ES2901380T3 - Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases - Google Patents

Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases Download PDF

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Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases, que comprende al menos un bloque de dos brazos convertidores, en el que un semi-brazo (40, 41, 43, 45, 47) de cada brazo convertidor comprende: - un primer conjunto (ENS1) de P>=2 interruptores (I1, I2) en serie; - un segundo conjunto (ENS2) de P>=2 interruptores (I3, I4) en serie; - dicho primer conjunto (ENS1) y dicho segundo conjunto (ENS2) están conectados eléctricamente entre una línea de alimentación (DCBUS+, DCBUS-) de una fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y una interfaz de alimentación (51, 53); y - un tercer conjunto (ENS3) de diodos (D1, D2, D3, D4), dispuesto espacialmente entre el primer conjunto (ENS1) y el segundo conjunto (ENS2), que comprende M>=2 subconjuntos (SE1, SE2, ....,SEM) en serie, denotado **(Ver fórmula)** , que comprende respectivamente Ni>=2 diodos en paralelo, estando dicho tercer conjunto (ENS3) conectado eléctricamente entre la interfaz de alimentación (51, 53) y la otra línea de alimentación (DCBUS-, DCBUS+) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS), estando dichos conjuntos primero, segundo y tercero dispuestos para permitir la tolerancia a un simple fallo de cortocircuito o de circuito abierto de los elementos de semi-brazo (40, 41, 43, 45, 47).

Description

DESCRIPCIÓN
Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases
La invención se refiere a un convertidor de potencia configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases.
En el ámbito aeroespacial, la tendencia general es sustituir los actuadores hidráulicos por actuadores eléctricos con el fin de reducir los costes, es decir, aportar al mercado soluciones más competitivas económicamente.
En efecto, el concepto de avión eléctrico se está convirtiendo en una realidad con superficies de control accionadas por actuadores eléctricos, y para Ariane 6, los actuadores hidráulicos que en Ariane 5 controlan la trayectoria de la lanzadera orientando los divergentes de los boosters sólidos y el motor criogénico de la etapa principal serán sustituidos por actuadores eléctricos de muy alta potencia.
El logro de tales niveles de potencia sólo puede conseguirse aumentando la tensión de alimentación. Por ejemplo, para la etapa superior de Ariane 5, la potencia eléctrica necesaria para cada uno de los dos ejes es del orden de 5 kW (a 150 V), mientras que para las etapas de cohetes sólidos de Ariane 6, la potencia eléctrica necesaria para cada eje será del orden de 70 kW (a 350 V).
Por otra parte, las nuevas aplicaciones aeroespaciales, como el proyecto Stratobus, un dirigible autónomo que vuela justo por encima del tráfico aéreo a 20 kilómetros de altura, sólo pueden tener éxito en un contexto "totalmente eléctrico".
La criticidad de las tareas asignadas actualmente a los actuadores eléctricos requiere el desarrollo de soluciones que, siendo tolerantes a los fallos, no interrumpan la misión cuando se produce un fallo.
Por otra parte, la competencia en los mercados aeroespaciales exige la aplicación de soluciones cada vez más competitivas desde el punto de vista económico.
En el corazón de un actuador eléctrico hay una unidad electrónica de control (ECPU): Unidad electrónica de control y potencia); la parte que acciona el motor eléctrico es un inversor de potencia cuyos diversos modos de fallo no pueden afectar a la misión.
La electrónica de potencia en aplicaciones de alta fiabilidad, como la aeroespacial, requiere arquitecturas capaces de cumplir la misión en caso de un único fallo.
En otras palabras, existe la necesidad de proporcionar una solución competitiva que garantice la continuidad del servicio en caso de fallo de un componente electrónico, sin reconfigurar o degradar el rendimiento del inversor.
En particular, se conocen dos familias de inversores para realizar un inversor tolerante a fallos.
Se conocen inversores reconfigurables en los que se añaden fusibles en serie con los interruptores de potencia, o incluso interruptores de potencia en las líneas de fase para forzar la fusión de los fusibles en determinados casos de fallo, o incluso interruptores de potencia para aislar la fase que falla y conmutarla a un brazo inversor de reserva.
Este tipo de arquitectura supone que un único fallo no ha provocado la propagación de la avería a otros componentes del inversor o incluso un cortocircuito de la batería, que todos los posibles fallos pueden ser identificados de forma inequívoca, que los fusibles se abren en todos los casos y que los interruptores de reconfiguración no requieren una implementación más compleja que la redundancia de los brazos del inversor.
Además, el funcionamiento de estos inversores requiere medios para detectar el fallo y realizar la acción adecuada de reconfiguración del inversor que inhibe temporalmente su funcionamiento.
Así, las aplicaciones que requieran una disponibilidad total del SAI no podrán utilizar este tipo de arquitectura porque, en cuanto se produce un simple fallo, el funcionamiento del SAI se degrada, o incluso se detiene, y esta falta de disponibilidad se prolonga durante el tiempo necesario para detectar el fallo, identificar la acción correctiva que debe tomarse y llevarla a cabo. En el caso de Ariane 6, la misión de una etapa sólida dura unos dos minutos y veinte segundos, durante los cuales la lanzadera abandona la plataforma de lanzamiento para alcanzar una altitud de 70 kilómetros. Esta misión requiere una disponibilidad permanente de equipos.
Una forma conocida de gestionar el riesgo de fallo es diseñar inversores con redundancia basados en la multiplicación de componentes activos, de forma que el fallo de un componente se compense, de forma natural, con un componente redundante. Para protegerse de los distintos casos de fallo, este tipo de arquitectura lleva a cuadruplicar los componentes:
- para evitar el efecto de un fallo de cortocircuito de un componente, se añade un segundo componente en serie;
si es un componente controlado, el control también se duplica.
- para evitar el efecto del fallo en circuito abierto de un componente, se añade un segundo componente en paralelo; si es un componente controlado, el control también se duplica.
Del mismo modo, en los convertidores de potencia de conmutación a bordo de los satélites, las arquitecturas de las células de conmutación deben ser capaces de compensar de forma natural los fallos de los componentes.
El mayor inconveniente de estas soluciones es la multiplicación de los componentes, lo que aumenta los costes y, al aumentar el tamaño de la disposición, también aumenta las inductancias parásitas que generan sobretensiones de conmutación.
Una forma conocida de aumentar la capacidad de corriente de un dispositivo de potencia es poner en paralelo subconjuntos de menor capacidad para que su capacidad sumada sea igual a la capacidad requerida; esta condición sólo es válida si la distribución de corriente entre los diferentes subconjuntos es igual.
Del estado de la técnica relevante para la invención son los documentos DE102004037078 A1, US6600238B1 yUS5731970.
La presente invención pretende superar los inconvenientes mencionados y, en particular, el problema de la tolerancia a los fallos sin reconfiguración ni degradación del rendimiento del inversor.
En un aspecto de la invención, se propone un convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 1. Así, la disposición en serie de los interruptores, por un lado, y la disposición en serie de los diodos, por otro, permite la tolerancia al simple fallo por cortocircuito de los elementos. La disposición en paralelo de los diodos de^pe rm ite tolerar el fallo de un solo circuito abierto de un diodo, mientras que la disposición en paralelo de los dos conjuntos de interruptores en paralelo permite tolerar el fallo de un solo circuito abierto de un interruptor.
Además, como los diodos de un subconjunto están en paralelo con un excelente acoplamiento térmico entre ellos, si un diodo se calienta, también calienta los otros diodos, tendiendo así a mantener una buena distribución de la corriente entre ellos.
Además, como los conjuntos de interruptores están en paralelo con un acoplamiento térmico minimizado (dos conjuntos diferentes ENS1 y ENS2), si un interruptor se calienta, la segregación térmica de los otros interruptores del otro conjunto le permite calentarse libremente, sin interferir con los otros interruptores del otro conjunto, tendiendo así a mantener la distribución correcta de la corriente.
Además, durante el funcionamiento, el semi-brazo del inversor tiene la corriente de fase que fluye a través de él, alternativamente, en el conjunto de diodos en serie y luego, dividida en dos, en las dos series de interruptores. La disposición de los diodos entre los interruptores crea la misma trayectoria de corriente media, tanto si la corriente fluye a través de la serie de diodos como, dividida en dos, a través de ambas series de interruptores. Como resultado, el campo magnético desarrollado alrededor del semi-brazo del inversor por el flujo de corriente varía poco y la inductancia de conmutación parásita se reduce así al mínimo. Esto reduce al mínimo las sobretensiones en los diodos y los interruptores.
Por otro lado, un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases independientes tiene redundancia de fase por naturaleza.
Por lo tanto, es posible diseñar un convertidor de potencia que explote esta propiedad del receptor eléctrico de manera que un fallo de circuito abierto del convertidor o del receptor se compense por la naturaleza redundante del receptor; este enfoque permite que la redundancia del convertidor se limite a la redundancia en serie, que por lo tanto requiere la mitad de componentes que la redundancia convencional en serie-paralelo.
En una realización, los subconjuntos M comprenden el mismo número Ni de diodos en paralelo.
De este modo, el comportamiento de un semi-brazo inversor en caso de fallo por cortocircuito de un diodo es idéntico, independientemente del subconjunto de diodos afectado.
En una realización, el convertidor de potencia de conmutación comprende al menos un sensor de temperatura. La presencia de al menos un sensor de temperatura permite controlar la temperatura de funcionamiento del inversor. En base a esta monitorización, el inversor se inhibe en caso de altas temperaturas para evitar fallos causados por la superación de las temperaturas de unión de los semiconductores de los interruptores y diodos.
En una realización, los interruptores del primer conjunto están alineados y/o los interruptores del segundo conjunto están alineados y/o los subconjuntos de diodos del tercer conjunto están alineados.
De este modo, se minimiza la diferencia en el recorrido de la corriente media entre los diodos y los dos conjuntos de interruptores, minimizando la inductancia de conmutación parásita y, por tanto, las sobretensiones en los diodos e interruptores.
En una realización, un bloque de dos brazos comprende una fuente de alimentación coplanaria, que tiene una línea positiva y otra negativa, dispuesta para separar dos brazos del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación por brazo, estando cada interfaz de alimentación dispuesta de tal manera que los dos semi-brazos del brazo correspondiente, es decir, el semi-brazo positivo y el semi-brazo negativo, están situados entre la fuente de alimentación coplanaria y la interfaz de alimentación correspondiente.
Así, las conexiones de los semi-brazos del inversor se realizan con un mínimo de inductancia parásita para reducir las sobretensiones generadas al conectar los interruptores y los diodos. Esto se debe a que el punto de suma de las corrientes conmutadas en la interfaz de alimentación está centrado en la conexión de los interruptores y diodos, y el resto de la interfaz de alimentación transporta la corriente de fase. Como las líneas de alimentación coplanarias tienen una inductancia parásita muy baja, los semi-brazos del inversor se alimentan con un mínimo de sobretensión durante la conmutación.
Según una realización, dos semi-brazos que forman un brazo de un bloque de dos brazos del convertidor, comprenden:
un semi-brazo positivo que comprende un tercer conjunto conectado entre la línea negativa de la fuente de alimentación coplanaria y la interfaz de alimentación correspondiente, y un primer conjunto y un segundo conjunto conectados entre la línea positiva de la fuente de alimentación coplanaria y la interfaz de alimentación correspondiente, y
un semi-brazo negativo que comprende un tercer conjunto conectado entre la línea positiva de la fuente de alimentación coplanaria y la interfaz de alimentación correspondiente, y un primer conjunto y un segundo conjunto conectados entre la línea negativa de la fuente de alimentación coplanaria y la interfaz de alimentación correspondiente.
Así, durante la conmutación, estos dos semi-brazos intercambian la corriente eléctrica, por una parte, la corriente de fase a través de sus interfaces de alimentación y la fase del receptor y, por otra parte, las corrientes conmutadas a través de las líneas de alimentación coplanarias. Como las líneas de alimentación coplanarias tienen una inductancia parásita muy baja, los semi-brazos del inversor se alimentan con un mínimo de sobretensión durante la conmutación.
Por ejemplo, un semi-brazo negativo de un brazo de un bloque convertidor de dos brazos está dispuesto frente a un semi-brazo positivo del otro brazo del bloque convertidor de dos brazos, en relación con la fuente de alimentación coplanaria.
La disposición enfrentada de los dos semi-brazos del inversor optimiza y reduce la longitud del flujo de corrientes conmutadas en las líneas coplanarias para reducir las inductancias parásitas asociadas y las sobretensiones de conmutación a un mínimo absoluto.
En una realización, cuando el número de brazos es impar, el convertidor comprende dichos bloques de dos brazos, y un bloque de dos brazos con un brazo adicional.
Así, el inversor de brazos impares está diseñado para reducir las inductancias parásitas y las sobretensiones de conmutación relacionadas.
Por ejemplo, dicho bloque de dos brazos está provisto de un brazo adicional que comprende dos semi-brazos dispuestos a ambos lados de la fuente de alimentación coplanaria extendida, y una interfaz de alimentación de dicho brazo adicional que comprende, respectivamente, para cada uno de los dos semi-brazos, una porción dispuesta de manera que el semi-brazo correspondiente se encuentra entre la fuente de alimentación coplanaria y dicha porción de la interfaz de alimentación correspondiente.
Así, el diseño del inversor de brazos impares puede derivarse de un diseño de inversor de dos brazos; la adición del tercer brazo equivale a duplicar la disposición de un par de semi-brazos enfrentados, permitiendo así el uso de herramientas de fabricación desarrolladas para un diseño de inversor de dos brazos.
Por ejemplo, dicho bloque de dos brazos con un brazo adicional comprende además una porción coplanaria adicional de suministro de energía dispuesta en un extremo y en una dirección diferente del resto del suministro de energía coplanaria, y una interfaz de energía de dicho brazo adicional dispuesta de manera que dicho brazo adicional se encuentra entre dicha porción coplanaria adicional de suministro de energía y dicha interfaz de energía correspondiente.
Así, esta realización simplifica la interfaz de alimentación del brazo adicional.
Por ejemplo, dicha porción de fuente de alimentación coplanaria adicional es sustancialmente perpendicular al resto de la fuente de alimentación coplanaria.
Así, las trayectorias del flujo de corriente de conmutación de los dos semi-brazos del brazo adicional en las líneas de alimentación coplanarias son simétricas, de modo que el funcionamiento del brazo inversor es independiente de la dirección de la corriente de fase.
Según una realización, el convertidor de potencia de conmutación es híbrido.
Así, el uso de tecnologías híbridas maximiza la compacidad del inversor; una solución compacta, a través de la reducción de longitudes, reduce en gran medida las inductancias parásitas y las sobretensiones asociadas. Por otro lado, el aumento de la compacidad del diseño reduce su masa y, al utilizar menos espacio en el equipo final, también reduce su masa.
Además, el uso de tecnologías híbridas permite optimizar los acoplamientos térmicos entre los componentes.
Así, como los diodos de un subconjunto están en paralelo en la misma superficie de cobre, asegurando un excelente acoplamiento térmico entre ellos, si un diodo se calienta, también calienta los otros diodos, tendiendo así a mantener una buena distribución de corriente entre ellos.
Además, como los conjuntos de interruptores están en paralelo sobre superficies de cobre diferentes y distantes (dos conjuntos diferentes), si un interruptor se calienta, la segregación térmica de los otros interruptores del otro conjunto le permite calentarse libremente, sin interferir con los otros interruptores del otro conjunto, tendiendo así a mantener la distribución correcta de la corriente.
Un convertidor híbrido es un módulo que comprende uno o más sustratos aislados, típicamente cerámicos, en los que se interconectan componentes activos y pasivos con el fin de realizar una función eléctrica; los componentes activos pueden ser chips desnudos o componentes encapsulados, los componentes pasivos pueden estar impresos en el sustrato o ser componentes de montaje superficial. En todos los casos, los componentes se transfieren a la superficie. Los sustratos están encapsulados en una carcasa a través de la cual las interconexiones proporcionan acceso a la función eléctrica interna del módulo.
En una realización, los interruptores comprenden al menos un transistor bipolar de puerta aislada y/o al menos un transistor de efecto de campo de puerta aislada.
Así, el control del interruptor se simplifica; cuando la puerta está polarizada, el interruptor está activo, cuando la puerta está despolarizada, el interruptor está inhibido. El circuito de control es entonces bastante sencillo, ya que debe inyectar cargas eléctricas en la puerta para activar el interruptor y eliminar estas cargas para inhibirlo. Por otro lado, dado que la inhibición del interruptor es sólo función del control de la puerta, a diferencia del tiristor, por ejemplo, el interruptor puede utilizarse, indistintamente, en topologías de conmutación natural, es decir, aquellas en las que el interruptor está abierto cuando se anula la corriente que lo atraviesa, y en topologías de conmutación forzada, es decir, aquellas en las que el interruptor está abierto mientras la corriente lo atraviesa.
Por ejemplo, dicho convertidor es un inversor o un chopper.
Según otro aspecto de la invención, también se propone un sistema de control para al menos un actuador eléctrico de una lanzadera espacial que comprende al menos un convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, siendo el receptor eléctrico un motor eléctrico y el convertidor de potencia un inversor.
Así, el sistema de control permite una modulación fina de la potencia aplicada al actuador. Además, como el inversor es reversible, permite que la energía extraída del actuador se devuelva a la batería en lugar de perderse, como en un sistema hidráulico de aceite residual utilizado actualmente en las etapas inferiores de Ariane 5.
Según otro aspecto de la invención, también se propone un vehículo de lanzamiento espacial con un sistema como el descrito anteriormente.
De este modo, dicho sistema permite liberar al operador de la lanzadera de las limitaciones operativas generadas por las medidas de seguridad que deben aplicarse cuando se utilizan sistemas hidráulicos de aceite usado en los que la fuente de energía está constituida por grandes depósitos de aceite puestos a alta presión por aire comprimido a 200 bares. Además, un sistema de este tipo puede alimentarse a partir de baterías térmicas que, al tener la particularidad de ser inertes mientras no se activen, permiten liberar al operador de la lanzadera de las limitaciones operativas ligadas al uso de acumuladores eléctricos.
Según otro aspecto de la invención, también se propone que un sistema de control para al menos una antena de satélite o un dispositivo de orientación de paneles solares comprenda al menos un convertidor de potencia de conmutación como se ha descrito anteriormente, siendo el receptor eléctrico un motor eléctrico y el convertidor de potencia un inversor.
De esta manera, los niveles de sobretensión a través del convertidor pueden ser limitados en comparación con los inducidos por otros sistemas, permitiendo un dimensionamiento más preciso del sistema.
Según otro aspecto de la invención, se propone también un satélite con un sistema de control como el descrito anteriormente.
Según otro aspecto de la invención, se propone también que se proporcione un sistema de suministro de energía por satélite que comprenda al menos un convertidor de potencia de conmutación como el descrito anteriormente, siendo el receptor eléctrico un transformador polifásico y el convertidor de potencia un inversor o chopper.
De este modo, los niveles de sobretensión a través del convertidor pueden limitarse en comparación con los inducidos por otros sistemas, lo que permite un dimensionamiento más preciso del sistema.
Según otro aspecto de la invención, se propone también un satélite con un sistema de suministro de energía como el descrito anteriormente.
De forma más general, la presente invención puede aplicarse a cualquier aplicación en la que se requiera un control de sobretensión, incluso en una estación orbital.
La invención se comprenderá mejor estudiando algunas realizaciones descritas a modo de ejemplos no limitativos e ilustradas por los dibujos anexos en los que:
- las figuras 1a y 1 b ilustran esquemáticamente los cinco momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un puente H inversor para una corriente eléctrica de fase positiva de un receptor eléctrico;
- las figuras 2a y 2b ilustran esquemáticamente los cinco momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un puente H inversor para una corriente eléctrica de fase negativa de un receptor eléctrico;
- las figuras 3a y 3b ilustran esquemáticamente los siete momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un inversor para un receptor eléctrico trifásico con punto neutro;
- las figuras 4a y 4b ilustran, respectivamente, un semi-brazo detallado y sintético de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2 , M=2 , N-i=2 y N2=2 , según un aspecto de la invención;
- Las figuras 4c, 4d, 4e, 4f, 4g, 4h, 4i y 4j ilustran alternativamente en detalle esquemático un semi-brazo de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N-i=2 y N2=2 , según diversos aspectos de la invención;
- las figuras 5a, 5b, muestran un brazo de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N1=2, y N2=2, y la figura 5c muestra un bloque de dos brazos, que puede utilizarse, por ejemplo, como un puente H o como un brazo doble de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N-i=2, y N2=2 , según aspectos de la invención
- las figuras 6a y 6b muestran ejemplos de un bloque de dos brazos con un brazo adicional para un número total impar de brazos, según varios aspectos de la invención;
- las figuras 7a y 7b ilustran los flujos de corriente eléctrica en un bloque de dos brazos utilizado como puente H para una fase de recepción eléctrica para corriente eléctrica positiva y negativa respectivamente; y
- la figura 8a ilustra el caso de un número impar de fases, en este caso tres fases y un neutro del receptor eléctrico; y
- las figuras 8b y 8c ilustran el flujo de corrientes eléctricas en un bloque de las figuras 6a y 6b con un receptor eléctrico trifásico y neutro.
En las distintas figuras, los elementos con referencias idénticas son idénticos. En los siguientes ejemplos, N es 2, pero por supuesto los ejemplos descritos se aplican alternativamente a cualquier valor de N.
Las figuras 1a y 1b muestran los cinco momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un puente H inversor para una corriente eléctrica de fase positiva de un receptor eléctrico. Una corriente de fase positiva es una corriente que entra en el terminal Activo de la fase, marcado con un punto grande en las figuras, y que sale del terminal de Retorno de la fase. La designación de Activo y Retorno de los terminales de fase es determinada por el fabricante del receptor eléctrico según la dirección del campo magnético desarrollado por la fase dentro del receptor eléctrico.
La figura 1a muestra un puente H inversor que controla una fase de un receptor eléctrico como un motor eléctrico que comprende una fuente de alimentación DCBUS+ positiva y una fuente de alimentación DCBUS- negativa, y los dos brazos del puente H, Brazo_1 y Brazo_2.
El primer brazo de puente H_1 comprende dos interruptores lia, Iib y dos diodos Día, Dib, y el segundo brazo de puente H_2 comprende dos interruptores l2a, l2b y dos diodos D2a, D2b.
La figura ib muestra cinco momentos sucesivos Ti,T2,T3,T4y T5 de un periodo de conmutación de una corriente eléctrica de fase positiva en el puente H, para las tensiones eléctricas medidas respectivamente en los puntos S i y S2 con respecto a la línea de alimentación del DCBUS de los dos brazos Brazo_1, Brazo_2.
Los momentos Ti y T5 corresponden a los casos de los interruptores lia del primer brazo Brazo_1 e l2a del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de fase se devuelve en bucle a través de la línea de alimentación positiva del DCBUS+; estos retardos corresponden a una "rueda libre" positiva, como lo ilustra la flecha punteada Fi
"Rueda libre" significa lo siguiente. Si se desea hacer pasar un cierto nivel de corriente eléctrica a través de un inductor o estrangulador a partir de una fuente de tensión eléctrica, la mejor manera es tomar un interruptor y suministrar al inductor pulsos regulares de tensión cuyo valor, en voltios, y duración, en segundos, hacen que la corriente eléctrica en el inductor aumente según la ley
di _ e
dt _ L
donde i es la corriente eléctrica en amperios, L es la inductancia en henrios, y e es la fuerza electromotriz, en voltios. El problema de una inductancia es que la corriente eléctrica no puede interrumpirse repentinamente; de hecho, según la misma ley, para cancelar rápidamente una corriente eléctrica existente es necesario desarrollar una tensión infinita a través de la inductancia. Por otra parte, una inductancia por la que circula una corriente eléctrica i contiene una energía almacenada W =i/2 Li2; mientras la corriente eléctrica circule, esta energía permanece almacenada en la inductancia, incluso si está cortocircuitada; en cambio, si un circuito externo la obliga a desarrollar una tensión eléctrica, su energía disminuye. Por lo tanto, para alimentar un inductor, es necesario alternar periodos de suministro de energía al inductor con los llamados periodos "libres", durante los cuales la corriente eléctrica que circula previamente por el inductor es mantenida por un circuito externo, a la menor tensión posible, para conservar la energía en el inductor.
La "rueda libre", al igual que una bicicleta, es un período de tiempo durante el cual la corriente eléctrica fluye sin causar un aumento o disminución significativa de la energía almacenada en el inductor.
Los momentos T2 y T4 corresponden a los casos de los interruptores lia del primer brazo Brazo_i e l2b del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de fase se desvía de la línea de alimentación positiva DCBUS+ a la línea de alimentación negativa DCBUS-; estos retardos corresponden a la transferencia de energía, como lo ilustra la flecha punteada F2.
El momentoj3 corresponde a los casos de los interruptores lib del primer brazo Brazo_i e l2b del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente de fase se devuelve en bucle a través de la línea de alimentación DCBUS negativa; este retardo corresponde a una "rueda libre" negativa, como se ilustra con la flecha sólida o discontinua F3.
Las figuras 2a y 2b muestran los cinco momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un puente H inversor para una corriente eléctrica de fase negativa de un receptor eléctrico. Una corriente que entra por el terminal de Retorno de la fase y sale por el terminal Activo de la fase, marcado con un punto en el diagrama, se llama corriente de fase negativa. La designación de Activo y Retorno de los terminales de fase es determinada por el fabricante del receptor eléctrico según la dirección del campo magnético desarrollado por la fase dentro del receptor eléctrico.
La figura 2a muestra un puente H inversor que controla una fase de un receptor eléctrico tal como un motor eléctrico que comprende una fuente de alimentación DCBUS+ positiva y una fuente de alimentación DCBUS- negativa, y los dos brazos del puente H, Brazoi y Brazo2.
El primer brazo Brazo_i del puente H comprende dos interruptores lia, l ib y dos diodos Dia, Dib, y el segundo brazo Brazo_2 del puente H comprende dos interruptores l2a, l2b y dos diodos D2a, D2b.
La figura 2b muestra cinco momentos sucesivos Ti,T2,T3,T4y T5 de un periodo de conmutación de una corriente eléctrica de fase negativa en el puente H, para las tensiones eléctricas medidas respectivamente en los puntos S i y S2 con respecto a la línea de alimentación DCBUS de los dos brazos Brazo_i, Brazo_2.
Los momentos Ti y T5 corresponden a los casos de los interruptores lia del primer brazo Brazo_i e ha del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de fase se devuelve en bucle a través de la línea de alimentación positiva del DCBUS+; estos retardos corresponden a una "rueda libre" positiva, como lo ilustra la flecha discontinua F4
Los momentos T2 y T4 corresponden a los casos de los interruptores Iib del primer brazo Brazo_1 e I2a del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de fase se devuelve en bucle a través de la línea de alimentación positiva DCBUS+ a la línea de alimentación negativa DCBUS-; estos retardos corresponden a la transferencia de energía, como lo ilustra la flecha punteada F5.
El momentoj3 corresponde a los casos de los interruptores hb del primer brazo Brazo_1 e hb del segundo brazo Brazo_2 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de fase se devuelve en bucle a través de la línea de alimentación DCBUS negativa; este retardo corresponde a una "rueda libre" negativa, como se ilustra en la flecha sólida o continua F6
Las figuras 3a y 3b muestran los siete momentos de un periodo de conmutación de la tensión eléctrica en el funcionamiento de un inversor de tres brazos para un receptor eléctrico como un motor eléctrico con tres fases Fase1, Fase2, Fase3, y punto neutro Neutral.
La figura 3a muestra un inversor de tres brazos con Brazo_1, Brazo_2 y Brazo_3 que comprende una fuente de alimentación DCBUS+ positiva y una fuente de alimentación DCBUS- negativa.
El primer brazo Brazo_1 del inversor comprende dos interruptores ha, hb y dos diodos D1a, D1b, el segundo brazo Brazo_2 del puente H comprende dos interruptores ha, hb y dos diodos D2a, D2b, y el tercer brazo Brazo_3 comprende dos interruptores ha, hb y dos diodos D3a, D3b.
La figura 3b muestra siete momentos sucesivos T1, T2, T3, T4, T5, T6 y T7 de un periodo de conmutación de una corriente eléctrica de fase positiva en el inversor, para las tensiones eléctricas medidas respectivamente en los puntos S1, S2 y S3 con respecto a la línea de alimentación DCBUS de los tres brazos Brazo_1, Brazo_2 y Brazo_3.
El funcionamiento de un inversor de M fases se descompone en 2M+1 períodos, en este caso el funcionamiento de un inversor trifásico se descompone en siete momentos o retardos sucesivos T1, T2, T3, T4, T5, T6 y T7.
La figura 3b muestra el funcionamiento de un inversor trifásico Fase1, Fase2, Fase3 con tres brazos Brazo_1, Brazo_2, y Brazo_3 que tiene siete periodos de funcionamiento T1, T2, T3, T4, T5, Te, y T7 (a efectos de explicación, su funcionamiento está congelado a 15°, lo que resulta en una distribución de corrientes eléctricas en las proporciones de 97%, -70%, y -27% en su marco de referencia coseno trifásico, respectivamente)
Los momentos T1 y T7 corresponden a los casos de los interruptores ha del primer brazo Brazo_1, ha del segundo brazo Brazo_2 e ha del tercer brazo Brazo_3 cerrados o activos, en los que las corrientes eléctricas de fase se devuelven en bucle a través de la línea de alimentación positiva DCBUS+, correspondiendo esta vez a una "rueda libre" positiva, como se ilustra en las flechas F7, F8 y F9.
Los momentos T2 y T6 corresponden a los casos de los interruptores ha del primer brazo Brazo_1, ha del segundo brazo Brazo_2, e ¡3b del tercer brazo Brazo_3 cerrados o activos, en los que la corriente eléctrica de la fase3 se desvía de la alimentación del DCBUS+, es decir, un periodo de tiempo durante el cual se opera la transferencia de energía mientras la corriente eléctrica de la fase2 sigue en "rueda libre" positiva; la corriente de la fase 1 es la suma de las otras dos corrientes, tal y como muestran las flechas F10, F8 y F12.
Los momentos T3 y T5 corresponden a los casos de los interruptores ¡1a del primer brazo Brazo_1, ¡2b del segundo brazo Brazo_2, e ¡3b del tercer brazo Brazo_3 cerrados o activos, en los que las corrientes eléctricas de las fases Fase2 y Fase3 se derivan de la alimentación del DCBUS+, es decir, un tiempo durante el cual se produce la transferencia de energía; la corriente eléctrica de la fase Fase1 es la suma de las otras dos corrientes eléctricas, como se ilustra con las flechas F10, F11 y F12.
El momento T4 corresponde al caso de los interruptores ¡1b del primer brazo Brazo_1, ¡2b del segundo brazo Brazo_2, e ¡3b del tercer brazo Brazo_3 cerrados o activos, en el que las corrientes eléctricas de fase de las fases Phase1, Phase2, Phase3 se devuelven en bucle a través de la línea de alimentación DCBUS negativa, este retardo corresponde a una "rueda libre" negativa, como se ilustra en las flechas F13, F14 y F15.
Como se ha descrito anteriormente, la corriente de fase pasa, a su vez, por la "parte superior" y la "parte inferior" de los brazos Brazo_1 y Brazo_2 con tiempos de subida y bajada del orden de 1 A/ns. Además, las inductancias parásitas distribuidas en el circuito generan sobretensiones a razón de 1 voltio/nH. Estas inductancias parásitas se distribuyen en los brazos del inversor pero también en los enlaces "DCBUS".
Sabiendo que un solo cable desarrolla 10nH/cm, sin precauciones, un semi-brazo inversor de 15cm es el asiento de sobretensiones del orden de 150 V, es decir, más de la mitad de la tensión aeronáutica (270 V dc) o incluso de toda la tensión de alimentación para ciertas aplicaciones de lanzaderas (Ariane 5ME y Ariane 6, etapa superior): 150 V).
Estas sobretensiones requieren que los componentes y las tecnologías de los equipos estén sobredimensionados para soportar el aumento de la carga de los componentes que generan.
Por ejemplo, un inversor alimentado por baterías de 320V puede fabricarse con chips de 650V, con un área de 100mm2 para los IGBT y 38mm2 para los diodos. Cuando las sobretensiones requieran el uso de componentes con una mayor resistencia a la tensión, deberán utilizarse chips de 1200 V; una mayor resistencia a la tensión implica chips más gruesos. Sin embargo, los diodos, al igual que los IGBT, conducen la corriente a través del grosor del chip, por lo que, para mantener las mismas pérdidas de conducción, la superficie del IGBT aumenta a 193 mm2 y la del diodo a 81 mm2.
Actualmente, no hay módulos híbridos disponibles en el mercado que sean de grado de alta fiabilidad o incluso de grado industrial y que incorporen tolerancia a los fallos a través de la redundancia.
Por lo tanto, es necesario construir una solución discreta que, intrínsecamente, no sea ni extremadamente compacta y, por lo tanto, propensa a la sobretensión, ni optimizada térmicamente y, por lo tanto, sobredimensionada, o desarrollar un circuito híbrido específico que permita explotar todas las ventajas de esta invención.
La presente invención implementa la cantidad mínima de redundancia de componentes de potencia necesaria para resolver el problema de tolerancia a fallos sin reconfiguración.
Al optimizar la redundancia, la presente invención permite definir una disposición compacta que, al reducir drásticamente las inductancias parásitas, mejora el rendimiento del inversor y reduce las sobretensiones de conmutación.
La arquitectura propuesta es aplicable a motores de al menos tres fases, controlados por puentes H, y se basa en las tres observaciones siguientes:
- los motores polifásicos de n fases, controlados mediante técnicas de control vectorial (transformadas de Park, Concordia), tienen la capacidad de funcionar naturalmente en n-1 fases cuando la fase que falla se pierde en circuito abierto;
- ningún modo de fallo puede provocar un cortocircuito en la batería sin riesgo de propagación del fallo; y
- la pérdida de un diodo en vacío hace que la inductancia de la fase correspondiente del motor desarrolle una tensión que puede propagar el fallo.
Sobre esta base, la tolerancia a los fallos única de la solución propuesta se basa en dos medios:
- Los interruptores de potencia son redundantes en serie.
Así, un fallo de un interruptor en circuito abierto corresponde a una fase abierta, lo que es aceptable, y un fallo de cortocircuito se evita mediante la redundancia en serie, lo que es necesario. Además, un fallo de cortocircuito de un interruptor no provoca un cortocircuito de la batería o de la fase del motor, lo cual es necesario.
- Los diodos de potencia son redundantes en serie y en paralelo.
Así, un fallo de diodo en circuito abierto se compensa con el diodo en paralelo, que es necesario, y un fallo de cortocircuito se puentea con la redundancia en serie, que es necesaria. Además, el fallo de cortocircuito de un diodo no provoca un cortocircuito de la batería o de la fase del motor, que es necesario.
Todas las ideas desarrolladas en la presente invención son aplicables a los inversores realizados con componentes discretos, sin embargo, la implementación de la presente invención en un híbrido de potencia permite aprovechar al máximo las técnicas de reducción de inductancias parásitas gracias al efecto multiplicador del aumento de compacidad de la solución por la hibridación.
Por otra parte, la agrupación o separación de los componentes de potencia según su coeficiente de temperatura negativo o positivo permite optimizar el reparto de la corriente entre los componentes.
Las figuras 4a y 4b ilustran, respectivamente, un semi-brazo detallado 4a y un semi-brazo sintético 4b de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, Ni=2 y N2=2, como un inversor, un chopper o un atenuador, configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases, como un motor eléctrico o un transformador, que comprende al menos dos brazos del convertidor. No se trata en absoluto de un método de aplicación limitado.
Los interruptores pueden comprender al menos un transistor bipolar de rejilla aislada o IGBT, por el acrónimo de “ Insulate Gate Bipolar Transistor” en inglés, y/o al menos un transistor de efecto de campo con rejilla aislada o MOSFET, por el acrónimo de “Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor” en ingás. En los ejemplos descritos, los interruptores son transistores bipolares de puerta aislada o IGBT, sin limitación.
La figura 4a muestra en detalle un semi-brazo 40 de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N1=2 y N2=2.
Dicho semi-brazo 40 de un brazo convertidor de potencia de conmutación comprende un primer conjunto ENS1 de interruptores P>2 en serie, en este caso dos interruptores I1, I2, dispuestos en serie, un segundo conjunto ENS2 de interruptores P>2 en serie, en este caso dos interruptores I3, I4, dispuestos en serie, y un tercer conjunto ENS3 de diodos, dispuesto entre el primer conjunto ENS1 y el segundo conjunto ENS2, que comprende M>2 submatrices
SE1, SE2, ...SEM, denotado ^ ^ en este caso dos subconjuntos SE1, SE2 en serie, que comprenden respectivamente diodos Ni>2 en paralelo, en este caso respectivamente dos diodos en paralelo, D1 y D2, así como D3 y D4.
Las diversas conexiones están representadas por los cables conductores 41a, y representadas por los cables conductores de bajo nivel 41b.
Las conexiones del transmisor E1, E2 de los interruptores I1, I2, I3, I4 se utilizan como retroalimentación del control de los interruptores I1, I2, I3, I4.
Las conexiones de puerta G1, G2, G3, G4 de los interruptores de transistor I1, I2, I3, I4 se utilizan para controlar los interruptores I1, I2, I3, I4.
El punto medio DT1 de la conexión en serie de los subconjuntos de diodosSEI, SE2 puede utilizarse para la autocomprobación.
Las conexiones al exterior de este semi-brazo 40 se denominan A, B, C, D, E y F, para poder identificarlas en las siguientes representaciones sintéticas.
La figura 4b es una versión sintética de la figura 4a.
Una de las principales características de los diodos es su coeficiente de temperatura negativo. Esto significa que la tensión directa a través de un diodo que transporta una corriente eléctrica determinada disminuye a medida que aumenta la temperatura del diodo.
En el caso de una implementación de los diodos en paralelo, el reparto de la corriente eléctrica entre ellos depende de sus características individuales de corriente/tensión. Si hay una diferencia de temperatura entre los diodos, fluye una mayor corriente a través de los diodos más calientes, lo que a su vez los calienta aún más, con la posibilidad de que se produzca un desbordamiento térmico.
Además, la disposición propuesta prescribe la agrupación de los diodos en paralelo sobre la misma superficie de cobre, de modo que cuando un diodo se calienta, también calienta los otros diodos, tendiendo así a mantener la distribución correcta de la corriente.
A diferencia de los diodos, una de las principales características de los IGBT o interruptores es su coeficiente de temperatura positivo. Esto significa que la tensión eléctrica entre el colector y el emisor a través de un IGBT saturado con una corriente de colector determinada aumenta a medida que aumenta la temperatura del IGBT.
Al igual que con los diodos, cuando los IGBT están en paralelo, el reparto de corriente entre ellos depende de sus características individuales de corriente/tensión. Por otra parte, si hay una diferencia de temperatura entre los IGBT, los más calientes tienen una corriente menor que fluye a través de ellos, lo que, a su vez, calienta menos dichos IGBT, lo que permite, si cada IGBT puede ver evolucionar libremente su temperatura, estabilizar el reparto de la corriente entre los IGBT.
Además, la implementación propuesta prescribe disociar los IGBT en paralelo en superficies de cobre diferentes y distantes, de modo que, en caso de que un IGBT se caliente, la segregación térmica de los otros IGBT le permita calentarse libremente, sin interferir con los otros IGBT, tendiendo así a mantener la correcta distribución de corriente.
Cabe señalar aquí que el sustrato utilizado está compuesto por una capa de cobre, sobre la que se sueldan los chips, que descansa sobre una cerámica de tipo alúmina que se transfiere a una segunda capa de cobre en contacto directo o indirecto con un disipador de calor. Debido a la presencia de la cerámica, que tiene una resistencia térmica mayor que la de la cara superior de cobre en el apilamiento híbrido de potencia, la potencia térmica se difunde preferentemente por la cara superior de cobre (en horizontal), lo que provoca el calentamiento de los demás elementos comunes a esta capa de cobre y que es precisamente el efecto buscado para los diodos.
Por otra parte, dado que las interfaces debajo de la cerámica son buenas conductoras térmicas, el calor se transmite sustancialmente por igual en sentido horizontal y vertical a través de la cerámica, de modo que a partir de una distancia igual al espesor de la cerámica, no habrá "diafonía térmica"; que es el efecto deseado para los IGBT.
Como se ha mencionado anteriormente, la corriente de fase se conmuta entre los diodos y los interruptores de potencia, por lo que la tasa de cambio de la corriente es rápida, por lo que cualquier inductancia parásita genera sobretensiones de conmutación significativas.
En el caso de una corriente positiva, la corriente de fase se conmuta entre los grupos ENS1 y ENS2, por un lado, y el grupo ENS3, por otro, para la salida 42 de la figura 4C
La presente invención prescribe:
- ensamblar el grupo de diodos en paralelo en una sola superficie; y
- para colocar el grupo de diodos en el centro del grupo de interruptores, que se divide en dos ramas en las que se distribuye la corriente. El resto del sistema se aplica según el mismo principio.
La corriente de fase fluye en la rama central que consiste en el grupo de diodos ENS3 o se distribuye entre las dos ramas IGBT ENS1, ENS2.
El fuerte acoplamiento inductivo mutuo de la rama del diodo ENS3 a las ramas del IGBT ENS1, ENS2 (y viceversa) hace que la inductancia de conmutación sea muy baja, que es el objetivo.
Los principios expuestos anteriormente permiten diseñar un circuito que permite optimizar ampliamente el diseño de un híbrido de potencia.
Durante la conmutación, en las fases denominadas de libre circulación, las corrientes se intercambian entre los brazos del inversor del puente H a través de las líneas de alimentación.
Dependiendo de la inductancia parásita de estas líneas, se generan sobretensiones a través de los componentes activos.
La presente invención propone colocar los brazos del inversor espalda con espalda, de manera que los intercambios de corriente entre los dos brazos del inversor sean lo más directos posible, y por lo tanto lo menos inductivos posibles
Las figuras 4c, 4d, 4e, 4f, 4g, 4h, 4i y 4j ilustran alternativamente en detalle esquemático un semi-brazo de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, Ni=2 y N2=2, como un inversor, un chopper o un atenuador, configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases, como un motor eléctrico o un transformador, que comprende al menos dos brazos convertidores, según diversos aspectos de la invención.
Estas figuras ilustran un semi-brazo 40 de las figuras 4a y 4b, conectado de varias maneras con interfaces de alimentación y una fuente de alimentación coplanaria DCBUS.
La figura 4c muestra un semi-brazo positivo 41 de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, Ni=2, y N2=2, para uso positivo, es decir, donde los conjuntos primero y segundo ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS+ positiva, en una disposición de la izquierda.
Dicho semi-brazo positivo 41 comprende un semi-brazo 40 cuyos primeros y segundos conjuntos ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS+ positiva de una fuente de alimentación DCBUS coplanaria, que comprende una línea DCBUS+ positiva y una línea DCBUS- negativa, dispuesta para separar dos brazos del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación por brazo, como una barra colectora.
Cada interfaz de alimentación está dispuesta de manera que las dos mitades del brazo correspondiente se encuentran entre la fuente de alimentación coplanaria DCBUS y la interfaz de alimentación correspondiente. Las diferentes conexiones están representadas por cables de conexión 41a, y representadas por cables de conexión de bajo nivel 41b.
En la presente realización de un semi-brazo izquierdo, se muestra la interfaz de alimentación o salida de fase 42.
La figura 4d es una versión sintética de la figura 4c.
La figura 4e muestra un semi-brazo positivo 43 de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N1=2, y N2=2, para uso positivo, es decir, donde los conjuntos primero y segundo ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS+ positiva, en una disposición a la derecha.
Dicho semi-brazo positivo 43 comprende un semi-brazo 40 cuyos conjuntos primero y segundo ENS1, ENS2 están conectados a la línea positiva DCBUS+ de una fuente de alimentación DCBUS coplanaria, que comprende una línea positiva DCBUS+ y una línea negativa DCBUS-, dispuesta para separar dos brazos del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación por brazo, como una barra colectora.
Cada interfaz de alimentación está dispuesta de manera que las dos mitades del brazo correspondiente están situadas entre la fuente de alimentación coplanaria DCBUS y la interfaz de alimentación correspondiente. Las diferentes conexiones están representadas por cables de conexión 41a, y representadas por cables de conexión de bajo nivel 41b.
En la presente implementación de un semi-brazo derecho, se muestra la interfaz de alimentación 44.
La Figura 4f es una versión sintética de la Figura 4e.
La figura 4g muestra un semi-brazo negativo 45 de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N-i=2, y N2=2, para uso negativo, es decir, donde los conjuntos primero y segundo ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS-negativa, en una disposición izquierda.
Dicho semi-brazo negativo 45 comprende un semi-brazo 40 cuyos primeros y segundos conjuntos ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS- negativa de una fuente de alimentación coplanaria DCBUS, que comprende una línea DCBUS+ positiva y una línea DCBUS- negativa, dispuesta para separar dos brazos del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación por brazo, como una barra colectora.
Cada interfaz de alimentación está dispuesta de manera que las dos mitades del brazo correspondiente se encuentran entre la fuente de alimentación coplanaria DCBUS y la interfaz de alimentación correspondiente. Las diferentes conexiones están representadas por cables de conexión 41a, y representadas por cables de conexión de bajo nivel 41b.
En la presente realización de un semi-brazo izquierdo, se muestra la interfaz de alimentación o salida de fase 46.
La Figura 4h es una versión sintética de la Figura 4g.
La figura 4i muestra un semi-brazo negativo 47 de un convertidor de potencia de conmutación, cuando P=2, M=2, N-i=2, y N2=2, para uso negativo, es decir, donde el primer y segundo conjuntos ENS1, ENS2 están conectados a una línea de alimentación DCBUS+ negativa, en una disposición a la derecha.
Dicho semi-brazo negativo 47 comprende un semi-brazo 40 cuyos conjuntos primero y segundo ENS1, ENS2 están conectados a la línea negativa DCBUS- de una fuente de alimentación DCBUS coplanaria, que comprende una línea positiva DCBUS+ y una línea negativa DCBUS-, dispuesta para separar dos brazos del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación por brazo, como una barra colectora.
Cada interfaz de alimentación está dispuesta de manera que las dos mitades del brazo correspondiente están situadas entre la fuente de alimentación coplanaria DCBUS y la interfaz de alimentación correspondiente. Las diferentes conexiones están representadas por cables de conexión 41a, y representadas por cables de conexión de bajo nivel 41b.
En la presente realización de un semi-brazo derecho, se muestra la interfaz de alimentación 48.
La Figura 4f es una versión sintética de la Figura 4e.
En las siguientes figuras, a efectos de representación, sólo se utilizan versiones sintéticas.
Las figuras 5a y 5b muestran, en detalle y sintéticamente, un brazo de un convertidor de potencia de conmutación con P=2, M=2, N1=2 y N2=2, y la figura 5c muestra un bloque de dos brazos, que puede utilizarse, por ejemplo, como un puente H o como un brazo doble de un convertidor de potencia de conmutación, según un aspecto de la invención.
La figura 5b muestra un brazo 50 de un convertidor de potencia de conmutación con P=2, M=2, N-i=2 y N2=2 implantado a la izquierda, que está compuesto por dos semi-brazos 41,45, uno 41, el semi-brazo positivo, según la figura 4c o 4d y el otro 45, el semi-brazo negativo, según la figura 4g o 4h. La interfaz de alimentación DCBUS corresponde a las interfaces de alimentación idénticas 42 o 46.
La figura 5a muestra un brazo 52 de un convertidor de potencia de conmutación con P=2, M=2, N-i=2, y N2=2 en el lado derecho está compuesto por dos semi-brazos 47, 43, uno 43, el semi-brazo positivo, según la figura 4d o 4e y el otro 47, el semi-brazo negativo, según la figura 4i o 4j. La interfaz de alimentación 53 corresponde a las interfaces de alimentación idénticas 44 o 48.
La figura 5c muestra un bloque 55 de dos brazos 50, 52, siendo la combinación de un brazo implementado izquierdo 50 según la figura 5b y un brazo implementado derecho 52 según la figura 5a, que puede utilizarse por ejemplo como un puente H o como un brazo doble de un convertidor de potencia de conmutación, según un aspecto de la invención. Por supuesto, todos estos métodos no son limitantes, ya que pueden adaptarse a diferentes geometrías.
Las figuras 6a y 6b muestran ejemplos de una realización de un bloque 60 que comprende un bloque 55 de dos brazos según la figura 5c, provisto de un brazo adicional 57, 62 para un número total impar de brazos, según dos realizaciones no limitantes.
La realización de la figura 6a muestra un bloque 60 que comprende un bloque de dos brazos 55, según la figura 5c, con un brazo adicional 57 que comprende dos semi-brazos 57a, 57b dispuestos a ambos lados de la fuente de alimentación coplanaria DCBUS extendida. En la realización, el brazo adicional 57 comprende un semi-brazo negativo con una implantación izquierda 57a y un semi-brazo positivo con una implantación derecha 57b. El brazo adicional 57 comprende además una interfaz de alimentación 58 que comprende, para cada una de las dos mitades de brazo 57a, 57b respectivamente, una porción 58a, 58b dispuesta de tal manera que la correspondiente mitad de brazo 57a, 57b está situada entre la fuente de alimentación DCBUS coplanaria y la correspondiente porción de interfaz de alimentación, o, en otras palabras, la extensión de interfaz de alimentación 58a, 58b. En el presente caso, la interfaz de alimentación 58 del brazo adicional 57 comprende, pues, tres partes 58a, 58b y 58c que forman una forma de U.
La realización de la figura 6b muestra un bloque 60 que comprende un bloque 55 de dos brazos, como se muestra en la figura 5c, con un brazo adicional 62. La unidad 60 comprende además una porción de alimentación coplanaria adicional DCBUSadd dispuesta en un extremo y en una dirección diferente del resto de la fuente de alimentación coplanaria DCBUS, y una interfaz de alimentación de brazo adicional 63 del brazo adicional 62 dispuesta de tal manera que el brazo adicional 62 se encuentra entre dicha porción de alimentación coplanaria adicional DCBUSadd y dicha interfaz de alimentación correspondiente 63.
La porción coplanaria adicional de la fuente de alimentación DCBUSadd puede ser ventajosamente sustancialmente perpendicular al resto de la fuente de alimentación coplanaria DCBUS.
En este caso, la fuente de alimentación coplanaria DCBUS, DCBUSadd forma una T invertida.
Durante la conmutación, en las fases denominadas "en vacío", se intercambian corrientes entre los brazos inversores del puente H a través de las líneas de alimentación DCBUS+, DCBUS-. Dependiendo de la inductancia parásita de estas líneas, se generarán sobretensiones.
La presente invención propone colocar los brazos inversores espalda con espalda, de modo que el intercambio de corrientes entre los dos brazos inversores sea lo más directo posible, y por tanto lo menos inductivo posible.
La figura 7a ilustra los flujos de corriente eléctrica en un bloque de dos brazos 55 utilizado como puente H para una fase de receptor eléctrico, en el caso de una corriente eléctrica de fase positiva.
En el caso de la "rueda libre" en el alimentador positivo del DCBUS+, la corriente sigue la trayectoria indicada por las flechas discontinuas.
En el caso de la "rueda libre" en la barra negativa del DCBUS, la corriente sigue la trayectoria indicada por las flechas sólidas o discontinuas.
Las flechas discontinuas indican el flujo de corriente durante el período activo. Durante este periodo, la corriente se extrae de la fuente DCBUS a la tensión VDCBUS, que corresponde a la energía entregada por la fuente a la fase.
La figura 7b ilustra los flujos de corriente eléctrica en un bloque de dos brazos 55 utilizado como puente H para una fase de receptor eléctrico, en el caso de una corriente eléctrica de fase negativa.
En el caso de la "rueda libre" en el alimentador positivo, la corriente sigue la trayectoria indicada por las flechas discontinuas.
Para la "rueda libre" en el alimentador negativo, la corriente sigue la trayectoria indicada por las flechas sólidas o discontinuas.
Las flechas discontinuas indican el flujo de corriente durante el período activo. Durante este período, la corriente se extrae de la fuente DCBUS a la tensión VDCBUS, que corresponde a la energía entregada por la fuente a la fase.
La figura 8b ilustra el caso de un número impar (2M+1) de fases del receptor eléctrico, en este caso tres fases Fase1, Fase2, Fase3 y un neutro del receptor eléctrico.
Como el receptor eléctrico, por ejemplo el motor eléctrico, gira 360°, cada fase (considerando el caso trifásico) está 120° fuera de fase pero cada fase lleva una corriente del tipo I= lo cos (u>t+ 0) donde 0 es 0, 120° y 240° respectivamente.
Se pueden encontrar ángulos notables (cada 60°) respetando la tabla de la figura 8a, por lo que es posible estudiar más fácilmente el flujo de corrientes conmutadas para los ángulos notables.
Por otro lado, la conexión se realiza automáticamente con un Neutro como se muestra en el dibujo de la figura 8b.
Las figuras 8b y 8c ilustran el flujo de corrientes eléctricas en un bloque de las figuras 6a y 6b con un receptor eléctrico trifásico-neutral, en el caso del ángulo notable 0° donde las tres corrientes tienen las proporciones respectivas: 1, -0.5, -0.5.
Observando las dos figuras de flujo de corriente 8b y 8c, las corrientes de conmutación de fase impar fluyen de vuelta a través del DCBUS (DCBUS+ y DCBUS-); si la barra colectora coplanaria es de buena calidad, el estrangulamiento o la inductancia es muy pequeña ya que la diferencia de recorrido entre las líneas sólidas, discontinuas y punteadas es mínima.
La elección entre un patrón en T invertida de la Figura 8c y un patrón en U de la Figura 8b vendrá dictada por la disposición que tenga la menor inductancia parásita del segmento DCBUS necesario para alimentar los dos semibrazos de la fase impar.
Además, la presente invención cumple el requisito de tolerancia a los fallos, incluido el de los circuitos de control. Al reducir las inductancias parásitas al mínimo, la solución permite el uso de componentes con una mejor calificación de tensión eléctrica, lo que conduce a menos pérdidas de Joule en el convertidor de potencia, por lo tanto una mejor eficiencia y una calificación térmica óptima.
Al reducir las inductancias parásitas a sus mínimos, la presente invención permite un mejor aprovechamiento de la tensión de alimentación.
Al favorecer la compacidad de la solución, la invención reduce su masa, un criterio importante en el mundo de las lanzaderas y los satélites.

Claims (20)

REIVINDICACIONES
1. Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases, que comprende al menos un bloque de dos brazos convertidores, en el que un semi-brazo (40, 41,43, 45, 47) de cada brazo convertidor comprende:
- un primer conjunto (ENS1) de P>2 interruptores (I1, I2) en serie;
- un segundo conjunto (ENS2) de P>2 interruptores (I3, I4) en serie;
- dicho primer conjunto (ENS1) y dicho segundo conjunto (ENS2) están conectados eléctricamente entre una línea de alimentación (DCBUS+, DCBUS-) de una fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y una interfaz de alimentación (51, 53); y
- un tercer conjunto (ENS3) de diodos (D1, D2, D3, D4), dispuesto espacialmente entre el primer conjunto (ENS1) y el segundo conjunto (ENS2), que comprende M>2 subconjuntos (SE1, SE2, ...,,SEM) en serie,
denotado * e que comprende respectivamente N¡>2 diodos en paralelo, estando dicho tercer conjunto (ENS3) conectado eléctricamente entre la interfaz de alimentación (51, 53) y la otra línea de alimentación (DCBUS-, DCBUS+) de la fuente de alimentación coplanaria
(DCBUS), estando dichos conjuntos primero, segundo y tercero dispuestos para permitir la tolerancia a un simple fallo de cortocircuito o de circuito abierto de los elementos de semi-brazo (40, 41, 43, 45, 47).
2. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 1, en el que los M subconjuntos (SE1, SE2) comprenden un mismo número Ni de diodos en paralelo.
3. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, que comprende al menos un sensor de temperatura.
4. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 1, en el que los interruptores del primer conjunto (ENS1) están alineados y/o los interruptores del segundo conjunto (ENS2) están alineados y/o los subconjuntos de diodos (SE1, SE2) del tercer conjunto (ENS3) están alineados.
5. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, en el que un bloque (55) de dos brazos comprende una fuente de alimentación coplanaria (DCBUS), provista de una línea positiva (DCBUS+) y una línea negativa (DCBUS-), dispuesta para separar dos brazos (50, 52) del convertidor, y que comprende una interfaz de alimentación (51, 53) por brazo, estando cada interfaz de alimentación dispuesta de forma que los dos semi-brazos ((41, 45), (43, 47)) del brazo correspondiente se encuentran entre la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y la interfaz de alimentación correspondiente (51, 53).
6. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 5, en el que dos semi-brazos que forman un brazo (50, 52) de un bloque (55) de dos brazos del convertidor, comprenden
- un semi-brazo positivo (41, 43) que comprende un tercer conjunto (ENS3) conectado entre la línea negativa (DCBUS-) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y la interfaz de alimentación correspondiente (51, 53), y un primer conjunto (ENS1) y un segundo conjunto (ENS2) conectados entre la línea positiva (DCBUS+) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y la interfaz de alimentación correspondiente (51, 53), y
- un semi-brazo negativo (45, 47) que comprende un tercer conjunto (ENS3) conectado entre la línea positiva (DCBUS+) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y la interfaz de alimentación correspondiente (51, 53), y un primer conjunto (ENS1) y un segundo conjunto (ENS2) conectados entre la línea negativa (DCBUS-) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y la interfaz de alimentación correspondiente (51, 53).
7. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 6, en el que un semi-brazo negativo (45, 47) de un brazo (50, 52) de un bloque de dos brazos (55) del convertidor está dispuesto frente a un semi-brazo positivo (41, 43) del otro brazo del bloque de dos brazos del convertidor, con respecto a la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS).
8. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, en el que, cuando el número de brazos es impar, el convertidor comprende dichos bloques (55) de dos brazos, y un bloque (55) de dos brazos provisto de un brazo adicional (57, 62).
9. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 8, en el que dicho bloque de dos brazos (55) está provisto de un brazo adicional (57) que comprende dos semi-brazos (57a, 57b) dispuestos a ambos lados de la fuente de alimentación coplanaria extendida (DCBUS), y una interfaz de alimentación (58) de dicho brazo adicional (57) que comprende respectivamente, para cada uno de los dos semi-brazos (57a, 57b), una porción (58a, 58b) dispuesta de manera que el correspondiente semi-brazo (57a, 57b) esté situado entre la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) y dicha porción (58a, 58b) de la correspondiente interfaz de alimentación (58).
10. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 8, en el que dicho bloque de dos brazos (55) con un brazo adicional (62) comprende además una porción adicional de fuente de alimentación coplanaria (DCBUSadd) dispuesta en un extremo y en una dirección diferente del resto de la fuente de alimentación coplanaria, y una interfaz de alimentación (63) de dicho brazo adicional (62) dispuesta de tal manera que dicho brazo adicional (62) se encuentra entre dicha porción de alimentación coplanaria adicional (DCBUSadd) y dicha interfaz de alimentación correspondiente (63).
11. Convertidor de potencia de conmutación según la reivindicación 10, en el que dicha porción adicional (DCBUSadd) de la fuente de alimentación coplanaria (DCBUS) es sustancialmente perpendicular al resto de la fuente de alimentación coplanaria.
12. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque es híbrido.
13. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, en el que los interruptores (I1, I2, I3, I4) comprenden al menos un transistor bipolar de puerta aislada y/o al menos un transistor de efecto de campo de puerta aislada.
14. Convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, siendo dicho convertidor un inversor o un chopper.
15. Sistema de control para al menos un actuador eléctrico de una lanzadera espacial que comprende al menos un convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, siendo el receptor eléctrico un motor eléctrico y el convertidor de potencia un inversor.
16. Lanzadera espacial provista de un sistema según la reivindicación 15.
17. Sistema de control de al menos un dispositivo de orientación de antenas o de paneles solares de un satélite que comprende al menos un convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones 1 a 15, siendo el receptor eléctrico un motor eléctrico y el convertidor de potencia un inversor.
18. Satélite provisto de un sistema de control según la reivindicación 17.
19. Sistema de alimentación de un satélite que comprende al menos un convertidor de potencia de conmutación según una de las reivindicaciones 1 a 14, siendo el receptor eléctrico un transformador polifásico y el convertidor de potencia un inversor o chopper.
20. Satélite provisto de un sistema de alimentación según la reivindicación 19.
ES17305343T 2017-03-24 2017-03-24 Convertidor de potencia de conmutación configurado para controlar al menos una fase de un receptor eléctrico polifásico con al menos tres fases Active ES2901380T3 (es)

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