CA1270313A - Dispositif de reception radar et radar comportant un tel dispositif - Google Patents
Dispositif de reception radar et radar comportant un tel dispositifInfo
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- CA1270313A CA1270313A CA000489100A CA489100A CA1270313A CA 1270313 A CA1270313 A CA 1270313A CA 000489100 A CA000489100 A CA 000489100A CA 489100 A CA489100 A CA 489100A CA 1270313 A CA1270313 A CA 1270313A
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Abstract
Dispositif de réception radar comprenant une pluralité de voies de réception a, a = 1, 2, ... A comportant des moyens de filtrage et des moyens de traitement susceptibles d'extraire en parallèle des informations sur des parties différentes du spectre du signal reçu. La présente invention peut être appliquée à tous les types de radar et notamment aux radars ambigus en distance et/ou vitesse.
Description
~;~7`~3 DISPOSITIFDE~ECEPTIONRADAR
ETRADARCOMPORTANTUN TEL DISPOSITIF
La présente invention concerne un dispositif de réception radar et les radars comportant de tels dispositifs.
Généralement à la réception et après transposition en fré-quence intermédiaire du signal reçu, la technique habituellement utilisée dans les traitements radar consiste à réaliser un filtre adapté à la forme de l'onde émise. Un filtre adapté permet de maximiser le rapport signal/bruit thermique, car sa fonction de transfert est identique à la conjuguée de la transformée de Fourier complexe de la forme d'onde émise. Les diverses réalisations de filtres adaptés s'approchent plus ou moins du filtre idéal et son~ pour cela plus ou moins complexes suivant le type de radar.
Dans le cas de radars non cohérents (c'est-à-dire les radars pour lesquels on n'utilise pas les rela tions de phase entre échos successifs d'un même train d'irnpulsions), on utilise un filtre de bande adaptée à la durée d'impulsion du signal émis et centré sur la fréquence intermédiaire du récepteur Dans le cas des radars cohérents on utilise un ensemble de portes de distance de durée égale à la durée d'impulsion et couvrant l'ensemble du domaine en distance. Chaque porte est suivie d'un banc de filtres de fréquence dans le cas spécifique des radars Doppler. Le traitement consiste ensuite à comparer l'amplitude des signaux de sortie du filtre adapté, éventuellement après intégration des amplitudes correspondant à quelques cycles de filtrage, à un seuil qui permet de décider s'il y a alarme, c'est-à-dire présomption de l'existence d'une cible dans le quantum considéré (distance, vitesse, distance-vitesse suivant le type de radar), le nombre de fausses alarmes devant rester très faible.
La plupart des radars modernes, notamment les radars aéro-portés, sont ambigus soit en distance, soit en vitesse, soit à la fois en distance et vitesse ce qui est le cas des radars à moyenne fréquence de répétition (MFR). La levée d'ambigulté des paramètres ambigus est réalisée par modifications séquentielles périodiques de la forme d'onde émise, qui s'obtiennent en général par des variations continues ou discontinues de la fréquence de récurrence ou de la fréquence porteuse émise. La période de ces séquences doit etre suffisamment courte pour qu'il en res~e au moins une pendant le temps d'illumination d'une cible. Certains types d'échos ou signau-~
indésirables dont les caractéristiques sont très différentes des échos utiles (échos diffus de sol, cibles à vitesse ou distance non vraisem-blable) sont éliminés par des dispositifs spécifiques.
- L'architecture de principe, basée essentiellement sur la réali 15 sation du filtre adapté classique, bien qu'optimisée pour la détection d'une cible dans un environnement de bruit blanc à large bande, présente des inconvénients lorsque l'environnement hostile n'est plus du bruit blanc. En effet le filtrage fait perdre des informations contenues implicitement dans le signal recu et les moyens mis en 20 oeuvre ultérieurement dans le traitement du signal filtré ne peuvent en aucun cas permettre de retrouver ces informations.
La présente invention a pour objet un dispositif de réception apte à prendre en compte des informations contenues implicitement dans le signal reçu et qui auraient été perdues par les techniques 25 classiques du filtrage adapté. Bien que, théoriquement, ce dispositif diminue le rapport signal/bruit thermique, la dégradation des perfor-mances globales du radar est en général nulle ou faible vis-à-vis d'un radar équipé d'un dispositif de traitement classique.
La présente invention vise un dispositif de réception radar pour trai-ter un signal reçu ayant une ~réquence porteuse Eol ledit dispositiE
comprenant:
~ 2 7~ .3 - A voies de réception recevant chacune ledi-t signal reçu;
- des moyens de transposition de fréquence et de fil-trage, dans chacune desdi-tes voies, pou:r traiter une par-tie du spectre du signal re,cu centree sur une fréquence porteuse difEérente dans chaque voie et appar-tenan-t audit spectre du signal re,cu et pour fournir un signal vidéo correspon-dan-t; et - des moyens de traitement pour recevoir lesdits signaux vidéo et pour fournir un signal de sortie trai-té contenant des informa-tions sur l.edit signal reçu.
D'autres particularités et avantages de l'inven-tion apparaitron-t clairement à la lecture de la description suivante et faite en regard des figures du dessin annexé
sur lequel:
- la Eigure 1, représente le schéma général cl'une première varian-te de réalisation du dispositiE selon l'in-vention;
- la Eigure 2, représente le schéma général d'une deuxième variante de réalisa-tion du disposi-tif selon l'in-vention;
- la figure 3, représen-te un premier schéma de réalisation particulière selon la Eigure 2;
- les figures 4, 5, 6, représentent les spectres des signaux obtenus et les fonc-tions de transfert des fil-tres pour différents cas;
- la figure 7, représente un deuxième schéma de réalisation particulière selon la figure 2;
- la figure 8, représente un schéma général de réalisation du circuit de traitement 10;
- la figure 9, représente une première réalisa-tion particulière du circuit 10;
- la figure 10, représente une deuxième réalisa-tion particulière du circuit 10 avec un premier mode de réalisation du circuit extracteur 22;
- 3a -~ ~7f~
- les ~igures 11, 12, 13, représentent diEférents modes de réalisation du circui-t extracteur 22 relatifs à la réalisation représentée sur la figure 10;
- la Eigure 14, représen-te un premier mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-mettant de lever l'ambigui-té vitesse;
- la figure 15, représente un deuxième mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-mettant de lever l'ambibuité distance.
. Le dispositiE de réception selon l'invention es-t destiné à traiter le signal de réception dans un radar par exemple après la transpo-/
~.' , : .
3~3 sition en fréquence intermédiaire de ce signal.
On a représenté sur la figure 1, le schéma général d'une première variante de réalisation du dispositif selon l'invention.
Le dispositif comporte une pluralité de voies de réception dont trois seulement ont été représentées 1, 2, 3. Ces voies reçoivent tou tes en parallèle le signal après -transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition9 la fréquence f0.
Chacune des voies comporte un filtre spécifique 4, 5, 6 centré sur une fréquence fa; a est un indice caractérisant le numéro de la voie, a = 1, 2, . . . A, si A est le nombre de voies. Tous les filtres ont la meme bande passante qui est celle du fil~re adapté. Seule la fréquence centrale est décalée f'l = fo + Alf~ f'2 = fo + ~2f etc -Le filtre 4 est donc centré sur une fréquence f'l comprise dans le spectre du signal reçu et sa bande passante est celle du filtre adapté, soit 1 environ. Le filtre 5 est centré sur une fréquence f'2, le filtre 6 est centré sur une fréquence f'3. Ces filtres ne sont pas centrés sur la fréquence porteuse du signal reçu qui est f0 la fréquence de transposition ou fo + fdo~ fd0 étant la fréqUence Doppler correspondant à la fréquence centrale f0 dans le cas de détection d'une cible mobile. Ces filtres sont centrés sur une fréquence qui se trouve dans le spectre de ce signal.
Les signaux de sortie des filtres 4, 5, 6 ont respectivement ~,f ~,f A f pour fréquence centrale la fréquence fo + 2 ~ fo ~ 2 et f0 t 3 .
Ces fréquences sont donc les fréquences porteuses des signaux de sortie des filtres.
Chaque voie a donc une fréquence porteuse distlncte appar-tenant au spectre du signal reçu, il n'est pas exclu que l'une de ces fréquences porteuses soit égale à la fréquence f0. L'écart entre les fréquences porteuses et la fréquence centrale f0 doit être de l'ordre de 2 ou T est la durée d'une impulsion émise afin de ne pas trop dégrader le rapport signal à bruit; des valeurs telles que 43T OU T
sont acceptables.
Des mélangeurs 7, 8, 9 recevant respectlvement un signal à la ~.f ~,f fréquence fl~ f29 f3 telles que fl = fo + 2 ~ f2 0 2 ~3f f3 = fo + 2 permettent de débarasser le signal entrant de ces fréquences porteuses. On obtient donc à la sortie de chacune des 5voies 1, 2, 3 respectivement les si~naux sl, s2, s3. Un dispositif de traitement et d'exploitation 10 permet de prendre en compte les signaux de sortie des diverses voies pour effectuer le tri entre les échos désirés et les signaux parasites d'origine diverse selon le type cle radar utilisé.
10Sur la figure 2 on a également représenté un schéma général d'une deuxième variante de réalisation du dispositif de réception selon l'invention.
Le dispositif comprend de la même façon une pluralité de voies de réception ~A voies) en parallèle dont trois seulement on-t 15été représentées. Ces voies re~oivent le signal après transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition la fréquence f0. Le signal entrant sur chaque voie a une fréquence égale à f0 ou à fo + fd~ clans le cas d'une détection de cible mobile.
Chaque voie comprend un mélangeur respectivement 12, 13, 14 20permettant d'e-ffectuer une transposition de fréquence de valeur f, soit Qlf pour la première voie, ~2f pour la deuxième voie et a3f pour la troisième voie (a représentant l'indice du numéro de la voie correspondante).
Chaque voie comprend également un filtre 15, 16 et 17, ces 25filtres étant désadaptés vis-à-vis du signal entrant puisqu'ils sont centrés autour de la fréquence f0, la largeur de ces filtres étant égale à ~f égale à T . Les signaux de sortie issus de chaque filtre ont donc une fréquence porteuse égale à respectivement à f Q2f ~3f fo ~ 2 ~ fo + 2 30Chaque voie comprend ensuite des mélangeurs 18, 19, 20 qui reçoivent respectivement les signaux de sortie des filtres 15, 16, 17 3~
et des signaux ayant pour fréquences porteuses fl, f2, f3 telles que fl soit égale à fo + 2 ~ f2 soit égale à fo -~ 2 et f3 g fo + 2 . Ces mélangeurs permettent donc de débarasser le signal des fréquences porteuses fl, f2, f3. Les signaux vidéo 11, 12, 13 issus de chacune des voies sont ensuite traités dans le circuit de traitement 10. Ce deuxième mode de réalisation présente l'avantage de pouvoir utiliser le matériel déjà existant dans les radars à savoir les filtres de fréquence cen~rale fO, adaptés à la fréquence intermé-diaire de réception.
Sur la figure 3 on a représenté un premier schéma d'une réalisation particulière selon le deuxième mode de réalisation repré-senté sur la figure 2.
Dans cette réalisation on a choisi un nombre de voies égal à
deux, les fréquences de translation de chacune de ces voies étan-t symétriques par rapport à la fréquence centrale fo cles filtres, soit, de la fréquence porteuse du signal d'entrée du dispositif de réception. Les impulsions reçues centrées à la fréquence f~ sont décalées en fréquence de - Qf dans la première voie et de + Qf dans la deuxième voie. Le signal est ensuite filtré dans les filtres 15 et 16 qui sont des filtres adaptés à la fréquence centrale fO, les signaux de sortie correspondants sont s'1 et s'2. Le spectre de fréquence de ces signaux est le produit des spectres du signal d'entrée et de la conjuguée de la fonction de transfert du filtre. Si on s'intéresse dans un premier temps au cas d'une impulsion rectangulaire à fréquence porteuse fixe les spectres de s'l et s'2 sont donc respectivement donnés par les relations:
sin 1r (fo-f)T sin ~r (fo-~f-f)T
Gl (f) Ir(fO-f)T Ir (fo sin ~T (fo-f)T sin lT (fo+Af-f)T
ETRADARCOMPORTANTUN TEL DISPOSITIF
La présente invention concerne un dispositif de réception radar et les radars comportant de tels dispositifs.
Généralement à la réception et après transposition en fré-quence intermédiaire du signal reçu, la technique habituellement utilisée dans les traitements radar consiste à réaliser un filtre adapté à la forme de l'onde émise. Un filtre adapté permet de maximiser le rapport signal/bruit thermique, car sa fonction de transfert est identique à la conjuguée de la transformée de Fourier complexe de la forme d'onde émise. Les diverses réalisations de filtres adaptés s'approchent plus ou moins du filtre idéal et son~ pour cela plus ou moins complexes suivant le type de radar.
Dans le cas de radars non cohérents (c'est-à-dire les radars pour lesquels on n'utilise pas les rela tions de phase entre échos successifs d'un même train d'irnpulsions), on utilise un filtre de bande adaptée à la durée d'impulsion du signal émis et centré sur la fréquence intermédiaire du récepteur Dans le cas des radars cohérents on utilise un ensemble de portes de distance de durée égale à la durée d'impulsion et couvrant l'ensemble du domaine en distance. Chaque porte est suivie d'un banc de filtres de fréquence dans le cas spécifique des radars Doppler. Le traitement consiste ensuite à comparer l'amplitude des signaux de sortie du filtre adapté, éventuellement après intégration des amplitudes correspondant à quelques cycles de filtrage, à un seuil qui permet de décider s'il y a alarme, c'est-à-dire présomption de l'existence d'une cible dans le quantum considéré (distance, vitesse, distance-vitesse suivant le type de radar), le nombre de fausses alarmes devant rester très faible.
La plupart des radars modernes, notamment les radars aéro-portés, sont ambigus soit en distance, soit en vitesse, soit à la fois en distance et vitesse ce qui est le cas des radars à moyenne fréquence de répétition (MFR). La levée d'ambigulté des paramètres ambigus est réalisée par modifications séquentielles périodiques de la forme d'onde émise, qui s'obtiennent en général par des variations continues ou discontinues de la fréquence de récurrence ou de la fréquence porteuse émise. La période de ces séquences doit etre suffisamment courte pour qu'il en res~e au moins une pendant le temps d'illumination d'une cible. Certains types d'échos ou signau-~
indésirables dont les caractéristiques sont très différentes des échos utiles (échos diffus de sol, cibles à vitesse ou distance non vraisem-blable) sont éliminés par des dispositifs spécifiques.
- L'architecture de principe, basée essentiellement sur la réali 15 sation du filtre adapté classique, bien qu'optimisée pour la détection d'une cible dans un environnement de bruit blanc à large bande, présente des inconvénients lorsque l'environnement hostile n'est plus du bruit blanc. En effet le filtrage fait perdre des informations contenues implicitement dans le signal recu et les moyens mis en 20 oeuvre ultérieurement dans le traitement du signal filtré ne peuvent en aucun cas permettre de retrouver ces informations.
La présente invention a pour objet un dispositif de réception apte à prendre en compte des informations contenues implicitement dans le signal reçu et qui auraient été perdues par les techniques 25 classiques du filtrage adapté. Bien que, théoriquement, ce dispositif diminue le rapport signal/bruit thermique, la dégradation des perfor-mances globales du radar est en général nulle ou faible vis-à-vis d'un radar équipé d'un dispositif de traitement classique.
La présente invention vise un dispositif de réception radar pour trai-ter un signal reçu ayant une ~réquence porteuse Eol ledit dispositiE
comprenant:
~ 2 7~ .3 - A voies de réception recevant chacune ledi-t signal reçu;
- des moyens de transposition de fréquence et de fil-trage, dans chacune desdi-tes voies, pou:r traiter une par-tie du spectre du signal re,cu centree sur une fréquence porteuse difEérente dans chaque voie et appar-tenan-t audit spectre du signal re,cu et pour fournir un signal vidéo correspon-dan-t; et - des moyens de traitement pour recevoir lesdits signaux vidéo et pour fournir un signal de sortie trai-té contenant des informa-tions sur l.edit signal reçu.
D'autres particularités et avantages de l'inven-tion apparaitron-t clairement à la lecture de la description suivante et faite en regard des figures du dessin annexé
sur lequel:
- la Eigure 1, représente le schéma général cl'une première varian-te de réalisation du dispositiE selon l'in-vention;
- la Eigure 2, représente le schéma général d'une deuxième variante de réalisa-tion du disposi-tif selon l'in-vention;
- la figure 3, représen-te un premier schéma de réalisation particulière selon la Eigure 2;
- les figures 4, 5, 6, représentent les spectres des signaux obtenus et les fonc-tions de transfert des fil-tres pour différents cas;
- la figure 7, représente un deuxième schéma de réalisation particulière selon la figure 2;
- la figure 8, représente un schéma général de réalisation du circuit de traitement 10;
- la figure 9, représente une première réalisa-tion particulière du circuit 10;
- la figure 10, représente une deuxième réalisa-tion particulière du circuit 10 avec un premier mode de réalisation du circuit extracteur 22;
- 3a -~ ~7f~
- les ~igures 11, 12, 13, représentent diEférents modes de réalisation du circui-t extracteur 22 relatifs à la réalisation représentée sur la figure 10;
- la Eigure 14, représen-te un premier mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-mettant de lever l'ambigui-té vitesse;
- la figure 15, représente un deuxième mode de réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-mettant de lever l'ambibuité distance.
. Le dispositiE de réception selon l'invention es-t destiné à traiter le signal de réception dans un radar par exemple après la transpo-/
~.' , : .
3~3 sition en fréquence intermédiaire de ce signal.
On a représenté sur la figure 1, le schéma général d'une première variante de réalisation du dispositif selon l'invention.
Le dispositif comporte une pluralité de voies de réception dont trois seulement ont été représentées 1, 2, 3. Ces voies reçoivent tou tes en parallèle le signal après -transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition9 la fréquence f0.
Chacune des voies comporte un filtre spécifique 4, 5, 6 centré sur une fréquence fa; a est un indice caractérisant le numéro de la voie, a = 1, 2, . . . A, si A est le nombre de voies. Tous les filtres ont la meme bande passante qui est celle du fil~re adapté. Seule la fréquence centrale est décalée f'l = fo + Alf~ f'2 = fo + ~2f etc -Le filtre 4 est donc centré sur une fréquence f'l comprise dans le spectre du signal reçu et sa bande passante est celle du filtre adapté, soit 1 environ. Le filtre 5 est centré sur une fréquence f'2, le filtre 6 est centré sur une fréquence f'3. Ces filtres ne sont pas centrés sur la fréquence porteuse du signal reçu qui est f0 la fréquence de transposition ou fo + fdo~ fd0 étant la fréqUence Doppler correspondant à la fréquence centrale f0 dans le cas de détection d'une cible mobile. Ces filtres sont centrés sur une fréquence qui se trouve dans le spectre de ce signal.
Les signaux de sortie des filtres 4, 5, 6 ont respectivement ~,f ~,f A f pour fréquence centrale la fréquence fo + 2 ~ fo ~ 2 et f0 t 3 .
Ces fréquences sont donc les fréquences porteuses des signaux de sortie des filtres.
Chaque voie a donc une fréquence porteuse distlncte appar-tenant au spectre du signal reçu, il n'est pas exclu que l'une de ces fréquences porteuses soit égale à la fréquence f0. L'écart entre les fréquences porteuses et la fréquence centrale f0 doit être de l'ordre de 2 ou T est la durée d'une impulsion émise afin de ne pas trop dégrader le rapport signal à bruit; des valeurs telles que 43T OU T
sont acceptables.
Des mélangeurs 7, 8, 9 recevant respectlvement un signal à la ~.f ~,f fréquence fl~ f29 f3 telles que fl = fo + 2 ~ f2 0 2 ~3f f3 = fo + 2 permettent de débarasser le signal entrant de ces fréquences porteuses. On obtient donc à la sortie de chacune des 5voies 1, 2, 3 respectivement les si~naux sl, s2, s3. Un dispositif de traitement et d'exploitation 10 permet de prendre en compte les signaux de sortie des diverses voies pour effectuer le tri entre les échos désirés et les signaux parasites d'origine diverse selon le type cle radar utilisé.
10Sur la figure 2 on a également représenté un schéma général d'une deuxième variante de réalisation du dispositif de réception selon l'invention.
Le dispositif comprend de la même façon une pluralité de voies de réception ~A voies) en parallèle dont trois seulement on-t 15été représentées. Ces voies re~oivent le signal après transposition de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition la fréquence f0. Le signal entrant sur chaque voie a une fréquence égale à f0 ou à fo + fd~ clans le cas d'une détection de cible mobile.
Chaque voie comprend un mélangeur respectivement 12, 13, 14 20permettant d'e-ffectuer une transposition de fréquence de valeur f, soit Qlf pour la première voie, ~2f pour la deuxième voie et a3f pour la troisième voie (a représentant l'indice du numéro de la voie correspondante).
Chaque voie comprend également un filtre 15, 16 et 17, ces 25filtres étant désadaptés vis-à-vis du signal entrant puisqu'ils sont centrés autour de la fréquence f0, la largeur de ces filtres étant égale à ~f égale à T . Les signaux de sortie issus de chaque filtre ont donc une fréquence porteuse égale à respectivement à f Q2f ~3f fo ~ 2 ~ fo + 2 30Chaque voie comprend ensuite des mélangeurs 18, 19, 20 qui reçoivent respectivement les signaux de sortie des filtres 15, 16, 17 3~
et des signaux ayant pour fréquences porteuses fl, f2, f3 telles que fl soit égale à fo + 2 ~ f2 soit égale à fo -~ 2 et f3 g fo + 2 . Ces mélangeurs permettent donc de débarasser le signal des fréquences porteuses fl, f2, f3. Les signaux vidéo 11, 12, 13 issus de chacune des voies sont ensuite traités dans le circuit de traitement 10. Ce deuxième mode de réalisation présente l'avantage de pouvoir utiliser le matériel déjà existant dans les radars à savoir les filtres de fréquence cen~rale fO, adaptés à la fréquence intermé-diaire de réception.
Sur la figure 3 on a représenté un premier schéma d'une réalisation particulière selon le deuxième mode de réalisation repré-senté sur la figure 2.
Dans cette réalisation on a choisi un nombre de voies égal à
deux, les fréquences de translation de chacune de ces voies étan-t symétriques par rapport à la fréquence centrale fo cles filtres, soit, de la fréquence porteuse du signal d'entrée du dispositif de réception. Les impulsions reçues centrées à la fréquence f~ sont décalées en fréquence de - Qf dans la première voie et de + Qf dans la deuxième voie. Le signal est ensuite filtré dans les filtres 15 et 16 qui sont des filtres adaptés à la fréquence centrale fO, les signaux de sortie correspondants sont s'1 et s'2. Le spectre de fréquence de ces signaux est le produit des spectres du signal d'entrée et de la conjuguée de la fonction de transfert du filtre. Si on s'intéresse dans un premier temps au cas d'une impulsion rectangulaire à fréquence porteuse fixe les spectres de s'l et s'2 sont donc respectivement donnés par les relations:
sin 1r (fo-f)T sin ~r (fo-~f-f)T
Gl (f) Ir(fO-f)T Ir (fo sin ~T (fo-f)T sin lT (fo+Af-f)T
2 ~ (fO-f)T 7r (fo+~f-f)T
Dans les radars classiques où l'écart de fréquence Qf est nul, on obtient le spectre Go(f) donné par la relation:
~ sin T ~fO-f)~l 2 Les mélangeurs 18 et 19 permettent de supprimer les fré-quences fl et f2, fl étant égale à fo ~ Q2f et f2 étant égale à fo ~ ~2f afin d'effectuer le traitement ultérieur.
Sur les figures 4, 5 et 6 on a représenté le spectre ~1~ G2 du signal de sortie des filtres 15, 16 ainsi que le spectre du signal de sortie d'un filtre adapté centré sur la fréquence f0, Go~ On a également représenté les fonctions de transfert des filtres respecti-vement Hl, H2, Ho~ Sur la figure 4 on a choisi un ~f, c'est-à~ire l'écart de fréquence entre la fréquence fl et f2 égal à 4IT; sur la figure 5 on a choisi un af égal 21T et sur la figure 6, ~f = ~3T' On constate pour le mode de réalisation représenté sur la figure 3 dans lequel les fréquences f I et f2 sont symétriques par rappor t à la fréquence centrale f0 que les fonctions Gl et G2 sont symétriques respectivement par rapport à fo - ~2f et fo ~ ~2f e-t ont leur maximum pour ces valeurs de f:
Gl (f)max G2 (f)max ~f rr 2 ~
On constatera que pour des valeurs de ~f de l'ordre de grandeur de 21T ~ les spectres Gl et G2 sont suffisamment disjoints et que leur forme est très voisine de Go~ Leur largeur spec~rale notamment est très voisine de celle de Go~ ce qui préserve le pouvoir de résolution en distance. Des valeurs Af <<2IT sont utili-sables, mais présentent moins d'intérêt. Des valeurs ~ > 2IT sont également utilisables, si le rapport signal/bruit thermique reste suffisant. Tout se passe donc au niveau de chaque impulsion reçue comme si on disposait de deux radars identiques rigoureusement synchrones et décalés en fréquences de deux fois ~2f égale à ~f; la fréquence porteuse du signal s'l à la sortie du filtre 15 (ou fréquence . . ~
,:
' ;
.
~27~
centrale du spectre) étant fl avec fl = fo~ 2 et 1 q porteuse du signal s'2 à la sortie du filtre 16 étant f2 avec~
f2=fo+ 2-Sur la figure 7 on a représenté une réalisation particulière selon la figure 2 relative à un deuxième type d'émission-réception.
Cette réalisation est relative au cas ou l'on émet des trains d'impulsions cohérentes à fréquence porteuse fixe et à fréquence de récurrence fr. Comme dans le cas des radars cohéren~s classiques où
la fréquence de transposition intermédiaire doit être très stable, on doit choisir des fréquences de transposition fl et f2 suffisamment stables. Dans cette réalisation l'écart entre les deux fréquences centrales fl et f2 est choisi égal à 2Kfr où K est un nombre entier.
On effectue donc à l'aide du premier mélangeur 12 une translation de la frequence du signal reçu f0 de la valeur ~f égale à - 21Cfr; de la même Eaçon on effectue une translation à l'aide du mélangeur 13 de la fréquence du signal re~u f0 d'une valeur égale à ~f = 2Kfr.
Les filtres 15 et 16 permettent ensuite d'obtenir le spectre autour des fréquences centrales f0 - Kfr et ft~ ~ Kfr. Les mélangeurs 18 et 19 permettent ensuite de supprimer la fréquence porteuse ou fréquence centrale fl, f2, fl étant égale à f0 - Kfr et f2 étant égale à f0 + ICfr. Un synthétiseur de fréquences 20 fournira par exemple les fréquences de référence fr ~ 2Kfr, f0 - Kfr et f0 + Kfr et de préférence également la fréquence intermédiaire f0 (qui représente l'écart constant entre la fréquence d'émission et l'oscillateur local hyperfréquence de réception).
Dans toute la description précédente on a négligé l'effet Doppler d~ aux cibles mobiles. En effet on a considéré le cas des échos d'une cible fixe, c'est~-dire, des échos pour lesquels il n'y a pas de variation de distance, le signal reÇu étant le signal émis retardé d'une valeur ~0.
Dans le cas d'une cible mobile le signal reçu est entaché d'une fréquence Doppler fd0. Si on considère que Vr est la vitesse radiale 3L~7~t~
de la cible et f la fréquence d'émission, la fréquence de réception e 2V 2V 2V
f'e sera égale à fe (1 + C ) soit fe + fd0 ~ f r = fr (1 + C )' C
étant de l'ordre de 10 5 pour les cibles usuelles les plus rapides, on prendra donc l'approximation f'r = fr; par ailleurs la fréquence centrale f0 devient f'0 = fo + fd0, l'ensemble des deux spectres ~1 et H2 est donc décalé de fd0 vers la droite ou vers la gauche suivant le signe de Vr par rapport au spectre Ho et les fréquences centrales de Gl et de G2 sont respectivement fl = fo ~ ~2f ~ d2 et f2 = fo + ~2f + d2 Les amplitudes de Gl et G2 deviennent dans ce cas légèrement différentes. En prenant des valeurs de fd0 qui ne dépassent pas environ 10% de ~, les variations répercutées sur sl et s2 diffèrent de moins de 5%.
L'apparition de fréquences Doppler ne change en rien le prin-cipe de l'invention, car ses fréquences sont très faibles vis-à-vis de la fréquence porteuse, il y a sensiblement la mêrne énergie autour des fréquences de transposition fa et fa ~ fd0-La figure 8 représente le schéma général de réalisa tion du circuit de traitement lOo Ce circuit 10 est apte à recevoir les signaux vidéo provenant de chaque voie 1, 2, . . . A. On se limitera pour simplifier au cas de deux voies 19 2. Les signaux vidéo sl et s2 sont traités par un circuit de traitement Doppler 21 qui est par exemple réalisé à l'aide de transformateur de Fourier. Les signaux issus du traitement Doppler sont traités par un circuit extracteur 22 permettant d'appliquer des critères de décision de détection selon l'exploitation désirée caracté-risant le type du radar. Le circuit 22 comprend des opérateurs 23 permettant d'appliquer des critères de détection suivis de circuits comparateurs 24 permettant d'appliquer des critères de décision de détection. Le circuit extracteur 22 est suivi d'un circuit de mesures 25 permettant de mesurer la vitesse et/ou la distance des cibles détectées. Les circuits 21 à 25 permettent d'exploiter les infor-mations issues de chaque voie et de les associer pour obtenir une
Dans les radars classiques où l'écart de fréquence Qf est nul, on obtient le spectre Go(f) donné par la relation:
~ sin T ~fO-f)~l 2 Les mélangeurs 18 et 19 permettent de supprimer les fré-quences fl et f2, fl étant égale à fo ~ Q2f et f2 étant égale à fo ~ ~2f afin d'effectuer le traitement ultérieur.
Sur les figures 4, 5 et 6 on a représenté le spectre ~1~ G2 du signal de sortie des filtres 15, 16 ainsi que le spectre du signal de sortie d'un filtre adapté centré sur la fréquence f0, Go~ On a également représenté les fonctions de transfert des filtres respecti-vement Hl, H2, Ho~ Sur la figure 4 on a choisi un ~f, c'est-à~ire l'écart de fréquence entre la fréquence fl et f2 égal à 4IT; sur la figure 5 on a choisi un af égal 21T et sur la figure 6, ~f = ~3T' On constate pour le mode de réalisation représenté sur la figure 3 dans lequel les fréquences f I et f2 sont symétriques par rappor t à la fréquence centrale f0 que les fonctions Gl et G2 sont symétriques respectivement par rapport à fo - ~2f et fo ~ ~2f e-t ont leur maximum pour ces valeurs de f:
Gl (f)max G2 (f)max ~f rr 2 ~
On constatera que pour des valeurs de ~f de l'ordre de grandeur de 21T ~ les spectres Gl et G2 sont suffisamment disjoints et que leur forme est très voisine de Go~ Leur largeur spec~rale notamment est très voisine de celle de Go~ ce qui préserve le pouvoir de résolution en distance. Des valeurs Af <<2IT sont utili-sables, mais présentent moins d'intérêt. Des valeurs ~ > 2IT sont également utilisables, si le rapport signal/bruit thermique reste suffisant. Tout se passe donc au niveau de chaque impulsion reçue comme si on disposait de deux radars identiques rigoureusement synchrones et décalés en fréquences de deux fois ~2f égale à ~f; la fréquence porteuse du signal s'l à la sortie du filtre 15 (ou fréquence . . ~
,:
' ;
.
~27~
centrale du spectre) étant fl avec fl = fo~ 2 et 1 q porteuse du signal s'2 à la sortie du filtre 16 étant f2 avec~
f2=fo+ 2-Sur la figure 7 on a représenté une réalisation particulière selon la figure 2 relative à un deuxième type d'émission-réception.
Cette réalisation est relative au cas ou l'on émet des trains d'impulsions cohérentes à fréquence porteuse fixe et à fréquence de récurrence fr. Comme dans le cas des radars cohéren~s classiques où
la fréquence de transposition intermédiaire doit être très stable, on doit choisir des fréquences de transposition fl et f2 suffisamment stables. Dans cette réalisation l'écart entre les deux fréquences centrales fl et f2 est choisi égal à 2Kfr où K est un nombre entier.
On effectue donc à l'aide du premier mélangeur 12 une translation de la frequence du signal reçu f0 de la valeur ~f égale à - 21Cfr; de la même Eaçon on effectue une translation à l'aide du mélangeur 13 de la fréquence du signal re~u f0 d'une valeur égale à ~f = 2Kfr.
Les filtres 15 et 16 permettent ensuite d'obtenir le spectre autour des fréquences centrales f0 - Kfr et ft~ ~ Kfr. Les mélangeurs 18 et 19 permettent ensuite de supprimer la fréquence porteuse ou fréquence centrale fl, f2, fl étant égale à f0 - Kfr et f2 étant égale à f0 + ICfr. Un synthétiseur de fréquences 20 fournira par exemple les fréquences de référence fr ~ 2Kfr, f0 - Kfr et f0 + Kfr et de préférence également la fréquence intermédiaire f0 (qui représente l'écart constant entre la fréquence d'émission et l'oscillateur local hyperfréquence de réception).
Dans toute la description précédente on a négligé l'effet Doppler d~ aux cibles mobiles. En effet on a considéré le cas des échos d'une cible fixe, c'est~-dire, des échos pour lesquels il n'y a pas de variation de distance, le signal reÇu étant le signal émis retardé d'une valeur ~0.
Dans le cas d'une cible mobile le signal reçu est entaché d'une fréquence Doppler fd0. Si on considère que Vr est la vitesse radiale 3L~7~t~
de la cible et f la fréquence d'émission, la fréquence de réception e 2V 2V 2V
f'e sera égale à fe (1 + C ) soit fe + fd0 ~ f r = fr (1 + C )' C
étant de l'ordre de 10 5 pour les cibles usuelles les plus rapides, on prendra donc l'approximation f'r = fr; par ailleurs la fréquence centrale f0 devient f'0 = fo + fd0, l'ensemble des deux spectres ~1 et H2 est donc décalé de fd0 vers la droite ou vers la gauche suivant le signe de Vr par rapport au spectre Ho et les fréquences centrales de Gl et de G2 sont respectivement fl = fo ~ ~2f ~ d2 et f2 = fo + ~2f + d2 Les amplitudes de Gl et G2 deviennent dans ce cas légèrement différentes. En prenant des valeurs de fd0 qui ne dépassent pas environ 10% de ~, les variations répercutées sur sl et s2 diffèrent de moins de 5%.
L'apparition de fréquences Doppler ne change en rien le prin-cipe de l'invention, car ses fréquences sont très faibles vis-à-vis de la fréquence porteuse, il y a sensiblement la mêrne énergie autour des fréquences de transposition fa et fa ~ fd0-La figure 8 représente le schéma général de réalisa tion du circuit de traitement lOo Ce circuit 10 est apte à recevoir les signaux vidéo provenant de chaque voie 1, 2, . . . A. On se limitera pour simplifier au cas de deux voies 19 2. Les signaux vidéo sl et s2 sont traités par un circuit de traitement Doppler 21 qui est par exemple réalisé à l'aide de transformateur de Fourier. Les signaux issus du traitement Doppler sont traités par un circuit extracteur 22 permettant d'appliquer des critères de décision de détection selon l'exploitation désirée caracté-risant le type du radar. Le circuit 22 comprend des opérateurs 23 permettant d'appliquer des critères de détection suivis de circuits comparateurs 24 permettant d'appliquer des critères de décision de détection. Le circuit extracteur 22 est suivi d'un circuit de mesures 25 permettant de mesurer la vitesse et/ou la distance des cibles détectées. Les circuits 21 à 25 permettent d'exploiter les infor-mations issues de chaque voie et de les associer pour obtenir une
3~
mesure rapide des paramètres (distance, vitesse) des cibles et/ou d'effectuer un tri entre les échos désirés et les signaux parasites.
La Eigure 9 représente un premier exemple de réalisation du circuit de traitement 10. Ce circuit permet pour un radar à basse fréquence de récurrence, et donc ambigu en vitesse, de mesurer la vitesse radiale des cibles.
Ies signaux S1 et S2 peuvent être soit des impulsions consi-dérées individuellement soit des signaux issus de filtres Doppler correspondant à l'intégration cohérente des trains d'impulsi~ns. Dans cet exemple de realisation les signaux Sl et S2 sont issus de filtres Doppler et sont obtenus par transformée de Fourier discrète à l'aide de l'opérateur 21. Ce circuit est suivi d'un circuit extracteur 22 qui comprend les opérateurs 23 et 24.
A l'aide de l'opérateur 23 on effectue une mesure de la di-fférence de phase entre les deux voies, ~ 2~ qui permet de mettre en évidence une mesure de l'écart de fréquence Doppler pour un radar cohérent (d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage successifs). En efEet les phases des signaux Sl et S2 sont:
~1 = 27r fel To + ~Pol avec fel = fe 2 'P2 = 2~r fe2 ~o + (P02 avec fe2 = fe + 2 2Vr. fel 2Vr. fe2 fdl C fd2 C
~fd = fd2 - fdl = cr af fe étant la fréquence porteuse émise ~P01 et ~02 étant des phases origine connues. Les deux voies font donc appara~tre cles 25 fréquences Doppler correspondant aux fréquences d'émission fel et fe2 telles que: fe 1 fdl = 2V C
et fd2 = 2Vr eC
` ~'7~3~3 l'écart entre les deux fréquences Doppler ~fd étant égal à Cr ~f L'opérateur 24 permet d'effectuer la mesure de la variation en fonction du temps de cet écart de phase Q(p. Cette mesure est donc une mesure de l'écart de fréquence Doppler qui consistue lui-même une mesure de la vitesse radiale Vr et qui est réalisée par le circuit 25. Cet écart de fréquence Doppler permet de mettre en évidence une nouvelle fréquence Doppler f'd = 2Vr AC ou la fréquence d'émis-sion serait ~f au lieu de fe~ ce qui correspond à deux mesures de Vr très largement non ambiguës pour la plupart des cas usuels.
L'ambigulté est levée par la comparaison entre deux instants des variations de phase sur les deux voies.
Dans le cas des radars incohérents ou agiles en fréquence d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage Doppler suc-cessifs les phases origine ~01 et ~P02 doivent être prises en compte à
chaque observation.
A une première observation:
A ~= 2~ afTo + ~02 ~ ~Pol à une seconde observation:
~ = 2~r af~'O + ~P'02 ~ tP'ol La variation de phase entre les deux instants correspondants s'exprime par la relation:
) = 2rr af ~To + ~ ~P02 ~ ~P 01 L'ambigu~lté est levée par la comparaison entre deux instants des variations de phase sur les deux voies en tenant compte de ~P02-~P01) Pour les radars ambigus en distance, la levée d'ambigulté
distance est effectuée par observations successives de l'écart ~P
entre les deux voies après une faible variation de af soit ~ (af).
~7~
Soient à l'instant to~ Q ~p = 2Tr ~f To à l'instant ~0 t l~to, = [21r ~f ~ f)] [To + ~To]
~f étant très faible par rapport à l'uni~é.
. ~To est la variation du retard To de la cible pendant la durée ~to entre les deux observations. Alors, = 21r C~(~f) To ~ Af~To~ f) ~To]
Le second terme 27~ ~f~To représente la part de la variation de l'écart de phase (~(a~) due à l'existence de la vitesse radiale Vr.
Le troisième terme, du deuxième ordre par rapport aux deux premiers est négligeable dans de nombreux cas pratiques.
On obtient donc la relation suivante:
~(~(p) = 21r [~(~f) To ~ ~flSTol Lorsque 21r ~fôTO est faible par rapport à 2~ f)To, la mesure de ~ ,) est une estimation de la mesure de To~ donc de la distance de la cible.
Lorsque 2rr ~f~0 n'est pas faible par rapport à 2rr ~(~f)To, il est nécessaire de mesurer séparément cette grandeur.
La figure 10 représente une deuxième réalisation particulière du circuit de traitement 10 dans le cas d'un radar à moyenne fréquence de répétition (MFR). Les radars MFR sont des radars Doppler aéroportés de détection de cible aérienne. Ces radars présentent l'inconvénient d'être ambigus en distance et vitesse. Ils sont destinés à détecter des cibles volant à toutes altitudes et à
calculer la vitesse et la distance réelle.
Chacune des voies I et 2 est suivie par un opérateur numérique de transformée de Fourier rapide (FFT en terminologie anglo-saxonne) 30 et 31 permettant d'effectuer le traitement Doppler. La durée d'intégration cohérente de ces opérateurs est ToJ la période de répétition des cycles de filtrage est Te. Les cycles successifs ~271~
d'intégration de la voie 1 sont désignés Cll, C12, C13 ... ClN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT sont désignés par Sll' 512' 513 -- SlN pour une cellule de résolution distance-vitesse donnée, N étant le nombre de cycles pendant le temps d'illumination de la cible. Ces signaux sont disponibles à la sortie de l'opérateur 30 respectivement au temps Te, 2Te, 3Te ... N1-e en prenant comme origine des temps le début du premier cycle. De la même façon les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23 . . . C2N, les signaux correspondants sont désignés par S21, S22, S23 .. ~ S2N, et sont également disponibles au temps Te, 2Te, 3Te. . . NTe.
Ces opérateurs 30 et 31 sont par conséquent aptes à délivrer le signal correspondant à un quanta de distance et de vitesse donné. Le nombre de quanta de distance est égal à Tl ~ I étant la durée d'une 15 irnpulsion et fr la fréquence de récurrence et le nombre de quanta de vitesse est égal à fr To~
Le radar fonctionne alternativement d'un cycle au suivant aux fréquences de récurrence fr et fr + ~fr. On a donc choisi deux fréquences de récurrence très légèrement différentes d'un cycle à
20 I'autre. Ainsi les cycles de rang impair définis par les termes généraux Cl 2n+1 et C2 2n+1 où n est un entier, fonctionnent à fr ~n=0, 1, 2 . . . N22, si N est pair), les cycles de rang pair Cl 2p et C2 2p fonctionnent à fr + ~fr (p=l~ 2 --2) fr et fr + ~fr sont très 25 voisines ( f rde l'ordre de 10 3 par exemple~. Ce n'est que dans ce cas que d'un cycle à l'autre le signal d'une cible change très peu de case distance-vitesse, et donc qu'il y a très peu de couples de cases distance-vitesse à examiner (alors que dans les radars MFR clas-siques, les variations de fr sont beaucoup plus grandes). Les signaux 30 apparaissent par exemple dans les quanta distances numéro k (cycle pair~ et k+2 (cycle impair) et dans le quantum vitesse numero m. On dispose donc à la fin du temps d'illumination T, après mise en mémoire, deux à deux des signaux élémentaires Sli et 52i (i=l, 2, 3 ~7Q3:~3 ... N) desquels on peut extraire les amplitudes en calculan-t le module de Sli et le module de S2i (ou leur carré), les phases ~li et ~P2; les écarts de phase ~2n+1 et ~2p entre Sli et S2i~
respectivement à partir des cycles impairs et pairs.
Sur la première voie on dispose donc des signaux issus d'un cycle de rang impair et désignés par le terme général Sl 2n+1 et également des signaux issus d'un cycle de rang pair et désignés par le terme général Sl 2p.
Des opérateurs 32 et 33 appartenant au circuit 22 permettent d'effectuer respectivement la somme des modules de ces signaux et de les transmettre à un additionneur 34 qui délivre la somme des modules issus des deux cycles et que l'on référence ¦Sli¦. Un comparateur 35 permet de comparer ce signal à un premier seuil de niveau, a 1 prédéterminé et de délivrer ainsi un premier critère de niveau Nl.
Il y a alarme si N ~1 ¦Siil al De la meme façon sur la deuxième voie se présentent les signaux correspondant aux cycles de rang impair et désignés par le terme général S2 2n+1 et les signaux correspondant aux cycles de rang pair et désignés par le terme général S2 2p. Des opérateurs 36, 37 reçoivent ces signaux et permettent de calculer les modules, dieffectuer respectivement la somme des modules de chacun d'eux et transmettent ces signaux à un additionneur 38 qui délivre la somme des modules issus des deux rangs et que l'on référence S2i .
Un comparateur 39, reçoit ce signal et le cornpare à un deuxième seuil de niveau ~2 prédéterminé et délivre un deuxième critère de niveau N2. I~a décision de détection est fonction des critères de niveau obtenus pour les deux voies.
N
Il y a alarme si -N i ~1 1S2il 2 3~3 Les circuits 32 à 39 constituent l'extracteur 22.
Pour faciliter la compréhension, prenons l'exemple numérique suivant, avec une architecture de récepteur telle que représentée par la figure 3.
fe = 10 000 MHz, T = 0,5 llS, fr = 20 kHz ~fr = 20 Hz, ~f = 1 MHz ~solt K = 25) et ~(~f) = 2 K ~fr = 1000 Hz Chacune des voies 1 et 2 est suivie par un opérateur numérique de transformée de Fourrier discrète ~FFT).
lQ Le temps d'illumination d'une cible par le radar, en phase veille, est: Ti = 50.10-3 s La durée d'intégration cohérente est To = 2.103 s La période de répétition des cycles de filtrage est Te ~ 3 ms.
Le nombre de cyles N pendant le temps d'illumination est donc d'environ 16 sur chacune des deux voies: N Te = Ti Ces valeurs correspondent à des ordres de grandeur utilisables classiquement pour les radars MFR.
Les cycles successifs de la voie 1 sont désignés par Cll, Cl;~, C13 . . . ClN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT
par 511' S12, S13.. . SlN (pour une cellule de résolution distance-vitesse donnée~.
Ces signaux sont disponibles aux temps: Te, 2Te, 3Te . . . NT
en prenant comme origine des temps le début du premier cycle.
De même, les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23 ..... C2N, les signaux correspondants par S21, S22, S23 . . . S2N, et sont également disponibles aux temps Te, 2Te, 3Te . . . NTe.
Le radar fonctionne alternativement, d'un cycle au suivant, aux fréquences de récurrence fr et fr + fr.
Les cycles de rang impair Cl,2n+l et C2,2n+1 fonctio fr(n = 0, 1, 2 . . . 7), les cycles de rang pair Cl 2p et C2 2p fonctionnent à fr + ~fr ~P = 1, 2 . . . 8).
On dispose donc à la fin du temps Ti, après mise en mémoire, .
~;~7~)3~3 de 2N signaux élémentaires Sli et S2i (i = 1, 2, 3 . . . N) desquels on extrait:
- les amplitudes ¦Sli¦ et ¦S2i¦ ~ou leurs carrés) - les phases ~Pli et ~P2i - les écarts de phase ~P2n~l et a~2p entre Sli et S2i, dont l'utilisation sera différen te suivant qu'ils proviennent de la cornparaison de signaux issus de cycles impairs ou pairs.
Dans le cas choisi, il y a donc huit cycles pairs et huit cycles impairs pour chaque voie.
La figure 11 représente une deuxième réalisation d'un extracteur dans lequel on cherche à définir la ponctualité spatiale d'une cible (vis-à-vis de la largeur du quantum distance). Pour cela, le circuit 23 permet d'obtenir par comparaison normalisée des amplitudes des signaux apparaissan t simul tanément sur les deux voies sans distinction des cycles pair ou impair et après moyenne effectuée sur le nombre N d'échantillons disponibles, un signal S que l'on compare à un seuil a 3 prédéterminé afin d'obtenir un critère de ponctualité spatiale. On dira qu'il y a alarme si:
¦~s I ~ IS2 1~ a3 I e circuit 23 comprend donc dans cette réalisation, un circuit 40 et un circuit 41 permettant respectivement d'obtenir les modules des signaux d'entrée Sli et S2i1 i variant de 0 à N. Un circuit 42 permet d'effectuer l'opération de la moyenne normalisée de ces signaux pour obtenir le signal S. Un comparateur 43 permet d'ef-fectuer la comparaison entre ce signal S et le seuil prédéterminé 3.
Il y a alarme si N ~ ¦lS~ 52~1~ < a3 Sur la figure 12 on a représenté une troisième réalisation de l'extracteur 22. Ce schéma permet de mettre en évidence d'autres critères d'extraction que ceux qui ont été décrits à propos de la figure 10.
Sur chaque voie 1 et 2 représentées sur la figure 12, on considère séparément les cycles impair et pair. Deux opérateurs 50 et 51 reçoivent de la voie 1 respectivement les signaux issus d'un cycle de rang impair désignés par le terme général Sl 2n+1 et les signaux issus d'un cycle pair désignés par le terme général Sl 2p. De la même façon les opérateurs 52, 53 reçoivent respectivement de la voie 2 les signaux issus d'un rang de cycle impair S2 2n~1 et des signaux issus de cycle pair S2 2p. Ces opérateurs permettent pour chaque groupe considéré isolément d'élaborer la différence seconde de la phase ô~ qui est égale à ~ 2~j 1 + 'Pj_2- Il y p chaque groupe ( 2 ) valeurs de ~ j dont on prend la valeur absolue et dont on fait la moyenne à l'aide respectivement des opérateurs 54 à 59. Le groupe impair de la voie 1 donne:
N-l 2 ~ 2 ~ avec j - 2n;~1 N
Le groupe pair de la voie 1 donne:
ql N2 - 2 q ¦ ~p lql avec q = 2p N
De même, les grandeurs correspondantes de la voie 2 sont:
¦ 2j I N2 ~ 2 ) ¦ 2jl 1~ 2 ~ 2 ¦
On réalise finalement pour chaque voie la moyenne de groupe:
= 2 [~ +
~'P21 = 2 ~1~ 'P2jl + I ~'P2 3~
et ¦~p2¦ mesurent la dispersion moyenne de l'écart de phase entre signaux successifs d'une même voie. On établi-t ainsi un critère de détection à partir de cette mesure décrétant qu'il y a alarme si sur la voie 1, si ô~ I est inférieur à ~1; sur la voie 2, si l~2lest inférieur à ~2; cll et a2 sont des seuils prédéterminés en fonction de l'application.
Deux comparateurs 60 et 61 permettent d'effectuer la compa-raison entre les signaux de sortie des sommateurs 56 et 59 respecti-vement avec les seuils cll et c~2.
Sur la figure 13, on a représenté un quatrième mode de réalisation de l'extracteur 22 pour un radar à moyenne fréquence de recurrence.
Sur cette figure le circuit 23 comprend un opérateur 70 recevant les signaux Sl 2n+1 et S2 2n-~ 1 issus des cycles de r~ng impair provenant des deux voies I et ~ et un opérateur 71 recevant les signaux Sl 2p et S2 2p issus des cycles de rang pair provenant des deux voies 1 et 2.
L'opérateur 70 permet d'extraire l'écart de phase ~p j et d'effectuer la différence seconde de l'écart de cette phase ou phase différentielle Q~pj entre deux signaux issus d'un cycle impair, dont l'un provient de la voie 1 et l'autre de la voie 2.
L'opérateur 71 permet d'extraire l'écart de phase Q~q et d'effectuer la différence seconde de l'écart de phase ou phase différentielle Q ~Pq entre deux signaux issus d'un cycle pair, dont l'un provient de la voie I et l'autre de la voie 2.
I:~eux opérateurs 72 et 73 permettent de calculer la valeur moyenne sur N valeurs respectivement pour chacun des signaux issus des opérateurs 70 et 71. Un sommateur 74 permet d'effectuer la somme des signaux issus des opérateurs 72 et 73. Ce signal somme est comparé à un seuil ~3 prédéterminé, à l'aide d'un comparateur 75.
Les circuits 70 à 73 élaborent les moyennes des valeurs absolues des différences secondes (symbolisée par ~2):
1~ ~)jl = Nl - ~ 182 (~ ) ¦
q N2 ~ 2 q I q Avec 8 2 (~ 2~ hp j-2 et 82 (~)q = ~Pq - 2~ ~q-1 + ~Pq-2 L'opérateur 74 permet ensuite de calculer la valeur moyenne des deux groupes de signaux:
182 ~1 = 2 [~2 ~ + 1~2 (~P)ql~ ' Cette grandeur mesure la dispersion moyenne de la variation de la phase différentielle en fonction du ternps. On décrète qu'il y a alarme si 182 (~ o~3 Ce circuit 22 permet d'établir un critère de ponctualité en fréquence différentielle (différence de fréquence Doppler).
La figure 14 est un exemple de réalisation du circuit de mesure 25 permettant de mesurer la vitesse non ambiguë et donc de lever l'ambigulté vitesse. Dans ce cas on considère séparément les signaux des groupes pair et impair.
Les cycles impairs permettent de mesurer la variation de la phase différentielle entre les instants (N-l)Te et Te:
8~1 = 27r ~f dt (N-2) Te~ dt étant supposé constant pendant la durée d'observation.
Les cycles pairs permettent de mesurer la varia tion de la phase différentielle entre les instants NTe et 2Te:
~2 = 27r [~f + 8(~f)] dt (N-2)Te 8(~f)/~f étant très faible est négligé. Les deux grandeurs 8~p 1 et ~2 sont donc sensiblement identiques, on effectue la moyenne ' , ~V de ces deux valeurs, ~V est donc égale à 2~r ~f dt (N-2)Te.
La connaissance de ~P V permet d'extraire par calcul dt et donc la vitesse radiale estimée V' (~PV = 47rAf V').
Soi t Va l'espace entre deux ambiguîtés de vitesse du radar (Va = 2f r ) et va la vitesse ambiguë donnée par l'identification du filtre Doppler; m étant un nombre entier positif, négatif ou nul; on peut calculer la vitesse réelle V. La vitesse estlmée V' permet de déterminer m, V se déduit de l'équation:
V m Va ~ va La valeur estimée V' de la vitesse réelle est comparée avec les diverses valeurs discrètes possibles de V. On choisira la valeur de m qui fournira la valeur de V la plus proche de V'.
Pour cela, on utilise par exemple, les écarts de phase A~p;
(j=2n+1) et ~pq (q=2p), ~j étant l'écart de phase entre les signaux Sl 2n-~-1 et S2 2n+1; A~q étant l'écart de phase entre les signaux Sl ~p et S2 2p. On obtient ces écarts par exemple à l'aide des circuits 70 et 71 avant d'effectuer la différence seconde. Un circuit à retard 80 retarde les signaux ~p j d'une valeur égale à (N-2)Te.
De la même façon un circuit à retard 81 retarde les signaux Q ~Pq d'une valeur égale à (N-2)Te. Un soustracteur 82 permet d'effectuer la différence entre le signal Q(pj retardé et le signal A~j non retardé pour obtenir la phase ~v j. Un soustracteur 83 permet d'effectuer la différence entre le signal ~q retardé et le signal ~pq non retardé. Un additionneur 84 permet d'obtenir le signal ~ V
correspondant à la somme du signal ~v j et ~ V q. Un opérateur 85 permet d'extraire la valeur de V' à partir des signaux ~v, ~f, Te, N.
Un opérateur 8h permet de déterminer la case vitesse m à partir de V', va et Va pour obtenir V.
La figure 15 représente un exemple de circuit de mesure 25 permettant de mesurer la distance et donc de lever l'ambigulté
, .
~Z~ 3 distance.
I a différence de phase entre voies, mesurée à la fin d'un cycle impair est ~'Pi = 27r ~fTo~t) La difference de phase mesurée à la fin du cycle pair suivant est:
q ~ ) ] [TO(t+Te) + ~ To]
On tient compte dans ce cas du terme 27r ~f~To qui représente dans A tpq la part due à la variation de To pendant le temps Te dTo(t) ~ 0 _ Te- dt A~q ~ = 27r [~(~f) To(t) + Af~To]
en désignant par ~ To la variation du re tard pendant Te et en négligeant le terme 2~ f)~TO.
Il est en effet nécessaire de tenir compte des termes 2~ ~f~T0 pour qu'on puisse calculer To(t) à partir de (a fpq - ~(pj) et de ô~f).
dTo(t) T
2Ir ~f~To = 27r ~f . dt e peut donc être connu à partir de la mesure de V (et plus particu-lièrement de ~
On effectue la moyenne (Pd telle que:
'Pd N p=l (~ 2p ~P2p-1 ) On désigne D, la distance réelle de la cible et par Da la distance d'ambigu~lté du radar (Da ~ 2f )~ D = k Da + da; k nombre entier positif ou nul, da la distance ambiguë du radar.
La valeur estimée D' de la distance réelle issue par le calcul de la mesure de 'Pd est comparée avec les valeurs discrètes possibles 25 obtenues pour différentes valeurs de k. On choisira la valeur de k qui fournira la valeur de D la plus proche de D'.
Pour cela on utilise par exemple, les écarts de phase ~
(j=2n+1) et ~ ~pq (q=2p) obtenus à partir des circuits extracteurs 70 et ~;Z7~3~3 71 à l'opération de différenciation.
Le signal ~j est retardée d'une valeur Te par un circuit à
retard 90. Ce signal retardé est retranché par un soustracteur 91, du signal A~q pour obtenir le signal A~q~~tpj. Un opérateur 9Z permet de calculer la valeur moyenne 'Pd des N valeurs, ~ d = N ~ q - ~j). Un opérateur 92 recevant les signaux ~d~
V et ~(~f~ permet de calculer D'. Un opérateur 94 recevant les signaux D', da et Da permet de déterminer la case distance k et d'obtenir la distance reelle D.
- .
mesure rapide des paramètres (distance, vitesse) des cibles et/ou d'effectuer un tri entre les échos désirés et les signaux parasites.
La Eigure 9 représente un premier exemple de réalisation du circuit de traitement 10. Ce circuit permet pour un radar à basse fréquence de récurrence, et donc ambigu en vitesse, de mesurer la vitesse radiale des cibles.
Ies signaux S1 et S2 peuvent être soit des impulsions consi-dérées individuellement soit des signaux issus de filtres Doppler correspondant à l'intégration cohérente des trains d'impulsi~ns. Dans cet exemple de realisation les signaux Sl et S2 sont issus de filtres Doppler et sont obtenus par transformée de Fourier discrète à l'aide de l'opérateur 21. Ce circuit est suivi d'un circuit extracteur 22 qui comprend les opérateurs 23 et 24.
A l'aide de l'opérateur 23 on effectue une mesure de la di-fférence de phase entre les deux voies, ~ 2~ qui permet de mettre en évidence une mesure de l'écart de fréquence Doppler pour un radar cohérent (d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage successifs). En efEet les phases des signaux Sl et S2 sont:
~1 = 27r fel To + ~Pol avec fel = fe 2 'P2 = 2~r fe2 ~o + (P02 avec fe2 = fe + 2 2Vr. fel 2Vr. fe2 fdl C fd2 C
~fd = fd2 - fdl = cr af fe étant la fréquence porteuse émise ~P01 et ~02 étant des phases origine connues. Les deux voies font donc appara~tre cles 25 fréquences Doppler correspondant aux fréquences d'émission fel et fe2 telles que: fe 1 fdl = 2V C
et fd2 = 2Vr eC
` ~'7~3~3 l'écart entre les deux fréquences Doppler ~fd étant égal à Cr ~f L'opérateur 24 permet d'effectuer la mesure de la variation en fonction du temps de cet écart de phase Q(p. Cette mesure est donc une mesure de l'écart de fréquence Doppler qui consistue lui-même une mesure de la vitesse radiale Vr et qui est réalisée par le circuit 25. Cet écart de fréquence Doppler permet de mettre en évidence une nouvelle fréquence Doppler f'd = 2Vr AC ou la fréquence d'émis-sion serait ~f au lieu de fe~ ce qui correspond à deux mesures de Vr très largement non ambiguës pour la plupart des cas usuels.
L'ambigulté est levée par la comparaison entre deux instants des variations de phase sur les deux voies.
Dans le cas des radars incohérents ou agiles en fréquence d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage Doppler suc-cessifs les phases origine ~01 et ~P02 doivent être prises en compte à
chaque observation.
A une première observation:
A ~= 2~ afTo + ~02 ~ ~Pol à une seconde observation:
~ = 2~r af~'O + ~P'02 ~ tP'ol La variation de phase entre les deux instants correspondants s'exprime par la relation:
) = 2rr af ~To + ~ ~P02 ~ ~P 01 L'ambigu~lté est levée par la comparaison entre deux instants des variations de phase sur les deux voies en tenant compte de ~P02-~P01) Pour les radars ambigus en distance, la levée d'ambigulté
distance est effectuée par observations successives de l'écart ~P
entre les deux voies après une faible variation de af soit ~ (af).
~7~
Soient à l'instant to~ Q ~p = 2Tr ~f To à l'instant ~0 t l~to, = [21r ~f ~ f)] [To + ~To]
~f étant très faible par rapport à l'uni~é.
. ~To est la variation du retard To de la cible pendant la durée ~to entre les deux observations. Alors, = 21r C~(~f) To ~ Af~To~ f) ~To]
Le second terme 27~ ~f~To représente la part de la variation de l'écart de phase (~(a~) due à l'existence de la vitesse radiale Vr.
Le troisième terme, du deuxième ordre par rapport aux deux premiers est négligeable dans de nombreux cas pratiques.
On obtient donc la relation suivante:
~(~(p) = 21r [~(~f) To ~ ~flSTol Lorsque 21r ~fôTO est faible par rapport à 2~ f)To, la mesure de ~ ,) est une estimation de la mesure de To~ donc de la distance de la cible.
Lorsque 2rr ~f~0 n'est pas faible par rapport à 2rr ~(~f)To, il est nécessaire de mesurer séparément cette grandeur.
La figure 10 représente une deuxième réalisation particulière du circuit de traitement 10 dans le cas d'un radar à moyenne fréquence de répétition (MFR). Les radars MFR sont des radars Doppler aéroportés de détection de cible aérienne. Ces radars présentent l'inconvénient d'être ambigus en distance et vitesse. Ils sont destinés à détecter des cibles volant à toutes altitudes et à
calculer la vitesse et la distance réelle.
Chacune des voies I et 2 est suivie par un opérateur numérique de transformée de Fourier rapide (FFT en terminologie anglo-saxonne) 30 et 31 permettant d'effectuer le traitement Doppler. La durée d'intégration cohérente de ces opérateurs est ToJ la période de répétition des cycles de filtrage est Te. Les cycles successifs ~271~
d'intégration de la voie 1 sont désignés Cll, C12, C13 ... ClN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT sont désignés par Sll' 512' 513 -- SlN pour une cellule de résolution distance-vitesse donnée, N étant le nombre de cycles pendant le temps d'illumination de la cible. Ces signaux sont disponibles à la sortie de l'opérateur 30 respectivement au temps Te, 2Te, 3Te ... N1-e en prenant comme origine des temps le début du premier cycle. De la même façon les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23 . . . C2N, les signaux correspondants sont désignés par S21, S22, S23 .. ~ S2N, et sont également disponibles au temps Te, 2Te, 3Te. . . NTe.
Ces opérateurs 30 et 31 sont par conséquent aptes à délivrer le signal correspondant à un quanta de distance et de vitesse donné. Le nombre de quanta de distance est égal à Tl ~ I étant la durée d'une 15 irnpulsion et fr la fréquence de récurrence et le nombre de quanta de vitesse est égal à fr To~
Le radar fonctionne alternativement d'un cycle au suivant aux fréquences de récurrence fr et fr + ~fr. On a donc choisi deux fréquences de récurrence très légèrement différentes d'un cycle à
20 I'autre. Ainsi les cycles de rang impair définis par les termes généraux Cl 2n+1 et C2 2n+1 où n est un entier, fonctionnent à fr ~n=0, 1, 2 . . . N22, si N est pair), les cycles de rang pair Cl 2p et C2 2p fonctionnent à fr + ~fr (p=l~ 2 --2) fr et fr + ~fr sont très 25 voisines ( f rde l'ordre de 10 3 par exemple~. Ce n'est que dans ce cas que d'un cycle à l'autre le signal d'une cible change très peu de case distance-vitesse, et donc qu'il y a très peu de couples de cases distance-vitesse à examiner (alors que dans les radars MFR clas-siques, les variations de fr sont beaucoup plus grandes). Les signaux 30 apparaissent par exemple dans les quanta distances numéro k (cycle pair~ et k+2 (cycle impair) et dans le quantum vitesse numero m. On dispose donc à la fin du temps d'illumination T, après mise en mémoire, deux à deux des signaux élémentaires Sli et 52i (i=l, 2, 3 ~7Q3:~3 ... N) desquels on peut extraire les amplitudes en calculan-t le module de Sli et le module de S2i (ou leur carré), les phases ~li et ~P2; les écarts de phase ~2n+1 et ~2p entre Sli et S2i~
respectivement à partir des cycles impairs et pairs.
Sur la première voie on dispose donc des signaux issus d'un cycle de rang impair et désignés par le terme général Sl 2n+1 et également des signaux issus d'un cycle de rang pair et désignés par le terme général Sl 2p.
Des opérateurs 32 et 33 appartenant au circuit 22 permettent d'effectuer respectivement la somme des modules de ces signaux et de les transmettre à un additionneur 34 qui délivre la somme des modules issus des deux cycles et que l'on référence ¦Sli¦. Un comparateur 35 permet de comparer ce signal à un premier seuil de niveau, a 1 prédéterminé et de délivrer ainsi un premier critère de niveau Nl.
Il y a alarme si N ~1 ¦Siil al De la meme façon sur la deuxième voie se présentent les signaux correspondant aux cycles de rang impair et désignés par le terme général S2 2n+1 et les signaux correspondant aux cycles de rang pair et désignés par le terme général S2 2p. Des opérateurs 36, 37 reçoivent ces signaux et permettent de calculer les modules, dieffectuer respectivement la somme des modules de chacun d'eux et transmettent ces signaux à un additionneur 38 qui délivre la somme des modules issus des deux rangs et que l'on référence S2i .
Un comparateur 39, reçoit ce signal et le cornpare à un deuxième seuil de niveau ~2 prédéterminé et délivre un deuxième critère de niveau N2. I~a décision de détection est fonction des critères de niveau obtenus pour les deux voies.
N
Il y a alarme si -N i ~1 1S2il 2 3~3 Les circuits 32 à 39 constituent l'extracteur 22.
Pour faciliter la compréhension, prenons l'exemple numérique suivant, avec une architecture de récepteur telle que représentée par la figure 3.
fe = 10 000 MHz, T = 0,5 llS, fr = 20 kHz ~fr = 20 Hz, ~f = 1 MHz ~solt K = 25) et ~(~f) = 2 K ~fr = 1000 Hz Chacune des voies 1 et 2 est suivie par un opérateur numérique de transformée de Fourrier discrète ~FFT).
lQ Le temps d'illumination d'une cible par le radar, en phase veille, est: Ti = 50.10-3 s La durée d'intégration cohérente est To = 2.103 s La période de répétition des cycles de filtrage est Te ~ 3 ms.
Le nombre de cyles N pendant le temps d'illumination est donc d'environ 16 sur chacune des deux voies: N Te = Ti Ces valeurs correspondent à des ordres de grandeur utilisables classiquement pour les radars MFR.
Les cycles successifs de la voie 1 sont désignés par Cll, Cl;~, C13 . . . ClN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT
par 511' S12, S13.. . SlN (pour une cellule de résolution distance-vitesse donnée~.
Ces signaux sont disponibles aux temps: Te, 2Te, 3Te . . . NT
en prenant comme origine des temps le début du premier cycle.
De même, les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21, C22, C23 ..... C2N, les signaux correspondants par S21, S22, S23 . . . S2N, et sont également disponibles aux temps Te, 2Te, 3Te . . . NTe.
Le radar fonctionne alternativement, d'un cycle au suivant, aux fréquences de récurrence fr et fr + fr.
Les cycles de rang impair Cl,2n+l et C2,2n+1 fonctio fr(n = 0, 1, 2 . . . 7), les cycles de rang pair Cl 2p et C2 2p fonctionnent à fr + ~fr ~P = 1, 2 . . . 8).
On dispose donc à la fin du temps Ti, après mise en mémoire, .
~;~7~)3~3 de 2N signaux élémentaires Sli et S2i (i = 1, 2, 3 . . . N) desquels on extrait:
- les amplitudes ¦Sli¦ et ¦S2i¦ ~ou leurs carrés) - les phases ~Pli et ~P2i - les écarts de phase ~P2n~l et a~2p entre Sli et S2i, dont l'utilisation sera différen te suivant qu'ils proviennent de la cornparaison de signaux issus de cycles impairs ou pairs.
Dans le cas choisi, il y a donc huit cycles pairs et huit cycles impairs pour chaque voie.
La figure 11 représente une deuxième réalisation d'un extracteur dans lequel on cherche à définir la ponctualité spatiale d'une cible (vis-à-vis de la largeur du quantum distance). Pour cela, le circuit 23 permet d'obtenir par comparaison normalisée des amplitudes des signaux apparaissan t simul tanément sur les deux voies sans distinction des cycles pair ou impair et après moyenne effectuée sur le nombre N d'échantillons disponibles, un signal S que l'on compare à un seuil a 3 prédéterminé afin d'obtenir un critère de ponctualité spatiale. On dira qu'il y a alarme si:
¦~s I ~ IS2 1~ a3 I e circuit 23 comprend donc dans cette réalisation, un circuit 40 et un circuit 41 permettant respectivement d'obtenir les modules des signaux d'entrée Sli et S2i1 i variant de 0 à N. Un circuit 42 permet d'effectuer l'opération de la moyenne normalisée de ces signaux pour obtenir le signal S. Un comparateur 43 permet d'ef-fectuer la comparaison entre ce signal S et le seuil prédéterminé 3.
Il y a alarme si N ~ ¦lS~ 52~1~ < a3 Sur la figure 12 on a représenté une troisième réalisation de l'extracteur 22. Ce schéma permet de mettre en évidence d'autres critères d'extraction que ceux qui ont été décrits à propos de la figure 10.
Sur chaque voie 1 et 2 représentées sur la figure 12, on considère séparément les cycles impair et pair. Deux opérateurs 50 et 51 reçoivent de la voie 1 respectivement les signaux issus d'un cycle de rang impair désignés par le terme général Sl 2n+1 et les signaux issus d'un cycle pair désignés par le terme général Sl 2p. De la même façon les opérateurs 52, 53 reçoivent respectivement de la voie 2 les signaux issus d'un rang de cycle impair S2 2n~1 et des signaux issus de cycle pair S2 2p. Ces opérateurs permettent pour chaque groupe considéré isolément d'élaborer la différence seconde de la phase ô~ qui est égale à ~ 2~j 1 + 'Pj_2- Il y p chaque groupe ( 2 ) valeurs de ~ j dont on prend la valeur absolue et dont on fait la moyenne à l'aide respectivement des opérateurs 54 à 59. Le groupe impair de la voie 1 donne:
N-l 2 ~ 2 ~ avec j - 2n;~1 N
Le groupe pair de la voie 1 donne:
ql N2 - 2 q ¦ ~p lql avec q = 2p N
De même, les grandeurs correspondantes de la voie 2 sont:
¦ 2j I N2 ~ 2 ) ¦ 2jl 1~ 2 ~ 2 ¦
On réalise finalement pour chaque voie la moyenne de groupe:
= 2 [~ +
~'P21 = 2 ~1~ 'P2jl + I ~'P2 3~
et ¦~p2¦ mesurent la dispersion moyenne de l'écart de phase entre signaux successifs d'une même voie. On établi-t ainsi un critère de détection à partir de cette mesure décrétant qu'il y a alarme si sur la voie 1, si ô~ I est inférieur à ~1; sur la voie 2, si l~2lest inférieur à ~2; cll et a2 sont des seuils prédéterminés en fonction de l'application.
Deux comparateurs 60 et 61 permettent d'effectuer la compa-raison entre les signaux de sortie des sommateurs 56 et 59 respecti-vement avec les seuils cll et c~2.
Sur la figure 13, on a représenté un quatrième mode de réalisation de l'extracteur 22 pour un radar à moyenne fréquence de recurrence.
Sur cette figure le circuit 23 comprend un opérateur 70 recevant les signaux Sl 2n+1 et S2 2n-~ 1 issus des cycles de r~ng impair provenant des deux voies I et ~ et un opérateur 71 recevant les signaux Sl 2p et S2 2p issus des cycles de rang pair provenant des deux voies 1 et 2.
L'opérateur 70 permet d'extraire l'écart de phase ~p j et d'effectuer la différence seconde de l'écart de cette phase ou phase différentielle Q~pj entre deux signaux issus d'un cycle impair, dont l'un provient de la voie 1 et l'autre de la voie 2.
L'opérateur 71 permet d'extraire l'écart de phase Q~q et d'effectuer la différence seconde de l'écart de phase ou phase différentielle Q ~Pq entre deux signaux issus d'un cycle pair, dont l'un provient de la voie I et l'autre de la voie 2.
I:~eux opérateurs 72 et 73 permettent de calculer la valeur moyenne sur N valeurs respectivement pour chacun des signaux issus des opérateurs 70 et 71. Un sommateur 74 permet d'effectuer la somme des signaux issus des opérateurs 72 et 73. Ce signal somme est comparé à un seuil ~3 prédéterminé, à l'aide d'un comparateur 75.
Les circuits 70 à 73 élaborent les moyennes des valeurs absolues des différences secondes (symbolisée par ~2):
1~ ~)jl = Nl - ~ 182 (~ ) ¦
q N2 ~ 2 q I q Avec 8 2 (~ 2~ hp j-2 et 82 (~)q = ~Pq - 2~ ~q-1 + ~Pq-2 L'opérateur 74 permet ensuite de calculer la valeur moyenne des deux groupes de signaux:
182 ~1 = 2 [~2 ~ + 1~2 (~P)ql~ ' Cette grandeur mesure la dispersion moyenne de la variation de la phase différentielle en fonction du ternps. On décrète qu'il y a alarme si 182 (~ o~3 Ce circuit 22 permet d'établir un critère de ponctualité en fréquence différentielle (différence de fréquence Doppler).
La figure 14 est un exemple de réalisation du circuit de mesure 25 permettant de mesurer la vitesse non ambiguë et donc de lever l'ambigulté vitesse. Dans ce cas on considère séparément les signaux des groupes pair et impair.
Les cycles impairs permettent de mesurer la variation de la phase différentielle entre les instants (N-l)Te et Te:
8~1 = 27r ~f dt (N-2) Te~ dt étant supposé constant pendant la durée d'observation.
Les cycles pairs permettent de mesurer la varia tion de la phase différentielle entre les instants NTe et 2Te:
~2 = 27r [~f + 8(~f)] dt (N-2)Te 8(~f)/~f étant très faible est négligé. Les deux grandeurs 8~p 1 et ~2 sont donc sensiblement identiques, on effectue la moyenne ' , ~V de ces deux valeurs, ~V est donc égale à 2~r ~f dt (N-2)Te.
La connaissance de ~P V permet d'extraire par calcul dt et donc la vitesse radiale estimée V' (~PV = 47rAf V').
Soi t Va l'espace entre deux ambiguîtés de vitesse du radar (Va = 2f r ) et va la vitesse ambiguë donnée par l'identification du filtre Doppler; m étant un nombre entier positif, négatif ou nul; on peut calculer la vitesse réelle V. La vitesse estlmée V' permet de déterminer m, V se déduit de l'équation:
V m Va ~ va La valeur estimée V' de la vitesse réelle est comparée avec les diverses valeurs discrètes possibles de V. On choisira la valeur de m qui fournira la valeur de V la plus proche de V'.
Pour cela, on utilise par exemple, les écarts de phase A~p;
(j=2n+1) et ~pq (q=2p), ~j étant l'écart de phase entre les signaux Sl 2n-~-1 et S2 2n+1; A~q étant l'écart de phase entre les signaux Sl ~p et S2 2p. On obtient ces écarts par exemple à l'aide des circuits 70 et 71 avant d'effectuer la différence seconde. Un circuit à retard 80 retarde les signaux ~p j d'une valeur égale à (N-2)Te.
De la même façon un circuit à retard 81 retarde les signaux Q ~Pq d'une valeur égale à (N-2)Te. Un soustracteur 82 permet d'effectuer la différence entre le signal Q(pj retardé et le signal A~j non retardé pour obtenir la phase ~v j. Un soustracteur 83 permet d'effectuer la différence entre le signal ~q retardé et le signal ~pq non retardé. Un additionneur 84 permet d'obtenir le signal ~ V
correspondant à la somme du signal ~v j et ~ V q. Un opérateur 85 permet d'extraire la valeur de V' à partir des signaux ~v, ~f, Te, N.
Un opérateur 8h permet de déterminer la case vitesse m à partir de V', va et Va pour obtenir V.
La figure 15 représente un exemple de circuit de mesure 25 permettant de mesurer la distance et donc de lever l'ambigulté
, .
~Z~ 3 distance.
I a différence de phase entre voies, mesurée à la fin d'un cycle impair est ~'Pi = 27r ~fTo~t) La difference de phase mesurée à la fin du cycle pair suivant est:
q ~ ) ] [TO(t+Te) + ~ To]
On tient compte dans ce cas du terme 27r ~f~To qui représente dans A tpq la part due à la variation de To pendant le temps Te dTo(t) ~ 0 _ Te- dt A~q ~ = 27r [~(~f) To(t) + Af~To]
en désignant par ~ To la variation du re tard pendant Te et en négligeant le terme 2~ f)~TO.
Il est en effet nécessaire de tenir compte des termes 2~ ~f~T0 pour qu'on puisse calculer To(t) à partir de (a fpq - ~(pj) et de ô~f).
dTo(t) T
2Ir ~f~To = 27r ~f . dt e peut donc être connu à partir de la mesure de V (et plus particu-lièrement de ~
On effectue la moyenne (Pd telle que:
'Pd N p=l (~ 2p ~P2p-1 ) On désigne D, la distance réelle de la cible et par Da la distance d'ambigu~lté du radar (Da ~ 2f )~ D = k Da + da; k nombre entier positif ou nul, da la distance ambiguë du radar.
La valeur estimée D' de la distance réelle issue par le calcul de la mesure de 'Pd est comparée avec les valeurs discrètes possibles 25 obtenues pour différentes valeurs de k. On choisira la valeur de k qui fournira la valeur de D la plus proche de D'.
Pour cela on utilise par exemple, les écarts de phase ~
(j=2n+1) et ~ ~pq (q=2p) obtenus à partir des circuits extracteurs 70 et ~;Z7~3~3 71 à l'opération de différenciation.
Le signal ~j est retardée d'une valeur Te par un circuit à
retard 90. Ce signal retardé est retranché par un soustracteur 91, du signal A~q pour obtenir le signal A~q~~tpj. Un opérateur 9Z permet de calculer la valeur moyenne 'Pd des N valeurs, ~ d = N ~ q - ~j). Un opérateur 92 recevant les signaux ~d~
V et ~(~f~ permet de calculer D'. Un opérateur 94 recevant les signaux D', da et Da permet de déterminer la case distance k et d'obtenir la distance reelle D.
- .
Claims (18)
1. Dispositif de réception radar pour traiter un signal reçu ayant une fréquence porteuse f0, ledit dis-positif comprenant:
- A voies de réception recevant chacune ledit signal reçu;
- des moyens de transposition de fréquence et de filtrage, dans chacune desdites voies, pour traiter une partie du spectre du signal reçu centrée sur une fréquence porteuse différente dans chaque voie et appartenant audit spectre du signal reçu et pour fournir un signal vidéo correspon-dant; et - des moyens de traitement pour recevoir lesdits signaux vidéo et pour fournir un signal de sortie traité contenant des informations sur ledit signal reçu.
- A voies de réception recevant chacune ledit signal reçu;
- des moyens de transposition de fréquence et de filtrage, dans chacune desdites voies, pour traiter une partie du spectre du signal reçu centrée sur une fréquence porteuse différente dans chaque voie et appartenant audit spectre du signal reçu et pour fournir un signal vidéo correspon-dant; et - des moyens de traitement pour recevoir lesdits signaux vidéo et pour fournir un signal de sortie traité contenant des informations sur ledit signal reçu.
2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de transposition de fréquence et de filtrage comprennent:
- des moyens de filtrage passe-bande pour filtrer ledit signal reçu, lesdits moyens de filtrage étant centrés sur la fréquence fa = f0 + .DELTA.af où a est le rang de la voie (1 ? a ? A) et fournissant un signal de sortie avec une fréquence centrale f0 + .DELTA.af/2, lesdits moyens de filtrage ayant la même bande passante dans toutes les voies; et - un mélangeur relié auxdits moyens de filtrage et recevant un signal à la fréquence f0 + .DELTA.af/2 pour fournir ledit signal vidéo correspondant de la voie considérée.
- des moyens de filtrage passe-bande pour filtrer ledit signal reçu, lesdits moyens de filtrage étant centrés sur la fréquence fa = f0 + .DELTA.af où a est le rang de la voie (1 ? a ? A) et fournissant un signal de sortie avec une fréquence centrale f0 + .DELTA.af/2, lesdits moyens de filtrage ayant la même bande passante dans toutes les voies; et - un mélangeur relié auxdits moyens de filtrage et recevant un signal à la fréquence f0 + .DELTA.af/2 pour fournir ledit signal vidéo correspondant de la voie considérée.
3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel ladite bande passante desdits moyens de filtrage de chaque voie est sensiblement égale à 1/?, où ? est la durée des impulsions émises par le radar, et dans lequel l'espacement entre la fréquence centrale du signal reçu f0 et lesdites fréquences centrales des signaux de sortie des moyens de filtrage est de l'ordre de 1/2?.
4. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de transposition de fréquence et de filtrage comprennent:
- un premier mélangeur pour réaliser une transposition de fréquence de valeur .DELTA.af dudit signal reçu, où a est le rang de la voie considérée (1 ? a ? A), et pour fournir un signal de sortie transposé;
- des moyens de filtrage passe-bande pour filtrer ledit signal de sortie transposé, lesdits moyens de filtrage étant centrés sur ladite fréquence f0 pour toutes les voies et fournissant un signal de sortie avec une fréquence cen-trale f? + .DELTA.af/2, lesdits moyens de filtrage ayant la même bande passante dans toutes les voies; et - un second mélangeur relié auxdits moyens de filtrage et recevant un signal à la fréquence f0 + .DELTA.af/2 pour four-nir ledit signal vidéo correspondant de la voie considérée.
- un premier mélangeur pour réaliser une transposition de fréquence de valeur .DELTA.af dudit signal reçu, où a est le rang de la voie considérée (1 ? a ? A), et pour fournir un signal de sortie transposé;
- des moyens de filtrage passe-bande pour filtrer ledit signal de sortie transposé, lesdits moyens de filtrage étant centrés sur ladite fréquence f0 pour toutes les voies et fournissant un signal de sortie avec une fréquence cen-trale f? + .DELTA.af/2, lesdits moyens de filtrage ayant la même bande passante dans toutes les voies; et - un second mélangeur relié auxdits moyens de filtrage et recevant un signal à la fréquence f0 + .DELTA.af/2 pour four-nir ledit signal vidéo correspondant de la voie considérée.
5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel ladite bande passante desdits moyens de filtrage de chaque voie est sensiblement égale à 1/?, où ? est la durée des impulsions émises par le radar, et dans lequel l'espacement entre la fréquence centrale du signal reçu f0 et lesdites fréquences centrales des signaux de sortie des moyens de filtrage est de l'ordre de 1/2?.
6. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel A est égal à 2 et dans lequel ladite valeur .DELTA.af de la transposition de fréquence est égale - .DELTA.f dans la pre-mière voie et à + °f dans la seconde voie, .DELTA.f étant une valeur de fréquence prédéterminée.
7. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 4, dans lequel lesdits moyens de traitement compren-nent un circuit de traitement Doppler opérant sur lesdits signaux vidéo, un extracteur permettant d'appliquer un critère de décision de détection et un circuit de levée d'ambiguïté distance et vitesse.
8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel ledit circuit de levée d'ambiguïté comprend des moyens pour réaliser des mesures de la vitesse et de la distance des cibles détectées.
9. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel ledit circuit de traitement Doppler comporte un circuit de transformée de Fourier discrète opérant sur lesdits signaux vidéo de deux voies et dans lequel l'ex-tracteur comporte un premier opérateur permettant d'obtenir le décalage de phase .DELTA.? entre les deux voies et un second opérateur permettant d'obtenir la variation de ce décalage entre deux instants prédéterminés.
10. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel A est égal à 2, dans lequel ledit signal reçu cor respond à un signal émis comportant des trains d'impulsions ayant une fréquence de récurrence alternativement égale à fr ou fr + .delta.fr et dans lequel ledit circuit de traitement Doppler comporte un premier opérateur de transformée de Fourier rapide recevant le signal vidéo de l'une des deux voies, un second opérateur de transformée de Fourier rapide recevant le signal vidéo de l'autre voie, lesdits opéra-teurs étant aptes à délivrer, pour un quantum distance-vitesse donné, des signaux (S1,2n+1, S2.2n+1) venant d'un cycle de filtrage impair correspondant à l'une des deux fréquences de récurrence et, pour un autre quantum distance-vitesse, des signaux (S1,2p, S2,2) venant d'un cycle de filtrage paix correspondant à l'autre fréquence de récur-rence.
11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit extracteur comprend:
- un premier et un second opérateurs aptes à effectuer respectivement la somme des modules des signaux provenant de l'une des deux voies et issus des cycles de filtrage pairs et impairs;
- un premier additionneur effectuant la somme des modules venant des deux types de cycle;
- un troisième et un quatrième opérateurs aptes à effec-tuer respectivement la somme des modules des signaux pro-venant de l'autre voie et issus des cycles de filtrage pairs et impairs;
- un second additionneur effectuant la somme des modules venant desdits troisième et quatrième opérateurs; et - un premier et un deuxième comparateurs reliés respecti-vement auxdits premier et second additionneurs et permet-tant de fournir un critère de décision de détection pour chacune des voies, par comparaison respectivement avec un premier et un second seuils.
- un premier et un second opérateurs aptes à effectuer respectivement la somme des modules des signaux provenant de l'une des deux voies et issus des cycles de filtrage pairs et impairs;
- un premier additionneur effectuant la somme des modules venant des deux types de cycle;
- un troisième et un quatrième opérateurs aptes à effec-tuer respectivement la somme des modules des signaux pro-venant de l'autre voie et issus des cycles de filtrage pairs et impairs;
- un second additionneur effectuant la somme des modules venant desdits troisième et quatrième opérateurs; et - un premier et un deuxième comparateurs reliés respecti-vement auxdits premier et second additionneurs et permet-tant de fournir un critère de décision de détection pour chacune des voies, par comparaison respectivement avec un premier et un second seuils.
12. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit extracteur comprend:
- un premier opérateur apte à obtenir le module des signaux de l'une des deux voies pour tous les cycles de filtrage;
- un second opérateur apte à obtenir le module des signaux de l'autre voie pour tous les cycles de filtrage;
- un troisième opérateur apte à effectuer une moyenne nor-malisée de l'amplitude relative des signaux des deux voies, prise sur un nombre N de signaux venant du premier et du second opérateurs; et - un comparateur relié audit troisième opérateur et permet-tant de fournir un critère de décision de détection pour les deux voies, par comparaison avec un seuil prédéterminé.
- un premier opérateur apte à obtenir le module des signaux de l'une des deux voies pour tous les cycles de filtrage;
- un second opérateur apte à obtenir le module des signaux de l'autre voie pour tous les cycles de filtrage;
- un troisième opérateur apte à effectuer une moyenne nor-malisée de l'amplitude relative des signaux des deux voies, prise sur un nombre N de signaux venant du premier et du second opérateurs; et - un comparateur relié audit troisième opérateur et permet-tant de fournir un critère de décision de détection pour les deux voies, par comparaison avec un seuil prédéterminé.
13. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit extracteur comprend:
- un premier et un second opérateurs recevant les signaux venant de l'une des deux voies et issus des cycles de fil-trage impairs et pairs respectivement et aptes à extraire la variation seconde de la phase entre deux instants donnés;
- un troisième et un quatrième opérateurs aptes à effec-tuer une moyenne de la valeur desdites variations secondes de phase pour chaque cycle;
- un premier additionneur effectuant la somme desdites moyennes;
- un cinquième et un sixième opérateurs recevant les signaux venant de l'autre voie et issus des cycles de fil-trage impairs et pairs respectivement et aptes à extraire la variation seconde de la phase entre deux instants don-nés;
- un septième et un huitième opérateurs aptes à effectuer une moyenne de la valeur desdites variations secondes de phase pour chaque cycle fournies par lesdits cinquième et sixième opérateurs;
- un second additionneur effectuant la somme desdites moyennes fournies par lesdits septième et huitième opéra-teurs; et - un premier et deuxième comparateurs reliés respectivement auxdits premier et second additionneurs et permettant de fournir un critère de décision de détection pour chacune des voies, par comparaison respectivement avec un premier et un second seuils.
- un premier et un second opérateurs recevant les signaux venant de l'une des deux voies et issus des cycles de fil-trage impairs et pairs respectivement et aptes à extraire la variation seconde de la phase entre deux instants donnés;
- un troisième et un quatrième opérateurs aptes à effec-tuer une moyenne de la valeur desdites variations secondes de phase pour chaque cycle;
- un premier additionneur effectuant la somme desdites moyennes;
- un cinquième et un sixième opérateurs recevant les signaux venant de l'autre voie et issus des cycles de fil-trage impairs et pairs respectivement et aptes à extraire la variation seconde de la phase entre deux instants don-nés;
- un septième et un huitième opérateurs aptes à effectuer une moyenne de la valeur desdites variations secondes de phase pour chaque cycle fournies par lesdits cinquième et sixième opérateurs;
- un second additionneur effectuant la somme desdites moyennes fournies par lesdits septième et huitième opéra-teurs; et - un premier et deuxième comparateurs reliés respectivement auxdits premier et second additionneurs et permettant de fournir un critère de décision de détection pour chacune des voies, par comparaison respectivement avec un premier et un second seuils.
14. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit extracteur comprend:
- un premier opérateur recevant les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage impairs, et élaborant la dif-ference seconde sur l'écart de phase entre les deux voies;
- un second opérateur effectuant une moyenne de tous les signaux de sortie du premier opérateur;
- un troisième opérateur recevant les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage pairs, et élaborant la différence seconde sur l'écart de phase entre les deux voies;
- un quatrième opérateur effectuant une moyenne de tous les signaux de sortie du troisième opérateur;
- un additionneur effectuant la somme desdites moyennes:
et - un comparateur relie à la sortie de l'additionneur et permettant de fournir un critère de décision de détection pour les deux voies, par comparaison avec un seuil prédé-terminé.
- un premier opérateur recevant les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage impairs, et élaborant la dif-ference seconde sur l'écart de phase entre les deux voies;
- un second opérateur effectuant une moyenne de tous les signaux de sortie du premier opérateur;
- un troisième opérateur recevant les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage pairs, et élaborant la différence seconde sur l'écart de phase entre les deux voies;
- un quatrième opérateur effectuant une moyenne de tous les signaux de sortie du troisième opérateur;
- un additionneur effectuant la somme desdites moyennes:
et - un comparateur relie à la sortie de l'additionneur et permettant de fournir un critère de décision de détection pour les deux voies, par comparaison avec un seuil prédé-terminé.
15. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit circuit de levée d'ambiguïté comprend un cir-cuit de mesure de la vitesse comportant:
- un premier circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies issus des cycles de fil-trage impairs;
- un premier soustracteur recevant les signaux présents à l'entrée et à la sortie dudit premier circuit à retard;
- un second circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de fil-trage pairs;
- un second soustracteur recevant les signaux présents à l'entrée et à la sortie dudit second circuit à retard, - un additionneur relié auxdits premier et second soustrac-teurs;
- un premier opérateur relié audit additionneur et permettant d'extraire une valeur estimée de la vitesse; et - un second opérateur relié audit premier opérateur pour déterminer la case vitesse permettant d'obtenir la vitesse réelle.
- un premier circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies issus des cycles de fil-trage impairs;
- un premier soustracteur recevant les signaux présents à l'entrée et à la sortie dudit premier circuit à retard;
- un second circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de fil-trage pairs;
- un second soustracteur recevant les signaux présents à l'entrée et à la sortie dudit second circuit à retard, - un additionneur relié auxdits premier et second soustrac-teurs;
- un premier opérateur relié audit additionneur et permettant d'extraire une valeur estimée de la vitesse; et - un second opérateur relié audit premier opérateur pour déterminer la case vitesse permettant d'obtenir la vitesse réelle.
16. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit circuit de levée d'ambiguïté comprend un cir-cuit de mesure de distance comportant:
- un circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage im-pairs;
- un soustracteur recevant les signaux fournis par ledit circuit à retard et l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage pairs;
- un premier opérateur relié audit soustracteur et permet-tant d'effectuer une moyenne sur un nombre N de valeurs;
- un circuit de calcul relié audit premier opérateur pour obtenir une valeur estimée de la distance, et - un second opérateur relié audit circuit de calcul pour déterminer la case distance permettant d'obtenir la dis-tance réelle.
- un circuit à retard recevant l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage im-pairs;
- un soustracteur recevant les signaux fournis par ledit circuit à retard et l'écart de phase entre les signaux des deux voies, issus des cycles de filtrage pairs;
- un premier opérateur relié audit soustracteur et permet-tant d'effectuer une moyenne sur un nombre N de valeurs;
- un circuit de calcul relié audit premier opérateur pour obtenir une valeur estimée de la distance, et - un second opérateur relié audit circuit de calcul pour déterminer la case distance permettant d'obtenir la dis-tance réelle.
17. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 4, dans lequel lesdits moyens de traitement compren-nent un circuit de traitement Doppler opérant sur lesdits signaux vidéo, un extracteur permettant d'appliquer un critère de décision de détection et un circuit de levée d'ambiguïté distance ou vitesse.
18. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel ledit circuit de levée d'ambiguïté comprend des moyens pour réaliser des mesures de la vitesse ou de la distance des cibles détectées.
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