulière du circuit de traitement 10 dans le cas d'un radar à moyenne fréquence de répétition (MFR). Les radars MFR sont des radars Doppler aéroportés de détection de cible aérienne. Ces radars présentent l'inconvénient d'être ambigus en distance et vitesse. Ils sont destinés à détecter des cibles volant à toutes altitudes et à

calculer la vitesse et la distance réelle.

Chacune des voies 1 et 2 est suivie par un opérateur numérique

de transformée de Fourier rapide (FFT en terminologie anglo-

saxonne) 30 et 31 permettant d'effectuer le traitement Doppler. La durée d'intégration cohérente de ces opérateurs est T0, la période de répétition des cycles de filtrage est Te. Les cycles successifs d'intégration de la voie 1 sont désignés Cll, C12, C13... CiN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT sont désignés par

S1, S12, S3... Si1N pour une cellule de résolution distance-

vitesse donnée, N étant le nombre de cycles pendant le temps d'illumination de la cible. Ces signaux sont disponibles à la sortie de l'opérateur 30 respectivement au temps Te, 2Te, 3T... NTe en prenant comme origine des temps le début du premier cycle. De la même façon les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23... C2N, les signaux correspondants sont désignés par S21, S22, S23... S2N, et sont également disponibles au temps Te, 2Te,

3T... NTe-

e e Ces opérateurs 30 et 31 sont par conséquent aptes à délivrer le

signal correspondant à un quanta de distance et de vitesse donné.

Chaque quanta de distance k est égal à (ou encore k = 4K), T r r étant la durée d'une impulsion et fr la fréquence de récurrence et chaque quanta de vitesse est égal à fr TO Le radar fonctionne alternativement d'un cycle au suivant aux fréquences de récurrence f et fr + Sfr. On a donc choisi deux fréquences de récurrence très légèrement différentes d'un cycle à l'autre. Ainsi les cycles de rang impair définis par les termes généraux C1,2n+l et C2,2n+1 o n est un entier, fonctionnent à fr (n=0, 1, 2. 2, si Nest pair), les cycles de rang pair C12p et C2,2 fonctionnent à f r + f (p=l, 2...). fret f + f sont trs f voisines ( f r de l'ordre de 10 -3 par exemple). Ce n'est que dans ce fr cas que d'un cycle à l'autre le signal d'une cible change très peu de case distance-vitesse, et donc qu'il y a très peu de couples de cases

distance-vitesse à examiner (alors que dans les radars MFR clas-

siques, les variations de fr sont beaucoup plus grandes). Les signaux apparaissent par exemple dans les quanta distances numéro k (cycle pair) et k+2 (cycle impair) et dans le quantum vitesse numéro m. On dispose donc à la fin du temps d'illumination T, apres mise en mémoire, deux à deux des signaux élémentaires S1i et S2i (i=l, 2, 3 -14 N) desquels on peut extraire les amplitudes en calculant le module de Sli et le module de S2i (ou leur carré), les phases (P1i et y2j; les écarts de phase Ap2n+ 1 et /<02p entre Sli et S2i, obtenus

respectivement à partir des cycles impairs et pairs.

Sur la première voie on dispose donc des signaux issus d'un cycle de rang impair et désignés par le terme général S1,2n+1 et également des signaux issus d'un cycle de rang pair et désignés par le terme général S12p Des opérateurs 32 et 33 appartenant au circuit 22 permettent d'effectuer respectivement la somme des modules de ces signaux et de les transmettre à un additionneur 34 qui délivre la somme des modules issus des deux cycles et que l'on référence SliS. Un comparateur 35 permet de comparer ce signal à un premier seuil de niveau, a 1 prédéterminé et de délivrer ainsi un premier critère de

niveau N1.

N Il y a alarmesi iN Slil > a1 1=1 De la même façon sur la deuxième voie se présentent les signaux correspondant aux cycles de rang impair et désignés par le terme général S2,2n+1 et les signaux correspondant aux cycles de rang pair et désignés par le terme général S2,2p. Des opérateurs 36, 37 reçoivent ces signaux et permettent de calculer les modules, d'effectuer respectivement la somme des modules de chacun d'eux et transmettent ces signaux à un additionneur 38 qui délivre la

somme des modules issus des deux rangs et que l'on référence S2i.

Un comparateur 39, reçoit ce signal et le compare à un deuxième seuil de niveau 02 prédéterminé et délivre un deuxième critère de niveau N2. La décision de détection est fonction des critères de

niveau obtenus pour les deux voies.

N Il y a alarme si i IS2i >2

Les circuits 32 à 39 constituent l'extracteur 22.

Pour faciliter la compréhension, prenons l'exemple numérique suivant, avec une architecture de récepteur telle que représentée

par la figure 3.

fe 10 000 MHz, T = 0,5 lis, f =20 kHz e r= 6 fr =20 Hz, Af = I MHz (soit K = 25) et (Af) = 2 K fr= 1000Hz Chacune des voies 1 et 2 est suivie par un opérateur numérique

de transformée de Fourrier discrète (FFT).

Le temps d'illumination d'une cible par le radar, en phase veille, est: T. = 0.0-3 s I La durée d'intégration cohérente est TO0 = 2.103 s

La période de répétition des cycles de filtrage est Te = 3 ms.

Le nombre de cyles N pendant le temps d'illumination est donc d'environ 16 sur chacune des deux voies: N T = T. e l Ces valeurs correspondent à des ordres de grandeur utilisables

classiquement pour les radars MFR.

Les cycles successifs de la voie I sont désignés par C11, C12, C13... C1N et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT

par Sl, S12, S13.. SiN (pour une cellule de résolution distance-

vitesse donnée).

Ces signaux sont disponibles aux temps: Te, 2Te, 3Te... NTe

en prenant comme origine des temps le début du premier cycle.

De même, les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23 '... C2N, les signaux correspondants par S21, S22, S23.. S2N, et sont également disponibles aux temps Te, 2Te, 3T NTe. Le radar fonctionne alternativement, d'un cycle au suivant, aux fréquences de récurrence fr etf + S6 fr r r r Les cycles de rang impair C1,2n+l et C2,2n+1 fonctionnent à fr(n = 0, 1, 2... 7), les cycles de rang pair C1,2p et C2, 2p

fonctionnent à fr + 6fr (P = 1, 2... 8).

On dispose donc à la fin du temps TI, après mise en mémoire, de 2N signaux élémentaires Sliet S2i (i = 1, 2, 3... N) desquels on extrait - les amplitudes ISI et IS2iI (ou leurs carrés) - les phases cp1i et óP2i - les écarts de phase AP2n+1 et AP2p entre Sl1 et S2i, dont l'utilisation sera différente suivant qu'ils proviennent de la

comparaison de signaux issus de cycles impairs ou pairs.

Dans le cas choisi, il y a donc huit cycles pairs et huit cycles

impairs pour chaque voie.

La figure 11 représente une deuxième réalisation d'un extracteur dans lequel on cherche à définir la ponctualité spatiale d'une cible (vis-àvis de la largeur du quantum distance). Pour cela, le circuit 23 permet d'obtenir par comparaison normalisée des amplitudes des signaux apparaissant simultanément sur les deux voies sans distinction des cycles pair ou impair et après moyenne effectuée sur le nombre N d'échantillons disponibles, un signal S que l'on compare à un seuil C 3 prédéterminé afin d'obtenir un critère de ponctualité spatiale. On dira qu'il y a alarme si N I l ils2il < Le circuit 23 comprend donc dans cette réalisation, un circuit et un circuit 41 permettant respectivement d'obtenir les modules des signaux d'entrée S1i et S2i, i variant de 0 à N. Un circuit 42 permet d'effectuer l'opération de la moyenne normalisée de ces

signaux pour obtenir le signal S. Un comparateur 43 permet d'ef-

fectuer la comparaison entre ce signal S et le seuil prédéterminé 3.

Il y a alarme si 1 jISIi_ -[ 21I < a i=l 1SIIi+ 1s2i1 Sur la figure 12 on a représenté une troisième réalisation de l'extracteur 22. Ce schéma permet de mettre en évidence d'autres critères d'extraction que ceux qui ont été décrits à propos de la

figure 10.

Sur chaque voie 1 et 2 représentées sur la figure 12, on considère séparément les cycles impair et pair. Deux opérateurs 50 et 51 reçoivent de la voie I respectivement les signaux issus d'un cycle de rang impair désignés par le terme général S1,2n+l et les signaux issus d'un cycle pair désignés par le terme général SI, 2p. De la même façon les opérateurs 52, 53 reçoivent respectivement de la voie 2 les signaux issus d'un rang de cycle impair S2,2n+1 et des signaux issus de cycle pair S2, 2p* Ces opérateurs permettent pour chaque groupe considéré isolément d'élaborer la différence seconde

de a pase6 yqui est égale à Cp 2q'.

de la phase qui est gale j-2Pj1 + Pj 2. Il y a donc pour chaque groupe (2) valeurs de 6 j dont on prend la valeur absolue et dont on fait la moyenne à l'aide respectivement des opérateurs 54 à 59. Le groupe impair de la voie 1 donne: N-I 18 l N - I<PzIj avec j = 2n+l N-2 î _ 2 j n: 2,3, 2-2 Le groupe pair de la voie 1 donne: N 1 q't - 2 N ú 6qlql avec q = 2p N q I21q p=3,4, 2 q De même, les grandeurs correspondantes de la voie 2sont: N-1 -- 2j N I 2j N q I 16 2ql - -2!6 02q] On réalise finalement pour chaque voie la moyenne de groupe: 2= 2 -,lj+ 1q 12= 2[IT2j + "2q I q01 et 6ip21 mesurent la dispersion moyenne de l'écart de phase entre signaux successifs d'une même voie. On établit ainsi un critère de détection à partir de cette mesure décrétant qu'il y a alarme si sur la voie 1, si Fqp1 est inférieur à cail; sur la voie 2, si _6ip2 est inférieur à a2; al et a2 sont des seuils prédéterminés en

fonction de l'application.

Deux comparateurs 60 et 61 permettent d'effectuer la compa-

raison entre les signaux de sortie des sommateurs 56 et 59 respecti-

vement avec les seuils al et a2.

Sur la figure 13, on a représenté un quatrième mode de réalisation de l'extracteur 22 pour un radar à moyenne fréquence de récurrence. Sur cette figure le circuit 23 comprend un opérateur 70 recevant les signaux S2n+ et S22n issus des cycles de rang 1,2n+l eS2,2n+I sdscce ern impair provenant des deux voies 1 et 2 et un opérateur 71 recevant les signaux S12p et S22p issus des cycles de rang pair provenant des

deux voies 1 et 2.

L'opérateur 70 permet d'extraire l'écart de phase A0 p et d'effectuer la différence seconde de l'écart de cette phase ou phase différentielle Atyj entre deux signaux issus d'un cycle impair, dont

l'un provient de la voie 1 et l'autre de la voie 2.

L'opérateur 71 permet d'extraire l'écart de phase Aqp et q d'effectuer la différence seconde de l'écart de phase ou phase différentielle A Pq entre deux signaux issus d'un cycle pair, dont l'un

provient de la voie 1 et l'autre de la voie 2.

Deux opérateurs 72 et 73 permettent de calculer la valeur moyenne sur N valeurs respectivement pour chacun des signaux issus des opérateurs 70 et 71. Un sommateur 74 permet d'effectuer la somme des signaux issus des opérateurs 72 et 73. Ce signal somme est comparé à un seuil a3 prédéterminé, à l'aide d'un comparateur 75. Les circuits 70 à 73 élaborent les moyennes des valeurs absolues des différences secondes (symbolisée par 62):

152 (AP>.I N-I 2

2 j e2 - I N-1 iS2(Ac>qi = N 162 (A@) | _ 2 q Avec 62 (p)j = Apj - 2A j_1 + ALoj_2 et 62 (AP)q = APq - 2A PqI + q-2 L'opérateur 74 permet ensuite de calculer la valeur moyenne des deux groupes de signaux: 152 91=2 [12 (A)i + 162 (&)q1] Cette grandeur mesure la dispersion moyenne de la variation de la phase différentielle en fonction du temps. On décrète qu'il y a alarme si 162 (Ap)l < a3. Ce circuit 22 permet d'établir un critère de ponctualité en fréquence différentielle (différence de fréquence Doppler). La figure 14 est un exemple de réalisation du circuit de mesure 25 permettant de mesurer la vitesse non ambiguë et donc de lever l'ambiguité vitesse. Dans ce cas on considère séparément les

signaux des groupes pair et impair.

Les cycles impairs permettent de mesurer la variation de la phase différentielle entre les instants (N-I)T et Te: e e dT0 dT0 6D1 = 2r Af dt (N-2) Te, dt étant supposé constant 27rAf dt N-) Teydt

pendant la durée d'observation.

Les cycles pairs permettent de mesurer la variation de la phase différentielle entre les instants NT et 2Te: 6 2 = 2i [Af + 6(Af)J dot (N2)Te 6(Af)/Af étant très faible est négligé. Les deux grandeurs 6p 1 et 6P2 sont donc sensiblement identiques, on effectue la moyenne

<PV de ces deux valeurs, CPV est donc égale à 27r Af dt (N-2)Te.

dT0 La connaissance de (P V permet d'extraire par calcul -- et

donc la vitesse radiale estimée V' (<PV = cAf. V').

Soit Va l'espace entre deux ambiguités de vitesse du radar cf (Va = 2f-) et va la vitesse ambiguë donnée par l'identification du filtre e Doppler; m étant un nombre entier positif, négatif ou nul; on peut calculer la vitesse réelle V. La vitesse estimée V' permet de déterminer m, V se déduit de l'équation V=mV +v Va a La valeur estimée V' de la vitesse réelle est comparée avec les diverses valeurs discrètes possibles de V. On choisira la valeur de m

qui fournira la valeur de V la plus proche de V'.

Pour cela, on utilise par exemple, les écarts de phase AQp (j=2n+l) et APq (q=2p), AQPj étant l'écart de phase entre les signaux 51,2n+l et S2, 2n+1; A Pq étant l'écart de phase entre les signaux 51,2p et S2,2p. On obtient ces écarts par exemple à l'aide des circuits 70 et 71 avant d'effectuer la différence seconde. Un circuit

à retard 80 retarde les signaux Ap j d'une valeur égale à (N-2)Te.

De la même façon un circuit à retard 81 retarde les signaux A Pq d'une valeur égale à (N-2)Te. Un soustracteur 82 permet d'effectuer la différence entre le signal Apj retardé et le signal Ayj non retardé pour obtenir la phase yVj. Un soustracteur 83 permet d'effectuer la différence entre le signal AàPq retardé et le signal Apq non retardé. Un additionneur 84 permet d'obtenir le signal <p V correspondant à la somme du signal YVj et 0 V,q' Un opérateur 85 permet d'extraire la valeur de V' à partir des signaux qpV, Af, Te, N. Un opérateur 86 permet de déterminer la case vitesse m à partir de V', vaet Va pour obtenir V. La figure 15 représente un exemple de circuit de mesure 25 permettant de mesurer la distance et donc de lever l'ambiguîté distance. La différence de phase entre voies, mesurée à la fin d'un cycle

impair est Acf: = 2wr AfTO(t).

La difference de phase mesurée à la fin du cycle pair suivant est: Aq0 = 2w=[Af + 6 (Af)] [To(t+Te) + 6 T0] On tient compte dans ce cas du terme 2r Af6 TO qui représente dans A qcp la part due à la variation de To pendant le temps T q e T dTo0(t) T Te dt -; Acpq-Acpj=2w (f>rt>fS& q - j= [(qf) To(t)+ fT0] en désignant par 6TO la variation du retard pendant Te et en

négligeant le terme 2wr(Af)&T0.

Il est en effet nécessaire de tenir compte des termes 2r Af T0

pour qu'on puisse calculer To(t) à partir de (A Wq - Atpj) et de M(Af).

drTo(t). T 27r Af6T0 = 2r Af. dt e

peut donc être connu à partir de la mesure de V (et plus particu-

lièrement de qv).

On effectue la moyenne qd telle que: N/2 2 E (/ 2p -Aq2p) d = N p=l 2p-1 On désigne D, la distance réelle de la cible et par Da la distance d'ambiguïté du radar (Da = 2), D = k Da + da; k nombre fr a a

entier positif ou nul, da la distance ambiguë du radar.

La valeur estimée D' de la distance réelle issue par le calcul de la mesure de qd est comparée avec les valeurs discrètes possibles obtenues pour différentes valeurs de k. On choisira la valeur de k qui

fournira la valeur de D la plus proche de D'.

Pour cela on utilise par exemple, les écarts de phase A(Pj (j=2n+l) et A cq (q=2p) obtenus à partir des circuits extracteurs 70 et q

71 à l'opération de différenciation.

Le signal Acpj est retardée d'une valeur T par un circuit à j e retard 90. Ce signal retardé est retranché par un soustracteur 91, du signal Acpq pour obtenir le signal Ap q-Aipj. Un opérateur 92 permet de calculer la valeur moyenne cpd des N valeurs, 2 N/2 Ed = (coq - AZj). Un opérateur 92 recevant les signaux tPd, V et "(Af) permet de calculer D'. Un opérateur 94 recevant les signaux D', da et Da permet de déterminer la case distance k et d'obtenir la distance réelle D.

Claims (20)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de réception radar, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de voies de réception a, a = 1,... A susceptibles d'extraire en parallèle des informations sur des parties différentes du spectre du signal reçu.

2. Dispositif de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacune des voies a, a = 1,... A, comprend des moyens de filtrage (4-6), (15-17) dont la fréquence centrale ne correspond pas à la fréquence porteuse intermédiaire du signal reçu par ces

moyens.

3. Dispositif selon les revendications 1 ou 2, caractérisé en ce

que les moyens de filtrage comportent un filtre (4, 6) apte à recevoir le signal de réception en fréquence intermédiaire f0, la fréquence de ce signal à l'entrée de chaque voie étant sensiblement f0, ce filtre étant centré sur une fréquence f'a du spectre du signal reçu, l'écart entre f'a et f0 étant égal à une valeur A af qui est

voisine de L, si -r est la largeur d'une l'impulsion émise.

4. Dispositif selon les revendications I ou 2, caractérisé en ce

que les moyens de filtrage (12-14, 15-17) comprennent, un mélangeur (1214) apte à recevoir le signal de réception après

transposition de ce signal en fréquence intermédiaire f0, la fré-

quence du signal à l'entrée de chaque voie étant sensiblement f0, et à transposer ce signal d'une valeur Aaf pour que la fréquence porteuse du signal soit une fréquence f'a donnée, appartenant au spectre du signal reçu; un filtre (15-17) centré sur la fréquence f0

et adapté au signal reçu en amont du mélangeur (12-14).

5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4,

caractérisé en ce qu'il comprend sur chaque voie, un mélangeur (7-9), (1820) relié à la sortie des moyens de filtrage (4-6) (15-17) permettant de mélanger le signal de sortie de ces moyens à un signal A f de fréquence fa' tel que fa = f + -2 pour supprimer la fréquence

porteuse fa.

6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 5,

caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de traitement et

d'exploitation (10) apte à traiter les informations issues des diffé-

rentes voies et à exploiter ces informations afin d'effectuer les mesures rapides des paramètres de cibles et/ou d'effectuer un tri

entre les échos désirés et les signaux parasites.

7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6,

caractérisé en ce que le dispositif comprend deux voies, une première (1) et une deuxième (2) voies de réception pour lesquelles

les écarts de fréquence sont identiques en valeur absolue et symé-

trique par rapport à la fréquence intermédiaire f0 du signal; ces écarts étant égaux respectivement à - f et + - À

2 2

8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1, 2, 4 à

7, dans lequel la fréquence du signal à l'entrée de chaque voie est sensiblement égale à la fréquence intermédiaire fo, caractérisé en ce que le mélangeur (12) de la première voie (1) est apte à effectuer une transposition du signal à une fréquence f0 - Af, le mélangeur (13) de la deuxième voie (2) est apte à effectuer une transposition du signal à une fréquence f0 + Af, les filtres (15, 16) de chacune des deux voies étant identiques, centrés sur la fréquence fo, et de bande

passante égale approximativement à I/T.

9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel la fréquence du signal à l'entrée de chaque voie est sensiblement égale à la fréquence intermédiaire fo,0' ce signal provenant de l'émission d'un train d'impulsion de fréquence de récurrence fr' caractérisé en ce que le mélangeur (12) de la première voie est apte à effectuer une translation Af égale à - 2Kfr et en ce que le mélangeur (13) est apte à effectuer une translation Af égale à + 2Kfr, K étant un nombre entier.

10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 9,

caractérisé en ce que les moyens de traitement et d'exploitation (1 0) comportent un circuit de traitement Doppler (21) opérant sur les signaux vidéo sortie de chaque voie a, a= 1, 2,... A, un extracteur (22) permettant d'obtenir des critères de décision de détection, suivi

d'un circuit de levée d'ambiguïté distance et/ou vitesse (25).

11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10,

caractérisé en ce que les circuits de levée d'ambiguïté (25) per-

mettent d'effectuer des mesures de la vitesse et/ou de la distance

des cibles détectées.

12. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de traitement Doppler (10) comporte un circuit de transformée de Fourier discrète (21) opérant sur les signaux vidéo des deux voies (1, 2) et en ce que le circuit extracteur (22) comprend un opérateur (23) permettant d'obtenir le décalage de phase Atq entre les deux voies et un opérateur (24) permettant d'obtenir la

variation entre deux instants donnés de ce décalage.

13. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel le signal

reçu provient de l'émission de trains d'impulsions ayant une fré-

quence de récurrence alternativement égale à fr ou à fr + 6fr -

r r r caractérisé en ce que le circuit de traitement Doppler comprend un premier opérateur de transformée de Fourier rapide (30) recevant le signal vidéo de l'une des deux voies (1), un deuxième opérateur de transformée de Fourier rapide (31) recevant le signal vidéo de l'autre voie (2); ces opérateurs étant aptes à délivrer pour un quantum distance- vitesse donné, des signaux issus (S1 2n+1' S2,2n+l)

À30 d'un cycle de filtrage impair correspondant à l'une des deux fré-

quences de récurrence et pour un autre quantum distance-vitesse donné, des signaux issus (S1,2p, S2,2p) d'un cycle de filtrage pair

correspondant à l'autre fréquence de reccurrence.

14. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit extracteur (22) comprend deux opérateurs (32 et 33) aptes à effectuer respectivement la somme des modules des signaux provenant de l'une des deux voies (1) et issus de cycles de filtrage impair et pair; un additionneur (34) effectuant la somme des modules issus des deux cycles; deux opérateurs (36, 37) aptes à

effectuer respectivement la somme des modules des signaux pro-

lo venant de l'autre voie (2) et issus de cycles de filtrage impair et pair; un additionneur (38) effectuant la somme des modules issus des deux cycles et en ce qu'il comprend un comparateur (35, 39) à la sortie de chaque sommateur (34, 38) permettant, chacun à partir de deux seuils prédéterminés (a 1 a2), de fournir un critère de décision

de détection pour chacune des voies.

15. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit extracteur (22) comprend un opérateur (40) apte à obtenir le module des signaux de l'une des deux voies indépendamment des cycles de filtrage; un opérateur (41) apte à obtenir le module des signaux de l'autre voie indépendamment des cycles de filtrage; un

opérateur (42) apte à effectuer une moyenne normalisée de l'ampli-

tude relative des signaux des deux voies et effectuée sur le nombre N de signaux issus des deux extracteurs (40, 41); et en ce qu'il comprend un comparateur (43) permettant, à partir d'un seuil de détection prédéterminé (a3), de fournir un critère de décision de

détection pour les deux voies.

16. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit extracteur (22) comprend deux opérateurs (50, 51) recevant respectivement les signaux provenant de l'une des deux voies (1) issus de cycles de filtrage impair et pair et apte à extraire la variation seconde de la phase entre deux instants donnés; deux opérateurs (54, 55) aptes à effectuer une moyenne de la valeur absolue des variations secondes de phase pour chaque cycle; un additionneur (56) effectuant la somme des moyennes de chaque cycle; deux opérateurs (52, 53) recevant respectivement les signaux provenant de l'autre voie (2) issus de cycles de filtrage impair et pair et aptes à extraire la variation seconde de phase entre deux instants donnés; deux opérateurs (57, 58) aptes à effectuer une moyenne de la valeur absolue des variations secondes de phase pour chaque cycle; un additionneur (59) effectuant la somme des moyennes de chaque cycle; et en ce qu'il comprend un comparateur (60, 61) relié à la sortie de chaque sommateur (56, 59) permettant à partir d'un seuil de détection (a!, 2) d'établir un critère de

détection sur chaque voie.

17. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit extracteur (22) comprend un opérateur (70) recevant les signaux des deux voies (1, 2) issus de cycles de filtrage pair et élaborant la différence seconde sur l'écart de phase entre les deux voies; un opérateur (72) effectuant une moyenne sur l'ensemble des signaux de sortie de l'opérateur (70); un opérateur (71) recevant des signaux des deux voies (1, 2) issus des cycles de filtrage impair et élaborant la différence seconde sur l'écart de phase entre les deux voies; un opérateur (73) effectuant une moyenne sur l'ensemble des signaux de sortie de l'opérateur (71), un sommateur (74) effectuant la somme des moyennes et en ce qu'il comprend un comparateur (75) relié à la sortie du sommateur (74) permettant à partir d'un seuil de

détection (a3) d'établir un critère de détection pour les deux voies.

18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 17,

caractérisé en ce que le circuit de levée d'ambiguïté (25) comprend un circuit de mesure de la vitesse comprenant un premier circuit à retard (80) suivi d'un premier soustracteur (82); un deuxième circuit à retard (81) suivi d'un deuxième soustracteur (83); les premiers et deuxièmes soustracteurs (82, 83) étant suivis d'un additionneur (84), lequel est suivi d'un opérateur (85) permettant d'extraire une valeur estimée de la vitesse, cet opérateur étant suivi d'un opérateur (86)

la case vitesse permettant de déterminer la vitesse réelle.

19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 18,

caractérisé en ce que le circuit de levée d'ambiguïté (25) comprend un circuit de mesure de la distance comprenant un circuit à retard

(90), suivi d'un soustracteur (91), suivi d'un opérateur (92) per-

mettant d'effectuer une moyenne sur un nombre N de valeurs obtenues à la sortie du soustracteur (91); cet opérateur (92) étant suivi d'un circuit de calcul (93) permettant d'obtenir une valeur estimée de la distance, le circuit de calcul (93) étant suivi d'un

opérateur (94) permettant de déterminer la distance réelle.

20. Radar cohérent, caractérisé en ce qu'il comporte un

dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à

19. 21. Radar incohérent, caractérisé en ce qu'il comporte un

dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à

20.