FR2462817A1 - Amplificateur electronique a correction des distorsions thermique et de non-linearite - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN AMPLIFICATEUR ELECTRONIQUE AVEC MONTAGE EN CASCODE, A EMETTEUR COMMUN. L'APPAREIL COMPORTE UN CIRCUIT AMPLIFICATEUR DIRECT A D'ALIMENTATION, POUR COMPENSER LES DISTORSIONS THERMIQUE ET DE NON-LINEARITE. L'AMPLIFICATEUR DIRECT D'ALIMENTATION DETECTE UNE DISTORSION AUX EMETTEURS DES TRANSISTORS DE L'AMPLIFICATEUR DOUBLEUR DE F, ET IL INJECTE UN COURANT DE CORRECTION SUR DEUX BORNES DE SORTIE. L'AMPLIFICATEUR COMPORTE AUSSI UN ETAGE DE SORTIE A TRANSISTORS RELIES PAR LEURS BASES, SOIT Q ET Q. APPLICATION: OSCILLOSCOPES ET AUTRES INSTRUMENTS DE MESURE DE PRECISION FONCTIONNANT DANS UNE GRANDE LARGEUR DE BANDE.

Description

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L'invention concerne un amplificateur à transistors à double úT montés en cascade avec émetteur commun employant un circuit dl alimentation pour la correction des distorsions de non-linéarité et

des distorsions thermiques.

Lee amplificateurs à transistors montés en cascade avec émet- teur commun sont très employés dans les oscilloscopes et autres instruments de mesure de précision nécessitant un fonctionnement dans une haute largeur de bande. L'amplificateur ainsi dénommé à double fT comprend un premier et un second couple de transistors o les sorties des couples de transistors sont couplées en parallèle

tandis qu'un courant d'entrée commun est fourni aux quatre transis-

tors pour doubler le gain de courant au point supérieur à -3d:B.

Cependant cet amplificateur présente des distorsions de non-linéa-

rité et des distorsions thermiques, qui-sont inhérentes aux proprié-

tés physiques fondamentales des jonctions pn des semiconducteurs utilisés.

La technique de préalimentation pour la correction des dis-

torsions de non-linéarité et des distorsions thermiques n'a de plus

été appliquée qu'aux amplificateurs différentiels à deux transistors.

L'invention a pour but de combler ces lacunes en réalisant

un amplificateur différentiel à quatre transistors, pourvu d'un cir-

cuit de préalimentation pour la correction des distorsions de non-

-linéarité et des distorsions thermiques*

L'amplificateur à double fT et à montage en cascade avec émet-

teur commun selon l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend

un premier couple de transistors à émetteurs couplés et dont les col-

lecteurs sont couplés respectivement à un premier et second noeud de courant, un second couple de transistors à émetteurs couplés et dont les collecteurs sont aussi couplés respectivement au premier et au

second noeud de courant précités et d'un préamplificateur d'alimenta-

tion. Suivant une autre caractéristique, deux bornes d'entrée du

préamplificateur sont couplées respectivement aux émetteurs du pre-

mier et du second couple de transistors déja mentionnés et deux bornes de sortie du préamplificateur sont couplées respectivement

au premier et au second noeud de courant précités.

Suivant une autre caractéristique, un couple de transistors montés avec base commune est relié au premier et au deuxième noeud

de courant précités par l'intermédiaire de ses émetteurs.

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Suivant une autre caractéristique, le préamplificateur d'ali-

mentation possède un amplificateur différentiel dont la pente est égale à deux fois la pente donnée par les premier et second couples

de transistors précités.

Le dessin annexé, donné à titre d'exemple non limitatif, per-

mettra de mieux comprendre les caractéristiques de l'invention.

Fig. 1 est un schéma électrique de l'amplificateur à double

f à montage en cascode avec émetteur commun.

T

Fig. 2 est un schéma électrique d'un préamplificateur d'ali-

mentation employé avec le circuit de la fig. 1.

Le fonctionnement est le suivant: -l'amplificateur selon l'invention comprend un premier couple

de transistors Qi et Q2, dont les émetteurs sont reliés par une ré-

sistance 10, et un second couple de transistors Q3 et Q4, dont les émetteurs sont reliés par une résistance 12; - des signaux d'entrée +V-in et -Vin sont appliqués aux bases des transistors Qi et Q4 respectivement par les bornes d'entrée 14 et 16; - les bases des transistors Q2 et Q3 sont reliées à une tension de

de référence VY pour compléter le circuit du courant en série d'entrée.

Les émetteurs des transistors Q2 et Q3 sont raccordés à une source de tension négative -VBE par des zonez 18 et 20 dites "sink"

à courant constant.

Les collecteurs des transistors Q2 et Q3 sont couplés en croix

par l'intermédiaire de résistances 22 et 24 aux collecteurs de transis-

tors respectivement Q4 et QI, formant ainsi des noeuds de sommation

des courants, respectivement 26 et 28.

Ce montage constitue un amplificateur doubleur du type décrit

dans le brevet des E.U.A. No 3.633.120 précité.

On relie l'émetteur dis transistor Q5 à un noeud 28, tandis que sa base est reliée à une source appropriée de tension de polarisation +Vcce -De même, l'émetteur du transistor Q6 est relié au noeud 26, alors que sa base est reliée à une source de tension de polarisation +VBB et que le collecteur est relié par une résistance de charge 32 à la source

de tension positive +Vcc. Paf les bornes de sortie 36-et 34, on dis-

pose d'un signal de sortie différentiel Vout. Les bornes 36 et 34

sont reliées respectivement aux collecteurs des transistors Q5 et Q6.

Un amplificateur d'alimentation en sens direct Ai a ses entrées

différentielles reliées aux émetteurs des transistors Q2 et Q3 res-

pectivement, tandis que les sorties différentielles de l'ampli-

ficateur A1 sont reliées aux noeuds de sommation 28 et 26 dans un sens aidant le passage du clurant;

On peut réaliser l'amplificateur A1 sous un grand nombre de for-

mes; cependant, à titre d'exemple, on a montré sur la Fig. 2 une configuration simple utilisable comme amplificateur A1. Dans ce cas, un amplificateur différential comprend deux transistors et 42 dont les émetteurs sont reliés par l'intermédiaire d'une

résistance 44. L'émetteur du transistor 44 est réuni par une gran-

de résistance 46 à la source de tension négative -VEE, tandis que

son collecteur est relié au noeud de sommation 28. De même, l'é-

metteur du transistor 42 est relié par une grande résistance 48 à la source de tension négative -VEE, alors que son collecteur est relié au noeud de sommation de courant 26. Un signal différentiel d'erreur V est appliqué à travers les bases des transistors 40

et 42.

On utilisera des termes mathématiques pour mieux comprendre

le fonctionnement des corrections de non-linéarité et de dictob-

sion thermique sur le circuit de la Fig. 1. On suppose que les caractéristiques des transistors Q1,Q2,Q3 et Q4 sont accordées entre elles de façon opérationnelle, si bien que ces transistors ont les mêmes tensions, courants et points de fonctionnement. De mime, les transistors Q2 et Q4 sont accordés de façon à présenter les m8mes tensions, courants, et points de fonctionnement. Les résistances 10,12,22, et 24 sont accordées, et chacune a une

valeur de résistance R.Par conséquent, des courants égaux Iltra-

versent les transistors Q1 et Q3, et de même, des courants égaux 12 traversent les transistors Q2 et Q4; La somme des courants 1 et I2 de chaque c8té de l'amplificateur est égale à 2 IT, montant de la chute de courant de chacune des zones "sink" 18 et 20. En fonctionnement dynamique, un signal de constituant de courant IS est généré, égal à i 1- I2. La valeur de la tension de référence VR sera réglée à -RIT pour équilibrer les bases des

transistors Q2 et Q3 avec les transistors Q1 et Q4.

La tension d'entrée différentielle entre les bornes 14 et 16 peut s'exprimer ainsi: 2 Vin =2 R Is + 2 ( kT / q) In ( I1 / 12) + 2 aVTH () o k est la constante de Bolzmann, T la température absolue, q la charge d'un électron, et 4VTH toute déviation systématique hors

de la fonction purement logarithmique, ou due à des effets ther-

miques ou autres.

Si l'on relie les bornes de sortie 34 et 36, le courant de sortie de boucle peut s'exprimer ainsi: I = 2 I +2 V^/ R = 2 Is + 2.L( kT/q) ln (I1/I2) +/LVTHI/R (2) o V est la tension d'erreur différentielle causée par les

non-linéarités et par la distorsion thermique.

A partir des équations (1) et (2), on peut déduire la trans-

conductance totale ou gain de l'amplificateur de la Fig.l:

I 1

______... = _--_(3)

2 Vin a

Etant donné que l'amplificateur A1 de correction directe d'ali-

mentation n'est effectivement sensible qu'à la moitié de la tension

d'erreur, son gain doit être réglé au double de celui de l'am-

plificateur global, soit A= 2/R. On peut parvenir à ce résultat en fixant à R/2 la valeur de la résistance 44 sur la Fig. 2. On v

notera pour cette discussion qu'on suppose utiliser des transis-

tors de type idéal,;et que les impédances des différentes jonctions n'ont pas été prises en compte. En pratique, on devra régler la valeur de la résistance 44 de façon à inclure les résistances d'émetteur; de plus, il est possible de supprimer complètement les résistances 22 et 24 en fonction de l'impédance de collecteur

des dispositifs, de la structure utilisée, et du degré de perfec-

tion désiré.

Bien que ce qui précède soit basé sur l'utilisation de transis-

tors bipolaires, le principe exposé peut être étendu à d'autres éléments actifs, tels que des transistors à effet de champ, ou

même des tubes à vide, o V(I) est la tension d'entrée d'un élé-

ment pour un courant I. En général, la tension différentielle d'erreur V peut être exprimée par V(I1)-V(I2), ce qui donne pour la tension différentielle d'entrée: 2 Vin= 2 RIS + 2E V(I1) - V(I2)]; (4) Le courant de boucle de sortie peut s'exprimer par: Io= 2 Is + 2 [V(I1) - V (I2)] /E. (5) La transconductance d'amplification totale se réduit à 1/R,

comme montré par l'équation (3).

L'amplificateur doubleur fTselon l'invention, avec montage en cascode, tel qu'il est montré sur la Fig. 1,est utilisable par exemple pour la constitution de circuits intégrés

monolithiques; il présente alors, non seulement des distor-

sions réduites de non-linéarité et d'effet thermique, mais des améliorations par rapport à un amplificateur cascde direct d'alimentation classique. En effet, il n'est plus obligatoire que les transistors Q5 et Q6 à base commune soient sur la m8me ligne de charge que les transistors Q1' 9 y Q3 et Q4 Bien que ce qui précède concerne un mode de réalisation préféré de l'invention, il est clair pour un homme de l'art que divers changements ou modifications pourraient être

apportés sans sortir du domaine de l'invention. -

:R E V E N X I C A T I 0 N S

1- Circuit amplificateur pour produire une augmentation du gain de courant à des fréquences élevéespwticulériai en ce qu'il comprend une première paire de transistors couplés par les émetteurs, et dont les collecteurs sont reliés respectivement à un premier et à un second noeuds de courant, puis une seconde paire de transistors couplés par les émetteurs et dont les collecteurs sont eux aussi reliés respectivement au premier et au second noeuds de courant afin de fournir un courant de sortie en phase et en parallèle avec le courant de sortie de ladite première paire de transistors e t c a r a c t é r i s é e n c e q u ' i 1 comprend par ailleurs: -- un amplificateur direct d'alimentation ayant deux bornes d'entrée reliées respectivement aux émetteurs desdites première et seconde paires de transistors pour détecter la distorsion ainsi produite, et deux bornes de sortie reliées respectivement auxditÈLpremiér et second noeuds de courant pour injecter un courant de correction dans les courants de sortie desdites première et seconde paires

de transistors; -

-- une paire de transistors reliés par leurs bases et dont les émetteurs sont couplés respectivement auxdits premier

et second noeuds de courant pour envoyer à leurs collec-

teurs, un courant de sortie sensiblement dépourvu d'erreur.

2- Circuit amplificateur suivant la revendication 1, c a-

r a c t é r i s é e n c e q u e ledit amplifica-

teur direct d'alimentation comprend un amplificateur dif-

férentiel dont la transconductance est égale à deux fois

la transconductance de l'amplificateur constitué par les-

dites première et seconde paires de transistors.