ES2586575T3 - Procedimiento para incrementar el rango de regulación de los convertidores cuasi resonantes (QR) CA-CA - Google Patents

Procedimiento para incrementar el rango de regulación de los convertidores cuasi resonantes (QR) CA-CA Download PDF

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Abstract

Procedimiento para controlar un convertidor (QR) cuasi-resonante adecuado para accionar una carga (L, R) inductiva, en particular una bobina de inducción acoplada con un utensilio de cocina superpuesto, en el que dicho convertidor (QR) es suministrado con una tensión de alimentación eléctrica alterna (CA) desde una fuente de alimentación eléctrica, en el que dicha tensión de alimentación eléctrica alterna (CA) es rectificada con el fin de obtener una tensión (Vbus-cc) rectificada provista de un semi período (T2) pulsante predeterminado, que comprende las etapas de: - activar un interruptor (IGBT) de dicho convertidor (QR) durante un tiempo (TON) de activación predeterminado dentro de dicho periodo (T2) - desactivar el interruptor (IGBT) de dicho convertidor (QR) durante un tiempo (TOFF) de desactivación predeterminado dentro de dicho semi periodo (T2), - repetir la alternancia cíclica de esas dos etapas repetidas dentro del semi período (T2) resultando en que el convertidor consume una corriente (Ilínea) eléctrica y una potencia (P) activa desde dicha fuente de alimentación eléctrica, caracterizado por que el tiempo (TON) de activación del interruptor (IGBT) se varía durante dicho semi período (T2) de manera que un valor (TON_MEDIO) de tiempo de activación medio sobre dicho semi período (T2) sea mayor que un valor (TON crítico) crítico de una cantidad predeterminada, en el que dicho valor (TON crítico) crítico corresponde al valor (TON) de tiempo de activación máximo aplicable a dicho interruptor (IGBT) cuando dicha tensión (Vbus-cc) rectificada alcanza un valor de tensión máxima durante dicho semi periodo (T2), en el que dicha cantidad predeterminada es tal que la potencia (P) activa absorbida por el convertidor desde la línea de CA durante dicho semi periodo (T2) se incrementa en un rango entre el 5% y el 40% de la potencia (P) activa absorbida por el convertidor cuando el tiempo (TON) de activación se establece constante durante todo el semi período (T2) e igual a dicho valor (TON crítico) crítico.

Description

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DESCRIPCION
Procedimiento para incrementar el rango de regulacion de los convertidores cuasi resonantes (QR) CA-CA
El objeto de la presente invention es un procedimiento para mejorar los rendimientos de un convertidor cuasi resonante. Mas espedficamente, el objeto de la presente invencion es un procedimiento para mejorar el rango de regulacion de potencia del mismo convertidor y, en conexion con esta mejora, limitar las emisiones de armonicos.
Los convertidores cuasi resonantes (Quasi Resonant, QR) se usan ampliamente como fuentes de alimentation de CA, por ejemplo, para alimentar bobinas de induction en placas de induction o para alimentar magnetrones en hornos de microondas. Dicha clase de convertidores, denominados tambien convertidores de "termination unica", es particularmente atractiva para el campo de los electrodomesticos, ya que solo requiere un interruptor de estado solido, normalmente un IGBT, y solo un condensador resonante. Los convertidores QR son el mejor compromiso entre el coste y la eficiencia de conversion de energfa.
El documento US2003/205572A1 describe la variation de la potencia de un convertidor ZVS resonante mediante el cambio de la frecuencia y el ciclo de trabajo. El documento EP1734789A1 describe la variacion de la frecuencia segun el voltaje del bus-CC de la red rectificada.
En la Figura 1 se muestra la arquitectura basica de un convertidor QR conocido.
El convertidor QR se comporta como un sistema LR de primer orden durante la fase de carga y como un sistema LRC de segundo orden en la fase resonante. Mas detalladamente, los convertidores QR operan segun una secuencia de dos fases en la que durante la primera fase (la no resonante) un elemento inductivo (L) se carga durante un cierto intervalo de tiempo (el penodo de activation) hasta un nivel de corriente determinado. Durante la segunda fase (la resonante, que se define tambien como el periodo de desactivacion) la energfa almacenada en el inductor es transferida a un condensador (C) resonante sintonizado y es disipada parcialmente en una resistencia (R): la energfa disipada en la resistencia es la energfa real suministrada a la carga.
En algunos casos, el elemento L es una parte integrante de la carga (como en las bobinas de induccion), mientras que en otros casos esta situada en una unidad ffsica diferente (tipicamente en el transformador de fuga, como en el suministro de un magnetron). La parte resistiva de la carga R domina el factor de amortiguacion del resonador. Mediante el control del tiempo de carga del condensador durante la primera fase durante el tiempo de activacion del interruptor de estado solido, es posible ajustar la potencia suministrada por el convertidor a la carga.
Los convertidores QR estan disenados normalmente para un factor de amortiguacion (que es R/2*SQRT(C/L) en el intervalo entre 1/2 y 1/5. Bajo estas condiciones y por encima de un nivel de potencia mmimo predeterminado (que se describe a continuation), los convertidores son operados tipicamente en modo "commutation suave", que consiste en conmutar el dispositivo cuando la tension a traves del mismo o cuando la corriente que fluye al mismo es nula (conmutacion de voltaje nulo, ZVS), especialmente en la activacion. Tal como se conoce en la tecnica, este modo de funcionamiento es particularmente eficiente ya que reduce los estreses y las perdidas termicas relacionadas del interruptor de estado solido durante las conmutaciones. Sin embargo, si el factor de amortiguacion supera un valor umbral determinado, el convertidor no consigue la conmutacion ZVS en la activacion.
Los inconvenientes de estos convertidores QR se encuentran en el rango muy estrecho de potencia de salida que es ajustable bajo el regimen de conmutacion suave. En particular, cuando la potencia de salida regulada cae por debajo de un cierto lfmite de potencia minima predeterminado, que se deriva de los parametros de diseno del convertidor, el convertidor no consigue funcionar en el modo de conmutacion suave causando un aumento dramatico de las perdidas termicas y causando tambien el aumento de las interferencias electromagneticas.
Por otra parte, cuando el nivel de potencia establecido supera un lfmite de potencia maximo superior (cntico), que esta vinculado tambien a los parametros de diseno, el voltaje resonante a traves de los terminales del interruptor de estado solido, en particular, entre el emisor y el colector de un IGBT, supera la tension nominal (tension de ruptura) maxima permitida, resultando en un dano instantaneo e irreversible del interruptor.
La amplitud de la potencia que puede ser suministrada por un convertidor QR puede ser ajustada entre estos dos lnriites (rango de regulacion). La amplitud de este rango es una caractenstica para cada convertidor de la topologfa QR y esta definida comunmente por la relation entre la potencia ajustable maxima, que esta limitada por la tension maxima admitida a traves de los terminales/las uniones del interruptor, y la potencia ajustable minima, que esta limitada por la perdida de la condition de conmutacion de tension cero (denominada tambien ZVS o modo de conmutacion suave). Surge una dificultad particular, por ejemplo, cuando se intenta regular la potencia media suministrada por el convertidor a un valor por debajo de la potencia ajustable minima.
En la tecnica se conocen tambien soluciones para suministrar una potencia media a las cocinas de induccion, que es
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menor que el Ifmite de potencia ajustable mmima en las que el convertidor puede ser operado en condiciones de conmutacion suave.
El modo mas simple es operar el convertidor (no la puerta IGBT) en el denominado modo rafaga u ON-OFF, que consiste en operar el convertidor durante una cierta cantidad de tiempo Tactivo (durante el cual se producen varias fases de carga y descarga) en el nivel de potencia minima ajustable segun las condiciones ZVS, y desactivarlo durante otra cantidad de tiempo Tinactvo. Alternando dclicamente las dos fases en el tiempo, la potencia media suministrada a la carga puede ser calculada multiplicando la relacion de trabajo Tactivo/(Tactivo + Tinactvo) por el lfmite de potencia minima (la potencia ajustable minima ajustable en el modo ZVS).
Este procedimiento, tiene la desventaja de que la potencia es suministrada realmente a la carga (y finalmente a los alimentos) de una manera pulsada y concentrada, en lugar de en una manera suave. Ademas, teniendo en cuenta que el penodo de tiempo de la potencia pulsada esta limitada tambien por algunas normas reglamentarias (por ejemplo, la norma IEC61000-3-3 de parpadeos), el penodo de pulsacion de potencia apenas puede hacerse mas rapida que la constante de tiempo termica de los alimentos, lo que resulta en una falta de uniformidad perceptible en la potencia y, posiblemente, en el deterioro de los alimentos.
El procedimiento de la presente invention supera los inconvenientes indicados anteriormente, resultando en un aumento sustancial del rango de regulation de los convertidores QR mientras se mantiene el uso del modo de operation de conmutacion suave y sin introducir limitaciones adicionales en la eficiencia/fiabilidad del convertidor. Ademas, este procedimiento no requiere ningun circuito o componente de hardware adicional, ya que se basa en una tecnica de modulation de la invencion.
Otras caractensticas y ventajas de la presente invencion seran facilmente evidentes para la persona con conocimientos en la materia a partir de la siguiente description detallada cuando se considera a la luz de los dibujos adjuntos, en los que:
- La Figura 1 muestra la topologfa basica de un convertidor cuasi resonante conocido en la tecnica;
- La Figura 2 muestra los diagramas de senales de un convertidor cuasi resonante que opera en el modo de conmutacion suave;
- La Figura 3 es un grafico que muestra la tension en el terminal "bus-cc" de la Fig. 1;
- La Figura 4 muestra el perfil de la corriente Ilmea consumida por la carga desde la red de alimentation electrica
cuando se aplica un procedimiento conocido que mantiene TON sustancialmente constante durante el semi penodo de la red y en el que la parte resistiva de la carga R, es casi lineal;
- La Figura 5a muestra el perfil objetivo de la corriente consumida desde la red por la carga alimentada por un convertidor cuasi resonante, cuando se aplica el procedimiento segun la presente invencion;
- La Figura 5b muestra el perfil de TON que resulta en el perfil de corriente objetivo mostrado en la Fig. 5a;
- La Figura 6 muestra el perfil (red) de la corriente Ilmea consumida por el convertidor desde la red de
alimentacion electrica en una realization preferida de la presente invencion en comparacion con el perfil Ilmea de corriente obtenido usando los procedimientos conocidos;
- La Figura 7 muestra un ejemplo del espectro armonico de la corriente Ilmea consumida por el convertidor desde
la red de alimentacion electrica mediante la aplicacion del procedimiento de la presente invencion en
comparacion con el espectro armonico de la misma corriente cuando se aplica un procedimiento conocido en la tecnica;
- La Figura 8 muestra un sistema de control de bucle cerrado de potencia establecida para una operacion en modo potencia constante segun la presente invencion; y
- La Figura 9 muestra un sistema de control de potencia que incluye un sistema de control de bucle cerrado de corriente para la operacion en modo potencia constante segun la presente invencion.
- La Figura 10 muestra una aplicacion preferida del procedimiento de la presente invencion.
Con referencia a las Figuras descritas anteriormente, un convertidor cuasi resonante (QR) para alimentar una bobina de induction es alimentado con una red de alimentacion electrica de CA (220-230V a 50 Hz o 60 Hz). La alimentacion electrica es rectificada completamente con el fin de suministrar al convertidor una secuencia de medias ondas positivas, ya que, en la realizacion descrita, el voltaje rectificado no se suaviza. De hecho, segun la invencion, si hay presente un condensador Cacopl. cc en el terminal bus-cc, tiene un valor no suficientemente alto para mantener una tension Vbus-cc del
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bus CC sustancialmente constante (suavizada). Como consecuencia, la frecuencia de impulsos de la senal de tension en la salida del rectificador es el doble de la frecuencia de la red de alimentacion electrica de CA y el (semi) penodo T2 de la tension Vbus-cc rectificada es la mitad del periodo T1 de la alimentacion electrica de CA, tal como se muestra en la Fig. 3. El convertidor comprende un condensador C resonante (indicado como Cresonante en la Fig. 1), un interruptor IGBT de estado solido que trabaja en un regimen de conmutacion, una carga L (la bobina de induccion en una cocina de induccion), R (principalmente, por ejemplo, la resistencia de un utensilio de cocina acoplado con la bobina). Se forma un tanque resonante mediante la conexion en paralelo del inductor L y el condensador C resonante.
La frecuencia de la alimentacion electrica de CA rectificada en el terminal Vbus-cc del bus ce CC es mucho menor que la frecuencia de conmutacion del convertidor de manera que el nivel de tension Vbus-cc de la fuente electrica de CA rectificada puede considerarse constante durante el tiempo Ton de activacion del convertidor, de ah el nombre bus-CC.
Cuando el IGBT interruptor de estado solido es activado por una senal aplicada a su puerta G', permite el flujo de corriente electrica entre el colector C' y el emisor E', cargando de esta manera el elemento L de almacenamiento de energfa.
Cuando la senal de activacion es retirada al final del tiempo Ton de activacion, el interruptor interrumpe la transferencia de energfa desde el condensador bus-cc al inductor L, y comienza la fase resonante: el circuito LRC empieza a resonar de una manera amortiguada. La corriente fluye entre el condensador y el inductor, y la tension Vce entre el colector C' y el emisor E' de los terminales del interruptor comienza a oscilar libremente a su frecuencia de resonancia amortiguada. Durante la fase resonante, la energfa almacenada en L rebota parcialmente a C, y en parte se disipa en R, que representa la parte resistiva de la carga.
Tal como se muestra en la Figura 2, si el tiempo (Ton) de activacion se ha mantenido suficientemente largo, durante la fase resonante la tension Vce entre el colector C’ y el emisor E’ del IGBT tiende a invertir la polaridad cruzando el nivel de tension cero. En este caso, la tension Vce entre el colector y el emisor tiende a hacerse menor de cero de manera que la corriente empieza a fluir a traves de un diodo IGBT anti-paralelo, que esta normalmente integrado en el dispositivo IGBT. A partir de este punto en el tiempo, la senal Ton de activacion puede ser aplicada nuevamente, implementando una conmutacion de "conmutacion suave".
Durante cada semi penodo T2 se repite la alternancia dclica de esas dos etapas. Variando el tiempo Ton de activacion se regula la potencia suministrada por el convertidor a la carga dentro del rango para el que la conmutacion suave es posible. La senal de activacion puede ser aplicada entonces periodicamente.
Una vez definidas las caractensticas de la carga (L, R) y establecida la amplitud de la tension de alimentacion de CA (la red), puede seleccionarse una tension nominal determinada para el interruptor de estado solido y para el condensador resonante (por ejemplo, 1.200V). De hecho, a partir de la teona de diseno QR se sabe que el factor limitante para la regulacion de potencia maxima admisible viene dado por la tension Vres resonante (entre los terminales del tanque LC resonante y aproximadamente entre el colector C' y el emisor E' Vce del IGBT). Despreciando las perdidas resistivas, es posible aproximar:
imagen1
La tension de resonancia maxima se conseguira aproximadamente en el instante de la amplitud maxima de la tension de la red (y de la tension Vbus-cc de alimentacion electrica rectificada);
Siendo E la energfa almacenada en el componente inductivo de la carga durante la conmutacion en la fase de tiempo Ton, E es aproximadamente
imagen2
El pico de amplitud de la corriente Ipk electrica que fluye durante el tiempo Ton de activacion es proporcional a Ton y a la amplitud de la tension Vbus-cc del bus de CC. En particular:
imagen3
Por lo tanto, la tension Vres resonante expresada en terminos de Ton y la tension Vbus-cc del bus de CC puede expresarse como:
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T ■V Vi es £ —
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Tal como se conoce en la tecnica, una vez definido el nivel Pestabiecida de potencia establecido, el convertidor es operado con un tiempo Ton de activacion constante correspondiente,
En particular, cuando la fase de la red de alimentacion electrica alterna de CA es igual a 90° o 270°, es decir, cuando se alcanza el valor maximo (pico) de Vbus-cc, el convertidor es operado con un Ton igual o menor que un valor ToNcritico seguro, para lo cual el tanque LC resonante es cargado a un valor de tension Vres critico seguro, que alejado de manera segura de una tension danina para el interruptor (tension de ruptura del IGBT).
Se considera que este valor de tension esta alejado, de manera segura, de una tension danina para el interruptor cuando esta tfpicamente en el rango del 80% al 95% de la tension nominal maxima para el interruptor IGBT, en particular de aproximadamente el 90%. Por ejemplo, podrfa ser de aproximadamente 1.100V para un dispositivo con una tension nominal de 1.200V.
De manera similar, el valor de pico de la corriente Lea consumida por el convertidor desde la red (especialmente a 90° y 270° de la red de alimentacion electrica de CA) esta tambien limitado superiormente por las mismas razones.
En los procedimientos de control de potencia conocidos en la tecnica, el tiempo Ton de activacion se mantiene sustancialmente constante durante todo el semi periodo T2 de la red de alimentacion electrica, tal como se muestra en la Fig. 4. Sin embargo, en algunas implementaciones analogas, Ton puede desviarse de ser estrictamente constante. Este hecho es causado por algunas senales de transicion/espurias debidas al ruido presente en el ancho de banda del bucle de retroalimentacion. Estas desviaciones son claramente sucesos esporadicos que no constituyen nuevos procedimientos para accionar un convertidor cuasi resonante en la direccion ensenada por la presente invention.
El solicitante ha encontrado que la election del ajuste Ton como casi constante es conservadora en lo que se refiere a la potencia maxima suministrada a la carga, siempre que la amplitud de la tension Vbus-cc del bus de CC pasa a ser menor que su valor maximo.
En la Fig. 7 se muestra el analisis espectral realizado sobre el perfil de la corriente Lea electrica consumida por el convertidor desde la red de alimentacion electrica cuando se mantiene Ton constante (en aras de la claridad de la imagen, solo se muestran los primeros 7 armonicos) en comparacion con un procedimiento en el que Ton se varfa segun la presente invencion. A partir de este analisis, se deriva que cuando Ton se mantiene constante solo esta sustancialmente presente el componente armonico fundamental, y su amplitud es igual al pico de la corriente Lea consumida.
Una variation del tiempo Ton de activacion durante el semi periodo T2 de la tension Vbus-cc rectificada esta vinculado con la modification del perfil de la corriente Lea consumida por el convertidor de la red de alimentacion electrica. Segun la presente invencion, la modificacion del perfil de la corriente Lea consumida se realiza para aumentar el rango de ajuste de la potencia del convertidor sin perder las condiciones de commutation suave.
Suponiendo, en aras de la simplicidad, una carga R resistiva lineal, la estrategia de control Ton segun la presente invencion causa que el perfil de la corriente Lea consumida desde la red de alimentacion electrica se aleje del perfil casi sinusoidal conocido en la tecnica, que puede obtenerse cuando el tiempo Ton de activacion se mantiene constante.
En una primera realization preferida, un perfil favorable de la corriente consumida desde la red Lea de alimentacion electrica se obtiene cuando el tiempo Ton de activacion se varfa de una manera opuesta a la variacion real de la tension Vbus-cc del bus de CC: el tiempo Ton de activacion se incrementa cuando la tension Vbus-cc del bus de CC disminuye y se disminuye cuando la tension Vbus-cc del bus de CC aumenta. En otras realizaciones alternativas, Ton puede mantenerse constante durante cierta fraction o fracciones o el semi periodo T2 de la alimentacion electrica o bien puede disminuirse.
Segun una segunda realizacion preferida de la invencion, el tiempo Ton de activacion del convertidor es modulado con el fin de conformar el perfil de la corriente Lea consumida desde la red para que asuma preferiblemente un perfil Iprincipal establecida de entrada objetivo optimo, tal como por ejemplo el mostrado en la Fig. 5A. Ese perfil de corriente de entrada objetivo optimo se calcula fuera de lfnea mediante procedimientos de optimization, con el fin de proporcionar el maximo aumento de potencia bajo la restriction de no exceder los lfmites regulatorios sobre los armonicos de corriente, tales como por ejemplo el estandar IEC61000-3-2 aplicable a los electrodomesticos de cocina comercializados en Europa. El efecto neto de usar este perfil de corriente de entrada optimo es consumir una corriente Lea de lfnea desde la red que aumenta el valor de magnitud del primer armonico de corriente de red, conduciendo de esta manera a un aumento de la potencia de entrada suministrada por el convertidor a la carga durante un pico Vce determinado y durante una corriente de pico maxima permitida determinada. Como resultado, se aumenta el lfmite superior del rango de potencia en el que el
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convertidor de ene^a se convierte en ajustable.
Obviamente, el perfil de entrada objetivo optimo de la corriente Lea consumida desde la red por el convertidor esta muy lejos de ser perfectamente sinusoidal y, por lo tanto, las emisiones de armonicos senan peores en comparacion con los procedimientos conocidos en los que el tiempo Ton de activacion se mantiene constante, tal como se muestra en la Fig. 6. En particular, la amplitud de los armonicos mas alla del fundamental, generados por el procedimiento segun la invencion, es mas elevada (vease en la Fig. 7).
Cuando se aplica el procedimiento de la presente invencion, la potencia activa del convertidor cuasi resonante suministrada a la carga LR puede ser aumentada en comparacion con los procedimientos conocidos en los que el tiempo Ton de activacion se mantiene sustancialmente constante, y especialmente cuando el tiempo de activacion se mantiene igual al valor Ton critico cntico durante todo el semi periodo T2. En particular, con una seleccion apropiada del perfil de corriente objetivo, el presente inventor ha encontrado que la potencia activa consumida desde la red por el convertidor durante el semi penodo T2, puede aumentarse en el rango entre el 5% y el 40% y, en particular, en el rango entre el 10% y el 30% cuando se deja un margen suficiente con relacion a los lnmites regulatorios de los armonicos.
En general, se conoce a partir de la ingeniena electrica que la potencia activa absorbida por una carga viene dada por la ecuacion
imagen4
En la que T representa la duracion de un ciclo de oscilacion.
Tambien se conoce que, para una tension de red puramente sinusoidal, la potencia activa puede ser expresada tambien solo en terminos del primer armonico her
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P = ?l V(t) *
1 SC
estando los armonicos de un orden superior a uno, en cuadratura con la tension, produciendo de esta manera una integral nula.
Por ejemplo, puede conseguirse una ganancia del 25% en la potencia activa con cargas cuasi-lineales sin violar el nivel de emision de armonicos establecido por la norma europea en Current Harmonics (IEC 61000-3-2), mediante la conformacion del perfil de la corriente consumida por la carga como en la Fig. 5A. Las cargas cuasi-lineales son aquellas proporcionadas tfpicamente por las bobinas de induccion. Como consecuencia, la potencia activa suministrable a la carga LR puede aumentarse tambien, de la misma manera, en el rango entre el 5% y el 40%.
Segun la presente invencion, para conseguir un aumento de la potencia activa, el valor Ton_medio medio del tiempo Ton de activacion aplicado durante dicho semi penodo T2 debe ser sustancialmente mayor que el valor de Ton a 90° o 270° del penodo de la red de alimentacion electrica de CA, que ha sido definido como Ton critico. Un aumento medio significativo de los valores de tiempo Ton de activacion por encima de Ton critico (valor seguro) durante el semi penodo T2, permite conseguir un aumento significativo (por ejemplo por encima del 5%) de la componente fundamental de la corriente consumida desde la lmea Lea y consecuentemente de la potencia activa suministrada por el convertidor cuasi resonante a la carga.
En algunos casos, el tiempo Ton de activacion puede establecerse igual a Ton critico (valor cntico seguro) en un angulo diferente de 90° o 270° del penodo de la alimentacion electrica de CA de la red, pero no necesariamente como para algunos perfiles con forma de "silla de montar" (no mostrados).
En algunos otros casos, el perfil de corriente objetivo y, por lo tanto, el perfil de Ton puede ser cambiado desde una media onda de la red a las demas con el fin de producir armonicos fluctuantes. Estas estrategias permiten explotar el lfmite superior permitido por las normas internacionales para los armonicos fluctuantes, lo que resulta en una reduccion de las emisiones de interferencia electro magnetica.
Conformando y dimensionando la corriente consumida por la carga desde la red Lea de una manera apropiada, tambien es posible ajustar los niveles de potencia inferiores para los convertidores cuasi resonantes, especialmente cuando se alimentan bobinas de induccion en placas de cocina, y sin perder las condiciones de conmutacion suave.
Como resultado, se evita un deterioro de los alimentos derivado de la aplicacion de los procedimientos de control de potencia conocidos a un convertidor resonante.
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Una primera aplicacion preferida de un control de potencia, aplicable por ejemplo a cocinas de induccion o similares, y que materializa el procedimiento de la presente invencion, se muestra en la Fig. 10. Segun esta primera realizacion preferida, los perfiles de la corriente Lea consumida por el convertidor desde la red de alimentacion electrica se varian cuando se solicitan diferentes niveles de potencia. En particular, los procedimientos de la tecnica anterior que mantienen el tiempo Ton de activacion sustancialmente constante a lo largo de todo el semi periodo T2 de la red electrica se aplican siempre que la potencia solicitada a ser suministrada a la carga (punto de ajuste) este comprendida entre el nivel ajustable minimo y el nivel de potencia asociado a ToN_critico. A partir de este nivel de potencia ajustable, la corriente consumida por la carga desde la red Lea es conformada de una manera ventajosa segun la presente invencion.
Las aplicaciones del procedimiento de la presente invencion son posibles tambien en sistemas de control de bucle cerrado.
Dos realizaciones preferidas del sistema de control de bucle cerrado para controlar la potencia suministrada a la carga por un convertidor cuasi resonante en el que se aplica el procedimiento de la presente invencion, se describen en las Figuras 8 y 9.
En la primera realizacion preferida mostrada en la Fig. 8, el control de potencia se implementa mediante un esquema de control de bucle cerrado destinado a ajustar la potencia de salida a un valor de potencia establecido Pestablecida. Incluye una etapa de algoritmo que calcula el tiempo Ton de activacion requerido durante cada instante del periodo de control que pertenece al semi periodo T2 de la red de alimentacion electrica.
Un valor Ton_medio medio o del tiempo Ton de activacion puede ser calculado, por ejemplo, por medio de procedimientos de control estandar (un control PID, un control predictivo, etc.), para ajustar la potencia de salida suministrada a la carga por el convertidor a la potencia Pestablecida (a ser suministrada de manera instantanea o como una potencia media, a lo largo de varios semi periodos). A continuacion, dicho Ton_medio medio es anadido a los valores tomados de una tabla de busqueda que contiene las desviaciones de Ton vs. un indice correspondiente al angulo de fase de la red. Como resultado, el tiempo Ton de activacion "instantaneo" fluctuara, por ejemplo tal como se muestra en la Fig. 5B, produciendo el aumento de potencia activa deseado.
En la segunda realizacion preferida, se describe en la Fig. 9 un control de bucle cerrado de la corriente Lea consumida desde la red. El control tiene en la entrada la diferencia entre la corriente Lea instantanea consumida por el convertidor desde la red de alimentacion de CA y un perfil de Iprincipal establecida de corriente de entrada objetivo (optimo) obtenido tal como se ha descrito anteriormente. El perfil de entrada de corriente objetivo esta por encima o en algun punto igual al perfil casi sinusoidal obtenible manteniendo Ton constante a lo largo de todo el semi periodo, siempre que se solicita que un aumento de la potencia activa en comparacion con los procedimientos conocidos sea suministrado a la carga.
La diferencia entre el perfil de la corriente Iprincipal establecida objetivo y la corriente Lea medida es la entrada de un regulador (por ejemplo, un PID o similar), que tiene en la salida el tiempo Ton de activacion usado para accionar la puerta del IGBT durante los periodos de control. En una implementacion preferida, el perfil de la corriente Iprincipal establecida objetivo se obtiene digitalmente e incluye al menos las etapas siguientes: en una primera etapa la corriente rms (Root Mean Square, valor cuadratico medio) o eficaz objetivo requerida se calcula dividiendo la potencia (Pestablecida) solicitada a ser suministrada a la carga por la tension rms o eficaz de la red de alimentacion electrica de CA. En una segunda etapa, este objetivo de corriente rms es "multiplicado" a continuacion por un perfil de corriente objetivo optimo normalizado, cuyo valor rms o eficaz es igual a 1 y cuya forma es la forma optima explicada anteriormente. Dicho perfil de corriente normalizado (y opcionalmente optimo) objetivo es asignado y almacenado en una parte no volatil de la memoria de la unidad de control embebida que controla el convertidor. Como resultado de estas dos etapas, se genera un perfil Iprincipal_establecida de corriente objetivo y, a continuacion, se realizara un seguimiento en bucle cerrado durante cada semi-periodo T2 de la red o durante una pluralidad de semi periodos.
Ademas de estos dos procedimientos de control, la persona con conocimientos en la materia de la teorfa de control encontrara facilmente otros procedimientos para controlar la forma de onda de la corriente de entrada para que se comporte tal como se ha descrito anteriormente. Tambien es evidente para la persona con conocimientos en la materia que los procedimientos de control indicados anteriormente pueden ser implementados en forma analogica o en forma digital. En el caso en el que se prefiere la forma digital, el periodo Ton de activacion sera actualizado periodicamente (durante cada periodo de control) a un ritmo de tiempo discreto en un rango preferiblemente entre el periodo de conmutacion y 400 ps. Este rango esta limitado superiormente por los efectos de emision de armonicos parasitos (vinculados tfpicamente al 50-avo armonico) que tiene lugar si la tasa de actualizacion del tiempo Ton de activacion es mas lenta que este valor. El rango esta tambien limitado inferiormente por el rendimiento de calculo del controlador digital (microprocesador, microcontrolador, DSP o FPGA) usado en la arquitectura hardware. Con una resolucion discreta de la amplitud temporal, el rango esta incluido preferiblemente entre 10 ns y 250 ns.
Se deduce que puede conseguirse un aumento de la potencia activa en el rango entre el 5% y el 40% mediante la aplicacion del procedimiento de la presente invencion.
Por ultimo, los beneficios de los aumentos de la potencia activa indicados anteriormente sin ninguna modificacion sustancial de las arquitecturas de hardware son de hecho de suma importancia para la aplicabilidad de las tecnicas de salto de ciclo a los convertidores cuasi resonantes, especialmente en el campo de los electrodomesticos.
De hecho, puede conseguirse una mejora adicional de los rendimientos mediante el uso del procedimiento de la presente 5 invencion en combinacion con el "salto de ciclo", que son tecnicas para la modulacion de la potencia a ser suministrada a las cargas LR durante un largo penodo de tiempo que comprende varios semi penodos T2 (vease, por ejemplo, el documento US4871961).
Se sabe que las tecnicas de "salto de ciclo" conducen a parpadeos y emisiones de armonicos que superan los valores admitidos cuando la potencia nominal de la carga electrica que es sometida a salto de ciclo es mayor de
10 aproximadamente 1 kW. Por otro lado, se sabe tambien que los convertidores QR que presentan una eficiencia aceptable diffcilmente pueden superar una relacion de regulacion de potencia de 1,8:1. Se deduce que antes de la presente invencion la tecnica de "salto de ciclo" solo podna haberse aplicado si la potencia gestionable maxima estuviese limitada a aproximadamente 1,8 kW, que es mucho mas baja que el nivel maximo que se requiere para una placa de induccion electrica comercializada en la actualidad.
15 Mediante la aplicacion del procedimiento de la presente invencion, en el que un aumento de la potencia activa del 25% es suministrado a un elemento de calentamiento de una potencia nominal de 1,8 kW (la carga) mediante el uso, por ejemplo, del perfil de corriente de la Figura 5A en combinacion con tecnicas de salto de ciclo, una magnitud de potencia de 1,8 kW x 1,25 = 2,3 kW pasa a estar disponible y ajustable de manera casi continua. Esto representa un gran avance para los convertidores QR.
20 En otras palabras, la presente invencion combinada con una tecnica de salto de ciclo, permitira el mismo rango de regulacion de los convertidores de medio puente de gama alta, a un costo de fabricacion reducido casi a la mitad.

Claims (16)

  1. 5
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    REIVINDICACIONES
    1. Procedimiento para controlar un convertidor (QR) cuasi-resonante adecuado para accionar una carga (L, R) inductiva, en particular una bobina de induccion acoplada con un utensilio de cocina superpuesto, en el que dicho convertidor (QR) es suministrado con una tension de alimentacion electrica alterna (CA) desde una fuente de alimentacion electrica, en el que dicha tension de alimentacion electrica alterna (CA) es rectificada con el fin de obtener una tension (Vbus-cc) rectificada provista de un semi penodo (T2) pulsante predeterminado, que comprende las etapas de:
    - activar un interruptor (IGBT) de dicho convertidor (QR) durante un tiempo (Ton) de activacion predeterminado dentro de dicho periodo (T2)
    - desactivar el interruptor (IGBT) de dicho convertidor (QR) durante un tiempo (Toff) de desactivacion predeterminado dentro de dicho semi periodo (T2),
    - repetir la alternancia cfclica de esas dos etapas repetidas dentro del semi penodo (T2) resultando en que el convertidor consume una corriente (hmea) electrica y una potencia (P) activa desde dicha fuente de alimentacion electrica,
    caracterizado por que el tiempo (Ton) de activacion del interruptor (IGBT) se vana durante dicho semi penodo (T2) de manera que un valor (Ton_medio) de tiempo de activacion medio sobre dicho semi penodo (T2) sea mayor que un valor (Ton critico) cntico de una cantidad predeterminada, en el que dicho valor (Ton critico) cntico corresponde al valor (Ton) de tiempo de activacion maximo aplicable a dicho interruptor (IGBT) cuando dicha tension (Vbus-cc) rectificada alcanza un valor de tension maxima durante dicho semi periodo (T2), en el que dicha cantidad predeterminada es tal que la potencia (P) activa absorbida por el convertidor desde la lmea de CA durante dicho semi periodo (T2) se incrementa en un rango entre el 5% y el 40% de la potencia (P) activa absorbida por el convertidor cuando el tiempo (Ton) de activacion se establece constante durante todo el semi penodo (T2) e igual a dicho valor (Ton critico) cntico.
  2. 2. Procedimiento segun la reivindicacion 1, en el que dicho valor de tension maxima corresponde a una amplitud de dicha tension (Vbus-cc) rectificada cuando un valor de fase de dicha tension de alimentacion electrica (CA) es igual a 90° o 270°.
  3. 3. Procedimiento segun la reivindicacion 1 o 2, en el que dicha cantidad predeterminada es tal que la potencia (P) activa consumida por el convertidor es, en particular, aumentada en el rango entre el 10% y el 30% de la potencia (P) activa consumida por el convertidor cuando el tiempo (Ton) de activacion se establece constante durante todo el semi penodo (T2) e igual a dicho valor (Ton critico) cntico.
  4. 4. Procedimiento segun la reivindicacion 3, en el que dicha cantidad predeterminada es tal que la potencia (P) activa consumida por el convertidor se aumenta aproximadamente el 25% de la potencia (P) electrica activa consumida por el convertidor cuando el tiempo (Ton) de activacion se establece constante durante todo el semi periodo (T2) e igual a dicho valor (Ton critico) cntico.
  5. 5. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que cuando se alcanza dicho valor de tension maxima, una tension entre los terminales (C', E') de dicho interruptor (IGBT) tiene un valor (Vres critics) maximo permisible, que esta comprendido en el rango entre el 80% y el 95% de un valor tension de ruptura de dicho interruptor (IGBT).
  6. 6. Procedimiento segun la reivindicacion 5, en el que dicho valor (Vres critica) maximo permisible es de aproximadamente el 90% del valor de la tension de ruptura de dicho interruptor (IGBT).
  7. 7. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dicho procedimiento se aplica a un sistema de control de bucle cerrado para regular una potencia (Pmedida) suministrada por el convertidor (QR) a dicha carga (L, R) inductiva durante dicho semi penodo (T2) o durante una pluralidad de semi periodos (T2).
  8. 8. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el perfil de la corriente (hmea) consumida por el convertidor desde la fuente de alimentacion electrica durante dicho semi penodo (T2) tiene una primera componente armonica cuya magnitud es mayor que la magnitud de la primera componente armonica del perfil de la corriente obtenible cuando el tiempo (Ton) de activacion se establece constante durante todo el semi penodo (T2) y en el que dicho valor de tension maxima en dichos terminales (C', E') de dicho interruptor (IGBT) es el mismo.
  9. 9. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que se aplica a un sistema de control de bucle cerrado para regular un perfil de la corriente (hmea) consumida por el convertidor desde la fuente de
    5
    10
    15
    20
    25
    alimentacion electrica.
  10. 10. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende ademas la etapa de definir un perfil de corriente (Iprincipal establecida) objetivo a ser consumida por el convertidor (QR) desde dicha alimentacion electrica (QR) durante dicho semi penodo (T2) o durante una pluralidad de semi periodos (T2).
  11. 11. Procedimiento segun las reivindicaciones 7 y 10, que comprende ademas las etapas de:
    - obtener un primer valor dividiendo un valor (Pestablecida) de potencia objetivo establecida a ser suministrada a la carga (L, R) durante el semi penodo (T2), por un valor de tension cuadratico medio de dicha tension de alimentacion electrica (CA); y
    - multiplicar el primer valor por un perfil objetivo numerico almacenado en una unidad de memoria y obtener dicho perfil (Iprincipal establecida) de corriente objetivo.
  12. 12. Procedimiento segun la reivindicacion 11, que comprende ademas la etapa de calcular el tiempo (Ton) de activacion correspondiente para cada valor de dicho perfil (Iprincipal establecida) de corriente objetivo.
  13. 13. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones entre la reivindicacion 8 y la reivindicacion 12, en el que el perfil (Iprincipal establecida) de corriente objetivo esta por encima de un perfil cuasi sinusoidal obtenible cuando el tiempo (Ton) de activacion se establece constante durante todo el semi penodo (T2) y en el que dicho valor de tension maxima en dichos terminales (C', E') de dicho interruptor (IGBT) es el mismo.
  14. 14. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones desde la reivindicacion 7 a la reivindicacion 13, en el que el procedimiento se aplica solo cuando la potencia (Pmedida) activa a ser suministrada por el convertidor (QR) a dicha carga (L, R) inductiva durante dicho semi penodo (T2) excede la potencia (P) activa suministrable por el convertidor (QR) cuando el tiempo (Ton) de activacion se mantiene constante y es igual a dicho valor (Ton critico) cntico.
  15. 15. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el procedimiento se aplica en combinacion con un procedimiento de control de salto de ciclo.
  16. 16. Convertidor cuasi resonante (QR) adaptado para alimentar una carga (L, R), caracterizado por que comprende medios adaptados para regular una corriente (Ie) a traves de dicha carga (L, R) segun un procedimiento descrito en cualquiera de las reivindicaciones anteriores.
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