FR2751419A1 - Radar de frequence de recurrence et facteur de forme eleves, propre a une mesure de distance - Google Patents

Abstract

Le radar à porteuse modulée, en particulier à impulsions, comporte une source de fréquence de récurrence (1), une source de fréquence pour l'émission (2), un amplificateur d'émission (3) excité (4) par la fréquence d'émission à la cadence de la fréquence de récurrence, avec un facteur de forme choisi, ainsi qu'un duplexeur (5) propre à relier la sortie de l'amplificateur d'émission à une antenne (6) et cette antenne à des moyens de réception (10) le cas échéant avec changement de fréquence, propres à une démodulation cohérente des impulsions reçues. Ces moyens de réception (10) sont aménagés pour définir deux voies différentes (V1, V2), décalées l'une par rapport à l'autre d'un multiple entier de la fréquence de récurrence, et faisant l'objet sélectivement d'une démodulation synchrone (V12V15, V22-V25), l'écart de phase entre les sorties des deux démodulations synchrones étant relié à la distance entre le radar et un objet provoquant des impulsions reçues.

Description

Radar de fréquence de récurrence et facteur de forme élevés, propre à une mesure de distance
L'invention concerne les radars applicables en mesure de distance.

Un radar permet d'accéder à une information sur la distance d'une cible ou but lorsqu'il est modulé (on l'appelle alors "radar à impulsions). L'information de distance se déduit de l'estimation de l'intervalle de temps écoulé entre l'impulsion émise et l'impulsion reçue correspondante, après rétrodiffusion par la cible. Cette information est complète lorsque cette impulsion reçue est due à l'impulsion émise immédiatement auparavant. On parle alors de distance non ambiguë.

Le radar lui-même est dit non-ambigu en distance" si toute cible comprise dans sa portée est susceptible d'une mesure de distance non ambiguë. La satisfaction de cette condition dépend essentiellement de la portée du radar et de la cadence de récurrence des impulsions qu'il émet.

Il faut également considérer deux autres notions : le facteur de forme, qui est le rapport de la durée des impulsions émises à la période de récurrence de celles-ci, et les fenêtres de sélection temporelle, qui sont une subdivision de la période de récurrence en n intervalles contigus de durée égale (ou reliée) à la durée des impulsions d'émission. Si le facteur de forme est élevé, le nombre entier n est faible, jusqu'à descendre à la valeur 1. Au contraire, plus le facteur de forme est faible, plus le nombre entier n peut devenir grand. Enfin, lorsque le radar possède une antenne commune pour l'émission et la réception, ou qu'il existe des fuites résiduelles entre l'émission et la réception, le temps consacré à l'émission est indisponible pour la réception ("éclipse" de la réception, pendant laquelle le récepteur est bloqué). Les fenêtres de sélection temporelle à la réception ne peuvent donc se trouver qu'en dehors du temps d'émission.

Dans un radar à faible facteur de forme, l'impulsion reçue va chevaucher tout au plus deux fenêtres de séléction temporelle contiguës. La distance est obtenue à partir du temps frontière entre ces deux fenêtres, assorti d'une correction tenant compte de la répartition de l'énergie de l'impulsion reçue dans les deux fenêtres, rapportée à la durée de celle-ci.

Ce procédé devient difficilement applicable, voire inapplicable, lorsque le facteur de forme du radar est élevé (par exemple compris entre 0,2 et 0,5). En effet, les impulsions émises et reçues peuvent alors se chevaucher.

Du fait de l'éclipse de la réception pendant l'émission, l'impulsion reçue peut être tronquée. Dans ce cas, il est impossible d'établir exactement la répartition d'énergie de l'impulsion reçue dans deux fenêtres consécutives, et la mesure de distance s'en trouve faussée ou impossible.

La présente invention a pour but principal d'apporter une solution à ce problème. Cette solution peut s'appliquer d'une manière générale, même pour des radars ambigus en distance et/ou à facteur de forme relativement faible, bien qu'elle soit surtout intéressante pour des radars de facteur de forme élevé et de fréquence de récurrence également élevée, c'est-à-dire moyenne ou haute.

Le radar proposé est un radar à porteuse modulée, en particulier à impulsion, du type comportant une source de fréquence de récurrence, une source de fréquence pour l'émission, un amplificateur d'émission excité par la fréquence d'émission à la cadence de la fréquence de récurrence, avec un facteur de forme choisi, ainsi qu'un duplexeur propre à relier la sortie de l'amplificateur d'émission à une antenne et cette antenne à des moyens de réception, le cas échéant avec changement de fréquence, propres à une démodulation cohérente des impulsions reçues.

Selon une caractéristique générale de l'invention, ces moyens de réception sont aménagés pour définir deux voies différentes, et décalées l'une par rapport à l'autre d'un multiple entier de la fréquence de récurrence; ces deux voies font l'objet sélectivement d'une démodulation synchrone; l'écart de phase entre les sorties des deux démodulations synchrones est relié à la distance entre le radar et un objet provoquant des impulsions reçues.

Pour certaines applications au moins, ces deux voies font l'objet d'un filtrage analogique de tête en bande étroite, de largeur de bande au plus sensiblement égale à la valeur de la fréquence de récurrence.

Très avantageusement, cette démodulation synchrone comprend une démodulation directe/quadrature suivie d'un filtrage numérique multi-voies, réalisé de préférence par transformée de Fourier discrète, ou mieux par transformée de Fourier rapide. En pareil cas, les écarts de phase sont pris entre voies correspondantes de sortie du filtrage numérique ou de la transformée de Fourier.

Dans une première version, les moyens de réception du radar comportent un changement de fréquence commun, suivi de filtrages séparés, de même bande étroite, décalés d'un multiple de la fréquence de récurrence.

Dans une autre version, les moyens de réception du radar comportent deux changements de fréquence distincts, décalés dudit multiple de la fréquence. de récurrence, et suivis respectivement de filtres à bande étroite identiques.

Dans une variante de démodulation synchrone, les filtrages en bande étroite ont une largeur de bande au plus égale à environ la moitié de la fréquence de récurrence; la démodulation synchrone peut alors être réalisée par double échantillonnage.

Le radar se complète en principe par des moyens d'extracteur à seuil propres à déterminer celle des sorties de démodulation synchrone révélant la présence d'un objet. La détermination d'écart de phase peut n'être faite que pour ces mêmes sorties.

En pratique, le décalage de fréquence entre les deux filtres sera souvent choisi égal à la fréquence de récurrence.

L'invention s'applique particulièrement à des radars possédant un facteur de forme élevé, supérieur à 0,2 environ.

De son côté, la fréquence. de récurrence sera en principe elle aussi élevée, typiquement de l'ordre de la dizaine de kHz ou plus, pour une portée non ambiguë en distance de l'ordre du kilomètre à la dizaine de kilomètres.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 illustre le schéma de principe d'une première version du radar selon l'invention; - la figure 2 illustre le schéma de principe d'une secondé version du radar selon l'invention; - la figure 3 illustre un procédé connu pour mesurer la distance à l'aide d'un radar; - la figure 4 illustre les difficultés rencontrées avec ce procédé en présence d'un facteur de forme élevé; - la figure 5 est un spectre de rayonnement d'un radar à impulsion; et - la figure 6 est une courbe de réponse en termes de phase du radar selon l'invention.

Les dessins annexés comportent pour l'essentiel des informations de caractère certain. Ils font donc partie intégrante de la description, et pourront non seulement servir à mieux faire comprendre celle-ci, mais aussi contribuer à la définition de l'invention, le cas échéant.

Sur la figure 1, sont illustrées en 1 une source de fréquence de référence Fr, et en 2 une source de fréquence pour l'émission Fe. La valeur de Fe n'est pas nécessairement égale à la fréquence d'émission, puisqu'on sait que certains radars comportent un changement de fréquence pour l'émission.

Un modulateur 4 est capable de produire, à la cadence définie par la fréquence de récurrence Fr, des impulsions à la fréquence d'émission Fe. Ces impulsions sont appliquées à un amplificateur hyperfréquence d'émission 3, qui alimente une antenne 6 à travers un duplexeur 5.

Les retours d'énergie hyperfréquence ou échos perçus par l'antenne 6 dans la bande de fréquence correspondant au spectre d'émission sont transmis à travers le duplexeur 5 à des moyens de réception 10.

Classiquement, ceux-ci comportent une source 100 de fréquence intermédiaire Fi.

I1 existe plusieurs manières d'effectuer les changements de fréquence pour la réception (éventuellement aussi pour l'émission). Ici, la fréquence intermédiaire Fi de la source 100 est d'abord mélangée dans un mélangeur 101 à la fréquence d'émission Fe. Les fréquences résultantes sont de la forme Fe+Fi. L'une de celles-ci est appliquée au mélangeur 102 qui reçoit par ailleurs la sortie du duplexeur 5. La sortie du mélangeur 102 est donc à la fréquence intermédiaire Fi.

Les signaux ainsi obtenus sont tout d'abord interrompus pendant l'impulsion d'émission (interrupteur 103) puis amplifiés par un ou plusieurs amplificateurs 104.

Habituellement, ils sont ensuite sujets à une seule démodulation synchrone, dans la mesure où il n'y a qu'une seule fréquence d'émission.

Comme déjà indiqué, une caractéristique de l'invention consiste à prévoir deux démodulations synchrones, suivant deux voies V1 et V2.

Ces deux voies ont en commun le fait de faire subir aux signaux reçus (après changement de fréquence) un filtrage en bande étroite, en principe égal à la valeur de la fréquence de récurrence ou légèrement inférieur à celle-ci, (dans la mesure où la démodulation synchrone s'effectue dans le mode direct/quadrature). Par contre, les deux voies diffèrent en ce que les ,. fréquences centrales de ces filtrages sont, l'une égale à la valeur de la fréquence intermédiaire Fi, l'autre égale à la valeur de Fi, augmentée d'un multiple entier n de la fréquence de récurrence Fr.

I1 serait également concevable que les deux voies portent sur des valeurs de Fi, augmentées de multiples différents de la fréquence de récurrence Fr.

Sur la figure 1, la séparation en deux voies commence après les amplificateurs 103 et 104.

La voie V1 commence donc avec le filtre Vll, de fréquence centrale Fi et de largeur de bande égale à Fr. La sortie du filtre Vll est appliquée à deux mélangeurs V12 et V13 recevant respectivement une composante directe et une composante en quadrature de la fréquence de récurrence Fi, en provenance de la source 100. Les sorties de ces deux mélangeurs V12 et V13 sont appliquées respectivement à deux blocs V14 et V15 comprenant chacun un convertisseur analogique numérique suivi d'un circuit de transformée de Fourier discrète, de préférence de transformée de Fourier rapide.

La voie V2 a exactement la même structure, sauf que son filtre de tête V21 possède une fréquence centrale Fi + n.Fr, et que la double démodulation s'effectue à l'aide du signal
Fi + n.Fr délivré par l'organe 105. Ses autres éléments, identiques à ceux de la voie V1, portent la même référence numérique augmentée de 10.

Le bloc V14 possède des signaux de sortie notés Xli, où X signifie qu'il s'agit de la composante réelle du scalaire complexe issu de la démodulation de la sortie du filtre Vll par le signal Fi de phase zéro, alors que 1 désigne qu'il s'agit de la première voie, et que i désigne le rang du signal ou échantillon considéré, après la transformation de Fourier. Le bloc V1S fournit des signaux Yli, où la substitution de Y à X indique qu'il s'agit maintenant de la composante imaginaire du même scalaire complexe.

De façon analogue, les blocs V24 et V25 fournissent des signaux X2i et Y2i.

On considère maintenant les signaux complexes réfléchis par la cible dans les deux voies, et observés dans les filtres Doppler de même rang (Xli, Yli; X2i, Y2i).

Le décalage temporel lié à la distance de l'objet va se traduire, à la réception, par un décalage de phase de la fréquence porteuse, quel que sôit l'effet Doppler.

Ce décalage est mesuré entre les deux vecteurs (Xli, Yli), (X2i, Y2i) considérés.

Ces signaux sont appliqués à un dispositif de post-traitement 109, qui peut comporter un extracteur pour déterminer celle des voies issues de la transformation de Fourier révélant effectivement la présence d'une cible.

I1 est maintenant fait référence à la figure 2. Çelle-ci diffère de la figure 1 par le fait que les voies V1 et V2 sont maintenant physiquement plus étendues, puisqu'elles remontent jusqu'au premier changement de fréquence.

Tout se passe comme précédemment pour la source 100 de fréquence intermédiaire Fi, le mélangeur 101 associé, et le mélangeur 102 qui porte maintenant la référence V102 du fait qu'il est incorporé à la voie de réception V1.

I1 en est de même pour l'interrupteur V103 et l'amplificateur V104.

Par contre, la source de fréquence 105 qui crée un signal local de la forme Fi + n.Fr est maintenant appliquée à un autre mélangeur 106 qui en construit le battement avec la fréquence d'émission Fe. L'une des deux fréquences de battement est appliquée à un mélangeur V202 qui constitue la tête de la voie de réception V2, et est suivie d'un interrupteur V203 et d'un amplificateur V204 semblables aux organes V103 et V104.

Du fait qu'un décalage de fréquence nFr est maintenant créé entre les têtes des deux voies de réception V1 et V2, il devient possible que les filtres Vll et V21 soient identiques, c'est-à-dire non seulement qu'ils possèdent la même largeur de bande Fr, mais aussi la même fréquence centrale Fi.

En conséquence, alors que sur la figure 1 les mélangeurs
V22 et V23 recevaient respectivement les cômposantes directes et en quadrature de la fréquence Fi + n.Fr issue de la source 105, maintenant, sur la figure 2, les deux composantes directes et en quadrature de la fréquence Fi issue de la source 100 alimentent aussi bien les mélangeurs
V12 et V13 respectivement que les mélangeurs V22 et V23 respectivement.

On tire de cela un avantage en ce sens que les deux filtres Vll et V21 étant identiques, il peut être plus facile de leur conférer exactement la même réponse en termes de fréquence et phase.

Pour le reste, les modes de réalisation des figures 1 et 2 fonctionnent d'une manière analogue. Ce fonctionnement sera explicité en détail un peu plus loin.

La figure 3 rappelle comment peut fonctionner un radar à faible facteur de forme. La période de récurrence étant Tr, l'impulsion d'émission (en trait fort) possède une durée t, tandis que la période de récurrence est de l'ordre de dix fois cette durée t. Le radar est donc à facteur de forme faible. On peut alors aisément analyser une impulsion reçue tombant dans deux fenêtres consécutives, avec une fraction de son énergie P1 dans la fenêtre amont et le reste P2 dans la fenêtre aval. Le temps d'arrivée de l'impulsion sera, dans l'exemple de la figure 3
2,5.t + 0,5.t (P2 - P1)/(P1 + P2) en prenant pour référence temporelle le milieu de l'impulsion d'émission, comme il est habituel.

La figure 4 illustre le cas d'un radar de facteur de forme plus élevé. Pour un tel radar, il sera fréquent qu'une partie de l'impulsion reçue se trouve à l'intérieur du temps d'émission. Comme le récepteur est bloqué pendant ce temps, l'impulsion reçue sera tronquée. I1 ne devient donc plus possible d'appliquer correctement le procédé rappelé à propos de la figure 3.

L'une des bases de la présente invention réside dans l'observation que le spectre de fréquence du signal émis par un radar à impulsion possède une valeur centrale F0, et des raies qui sont écartées de cette valeur centrale par des multiples entiers de la fréquence de récurrence Fr.

L'homme de l'art sait que la distribution d'amplitude de ces raies possède la forme Isin X / Xl, comme rappelé sur la figure 5.

La Demanderesse a alors observé que, du fait de la coexistence de raies à la fréquence fondamentale F0 et d'autres raies à des fréquences différentes, écartées de cellesci d'un multiple de Fr, il devient possible, bien que l'émission se fasse a priori sur une seule fréquence, d'utiliser plusieurs voies de réception aux fins de mesurer la distance.

C'est ce qui peut être réalisé à l'aide des radars définis à propos des figures 1 et 2.

On peut alors, en prenant des échantillons de même rang i, issus des deux voies (chacun avec sa composante réelle X et sa composante imaginaire Y), rechercher le déphasage entre ces deux échantillons, et en tirer la mesure de la distance. Ce déphasage est naturellement à considérer comme l'écart angulaire entre les vecteurs représentatifs des échantillons dans le plan complexe.

Ceci peut être fait systématiquement pour toutes les valeurs de i passibles. Mais on peut aussi rechercher à partir d'un extracteur contenu dans le dispositif 109 quels sont ceux des échantillons qui, dépassant un seuil en amplitude, révèlent la présence effective d'une cible, et n'effectuer la mesure de déphasage que pour ceux-ci.

L'invention pourra être mieux comprise à l'examen des formules données en annexe à la présente description.

La formule (I) illustre d'une manière générale la phase d'un signal reçu à une fréquence F0, en fonction de la distance, pour une cible possédant une phase caractéristique de rétrodiffraction PHIr (F0) à la fréquence F0.

Les relations (II) montrent ce qui change pour deux signaux 0 et 1 considérés l'un à la fréquence fondamentale F0 de l'émission, l'autre sur l'une des raies F0 + n.Fr.

On relève que la contribution de phase due à la rétrodiffraction sur la cible dépend maintenant de la fréquence
F0 + n.Fr.

La Demanderesse a observé qu'en pratique les composantes de rétrodiffraction sont très voisines, pour des fréquences écartées seulement d'un multiple entier de la fréquence de récurrence.

On peut alors considérer, conformément à la relation (III), que l'écart de phase DPHI mesuré entre deux sorties homologues de la transformation de Fourier est sensiblement proportionnel à l'écart de fréquence n.Fr entre les deux voies, ainsi qu'à la distance, rapportée à la vitesse de propagation c des ondes électromagnétiques.

Un effet Doppler éventuel (le cas échéant relatif si le radar est mobile) intervenant sur les signaux reçus ne modifie pas les relations de phase données en annexe.

La figure 6 illustre, pour n=l, la réponse en phase du dispositif de la présente invention pour l'émission de la figure 4 (trait plein) et de la figure 3 (trait tireté).

Lorsque l'impulsion reçue n'est aucunement tronquée (ni à gauche, ni à droite) par l'interrupteur d'éclipse, la pente de la réponse en phase par rapport au temps (représentant la distance) est
2. PI./TR éventuellement multipliée par n si n Z 1.

Lorsqu'au contraire, il y a troncature dissymétrique, l'homme de l'art sait que cette pente est divisée par 2. Ceci explique l'allure des courbes de la figure 6, avec des pentes moitiés aux deux extrémités de la période de récurrence, qui correspondent à la sortie ou à l'entrée de l'impulsion dans les "éclipses".

L'homme de l'art sait qu'il peut être nécessaire de prendre en compte les différences entre les déphasages intrinsèques aux deux voies de réception V1 et V2, pour chaque plot d'analyse distance (Doppler). Pour cela, il suffit, de temps à autre, de réinjecter dans la réception une petite fraction de l'impulsion émise. Les entrées du circuit 109 ainsi obtenues correspondent alors à la phase de référence à "distance zéro", pour chaque plot d'analyse.

I1 suffit alors de soustraire ces phases de référence des phases mesurées pour compenser les déphasages intrinsèques des voies de réception.

Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits, mais s'étend à toute variante, notamment incluse dans le cadre des revendications ci-après.

Le radar décrit en détail est du type Dôppler à impulsions, qui peut être à fort facteur de forme, auquel la présente invention est particulièrement bien adaptée.

Elle peut également s'appliquer à un radar à faible facteur de forme, avec ou sans filtrage Doppler numérique. Dans ce cas, on peut supprimer les filtres Vll et V21. La comparaison de phase effectuée sur les sorties des organes
V14, V1S et V24, V25 porte alors sur des informations relatives au même temps donc à la même distance. En l'absence de traitement Doppler, on mesure simplement la différence de phase entre les voies.

Annexe Formules
2d (I) PHI = 2# # F0 # + PHIr (F0) (II) PHI# = 2# # F0 # + PHIr (F0)
c
PHI 1 = 2# # (F0 + n.Fr) # + PHIr (F0 + n.Fr)
c (III) DPHI # 2# # (n.Fr) #
c

Claims (12)

1. Revendications 1.- Radar à porteuse modulée, en particulier à impulsions, du type comportant une source de fréquence de récurrence (1), une source de fréquence pour l'émission (2), un amplificateur d'émission (3) excité (4) par la fréquence d'émission à la cadence de la fréquence de récurrence, avec un facteur de forme choisi, ainsi qu'un duplexeur (5) propre à relier la sortie de l'amplificateur d'émission à une antenne (6) et cette antenne à des moyens de réception (10) le cas échéant avec changement de fréquence, propres à une démodulation cohérente des impulsions reçues, caractérisé en ce que ces moyens de réception (10) sont aménagés pour définir deux voies différentes (V1,V2), décalées l'une par rapport à l'autre d'un multiple entier de la fréquence de récurrence, et en ce que ces deux voies (V1,V2) font l'objet sélectivement d'une démodulation synchrone (V12V15, V22-V25), l'écart de phase entre les sorties des deux démodulations synchrones étant relié à la distance entre le radar et un objet provoquant des impulsions reçues.
2. 2.- Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux voies (vol, V21) sont filtrées en bande étroite (vol, V21) de largeur de bande ou plus sensiblement égale à la valeur de la fréquence de récurrence Q, à l'aide d'un filtrage analogique de tête.
3. 3.- Radar selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la démodulation synchrone comprend une démodulation directe/quadrature (V12,V13), suivie d'un filtrage numérique multi-voies (V14,V15).
4. 4.- Radar selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtrage numérique (V14,V15) comprend une transformée de Fourier discrète, de préférence une transformée de

   Fourier rapide.
5. 5.- Radar selon l'une des revendications 3 et 4, caractérisé en ce qu'il utilise les écarts de phase entre voies correspondantes de sortie du filtrage numérique ou de la transformée de Fourier.
6. 6.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte, à la réception, un changement de fréquence commun (102), suivi de filtrages séparés, de même bande étroite (vol, V21), décalés d'un multiple de la fréquence de récurrence.
7. 7.- Radar selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte, à la réception, deux changements de fréquence distincts (V102,V202), décalés dudit multiple de la fréquence de récurrence, et suivis respectivement de filtres à bande étroite identiques (Vll,V21).
8. 8.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les filtrages en bande étroite ont une largeur de bande au plus égale à environ la moitié de la fréquence de récurrence, et en ce que la démodulation synchrone est réalisée par double échantillonnage.
9. 9.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens extracteurs à seuil (109) pour déterminer celles des sorties de démodulation synchrone révélant la présence d'un objet, la détermination d'écart de phase n'étant faite que pour ces mêmes sorties.
10. 10.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le décalage entre les deux filtres est égal à la fréquence de récurrence.
11. 11.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il possède un facteur de forme élevé, supérieur à 0,2 environ.
12. 12.- Radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il possède une fréquence de récurrence élevée, typiquement de l'ordre de la dizaine de kilohertz, pour une portée non ambiguë en distance de l'ordre du kilomètre à la dizaine de kilomètres.