FR2538634A1 - Recepteur radio-electrique a conversion directe pour signaux modules en frequence - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un récepteur radio-électrique pour signaux modulés en fréquence dans lequel on utilise le mélange avec un oscillateur local pour engendrer deux canaux en bande de base déphasés en quadrature. Elle a, plus particulièrement, pour objet un circuit démodulateur 9 comprenant essentiellement des moyens pour mesurer l'intervalle de temps entre les passages par zéro successifs à la fréquence intermédiaire et engendrer un signal représentant l'inverse de cet intervalle de temps ou pour filtrer des impulsions produites à chaque passage zéro, afin d'engendrer un signal analogique représentant l'information modulée sur le signal radio-électrique. (CF DESSIN DANS BOPI)

Description

La présente invention concerne un récepteur radioélectrique de signaux modulés par déplacement de fréquence sur une porteuse HF.

D'après le Brevet Britannique NO 1517121, on connait un récepteur radio-électrique de ce type, en particulier le circuit démodulateur, dans lequel les signaux sont traités à basse fréquence et donc par conversion directe en lieu et place du principe à superhétérodyne, les modifications de cet agencement étant décrites dans les Brevets Britanniques NO 41679/78 et 305778/79.

Dans les circuits susmentionnés, la sortie du démodulateur est donc une forme d'onde numérique, or certaines applications nécessitent un signal analogique.

L'objet de la présente invention est de fournir ou de prévoir un récepteur radio-électrique de signaux modulés en fréquence, caractérisé par le fait que l'on utilise le mélange avec un oscillateur local pour engendrer des~ canaux en bande de base en quadrature, un circuit démodulateur comportant un premier canal faisant apparaître la fréquence différentielle, et un deuxième canal dans lequel la fréquence différentielle apparaitra en quadrature par rapport au premier canal et en retard ou en avance de phase selon que la fréquence du signal est respectivement supérieure ou inférieure à la fréquence de l'oscillateur local ; et un dispositif de mesure des intervalles de temps entre chaque passage à zéro de la fréquence intermédiaire, et un dispositif de génération d'un signal de sortie qui soit l'image inverse de l'intervalle de temps ; ou un dispositif de filtrage des impulsions engendrées à chaque passage par zéro de la fréquence intermédiaire, permettant ainsi de simuler un signal de sortie analogique représentatif de l'information modulée en HF.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux figures annexées parmi lesquelles
La Fig. 1 représente le diagramme synoptique d'un récepteur à modulation par déplacement de fréquence conforme à une rea'isaticn generale de l'invention.

La Fig. 2 représente les ormes d'ondes applicables au démodulateur de la Big. l-conformement a une réalisation dans laquelle les im.rulsions sont produites partir de chaque passage par zéro de la fréquence intermédiaire, puis filtrées ;;
La Fig. 23 représente les formes d'ondes applicables à une autre réalisation du démodulateur de la Figure 1 dans laquelle on mesure les intervalles de temps entre les passages par zéro successifs
La Fic. 3 représente un diagramme synoptique des circuits du démodulateur 9 conformément à la première réalisation
La Fig. 4 représente les formes d'ondes se rapportant à la Fig. 3
Les Fig. 5a, Sb et Sc représentent des circuits simplifiés des circuits N1 à N4 de la Fig. 3 ;
La Fig. 6A représente le schéma de cablage d'une réalisation plus complexe des circuits N1 à N4 de la Fig. 3
La Fig. 6B représente les formes d'ondes du circuit de la Fig. 6A-;
La Fig. 7 représente le diagramme synoptique d'un autre démodulateur 9 incorporant le circuit N de la Fig.

6A
La Fig. 8 représente la fonction des logiques de sélection de la Fig. 7
La Fig. 9 représente le diagramme synoptique d'une réalisation entièrement numérique du démodulateur 9 de la Fig. 1 avec références à la Fig. 2B
La Fig. 10 représente le diagramme synoptique d'une autre réalisation numérique du démodulateur 9 de la
Fig. 1 avec références à la Fig. 2B
La Fig. îîa représente une autre conception du démodulateur 9.

La Fig. 11b représente les formes d'ondes applicables au circuit de la Fig. lla ;
La Fig. 12 représente un diagramme synoptique de circuit concernant une modification de la réalisation selon la Fig. 1 dans lequel~deux canaux supplémentaires sont synthétisés ; et
La Fig. 13 représente un réseau de canaux d'entrée combinant les entrées des canaux du démodulateur de la Fig.

1.

Les circuits démodulateurs qui seront décrits ciaprès engendrent une approximation de signal de sortie analogique soit en mesurant les intervalles de temps entre les passages par zéro successifs de la fréquence intermédiaire, soit en filtrant les impulsions produites à chacun de ces passages par zéro. Ceci se traduit par une forme d'onde de sortie qui convient à de nombreuses applications et qui fournit un plus grand nombre d'informations que les circuits purement numériques.

Dans le récepteur de la Fig. 1 les signaux radio électriques de réception fc d t dans lesquels f est la
c fréquence porteuse et d la déviation de la modulation par déplacement de fréquence, sont appliqués à deux circuits mélangeurs 1 et 2 à gain élevé. Un oscillateur local 3 travaillant à une fréquence f est relié directement au
o circuit mélangeur 1 et, par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur 4 qui provoque un déphasage de 900, au circuit mélangeur 2.Les signaux de sortie des mélangeurs 1 et 2 sont appliqués à travers les canaux A et B respectivement aux filtres passe-bas 5 et 6 chargés d'éliminer toute interférence intempestive provenant par exemple des canaux voisins et de laisser passer la fréquence différentielle entre le signal et fO. Les signaux en sortie des filtres passe-bas sont amplifiés dans les amplificateurs écrêteurs de gain élevé 7 et 8 de façon à délivrer deux formes d'ondes entièrement écrêtées et en quadrature. Il est possible de placér le déphaseur 4 sur le trajet du signal d'entrée plutôt que dans le circuit de l'oscillateur local, sans modifier aucune des sorties 7 et 8.

La fréquence des ondes canées est égale à la différence de fréquence entre le signal HF d'entrée et l'oscillateur local.

Les signaux de sortie différentiels des mélangeurs sont respectivement + o et + 0-/2 lorsque le signal d'entrée est fc + S, et - 6 et - o--../2 lorsque le signal d'entrée est fc - #. Les filtres passe-bas ont pour effet d'extraire la fréquence différentielle 6. La largeur de bande du filtre passe-bas est égale à la largeur de bande latérale du signal HF. Les signaux différentiels ou de
bande de base qui sont alors amplifiés dans les étapes 7 et
8 fournissent des signaux de sortie de niveau logique entierement et symétriquement écrêtés. Si donc la déviation est de 5 kHz, le signal de bande de base sera également de 5 kHz.

Ainsi lorsque le décalage du signal d'entrée est de + dkHz par rapport a sa fréquence nominale, les écrêteurs délivreront deux ondes carrées en quadrature ainsi que le montre le diagramme de formes d'ondes de la Fig. 2A.

Lorsque la fréquence passe de l'autre côté de l'oscillateur local (- dkHz), le déphasage en quadrature est alors inversé en raison de l'inversion de phase que cela implique dans le mélangeur.

Selon la Fig. 2A, la forme d'onde (a) représente la modulation initiale d-abord-sous la forme fc + 6 puis sous la forme f - 6. Par suite le signal carré en sortie
c de l'écrêter 7 sur le canal A et représenté par la forme d'ondes (b) met le signal carré en sortie de l'écrêteur 8 sur le canal B, représenté par la forme d'onde (c), en retard de phase de 900 ; lorsque la modulation prend la valeur fc - 6, le canal A devient en avance de phase de 900 par rapport au canal B. Cette relation entre phases indique si la modulation est supérieure ou inférieure à la fréquence de l'oscillateur local.

Une nouvelle observation de la Fig. 1 montre que le circuit démodulateur 9 a pour fonction de mesurer la fréquence de ce signal entièrement écrêté et de déterminer l'état relatif d'avance ou de retard des signaux en quadrature sur les deux canaux. Le signal étant entièrement écrêté, on ne peut se livrer à une estimation de la fréquence instantanée qu'à l'apparition d'un front d'impulsion sur chaque canal. La démodulation de la bande de base est applicable à l'une ou l'autre des deux méthodes de base (1) et (2).

(1) A l'apparition de chaque front dtimpulsion sur
les deux canaux A et B, le démodulateur génère
une impulsion de durée et d'amplitude constantes.

La polarité de chaque impulsion dépend du retard
ou de l'avance du canal A par rapport au canal B
(la polarité de cette convention est sans effet
ces impulsions sont délivrées à une cadence quatre
fois supérieure à la différence de fréquence entre
1loscillateur local du récepteur et le signal HF
reçu. Ensuite ces impulsions sont filtrées afin
de délivrer un signal de sortie égal à la différence
de fréquence. Le démodulateur mesure le temps entre
chaque front sur chaque canal (Note : les fronts
apparaissent alternativement sur chaque canal) et
génère une tension V = kt où k est une constante.

de plus, le temps t peut avoir une signification
positive ou négative selon le retard ou l'avance
du canal A par rapport au canal B (là encore la
polarité de cette convention est sans effet).

Par conséquent la tension de sortie V peut être
positive ou négative.

La Fig.2B montre les points à partir desquels on déduit le temps t dans les mêmes conditions que celles illustrées par la Fig. 2A.

La mesure réelle du temps - t et la génération de la tension - V (ou d'une approximation acceptable de celle-ci) peuvent prendre de nombreuses formes décrites ci-après.

La Fig. 3 représente la réalisation d'un démodulateur utilisable en lieu et place du démodulateur 9 de la Fig. 1.

Dans la Fig. 3, les sorties des canaux A et B sont appliquées aux inverseurs 41 et 42 destinés à fournir 4 phases du signal d'entrée. Chacune de ces phases est appliquée à un monostable M1 à M4 à déclenchement par front d'impulsion, à l'apparition des fronts positifs par exemple. Les monostables 1 à M4 fabriquent une impulsion de sortie de courte durée des le passage du front de déclenchement approprié, et cette impulsion ferme provisoirement les interrupteurs S1 à S4. Chaque signal d'entrée, ainsi que son complément, transite par un circuit N1 à Ng qui génère une tension proportionnelle à t. Les interrupteurs S1 à S4 échantillonnent cette tension après le temps t et l'échantillon apparaît en sortie.Un condensateur Cl est place en sortie afin de conserver la valeur analogique qui sépare chaque prélèvement~.

La Fig. 4 représente les formes d'ondes que l'on peut observer dans le circuit de la Fig. 3 dans le cas d'une fréquence à déviation fixe, et lorsque cette même fréquence fixe apparait de l'autre côté de la fréquence locale. De toute évidence, il n'est pas physiquement possible de faire en sorte que les circuits N1 et N2 fabriquent une tension exactement proportionnelle à t car ce concept implique une sortie tendant vers l'infini tandis que t tend vers zéro. Toutefois, le fait de fixer une valeur supérieure de V pour une valeur quelconque minimale de t implique seulement que la sortie du démodulateur se limitera à une déviation de crête particulière.Cette caractéristique v = t < t
max min
v = kt-1 t > tmin avec k = constante est une approximation acceptable qui peut s'avérer réellement souhaitable pour limiter la largeur de bande de bruit opérationnel du démodulateur.

La Fig. 5 représente quelques circuits N utilisables pour les circuits Ni à N4 de la Fig. 3.

La Fig. 5(a) représente un circuit Na qui- génère une décroissance, linéaire de V,
La Fig. 5(b) représente une simple approximation
Nb utilisant un réseau CR qui génère un affaiblissement exponentiel de V, et la Fig. 5(c) représente un autre réseau Nc dans lequel la tension de sortie est une combinaison des affaiblissements linéaire et exponentiel.

Chacun de ces réseaux fournit des signaux proches dans une certaine mesure des sorties idéales et le choix peut reposer sur le degré de linéarité requis en fonction de la complexité.

Dans le circuit de la Fig. 3, on peut remplacer les monostables par tout autre circuit dans lequel une impulsion de sortie de courte durée serait déclenchée par un front d'entrée approprié, qui pourrait être un circuit différentiateur ou un réseau numérique à horloge.

Il est également possible d'omettre les circuits
N1 à N4, auquel cas le dispositif illustré par la Fig. 3 fournirait des signaux de sortie numériques de + 1 V ou - 1 V selon le positionnement du signal d'entrée au-dessus ou au-dessous de la fréquence de l'oscillateur local.

Il existe une autre forme (non représentée) des circuits N1 à N4 dans lesquels on obtient une caractéristique de transfert non linéaire comparable à une approximation linéaire fragmentaire de la loi inverse. Un composant travaillant en tension, tel une diode par exemple, est associé à un circuit résistif afin de définir les modifications de pente d'une tension de sortie. Il est également possible d'en obtenir 1 'équivalent numérique.

Il est possible de concevoir des circuits N plus complexes capables de générer une tension de sortie proportionnelle à t 1 de façon plus précise
La Fig. 6A représente un circuit de ce type.

Ainsi qu'il a été observé plus haut, on maintient la tension de sortie approximativement constante pendant un temps tmin de telle façon que l'on atteigne un point de départ de la courbe réciproque vraie. L'application de l'impulsion d'entrée provenant du canal A ou B à un interrupteur analogique G1 introduit une tension V0 dans le condensateur C2. Lorsque cette tension est appliquée sur la grille du transistor à effet de champ TR5, un courant i s'écoule de la source vers le drain. La tension de grille et le courant de drain entrent dans la relation suivante ia IV G- VTH) 2
ou : V G = tension de grille
VTH =tension de seuil du TEC.

La tension aux bornes du condensateur C2 est maintenue constante jusqu'à la fin de l'impulsion d'entrée.

A la suite de cela, les réflecteurs de courant TRi, TR2 et
TR3 autorisent l'émission d'un courant i par le condensateur
C2.

La tension aux bornes de C2 devient
VTH + K t+T-t
min
où k = constante
T = constante définie par le gain de TR5, C, et V
o
Si on a T = trin, On obtient alors une tension de sortie proportionnelle à t lorsque t > tmin Une sortie bipolaire étant nécessaire sur le circuit fonctionnel, le dispositif est doté d'un inverseur de sortie Cet agencement comprend un amplificateur équilibré
BA représenté par la Fig. 6A en sortie duquel les deux polarités sont disponibles.

La Fig. 7 représente un démodulateur complet utilisant le circuit analogique de la Fig. 6. De chaque canal A et B ainsi que le définit la Fig. 3, on extrait l'impulsion trin, et également une courte impulsion, au moyen des monostables à déclenchement par impulsions positives et négatives MA, MB et Ma, Mb, respectivement.

Le bloc analogique est conforme à la description de la Fig. 6 et la polarité correcte des signaux de sortie est sélectionnée par-les sélecteurs logiques (définis par la Fig. 8) et les interrupteurs analogiques. D'une façon plus détaillée, les sélecteurs SL1 et SL2 utilisent les changements de polarité des entrées A et B pour inverser respectivement la polarité des impulsions générées par
Ma et D##. Ces impulsions sont ensuites adressées à SL3 et
SL4 qui les inversent à nouveau conformément à la polarité des entrées initiales A et B.Ces procédés font que les interrupteurs 5W1., SW2, SW3 ou 5W4 sont valides à chaque front apparaissant sur l'un ou l'autre canal, et au moment voulu pour prélever la tension sur les blocs AU1 ou AU2 selon le cas.

La Fig. 9 représente un autre concept de démodulateur utilisant une configuration entièrement numérique. On dispose un compteur CO à déclenchement par fronts d'impulsions provenant alternativement des canaux
A et B et qui compte pendant chaque intervalle les périodes d'une horloge rapide reliée à une entrée d'horloge Cl, générant ainsi un signal de sortie numérique qui est la mesure de t. Ce signal numérique est inversé dans une unité arithmétique ARU, puis converti en une sortie analogique par le convertisseur numérique/analogique D/A.

La Fig. 10 représente une autre réalisation du démodulateur 9 de la Fig. 1, avec référence à la Fig. 2B.

Les impulsions de déclenchement sont générées à partir de chaque canal A et B par les circuits monostables à déclenchement par impulsions M3 et M4 par l'intermédiaire des inverseurs I1 et 12. Chaque impulsion de déclenchement initialise une fonction en rampe linéaire dans les générateurs de rampe respectifs tels que RG1. Cette rampe balaye un oscillateur à commande par tension Vu01, dont chaque cycle est compté par un compteur numérique DC1.

L'impulsion de déclenchement provenant du canal opposé arrête le comptage et le mémorise dans la porte de sortie /P1. Cette séquence a lieu pour chaque phase d'entrée et produit quatre échantillons par cycle de la fréquence d'entrée, de façon identique à la réalisation décrite précédemment.

La Fig. 11 montre une autre possibilité de réalisation du démodulateur 9 de la Fig. 1*
Selon les Fig. 11 et îîa, les signaux de sortie des canaux A et B tels qu'ils sont représentés respectivement par les formes d'ondes (a) et (b) de la
Fig. llb, sont appliqués aux points a et b. Un circuit
OU exclusif 16 reçoit les signaux en provenance des canaux et fournit un signal de sortie carré à une fréquence double de la fréquence de déviation (forme d'onde (c) de la Fig.

11b au point c de la Fig. ila). En réaction chaque front dtimpulsion apparaissant respectivement sur les canaux A et B, les blocs 11 et 14 fabriqueront une impulsion de courte durée qui met à 1 ou O une bascule 12. Une impulsion plus longue (de la longueur requise en sortie) est générée par le bloc 13 qui ferme un interrupteur analogique 18 pendant la durée de l'impulsion. Les blocs 11, 13 et 14 peuvent être constitués par exemple par un circuit OUT exclusif associé à une résistance et à un condensateur, mais le spécialiste aura toute latitude pour réaliser le montage correspondant à une application particulière.

D'une façon générale, les blocs 11, 13, 14 peuvent être définis comme étant des monostables commandés par des impulsions soit positives, soit négatives. Le signal de sortie du bloc 13, prélevé en f est représenté par la forme d'onde f de la Fig. llb. La polarité de l'impulsion est déterminée par les circuits OU exclusifs 16 et 15 via la bascule 12. Cette impulsion de sortie est appliquée à la jonction S entre deux résistances R1 et R2 de valeur égale de telle sorte que la polarité de l'impulsion au point G (Voir la Figure llb soit égale à O Volt quand le signal e est à O et l'interrupteur 18 fermé, ou égale à Vcc quand le signal e est à 1 et l'interrupteur 18 fermé
(formes d'ondes c et d en opposition de phase).La forme d'onde e indique donc si le signal HF d'entrée est supérieur ou inférieur à la fréquence de l'oscillateur local, et cette indication est multipliée par la série d'impulsions de la forme d'onde c, car on remarquera que la polarité de celle-ci change à chaque front d'impulsion
(à la fois positif et négatif) de la fréquence de déviation.

Lorsque la porte analogique 18 est ouverte, le potentiel au point g est de 1/2 Vcc
Le filtre passe-bas ou passe-bande 17 génère une approximation de signal de sortie analogique (h).

Les réalisations décrites précédemment sont limitées quant à la vitesse de démodulation des données ou des signaux analogiques, c'est-à-dire que le nombre d'impulsions disponibles en sortie par bit d'entrée est limité. Au fur et à mesure de la diminution des bits, ou de l'augmentation de la fréquence analogique, on pourra obtenir une impulsion au maximum par bit, ou par semipériode.

En termes d'indice de modulation sur un système à deux canaux, cette limite serait proche de l'unité, c'est-à-dire que la déviation devrait être égale au minimum à la moitié du débit binaire. L'indice de modulation type en transmission de données est 0,707, caractérisé par des propriétés spectrales particulières et une réalisation permettant son utilisation est illustrée par la Fig. 12. Dans cette figure, les filtres passe-bande de la Fig. 1 portent les repères 5 et 6. Deux autres canaux
C et D viennent compléter les canaux A et B selon des angles respectifs de 450 et 1350, et sont obtenus en ajoutant les canaux A et B pour le canal C, et en les soustrayant pour le canal D. La soustraction est rendue possible par l'inverseur INV.Les circuits sommateurs résistifs, représentés par les paires de résistances R placées à l'entrée des amplificateurs écrêteurs 27 et 28 (semblables aux amplificateurs 7 et 8) et les quatre canaux sont placés en entrées du démodulateur 9'. Le démodulateur 9' est identique au démodulateur 9 représenté par la Fig. 1, exception faite qu'il comprend un circuit de combinaison des canaux d'entrée illustré par la Fig.

13, dans lequel les canaux A et B sont appliqués à un circuit OU exclusif 35 et les canaux C et D, à un OU exclusif 36. Les sorties X et Y adressent des formes d'ondes au démodulateur 9 de la même manière que précédemment, mais dans ce dernier cas les impulsions sont deux fois plus nombreuses et représentent la fréquence de déviation.

La Fig. 13 montre comment le montage à quatre canaux de la Fig. 12 est ramené à un montage équivalent à 2 canaux qui sont placés en entrée du démodulateur 9 de la Fig. 1. Les signaux en X et Y sont en quadrature mais à une fréquence double des signaux présents sur A et B, ainsi peut-on utiliser directement les sorties X et Y dans le démodulateur décrit précédemment en lieu et place de A et B
De manière analogue, on peut créer des phases intermédiaires supplémentaires, et obtenir une plus grande résolution selon les besoins.

Il reste bien évident que la description qui précède n'a été faite qu'à titre d'exemple non limitatif et que d'autres variantes peuvent être envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention.

Claims (11)

REVENDICATIONS

1. Récepteur radio-électrique pour signaux modulés en fréquence, dans lequel on utilise le mélange avec un oscillateur local pour engendrer des canaux en bande de base en quadrature, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit démodulateur comprenant un premier canal sur lequel apparaîtra la fréquence différentielle, et un deuxième canal sur lequel la fréquence différentielle apparaîtra en quadrature avec le premier canal et en retard ou en avance selon que la fréquence du signal est supérieure ou inférieure à la fréquence de l'oscillateur local, respectivement ; un dispositif de mesure des intervalles de temps entre chaque passage par zéro de la fréquence intermédiaire, et un dispositif de génération d'un signal de sortie représentatif de la réciproque de l'intervalle de temps ; ou un dispositif de filtrage des impulsions engendrées par chaque passage par zéro de la fréquence intermédiaire, pour simuler par ce moyen un signal d sortie représentatif de l'information modulée sur le signal HF.

2. Circuit démodulateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que deux autres phases de la fréquence différentielle sont prévues respectivement sur les troisième et quatrième canaux, avec mesure des intervalles de temps ou génération d'impulsion à chaque passage par zéro de la fréquence intermédiaire sur chacun des quatre canaux.

3. Circuit démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait que chaque canal est pourvu d'un premier générateur d'impulsions à déclenchement par front d'impulsion, qui fabrique une impulsion de sortie de courte durée en réponse au dit déclenchement, d'un circuit à réciproque de temps devant générer à chaque passage par zéro un signal dont la valeur est représentative de tels et un interrupteur, caractérisé par le fait qu'il est commandé par les signaux de sortie provenant des monostables disposés de façon à échantillonner de facs sêquentielle les sorties des circuits aux fins de fIltrage.

4. Démodulateur conforme à la revendication 3, caractnrisé par le fait que le circuit à réciproque de temps est monté de façon à générer un signal dont la valeur varie afin de représenter t 1 pendant les intervalles de temps supérieurs à une durée pré-déterminée t min, la valeur du dit signal étant maintenue constante jusqu'à la fin de l'intervalle de temps tm n, permettant ainsi d'atteindre un point de départ sur la courbe de réciproque de temps t 1 avant le déclenchement de l'échantillonnage du signal de la sortie du circuit.

Démodulateur conforme à la revendication 4, caractérisé car le fait que chaque canal est doté d'un deuxième générateur d'impulsions délivrant une impulsion de durée tmin apparaissant à chaque passage par zéro pour initialiser le circuit à réciproque de temps.

6. Démodulateur conforme à la revendication 5, caractérisé car le fait qu'il est équipé d'un sélecteur logique de commande des interrupteurs analogiques, de façon séquentielle par rapport aux signaux de sortie provenant du premier générateur d'impulsions et à chaque passage par zéro détecté directement sur-chacun des premier et deuxième canaux.

7. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 3, 4, 5 et 6, caractérisé par le fait que le signal provenant du circuit à réciproque de temps est à affaiblissement linéaire.

8. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 3, 4, 5 et 6, caractérisé par le fait que le signal susmentionné est à affaiblissement exponentiel.

9. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 3, 4, 5 et 6, caractérisé par le fait que le signal susmentionné combine -les affaiblissements linéaire et exponentiel.

10. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 3, 4, 5 et 6, caractérisé par le fait que le dit circuit à réciproque de temps comporte une caractéristique de transfert non linéaire sous la forme d'une approximation linéaire partielle de la loi de réciprocité.

11. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait qu'il comprend une horloge rapide, un dispositif permettant de délivrer un signal numérique représentant le comptage des périodes de l'horloge survenant au cours de l'intervalle séparant chaque passage par zéro successif, un dispositif d'inversion du signal numérique et un moyen de convertir le signal numérique en une sortie analogique.

12. Démodulateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que chaque canal comprend un dispositif générateur d'impulsions de déclenchement en réponse au passage par zéro de la fréquence intermédiaire, un générateur de rampe initialisé par l'impulsion de déclenchement, un oscillateur commandé par le générateur de rampe, et un dispositif de comptage des cycles de l'oscillateur à variation de tension entre l'initialisation par une impulsion et l'arrêt par une impulsion provenant ultérieurement de l'autre canal.

13. Démodulateur conforme à l'une quelconque des revendications susmentionnées, caractérisé par le fait qu'il est prévu un canal supplémentaire pour chaque canal véhiculant des signaux inversés.

14. Démodulateur conforme à l'une ou l'autre des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait qu'il comprend un générateur d'impulsions destiné à fabriquer une impulsion de polarité correcte pour chaque front de la fréquence intermédiaire apparaissant sur les premier et deuxième canaux, le circuit comprenant un OU exclusif destiné à recevoir les si##gnaux des dits premier et deuxième canaux, et sur chaque canal et sur l'itinéraire de sortie du circuit OU exclusif, respectivement un premier, deuxième et troisième monostable déclenchés par des impulsions positives ou négatives, une bascule disposée de façon à recevoir les signaux de sortie des premier et deuxième monostables, un autre circuit OU exclusif disposé de façon à recevoir les signaux de sortie de la bascule et du premier circuit OU exclusif, un interrupteur analogique activé par le troisième monostable pour commander le signal en sortie du deuxième OU exclusif, et un circuit de polarisation destiné à fabriquer un signal de sortie analogique à 3 états 15.