ES2346489T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para transmitir una señal, comprendiendo el procedimiento: convertir (S401) un flujo de servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física (PLP); formar (S405) al menos una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia, comprendiendo la trama de señal la PLP y un preámbulo que comprende información de capa 1; modular (S407) la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) para emitir una señal modulada; y transmitir (S409) la señal modulada a través de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF), en el que dicha información de capa 1 en el preámbulo de la trama de señal multiplexada incluye información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP dentro de la trama de señal multiplexada.
Description
Aparato para transmitir y recibir una señal y
procedimiento para transmitir y recibir una señal.
La presente invención se refiere a un
procedimiento para transmitir y recibir una señal y a un aparato
para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un
procedimiento para transmitir y recibir una señal y a un aparato
para transmitir y recibir una señal, que pueden mejorar la eficacia
de transmisión de datos.
Debido al desarrollo de una tecnología de
difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento
de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo
de compresión y un alto rendimiento de hardware, se proporcionará
un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de
televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión
digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios
a los usuarios, así como una señal de vídeo y una señal de
audio.
Con el desarrollo de la tecnología de difusión
digital, aumenta la necesidad de un servicio tal como una señal de
vídeo y una señal de audio, y la cantidad de datos deseada por un
usuario, o el número de canales de difusión, aumenta
gradualmente.
Un objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan mejorar
la eficacia de transmisión de datos.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan mejorar
la capacidad de corrección de errores de bits que configuran un
servicio.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan recibir
fácilmente un servicio transmitido a través de una capa física.
Por consiguiente, la presente invención se
refiere a un procedimiento para transmitir y recibir una señal y a
un aparato para transmitir y recibir una señal que esencialmente
obvian uno o más problemas debidos a limitaciones y desventajas de
la técnica relacionada.
Para conseguir estos objetivos y otras ventajas,
y según el propósito de la invención, como se implementa y describe
ampliamente en el presente documento, se da a conocer un
procedimiento para transmitir una señal.
El procedimiento incluye convertir un flujo de
servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física
(PLP), disponer la PLP en al menos una trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) e insertar
información de la capa 1 en un preámbulo de la trama de señal de
TFS, modular la trama de señal de TFS mediante un esquema de
multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) para
emitir una señal modulada, y transmitir la señal modulada a través
de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF). En el
presente documento, dicha información de la capa 1 insertada en el
preámbulo de la trama de señal de TFS incluye un índice de un canal
de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de TFS.
En otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un procedimiento para recibir una señal. El
procedimiento incluye recibir la señal de una primera banda de
frecuencia, obtener información de la capa 1 a partir de un
preámbulo de una trama de señal de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) de la señal recibida,
incluyendo dicha información de la capa 1 un índice de un canal de
radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), analizar
sintácticamente la trama de señal de TFS usando la información de
la capa 1 y obtener una tubería de capa física (PLP) de la trama de
señal de TFS, y convertir la PLP en un flujo de servicio.
En otro aspecto de la presente invención, se da
a conocer un aparato para transmitir una señal. El aparato incluye
una unidad de codificación y modulación configurada para codificar
un flujo de servicio para suministrar un servicio mediante un
esquema de codificación de corrección de errores y entrelazar el
flujo de servicio codificado, un formador de tramas configurado
para correlacionar bits del flujo de servicio entrelazado con
símbolos de una tubería de capa física (PLP), dividir los símbolos
de la PLP en una pluralidad de sub-PLP, disponer
las sub-PLP en una trama de señal de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) e insertar información de
la capa 1 en un preámbulo de la trama de señal de TFS, incluyendo
dicha información de la capa 1 un índice de un canal de
radiofrecuencia (RF) actual por el cual se transmite la trama de
señal de TFS, un modulador configurado para modular la trama de
señal de TFS mediante un esquema de multiplexación por división de
frecuencia ortogonal (OFDM) para emitir una señal modulada, y un
transmisor configurado para transmitir la señal modulada a través
de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF).
En otro aspecto de la presente invención, se da
a conocer un aparato para recibir una señal. El aparato incluye un
receptor configurado para recibir la señal de una primera banda de
frecuencia, un demodulador configurado para obtener información de
la capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) de la señal
recibida, incluyendo dicha información de la capa 1 un índice de un
canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal de
TFS, un analizador sintáctico de tramas configurado para analizar
sintácticamente la trama de señal de TFS utilizando información de
la capa 1, obtener una primera tubería de capa física (PLP) de la
trama de señal de TFS y realizar la decorrelación de símbolos entre
los símbolos de la PLP y los bits de un flujo de servicio, y un
demodulador de descodificación configurado para desentrelazar los
bits del flujo de servicio y descodificar los bits desentrelazados
del flujo de servicio mediante un esquema de descodificación de
corrección de errores.
La información de la capa 1 puede incluir
adicionalmente al menos uno entre un identificador de la PLP, una
tasa de código de codificación de corrección de errores de la PLP,
un procedimiento de correlación de símbolos de la PLP, el número de
bloques con codificación de corrección de errores de la PLP y una
ubicación de símbolo inicial en la trama de señal de TFS de la
PLP.
La trama de señal incluye información de
identificación de trama de señal, que incluye un prefijo cíclico y
un sufijo cíclico respecto a los que están desplazadas en frecuencia
partes útiles de una primera señal piloto en el preámbulo.
Con más precisión, la invención se refiere a un
procedimiento para transmitir una señal según la reivindicación 1 y
a un aparato correspondiente según la reivindicación 9. La invención
también se refiere a un procedimiento para recibir una señal según
la reivindicación 5 y a un aparato correspondiente según la
reivindicación 11.
Los dibujos adjuntos, que se incluyen para
proporcionar una comprensión adicional de la invención, y que se
incorporan en, y forman parte de, esta solicitud, ilustran una
realización, o realizaciones, de la invención y, junto con la
descripción, sirven para explicar el principio de la invención. En
los dibujos:
la Fig. 1 es una vista que muestra una trama de
señal para transmitir un servicio;
la Fig. 2 es una vista que muestra la estructura
de una primera señal piloto P1 de la trama de señal;
la Fig. 3 es una vista que muestra una ventana
de señalización;
la Fig. 4 es una vista esquemática que muestra
una realización de un aparato para transmitir una señal;
la Fig. 5 es una vista que muestra un ejemplo de
un procesador 110 de entrada;
la Fig. 6 es una vista que muestra una
realización de una unidad de codificación y modulación;
la Fig. 7 es una vista que muestra una
realización de un formador de tramas;
la Fig. 8 es una vista que muestra un primer
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
131a y 131b realizan una correlación de símbolos híbrida;
la Fig. 9 es una vista que muestra un segundo
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
131a y 131b realizan una correlación de símbolos híbrida;
la Fig. 10 es una vista que muestra el número de
símbolos y el número de bits por palabra de célula según un esquema
de correlación de símbolos en una modalidad normal de LDPC;
la Fig. 11 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un esquema de correlación de símbolos
en una modalidad normal de LDPC;
la Fig. 12 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un esquema de correlación de símbolos
en una modalidad normal de LDPC;
la Fig. 13 es una vista que muestra el número de
símbolos según un esquema de correlación de símbolos en una
modalidad corta de LDPC;
la Fig. 14 es una vista que muestra un ejemplo
del número de símbolos según un esquema de correlación de símbolos
en una modalidad corta de LDPC;
la Fig. 15 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un esquema de correlación de símbolos
en una modalidad corta de LDPC;
la Fig. 16 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos mostrados en la Fig. 7;
la Fig. 17 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos;
la Fig. 18 es una vista que muestra otra
realización del correlacionador de símbolos;
la Fig. 19 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos;
la Fig. 20 es una vista que muestra el concepto
de entrelazar bits mediante los entrelazadores 1312a y 1312b de
bits;
la Fig. 21 es una vista que muestra un primer
ejemplo del número de filas y columnas de memorias de los
entrelazadores 1312a y 1312b de bits según los tipos de
correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos;
la Fig. 22 es una vista que muestra un segundo
ejemplo del número de filas y columnas de las memorias de los
entrelazadores 1312a y 1312b de bits según los tipos de
correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos;
la Fig. 23 es un diagrama que muestra el
concepto de otra realización de entrelazado de un entrelazador de
bits;
la Fig. 24 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits;
la Fig. 25 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits;
la Fig. 26 es una vista que muestra el concepto
de demultiplexar bits de entrada de los demultiplexores 1313a y
1313b;
la Fig. 27 es una vista que muestra una
realización del demultiplexado de un flujo de entrada mediante el
demultiplexor;
la Fig. 28 es una vista que muestra un ejemplo
de un tipo de demultiplexado según un procedimiento de correlación
de símbolos;
la Fig. 29 es una vista que muestra una
realización de demultiplexado de un flujo de bits de entrada según
un tipo de demultiplexado;
la Fig. 30 es una vista que muestra un tipo de
demultiplexado que se determina según una tasa de código de una
codificación de corrección de errores y un procedimiento de
correlación de símbolos;
la Fig. 31 es una vista que muestra un ejemplo
para expresar el procedimiento de demultiplexado mediante una
ecuación;
la Fig. 32 es una vista que muestra un ejemplo
para correlacionar un símbolo mediante un correlacionador de
símbolos;
la Fig. 33 es una vista que muestra un ejemplo
de un codificador de señal multitrayectoria;
la Fig. 34 es una vista que muestra una
realización de un modulador;
la Fig. 35 es una vista que muestra una
realización de un procesador 160 analógico;
la Fig. 36 es una vista que muestra una
realización de un aparato de recepción de señales que puede recibir
una trama de señal;
la Fig. 37 es una vista que muestra una
realización de un receptor de señales;
la Fig. 38 es una vista que muestra una
realización de un demodulador;
la Fig. 39 es una vista que muestra un
descodificador de señal multitrayectoria;
la Fig. 40 es una vista que muestra una
realización de un analizador sintáctico de tramas;
la Fig. 41 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la Fig. 42 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la Fig. 43 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la Fig. 44 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la Fig. 45 es una vista que muestra una
realización para multiplexar un subflujo demultiplexado;
la Fig. 46 es una vista que muestra un ejemplo
de una unidad de descodificación y demodulación;
la Fig. 47 es una vista que muestra una
realización de un procesador de salida;
la Fig. 48 es una vista que muestra otra
realización de un aparato de transmisión de señales para transmitir
una trama de señal;
la Fig. 49 es una vista que muestra otra
realización de un aparato de recepción de señales para recibir una
trama de señal;
la Fig. 50 es una vista que muestra una
realización de la estructura de una primera señal piloto;
la Fig. 51 es una vista que muestra una
realización para detectar una señal de preámbulo mostrada en la Fig.
50 y estimar un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia;
la Fig. 52 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la Fig. 53 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto mostrada en la
Fig. 52 y medir un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia;
la Fig. 54 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto y medir un desfase
de sincronismo y un desfase de frecuencia usando el resultado
detectado;
la Fig. 55 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la Fig. 56 es una vista que muestra otra
realización para detectar la primera señal piloto;
la Fig. 57 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la Fig. 58 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la Fig. 59 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para recibir una señal; y
la Fig. 60 es un diagrama de flujo que ilustra
una realización para identificar una primera señal piloto y estimar
un desfase en un proceso de demodulación.
la Fig. 61 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal;
la Fig. 62 es una vista que muestra dos
modalidades de una trama de señal;
la Fig. 63 es una vista que muestra un ejemplo
para planificar las PLP en la unidad de tramas de señal;
la Fig. 64 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal que usa información de
planificación;
la Fig. 65 es una vista que muestra información
de planificación incluida en una información de capa 1;
la Fig. 66 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de las PLP que usan la
información de planificación mostrada en la Fig. 65;
la Fig. 67 es una vista que muestra información
de planificación incluida en una capa 1;
la Fig. 68 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de las PLP que usan la
información de planificación mostrada en la Fig. 67;
la Fig. 69 es una vista que muestra un ejemplo
para obtener las PLP según el procedimiento de planificación;
la Fig. 70 es una vista que muestra otro ejemplo
para obtener las PLP según el procedimiento de planificación;
la Fig. 71 es una vista que muestra otro ejemplo
para obtener las PLP según el procedimiento de planificación;
la Fig. 72 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la Fig. 73 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la Fig. 74 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la Fig. 75 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la Fig. 76 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la Fig. 77 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la Fig. 78 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal;
la Fig. 79 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal;
la Fig. 80 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una señal;
y
la Fig. 81 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
\vskip1.000000\baselineskip
A continuación se hará referencia con detalle a
las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de
las cuales se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea
posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los
dibujos para referirse a partes idénticas o similares.
En la siguiente descripción, el término
"servicio" es indicativo bien de contenido de difusión que
puede transmitirse/recibirse por un aparato de
transmisión/recepción de señales, o bien del hecho de proporcionar
contenido.
Antes de la descripción de un aparato para
transmitir y recibir una señal según una realización de la presente
invención, se describirá una trama de señal que se transmite y
recibe por el aparato para transmitir y recibir la señal según la
realización de la presente invención.
La Fig. 1 muestra una trama de señal para
transmitir un servicio según la presente invención.
La trama de señal mostrada en la Fig. 1 muestra
una trama de señal ejemplar para transmitir un servicio de difusión
que incluye flujos de audio/vídeo (A/V). En este caso, un único
servicio se multiplexa en canales de tiempo y frecuencia, y se
transmite el servicio multiplexado. El esquema de transmisión de
señales mencionado anteriormente se denomina esquema de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS). Un ejemplo
de la técnica anterior de un esquema de este tipo puede encontrarse
en el artículo "Performance Advantages of
Time-Frecuency-Sliced Systems"
["Ventajas de Prestaciones de Sistemas de Segmentación de
Tiempo-Frecuencia"] de Mark J. Karol, et
al. En comparación con el caso en el que se transmite un único
servicio a sólo una banda de radiofrecuencia (RF), el aparato de
transmisión de señales según la presente invención transmite el
servicio de señal a través de al menos una banda de RF
(posiblemente varias bandas de RF), de modo que pueda adquirir una
ganancia de multiplexación estadística capaz de transmitir muchos
más servicios. El aparato de transmisión/recepción de señales
transmite/recibe un único servicio por varios canales de RF, de modo
que puede adquirir una ganancia de diversidad de frecuencia.
Los servicios primero a tercero (Servicios
1\sim3) se transmiten a cuatro bandas de RF (RF1\simRF4). Sin
embargo, este número de bandas de RF y este número de servicios se
han dado a conocer sólo por motivos ilustrativos, de modo que en
caso necesario también puedan usarse otros números. Dos señales de
referencia (es decir, un primera señal piloto (P1) y una segunda
señal piloto (P2)) están ubicadas en la parte de comienzo de la
trama de señal. Por ejemplo, en el caso de la banda de RF1, la
primera señal piloto (P1) y la segunda señal piloto (P2) están
ubicadas en la parte de comienzo de la trama de señal. La banda de
RF1 incluye tres ranuras asociadas al Servicio 1, dos ranuras
asociadas al Servicio 2 y una única ranura asociada al Servicio 3.
Las ranuras asociadas a otros servicios también pueden estar
ubicadas en otras ranuras (ranuras 4\sim17) ubicadas tras la
única ranura asociada al Servicio 3.
La banda de RF2 incluye una primera señal piloto
(P1), una segunda señal piloto (P2) y otras ranuras
13-17. Además, la banda de RF2 incluye tres ranuras
asociadas al Servicio 1, dos ranuras asociadas al Servicio 2 y una
única ranura asociada al Servicio 3.
Los Servicios 1-3 se
multiplexan, y a continuación se transmiten a las bandas de RF3 y
RF4 según el esquema de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS). El esquema de modulación
para la transmisión de señales puede basarse en un esquema de
multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM).
En la trama de señal, los servicios individuales
se desplazan hacia las bandas de RF (en el caso de que haya una
pluralidad de bandas de RF en la trama de señal) y un eje del
tiempo.
Si hay tramas de señal iguales a la trama de
señal anterior dispuestas sucesivamente en el tiempo, puede
componerse una supertrama de varias tramas de señal. Una trama de
extensión futura también puede estar ubicada entre las diversas
tramas de señal. Si la trama de extensión futura está ubicada entre
las diversas tramas de señal, la supertrama puede terminarse en la
trama de extensión futura.
La Fig. 2 muestra una primera señal piloto (P1)
contenida en la trama de señal de la Fig. 1 según la presente
invención.
La primera señal piloto P1 y la segunda señal
piloto P2 están ubicadas en la parte de comienzo de la trama de
señal. La primera señal piloto P1 se modula mediante una modalidad
de FFT (Transformada Rápida de Fourier) de 2K y puede transmitirse
simultáneamente mientras incluye un intervalo de seguridad de 1/4.
En la Fig. 2, una banda de 7,61 MHz de la primera señal piloto P1
incluye una banda de 6,82992 MHz. La primera señal piloto usa 256
portadoras de entre 1705 portadoras activas. Se usa una única
portadora activa para cada 6 portadoras como promedio. Los
intervalos portadores de datos pueden disponerse de manera irregular
en el orden de 3, 6 y 9. En la Fig. 2, una línea continua indica la
ubicación de una portadora usada, una línea discontinua delgada
indica la ubicación de una portadora no usada y una línea encadenada
indica una ubicación central de la portadora no usada. En la
primera señal piloto, puede realizarse una correlación de símbolos
de la portadora usada mediante una modulación por desplazamiento de
fase binaria (BPSK), y puede modularse una secuencia de bits
pseudoaleatoria (PRBS). El tamaño de una FFT usada para la segunda
señal piloto puede indicarse mediante varias PRBS.
El aparato de recepción de señales detecta una
estructura de una señal piloto, y reconoce una segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) usando la estructura
detectada. El aparato de recepción de señales adquiere el tamaño de
FFT de la segunda señal piloto, compensa un desfase de frecuencia
aproximado de una señal de recepción, y adquiere sincronización
temporal.
En la primera señal piloto, pueden fijarse un
tipo de transmisión de señal y un parámetro de transmisión.
La segunda señal piloto P2 puede transmitirse
con un tamaño de FFT y un intervalo de seguridad iguales a los del
símbolo de datos. En la segunda señal piloto, se usa una única
portadora como portadora piloto a intervalos de tres portadoras. El
aparato de recepción de señales compensa un desfase de
sincronización de frecuencia fina usando la segunda señal piloto, y
realiza una sincronización temporal fina. La segunda señal piloto
transmite información de una primera capa (L1) de entre las capas
de la Interconexión de Sistemas Abiertos (OSI). Por ejemplo, la
segunda señal piloto puede incluir un parámetro físico e información
de construcción de trama. La segunda señal piloto transmite un
valor de parámetro mediante el que un receptor puede acceder a un
flujo de servicio de Tubería de Capa Física (PLP).
La información de L1 (Capa 1) contenida en la
segunda señal piloto P2 es la siguiente.
La Información de Capa 1 (L1) incluye un
indicador de longitud que indica la longitud de datos que incluyen
la información de L1, de modo que pueda usar fácilmente los canales
de señalización de las Capas 1 y 2 (L1 y L2). La información de
Capa 1 (L1) incluye un indicador de frecuencia, una longitud de
intervalo de seguridad, un número máximo de bloques de FEC
(Corrección Adelantada de Errores) para cada trama en asociación con
canales físicos individuales, y el número de bloques de FEC reales
que van a estar contenidos en la memoria temporal de bloques de FEC
asociada a una trama actual/previa en cada canal físico. En este
caso, el indicador de frecuencia indica información de frecuencia
que corresponde al canal de RF.
La información de Capa 1 (L1) puede incluir una
diversidad de información en asociación con ranuras individuales.
Por ejemplo, la información de Capa 1 (L1) incluye el número de
tramas asociadas a un servicio, una dirección inicial de una ranura
que tiene la precisión de una portadora de OFDM contenida en un
símbolo de OFDM, una longitud de la ranura, ranuras
correspondientes a la portadora de OFDM, el número de bits
rellenados en la última portadora de OFDM, información de
modulación de servicio, información de tasa de modalidad de servicio
e información de esquema de Múltiples Entradas y Múltiples Salidas
(MIMO).
La información de Capa 1 (L1) puede incluir un
identificador de célula, un indicador para un servicio como el
servicio de notificación de mensajes (por ejemplo, un mensaje de
emergencia), el número de tramas actuales y el número de bits
adicionales para su uso futuro. En este caso, el identificador de
célula indica un área de difusión transmitida por un transmisor de
difusión.
La segunda señal piloto P2 está adaptada para
realizar una estimación de canal a fin de descodificar un símbolo
contenido en la señal P2. La segunda señal piloto P2 puede usarse
como un valor inicial para la estimación de canal para el siguiente
símbolo de datos. La segunda señal piloto P2 también puede
transmitir información de Capa 2 (L2). Por ejemplo, la segunda
señal piloto puede describir información asociada al servicio de
transmisión en la información de Capa 2 (L2). El aparato de
transmisión de señales descodifica la segunda señal piloto, de modo
que pueda adquirir información de servicio contenida en la trama de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) y pueda
realizar de manera eficaz la exploración de canal. Mientras tanto,
esta información de Capa 2 (L2) puede incluirse en una PLP
específica de la trama de TFS. Según otro caso, puede incluirse
información de L2 en una PLP específica, y la información de
descripción de servicio también puede transmitirse en la PLP
específica.
Por ejemplo, la segunda señal piloto puede
incluir dos símbolos de OFDM de la modalidad de FFT de 8k. En
general, la segunda señal piloto puede ser una cualquiera entre un
símbolo de OFDM único de la modalidad de FFT de 32K, un símbolo de
OFDM único de la modalidad de FFT de 16k, dos símbolos de OFDM de la
modalidad de FFT de 8k, cuatro símbolos de OFDM de la modalidad de
FFT de 4k y ocho símbolos de OFDM de la modalidad de FFT de 2k.
Dicho de otro modo, un símbolo de OFDM único que
tiene el tamaño de una FFT grande o varios símbolos de OFDM, cada
uno de los cuales tiene el tamaño de una FFT pequeña, pueden estar
contenidos en la segunda señal piloto P2, de modo que pueda
mantenerse la capacidad que puede transmitirse al piloto.
Si la información que va a transmitirse a la
segunda señal piloto supera la capacidad del símbolo de OFDM de la
segunda señal piloto, pueden usarse además los símbolos de OFDM tras
la segunda señal piloto. Se realiza una codificación de corrección
de errores sobre la información de L1 (Capa 1) y L2 (Capa 2)
contenida en la segunda señal piloto y a continuación se entrelaza,
de modo que se lleve a cabo la recuperación de datos aunque se
produzca un ruido impulsivo.
Como se describió anteriormente, también puede
incluirse información de L2 en una PLP específica que transporte la
información de descripción de servicio.
La Fig. 3 muestra una ventana de señalización
según la presente invención. La trama de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) muestra un concepto de
desfase de la información de señalización. La información de Capa 1
(L1) contenida en la segunda señal piloto incluye información de
construcción de trama e información de capa física requerida por el
aparato de recepción de señales que descodifica el símbolo de datos.
Por tanto, si está contenida información de los siguientes símbolos
de datos, ubicados tras la segunda señal piloto, en la segunda señal
piloto, y se transmite la segunda señal piloto resultante, puede
ser que el aparato de recepción de señales no pueda descodificar
inmediatamente los símbolos de datos anteriores debido a un tiempo
de descodificación de la segunda señal piloto.
Por tanto, como se muestra en la Fig. 3, la
información de L1 contenida en la segunda señal piloto (P2) incluye
información de un tamaño de trama de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) única, e incluye información
contenida en la ventana de señalización en una ubicación separada
de la segunda señal piloto por el desfase de la ventana de
señalización.
Mientras tanto, para realizar una estimación de
canal de un símbolo de datos que construye el servicio, el símbolo
de datos puede incluir un piloto dispersado y un piloto
continuo.
A continuación en el presente documento se
describirá el sistema de transmisión/recepción de señales que puede
transmitir/recibir las tramas de señal mostradas en las Figs. 1 a 3.
Pueden transmitirse y recibirse servicios individuales por varios
canales de RF. Una trayectoria para transmitir cada uno de los
servicios o un flujo transmitido a través de esta trayectoria se
denomina una PLP. La PLP puede distribuirse entre las ranuras
divididas en el tiempo en varios canales de RF o una banda de RF
única. Esta trama de señal puede transportar la PLP dividida en el
tiempo en al menos un canal de RF. Dicho de otro modo, una única PLP
puede transferirse a través de al menos un canal de RF con regiones
divididas en el tiempo. A continuación en el presente documento, se
darán a conocer los sistemas de transmisión/recepción de señales que
transmiten/reciben una trama única mediante al menos una banda de
RF.
La Fig. 4 es un diagrama en bloques que ilustra
un aparato para transmitir una señal según una realización de la
presente invención. Con referencia a la Fig. 4, el aparato de
transmisión de señales incluye un procesador 110 de entrada, una
unidad 120 de codificación y modulación, un formador 130 de tramas,
un codificador 140 MIMO/MISO, una pluralidad de moduladores (150a,
..., 150r) del codificador 140 MIMO/MISO, y una pluralidad de
procesadores (160a, ..., 160r) analógicos.
El procesador 110 de entrada recibe flujos
equipados con varios servicios, genera un número P de tramas de
banda base (P es un número natural) que incluye información de
modulación y codificación correspondiente a trayectorias de
transmisión de los servicios individuales, y emite el número P de
tramas de banda base.
La unidad 120 de codificación y modulación
recibe tramas de banda base desde el procesador 110 de entrada,
realiza la codificación y el entrelazado de canal en cada una de las
tramas de banda base, y emite el resultado de codificación y
entrelazado de canal.
El formador 130 de tramas forma tramas que
transmiten tramas de banda base contenidas en un número P de PLP a
un número R de canales de RF (donde R es un número natural), divide
las tramas formadas y emite las tramas divididas a trayectorias
correspondientes al número R de canales de RF. Pueden multiplexarse
varios servicios en un único canal de RF en el tiempo. Las tramas
de señal generadas a partir del formador 140 de tramas pueden
incluir una estructura de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) en la que se multiplexa el
servicio en dominios de tiempo y frecuencia.
El codificador 140 MIMO/MISO codifica señales
que van a transmitirse al número R de canales de RF, y emite las
señales codificadas a trayectorias que corresponden a un número A de
antenas (donde A es un número natural). El codificador 140
MIMO/MISO emite la señal codificada en la que un único que va a
transmitirse a un canal de RF único se codifica respecto al número
A de antenas, de modo que una señal se transmite/recibe a/desde una
estructura MIMO (múltiples entradas - múltiples salidas) o MISO
(múltiples entradas - única salida).
Los moduladores (150a, ..., 150r) modulan
señales de dominio de frecuencia, introducidas a través de la
trayectoria correspondiente a cada canal de RF, para dar señales de
dominio temporal. Los moduladores (150a, ..., 150r) modulan las
señales de entrada según un esquema de multiplexación por división
de frecuencia ortogonal (OFDM), y emiten las señales moduladas.
Los procesadores (160a, ..., 160r) analógicos
convierten las señales de entrada en señales de RF, de modo que las
señales de RF puedan emitirse a los canales de RF.
El aparato de transmisión de señales según esta
realización puede incluir un número predeterminado de moduladores
(150a, ..., 150r) que corresponde al número de canales de RF y un
número predeterminado de procesadores
(160a, ..., 160r) analógicos que corresponde al número de canales de RF. Sin embargo, en el caso de usar el esquema MIMO, el número de procesadores analógicos debe ser igual al producto de R (es decir, el número de canales de RF) y A (es decir, el número de antenas).
(160a, ..., 160r) analógicos que corresponde al número de canales de RF. Sin embargo, en el caso de usar el esquema MIMO, el número de procesadores analógicos debe ser igual al producto de R (es decir, el número de canales de RF) y A (es decir, el número de antenas).
La Fig. 5 es un diagrama en bloques que ilustra
un procesador 110 de entrada según la presente invención. Con
referencia a la Fig. 5, el procesador 110 de entrada incluye el
primer multiplexor 111a de flujo, el primer divisor 113a de
servicios y una pluralidad de primeros formadores (115a, ..., 115m)
de tramas de banda base (BB). El procesador 110 de entrada incluye
un segundo multiplexor 111b de flujo, un segundo divisor 113b de
servicios y una pluralidad de segundos formadores (115n, ..., 115p)
de tramas de banda base (BB).
Por ejemplo, el primer multiplexor 111a de flujo
recibe varios flujos de transporte (TS) de MPEG-2,
multiplexa los flujos TS de MPEG-2 recibidos y
emite los flujos TS de MPEG-2 multiplexados. El
primer divisor 113a de servicios recibe los flujos multiplexados,
divide los flujos de entrada de servicios individuales y emite los
flujos divididos. Como se describió anteriormente, siempre que el
servicio transmitido mediante una trayectoria de canal físico se
denomine PLP, el primer divisor 113a de servicios divide el servicio
que va a transmitirse a cada PLP y emite el servicio dividido.
Los primeros formadores (115a, ..., 115m) de
tramas de BB forman datos contenidos en un servicio que va a
transmitirse a cada PLP en forma de una trama específica, y emiten
los datos formateados para la trama específica. Los primeros
formadores (115a, ..., 115m) de tramas de BB forman una trama que
incluye una cabecera y carga útil equipada con datos de servicio.
La cabecera de cada trama puede incluir información de modalidad
basada en la modulación y codificación de los datos de servicio, y
un valor de contador basado en una velocidad de reloj del modulador
para sincronizar flujos de entrada.
El segundo multiplexor 111b de flujo recibe
varios flujos, multiplexa flujos de entrada y emite los flujos
multiplexados. Por ejemplo, el segundo multiplexor 111b de flujo
puede multiplexar flujos del protocolo de Internet (IP) en lugar de
los flujos TS de MPEG-2. Estos flujos pueden
encapsularse mediante un esquema de encapsulación de flujo genérico
(GSE). Los flujos multiplexados por el segundo multiplexor 111b de
flujo pueden ser uno cualquiera de los flujos. Por tanto, los
flujos mencionados anteriormente, diferentes de los flujos TS de
MPEG-2, se denominan flujos genéricos (flujos
GS).
El segundo divisor 113b de servicios recibe los
flujos genéricos multiplexados, divide los flujos genéricos
recibidos según servicios individuales (es decir, tipos de PLP) y
emite los flujos GS divididos.
Los segundos formadores (115n, ..., 115p) de
tramas de BB forman datos de servicio que van a transmitirse a PLP
individuales en forma de una trama específica usada como una unidad
de procesamiento de señales, y emiten los datos de servicio
resultantes. El formato de trama formado por los segundos formadores
(115n, ..., 115p) de tramas de BB puede ser igual al de los
primeros formadores (115a, ..., 115m) de tramas de BB, según sea
necesario. En caso necesario, también puede proponerse otra
realización. En otra realización, el formato de trama formado por
los segundos formadores (115n, ..., 115p) de tramas de BB puede ser
diferente al de los primeros formadores (115a, ..., 115m) de tramas
de BB. La cabecera de TS de MPEG-2 incluye además
una Palabra de Sincronización de Paquete que no está contenida en
el flujo GS, dando como resultado la aparición de diferentes
cabeceras.
La Fig. 6 es un diagrama en bloques que ilustra
una unidad de codificación y modulación según la presente
invención. La unidad de codificación y modulación incluye un primer
entrelazador 123, un segundo codificador 125 y un segundo
entrelazador 127.
El primer codificador 121 actúa como un
codificador externo de la trama de banda base de entrada y puede
realizar la codificación de corrección de errores. El primer
codificador 121 realiza la codificación de corrección de errores de
la trama de banda base de entrada usando un esquema de
Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH). El
primer entrelazador 123 realiza un entrelazado de los datos
codificados, de modo que evite la generación de un error de ráfaga
en una señal de transmisión. Puede ser que el primer entrelazador
123 no esté contenido en la realización mencionada
anteriormente.
El segundo codificador 125 actúa como un
codificador interno bien de los datos de salida del primer
codificador 121 o bien de los datos de salida del primer
entrelazador 123, y puede realizar la codificación de corrección de
errores. Puede usarse un esquema de bits de paridad de baja densidad
(LDPC) como esquema de codificación de corrección de errores. El
segundo entrelazador 127 mezcla los datos con codificación de
corrección de errores generados a partir del segundo codificador
125 y emite los datos mezclados. El primer entrelazador 123 y el
segundo entrelazador 127 pueden realizar un entrelazado de datos en
unidades de un bit.
La unidad 120 de codificación y modulación se
refiere un único flujo de PLP. El flujo de PLP se somete a
codificación de corrección de errores y se modula mediante la
unidad 120 de codificación y modulación, y a continuación se
transmite al formador 130 de tramas.
La Fig. 7 es un diagrama en bloques que ilustra
un formador de tramas según la presente invención. Con referencia a
la Fig. 7, el formador 130 de tramas recibe flujos de varias
trayectorias desde la unidad 120 de codificación y modulación, y
dispone los flujos recibidos en una trama de señal única. Por
ejemplo, el formador de tramas puede incluir un primer
correlacionador 131a y un primer entrelazador 132a temporal en una
primera trayectoria, y puede incluir un segundo correlacionador
131b y un segundo entrelazador 132b temporal en una segunda
trayectoria. El número de trayectorias de entrada es igual al
número de las PLP para transmisión de servicio o al número de
flujos transmitidos a través de cada PLP.
El primer correlacionador 131a realiza una
correlación de datos contenidos en el flujo de entrada según el
primer esquema de correlación de símbolos. Por ejemplo, el primer
correlacionador 131a puede realizar una correlación de los datos de
entrada usando un esquema de QAM [Modulación de Amplitud de
Cuadratura] (por ejemplo, 16 QAM, 64 QAM y 256 QAM).
Si el primer correlacionador 131a realiza una
correlación del símbolo, los datos de entrada pueden correlacionarse
con varios tipos de símbolos según varios esquemas de correlación
de símbolos. Por ejemplo, el primer correlacionador 131a clasifica
los datos de entrada en una unidad de trama de banda base y una
subunidad de trama de banda base. Puede realizarse una correlación
híbrida de símbolos de datos clasificados individuales mediante al
menos dos esquemas de QAM (por ejemplo, 16 QAM y 64 QAM). Por tanto,
los datos contenidos en un único servicio pueden correlacionarse
con símbolos basándose en diferentes esquemas de correlación de
símbolos en intervalos indivi-
duales.
duales.
El primer entrelazador 132a temporal recibe una
secuencia de símbolos correlacionada mediante el primer
correlacionador 131a, y puede realizar el entrelazado en un dominio
temporal. El primer correlacionador 131a correlaciona datos, que
están contenidos en la unidad de trama con corrección de errores
recibida desde la unidad 120 de codificación y modulación, para dar
símbolos. El primer entrelazador 132a temporal recibe la secuencia
de símbolos correlacionada mediante el primer correlacionador 131a
y entrelaza la secuencia de símbolos recibida para dar unidades de
la trama con corrección de errores.
De este modo, el correlacionador 131p de orden p
o el entrelazador 132p temporal de orden p recibe datos de servicio
que van a transmitirse a la PLP de orden p, correlaciona los datos
de servicio para dar símbolos según el esquema de correlación de
símbolos de orden p. Los símbolos correlacionados pueden
entrelazarse en un dominio temporal. Debe observarse que este
esquema de correlación de símbolos y este esquema de entrelazado
son iguales a los del primer entrelazador 132a temporal y el primer
correlacionador 131a.
El esquema de correlación de símbolos del primer
correlacionador 131a puede ser igual, o diferente, al del
correlacionador 131p de orden p. El primer correlacionador 131a y el
correlacionador 131p de orden p pueden correlacionar datos de
entrada con símbolos individuales usando los mismos o diferentes
esquemas de correlación híbrida de símbolos.
Los datos de los entrelazadores temporales
ubicados en trayectorias individuales (es decir, los datos de
servicio entrelazados por el primer entrelazador 132a temporal y
los datos de servicio que van a ser transmitidos al número R de
canales de RF por el entrelazador 132p temporal de orden p) se
entrelazan, de modo que el canal físico permita entrelazar los
datos anteriores por varios canales de RF.
En asociación con flujos recibidos en tantas
trayectorias como el número de las PLP, el formador 133 de tramas
de TFS forma la trama de señal de TFS tal como la señal de trama
mencionada anteriormente, de modo que el servicio se desplace
temporalmente según los canales de RF. El formador 133 de tramas de
TFS divide los datos de servicio recibidos en una cualquiera de las
trayectorias y emite los datos de servicio divididos en datos del
número R de bandas de RF según un esquema de planificación de
señal.
El formador 133 de tramas de TFS recibe la
primera señal piloto y la segunda señal piloto desde la unidad 135
de información de señalización (designada por la señal Ref/PL),
dispone las señales piloto primera y segunda en la trama de señal,
e inserta la señal de señalización (L1 y L2) de la capa física
mencionada anteriormente en la segunda señal piloto. En este caso,
las señales piloto primera y segunda se usan como las señales de
comienzo de la trama de señal contenida en cada canal de RF de entre
la trama de señal de TFS recibida desde la unidad 135 de
información de señalización (señal de Ref/PL). Como se muestra en la
Fig. 2, la primera señal piloto puede incluir un tipo de
transmisión y parámetros de transmisión básicos, y la segunda señal
piloto puede incluir un parámetro físico e información de
construcción de trama. Además, la segunda señal piloto incluye una
señal de señalización de L1 (Capa 1) y una señal de señalización de
L2 (Capa 2).
El número R de entrelazadores (137a, ..., 137r)
en frecuencia entrelazan datos de servicio, que van a transmitirse
a canales de RF correspondientes de la trama de señal de TFS, en un
dominio de frecuencia. Los entrelazadores
(137a, ..., 137r) en frecuencia pueden entrelazar los datos de servicio a un nivel de células de datos contenidas en un símbolo de OFDM.
(137a, ..., 137r) en frecuencia pueden entrelazar los datos de servicio a un nivel de células de datos contenidas en un símbolo de OFDM.
Por tanto, se realiza un procesamiento con
desvanecimiento selectivo en frecuencia de los datos de servicio
que van a transmitirse a cada canal de RF en la trama de señal de
TFS, de modo que no puedan perderse en un dominio de frecuencia
específico.
La Fig. 8 es una vista que muestra un primer
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
131a y 131b realizan una correlación híbrida de símbolos. Esta
Figura muestra el número de bits transmitidos por una subportadora
(célula) si la codificación de corrección de errores es realizada
por la unidad de codificación y modulación en una modalidad normal
(la longitud del código con codificación de corrección de errores es
de 64800 bits) de la modalidad de codificación de corrección de
errores de LDPC.
Por ejemplo, si los correlacionadores 131a y
131b realizan una correlación de símbolos usando 256QAM, se
correlacionan 64800 bits con 8100 símbolos. Si los
correlacionadores 131a y 131b realizan una correlación híbrida de
símbolos (Hyb 128-QAM) usando 256QAM y 64QAM con
una proporción de 3:2, el número de símbolos correlacionados por
256QAM es de 4860 y el número de símbolos correlacionados por 64QAM
es de 4320. El número de bits transmitidos por cada subportadora
(célula) es de 7,0588.
Si se usa un procedimiento de correlación de
símbolos de 64QAM, los datos de entrada pueden correlacionarse con
10800 símbolos y pueden transmitirse seis bits por célula. Si los
datos se correlacionan con los símbolos mediante un procedimiento
de correlación híbrida de símbolos de 64QAM y 16QAM
(64QAM:16QAM=3:2, Hyb32-QAM), pueden transmitirse
cinco bits mediante una subportadora (célula).
Si se correlacionan datos con símbolos mediante
el procedimiento 16QAM, los datos se correlacionan con 16200
símbolos, cada uno de los cuales se usa para transmitir cuatro
bits.
De manera similar, si se correlacionan datos con
símbolos mediante un procedimiento de correlación híbrida de
símbolos de 16QAM y QPSK (16QAM:QPSK=2:3, Hyb8-QAM),
pueden transmitirse tres bits mediante una subportadora
(célula).
Si se correlacionan datos con símbolos mediante
un procedimiento QPSK, los datos pueden correlacionarse con 32400
símbolos, cada uno de los cuales se usa para transmitir dos
bits.
La Fig. 9 muestra procedimientos de correlación
de símbolos de datos con corrección de errores mediante un
procedimiento de codificación de corrección de errores de LDPC de
una modalidad corta (la longitud del código con codificación de
corrección de errores es de 16200 bits), que son iguales a los
procedimientos de correlación de símbolos de la Fig. 8, y los
números de bits por subportadora según los procedimientos de
correlación de símbolos.
Los números de bits transmitidos por la
subportadora son iguales a los de la modalidad normal (64800 bits)
según los procedimientos de correlación de símbolos tales como
256QAM, Hyb 128-QAM, 64-QAM, Hyb
32-QAM, 16QAM, Hyb8-QAM y QPSK,
pero los números totales de símbolos transmitidos son diferentes a
los de la modalidad normal. Por ejemplo, se transmiten 16200 bits
por 2025 símbolos en 256QAM, se transmiten 16200 bits por 1215
símbolos según 256QAM y 1080 símbolos según 64QAM (2295 símbolos
totales) en Hyb 128-QAM.
Por consiguiente, puede ajustarse una tasa de
transmisión de datos por subportadora (célula) para cada PLP según
un procedimiento de correlación híbrida de símbolos o un
procedimiento de correlación de símbolo único.
La Fig. 10 es una vista que muestra el número de
símbolos y el número de bits por palabra de célula según un
procedimiento de correlación de símbolos en una modalidad normal de
LDPC. Si una trama de señal de TFS incluye al menos un canal de RF,
pueden asignarse de manera uniforme, a canales de RF, símbolos que
configuran una PLP específica. Las ubicaciones de los símbolos de
PLP asignados a los canales de RF pueden direccionarse más
eficazmente. Por consiguiente, cuando el aparato de recepción de
señales selecciona los canales de RF, los bits usados para
direccionar la PLP específica pueden reducirse.
En este dibujo, un procedimiento de correlación
de símbolos representado por 256-QAM indica un
procedimiento de correlación de bits que configuran un único bloque
con codificación de corrección de errores, con símbolos, con una
proporción de 256QAM:64QAM=8:1. Según este procedimiento de
correlación de símbolos, el número de bits en un único bloque con
codificación de corrección de errores mediante el procedimiento
256-QAM es de 57600, el número de bits en un único
bloque con codificación de corrección de errores mediante el
procedimiento 256-QAM es de 1200, el número de
símbolos totales en el bloque es de 8400, y el número de bits por
palabra de célula es de 7,714285714.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 128-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores, con símbolos, con una
proporción de 256QAM:64QAM=8:7. Según el procedimiento de
correlación de símbolos Hyb 128-QAM, el número de
símbolos totales en un único bloque con codificación de corrección
de errores es de 9600, y el número de bits por palabra de célula es
de 6,75.
Según un procedimiento de correlación de
símbolos representado por 64 QAM, el número de símbolos totales en
un único bloque con codificación de corrección de errores es de
10800 y el número de bits por palabra de célula es de 6.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 32-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores, con símbolos, con una
proporción de 64QAM:32QAM=5:4. Según el procedimiento de
correlación de símbolos Hyb 32-QAM, el número de
símbolos totales en el bloque con codificación de corrección de
errores es de 13200, y el número de bits por palabra de célula es
de 4,9090909.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por 16 QAM indica un procedimiento de correlación de
bits que configuran un único bloque con codificación de corrección
de errores, con símbolos con una proporción de 16QAM:QPSK=1:8.
Según el procedimiento de correlación de símbolos 16 QAM, el número
de símbolos totales en un bloque con codificación de corrección de
errores es de 15600, y el número de bits por palabra de célula es
de 4,153846154.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 8-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores, con símbolos, con una
proporción de 16QAM:QPSK=2:1. Según el procedimiento de correlación
de símbolos Hyb 8-QAM, el número de símbolos totales
en un bloque con codificación de corrección de errores es de 21600,
y el número de bits por palabra de célula es de 3.
Según un procedimiento de correlación de
símbolos representado por QPSK, el número de símbolos totales en un
bloque con codificación de corrección de errores es de 32400 y el
número de bits por palabra de célula es de
2.
2.
Cuando los símbolos que configuran la PLP se
asignan a los canales de RF, la ganancia de diversidad del dominio
de frecuencia puede maximizarse cuando los números de los símbolos
asignados a los respectivos canales de RF son iguales. Si se
considera un máximo de seis canales de RF, el mínimo común múltiplo
de 1 a 6 es 60 y el máximo común divisor de los números de símbolos
correlacionados con un bloque con codificación de corrección de
errores es de 1200. Por consiguiente, si se asigna el múltiplo
integral de 1200/60=20 símbolos a cada uno de los canales de RF,
los símbolos pueden asignarse de manera uniforme a todos los canales
de RF. En este momento, si se consideran 20 símbolos como un grupo
y se direcciona el grupo, puede reducirse la sobrecarga de
direccionamiento de log2 (20)=4,32 bits en comparación con el caso
en el que se direccionan los símbolos uno a uno.
La Fig. 11 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un procedimiento de correlación de
símbolos en un modalidad normal de LDPC. En el ejemplo de este
dibujo, se usaron como procedimiento de correlación de símbolos un
procedimiento 256-QAM que usa símbolos 256QAM y
64QAM (256QAM:64QAM=4:1), un procedimiento Hyb
128-QAM que usa símbolos 256QAM y 64QAM
(256QAM:64QAM=8:7), un procedimiento 64QAM, un procedimiento Hyb
32-QAM que usa símbolos 64QAM y 8QAM
(64QAM:8QAM=3:2), un procedimiento 16 QAM que usa símbolos 16QAM y
QPSK (16QAM:QPSK=1:14), un procedimiento Hyb 8-QAM
que usa 16QAM:QPSK=2:1 y un procedimiento QPSK. El máximo común
divisor (MCD) de los números de símbolos totales de un bloque con
codificación de corrección de errores (modalidad normal) según los
procedimientos de correlación de símbolos es 720. Por consiguiente,
si se asigna el múltiplo integral de 12(=720/60) símbolos a cada
uno de los canales de RF, los símbolos pueden asignarse de manera
uniforme a todos los canales de RF. En este momento, si se
consideran 12 símbolos como un grupo y se direcciona el grupo,
puede reducirse la sobrecarga de direccionamiento de
log2(12)=3,58 bits, en comparación con el caso en el que se
direccionan los símbolos uno a uno. El aparato de recepción de
señales puede recoger los símbolos de PLP asignados mediante el
esquema de direccionamiento y obtener un flujo de servicio de
PLP.
La Fig. 12 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un procedimiento de correlación de
símbolos en una modalidad normal de LDPC. En el ejemplo de este
dibujo, se usaron como procedimiento de correlación de símbolos un
esquema 256-QAM, un esquema Hyb
128-QAM, un esquema 64QAM, un esquema Hyb
32-QAM, un esquema 16 QAM, un esquema Hyb
8-QAM y un esquema QPSK. El procedimiento de
correlación de símbolos 256QAM usa símbolos 256QAM y 64QAM (256QAM:
64QAM=44:1) y el procedimiento de correlación de símbolos Hyb
128-QAM usa símbolos 256QAM y 64QAM (256QAM:
64QAM=28:17). El procedimiento Hyb 32-QAM usa
símbolos 64QAM y 8QAM (64QAM:8QAM=3:2), el procedimiento de
correlación de símbolos 16QAM usa símbolos 16QAM y QPSK (16QAM:
QPSK=1:14) y el procedimiento de correlación de símbolos Hyb
8-QAM usa símbolos 16QAM y QPSK (16QAM:QPSK=2:1). El
MCD de los números de símbolos totales de un bloque con
codificación de corrección de errores (modalidad normal), según los
procedimientos de correlación de símbolos, es 240. Por
consiguiente, si se asigna el múltiplo integral de 240/60=4 símbolos
a cada uno de los canales de RF, los símbolos pueden asignarse de
manera uniforme a todos los canales de RF. En este momento, si se
consideran cuatro símbolos como un grupo y se direcciona el grupo,
puede reducirse la sobrecarga de direccionamiento de log2 (4)=2
bits en comparación con el caso en el que se direccionan los
símbolos uno a uno. Por consiguiente, incluso cuando el número de
canales de RF es uno cualquiera de 1 a 6 en la trama de señal, los
símbolos de PLP pueden asignarse de manera uniforme a los canales de
RF.
La Fig. 13 es una vista que muestra el número de
símbolos según un procedimiento de correlación de símbolos en una
modalidad corta de LDPC. Como se describió anteriormente, si se
realiza una correlación de símbolos según este ejemplo, los
símbolos de PLP pueden asignarse de manera uniforme a los canales de
RF y puede reducirse la sobrecarga del direccionamiento de símbolos
de PLP. Los procedimientos de correlación de símbolos mostrados en
este dibujo son iguales a los mostrados en la Fig. 10. Sin embargo,
dado que el número de bits de la modalidad corta de LDPC es
diferente al de la modalidad normal, el MCD de los números de
símbolos totales de un bloque con codificación de corrección de
errores (modalidad corta), según los procedimientos de correlación
de símbolos, es 300, a diferencia de la Fig. 10. Por consiguiente,
si se asigna el múltiplo integral de 300/60=5 símbolos a cada uno
de los canales de RF, los símbolos pueden asignarse de manera
uniforme a todos los canales de RF. En este momento, si se
consideran cinco símbolos como un grupo y se direcciona el grupo,
puede reducirse la sobrecarga de direccionamiento de log2(5)
bits en comparación con el caso en el que se direccionan los
símbolos uno a uno. Por consiguiente, en esta realización, se
ahorran log2(5) bits de los bits de direccionamiento cuando
se direccionan los símbolos de PLP divididos.
La Fig. 14 es una vista que muestra un ejemplo
del número de símbolos según un procedimiento de correlación de
símbolos en una modalidad corta de LDPC. Los procedimientos de
correlación de símbolos de este dibujo son iguales a los mostrados
en la Fig. 11. En este ejemplo, el MCD de los números de símbolos
totales de un bloque con codificación de corrección de errores
(modalidad corta), según los procedimientos de correlación de
símbolos, es 180, que puede usarse para la asignación de símbolos
de PLP de un canal de RF y el direccionamiento de los símbolos
asignados. En esta realización, se ahorran log2(3) bits de
los bits de direccionamiento.
La Fig. 15 es una vista que muestra otro ejemplo
del número de símbolos según un procedimiento de correlación de
símbolos en una modalidad corta de LDPC. Los procedimientos de
correlación de símbolos de este dibujo son iguales a los mostrados
en la Fig. 12. En este ejemplo, el MCD de los números de símbolos
totales de un bloque con codificación de corrección de errores
(modo corto), según los procedimientos de correlación de símbolos,
es 60. En esta realización, se ahorran log2(1) bits de los
bits de direccionamiento (es decir, no se ahorra el bit de
direccionamiento).
La Fig. 16 es una vista que muestra un ejemplo
de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de símbolos
mostrados en la Fig. 7. Cada uno de los correlacionadores 131a y
131b de símbolos incluye un correlacionador 1315a de primer orden,
un correlacionador 131b de segundo orden, un fusionador 1317 de
símbolos y un fusionador 1318 de bloque de corrección de
errores.
El analizador 1311 sintáctico de flujo de bits
recibe el flujo de servicio de PLP desde la unidad de codificación
y modulación y divide el flujo de servicio recibido.
El correlacionador 1315a de símbolos de primer
orden correlaciona los bits del flujo de servicio, dividido
mediante un procedimiento de correlación de símbolos de orden
superior, con símbolos. El correlacionador 1315b de símbolos de
segundo orden correlaciona los bits del flujo de servicio, dividido
mediante un procedimiento de correlación de símbolos de orden
inferior, con símbolos. Por ejemplo, en el ejemplo anterior, el
correlacionador 1315a de símbolos de primer orden puede
correlacionar el flujo de bits con símbolos según 256QAM y el
correlacionador 1315b de símbolos de segundo orden puede
correlacionar el flujo de bits con símbolos según 64QAM.
El fusionador 1317 de símbolos fusiona los
símbolos emitidos desde los correlacionadores 1315a y 1315b de
símbolos con un flujo de símbolos y emite el flujo de símbolos. El
fusionador 1317 de símbolos puede emitir el flujo de símbolos
incluido en una PLP.
El fusionador 1318 de bloque de corrección de
errores puede emitir un flujo de símbolos fusionado por el
fusionador 1317 de símbolos en la unidad de bloque de código con
codificación de corrección de errores. El fusionador 1318 de bloque
de corrección de errores puede emitir un bloque de símbolos de modo
que los bloques de código con codificación de corrección de errores
se asignen de manera uniforme al menos a una banda de RF de la trama
de señal de TFS. El fusionador 1318 de bloque de corrección de
errores puede emitir el bloque de símbolos de modo que la longitud
del bloque de símbolos del bloque con codificación de corrección de
errores de una modalidad normal sea igual a la del bloque de
símbolos del bloque con codificación de corrección de errores de
una modalidad corta. Por ejemplo, pueden fusionarse cuatro bloques
de símbolos del bloque con codificación de corrección de errores de
la modalidad corta con un bloque de símbolos.
El fusionador 1318 de bloque de corrección de
errores puede dividir el flujo de símbolos según un múltiplo común
del número de bandas de RF, de modo que el formador de tramas de
señal disponga de manera uniforme los símbolos en las bandas de RF.
Si el número máximo de bandas de RF en la trama de señal es 6, el
fusionador 1318 de bloque de corrección de errores emite el bloque
de símbolos de modo que el número total de símbolos pueda dividirse
entre 60, que es un múltiplo común de 1, 2, 3, 4, 5 y 6.
Los símbolos incluidos en el bloque de símbolos
de salida pueden disponerse para asignarse de manera uniforme a las
seis bandas de RF. Por consiguiente, aunque se combinan un modo de
corrección de errores según una tasa de código y un procedimiento
de correlación de símbolos, los símbolos que configuran la PLP se
asignan de manera uniforme a las bandas de RF.
La Fig. 17 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la Fig. 16, excepto porque se incluyen además una unidad 1316a
de calibración de potencia de primer orden y una unidad 1316b de
calibración de potencia de segundo orden.
La unidad 1316a de calibración de potencia de
primer orden calibra la potencia de los símbolos correlacionados
mediante el correlacionador 1315a de símbolos de primer orden, según
el tamaño de la constelación, y emite los símbolos calibrados. La
unidad 1316b de calibración de potencia de segundo orden calibra la
potencia de los símbolos correlacionados mediante el
correlacionador 1315b de símbolos de segundo orden, según el tamaño
de la constelación, y emite los símbolos calibrados. Por
consiguiente, aunque el procedimiento de correlación de símbolos se
cambie en una PLP o se cambie en una pluralidad de PLP, si la
potencia del símbolo mediante el procedimiento de correlación de
símbolos se ajusta según el tamaño de la constelación, puede
mejorarse el rendimiento de recepción de señales de un
receptor.
El fusionador 1317 de símbolos fusiona los
símbolos calibrados por las unidades 1316a y 1316b de calibración
de potencia y emite un flujo de símbolos.
La Fig. 18 es una vista que muestra otra
realización del correlacionador de símbolos. En la realización de
esta Figura, el correlacionador de símbolos incluye el segundo
codificador 125 y el segundo entrelazador 127 incluidos en la
unidad de codificación y modulación. Es decir, si se usa esta
realización, la unidad de codificación y modulación puede incluir
sólo el primer codificador 121, el primer entrelazador 123 y el
segundo codificador 125.
La realización del correlacionador de símbolos
incluye un analizador 1311 sintáctico de flujo de bits, un
entrelazador 1312a de bits de primer orden, un entrelazador 1312b de
bits de segundo orden, un demultiplexor 1313a de primer orden, un
demultiplexor 1313b de segundo orden, un correlacionador 1315a de
símbolos de primer orden, un correlacionador 1315b de símbolos de
segundo orden y un fusionador 1317 de símbolos.
Cuando el segundo codificador 125 realiza una
codificación de corrección de errores de LDPC, la longitud del
bloque con codificación de corrección de errores (por ejemplo, la
longitud de 64800 bits y la longitud de 16200 bits) puede variar
según una modalidad de LDPC. Si los bits incluidos en el bloque con
codificación de corrección de errores se correlacionan con los
símbolos, las capacidades de corrección de errores de los bits
incluidos en una palabra de célula que configura el símbolo pueden
variar según las ubicaciones de los bits. Por ejemplo, la palabra
de célula que es el símbolo puede determinarse según la tasa de
código de la codificación de corrección de errores y el
procedimiento de correlación de símbolos (ya sea que el
procedimiento de correlación de símbolos es el procedimiento de
correlación de símbolos de orden superior o el procedimiento de
correlación de símbolos de orden inferior). Si el código de
corrección de errores es el LDPC, las capacidades de corrección de
errores de los bits varían según las ubicaciones de los bits en el
bloque con codificación de corrección de errores. Por ejemplo, las
fiabilidades de los bits codificados según las características de
la matriz H usada en el procedimiento irregular de codificación de
corrección de errores de LDPC pueden variar según las ubicaciones
de los bits. Por consiguiente, el orden de los bits que configuran
la palabra de célula correlacionada con el símbolo se cambia de
modo que se ajusten las capacidades de corrección de errores de los
bits que son inferiores frente a la corrección de errores en el
bloque con codificación de corrección de errores, y pueda ajustarse
la robustez frente al error en el nivel de bits.
En primer lugar, el segundo codificador 125, por
ejemplo, realiza la codificación de corrección de errores con
respecto al flujo incluido en una PLP mediante el procedimiento de
codificación de corrección de errores de LDPC.
El analizador 1311 sintáctico de flujo de bits
recibe el flujo de servicio según la PLP y divide el flujo de
servicio recibido.
El entrelazador 1312a de bits de primer orden
entrelaza los bits incluidos en un primer flujo de bits de los
flujos de servicio divididos. De manera similar, el entrelazador
1312b de bits de segundo orden entrelaza los bits incluidos en un
segundo flujo de bits de los flujos de servicio divididos.
El entrelazador 1312a de bits de primer orden y
el entrelazador 1312b de bits de segundo orden pueden corresponder
al segundo entrelazador 127 usado como entrelazador interno. El
procedimiento de entrelazado del entrelazador 1312a de bits de
primer orden y el entrelazador 1312b de bits de segundo orden se
describirán posteriormente.
El demultiplexor 1313a de primer orden y el
demultiplexor 1313b de segundo orden demultiplexan los bits de los
flujos de bits entrelazados por el entrelazador 1312a de bits de
primer orden y el entrelazador 1312b de bits de segundo orden. Los
demultiplexores 1313a y 1313b dividen el flujo de bits de entrada en
subflujos de bits que se correlacionarán con un eje real y un eje
imaginario de una constelación, y emiten los subflujos de bits. Los
correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos correlacionan los
subflujos de bits demultiplexados mediante los demultiplexores
1313a y 1313b con los símbolos correspondientes.
Los entrelazadores 1312a y 1312b de bits y los
demultiplexores 1313a y 1313b pueden combinar las características
de la palabra de código de LDPC y las características de la
fiabilidad de constelación de la correlación de símbolos según la
constelación. La realización detallada de los demultiplexores 1313a
y 1313b de primer orden se describirá posteriormente.
El correlacionador 1315a de símbolos de primer
orden realiza una correlación de símbolos de primer orden, por
ejemplo, correlación de símbolos de orden superior, y el
correlacionador 1315b de símbolos de segundo orden realiza una
correlación de símbolos de segundo orden, por ejemplo, correlación
de símbolos de orden inferior. El correlacionador 1315a de símbolos
de primer orden correlaciona los subflujos de bits emitidos desde
el demultiplexor 1313 de primer orden con los símbolos y el
correlacionador 1315b de símbolos de segundo orden correlaciona los
subflujos de bits emitidos desde el demultiplexor 1313b de segundo
orden con los símbolos.
El fusionador 1317 de símbolos fusiona los
símbolos correlacionados por el correlacionador 1315a de símbolos
de primer orden y por el correlacionador 1315b de símbolos de
segundo orden en un flujo de símbolos, y emite el flujo de
símbolos.
Como se describió anteriormente, en el LDPC, las
capacidades de corrección de errores de los bits pueden cambiarse
según las ubicaciones de los bits en el bloque con codificación de
corrección de errores. Por consiguiente, si el entrelazador de bits
y el demultiplexor se controlan según las características del
codificador 125 de LDPC, de modo que se cambie el orden de los bits
que configuran la palabra de célula, la capacidad de corrección de
errores en el nivel de bits puede maximizarse.
La Fig. 19 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la Fig. 18, excepto porque se incluyen además una unidad 1316a
de calibración de potencia de primer orden y una unidad 1316b de
calibración de potencia de segundo orden.
La unidad 1316a de calibración de potencia de
primer orden calibra la potencia de los símbolos correlacionados
por el correlacionador 1315a de símbolos de primer orden según el
tamaño de la constelación, y emite los símbolos calibrados. La
unidad 1316b de calibración de potencia de segundo orden calibra la
potencia de los símbolos correlacionados por el correlacionador
1315b de símbolos de segundo orden según el tamaño de la
constelación, y emite los símbolos calibrados. Por consiguiente,
aunque el esquema de correlación de símbolos se cambie en una PLP o
se cambie en una pluralidad de PLP, si la potencia del símbolo se
ajusta según el tamaño de la constelación, puede mejorarse el
rendimiento de recepción de señales.
El fusionador 1317 de símbolos fusiona los
símbolos calibrados por las unidades 1316a y 1316b de calibración
de potencia y emite un flujo de símbolos.
La Fig. 20 es una vista que muestra el concepto
del entrelazado de bits por los entrelazadores 1312a y 1312b de
bits de las Figs. 18 y 19.
Por ejemplo, se almacenan bits de entrada en, y
se leen de, una memoria en forma de matriz que tiene un número
predeterminado de filas y columnas. Cuando se almacenan los bits de
entrada, en primer lugar, se almacenan los bits en una primera
columna en dirección de filas, y, si se llena la primera columna, se
almacenan los bits en otra columna en dirección de filas. Cuando se
leen los bits almacenados, los bits se leen en dirección de
columnas y, si se leen todos los bits almacenados en una primera
fila, se leen los bits en otra fila en dirección de columnas. En
otras palabras, cuando se almacenan los bits, se almacenan los bits
en filas, de modo que las columnas se llenen en serie. Y cuando se
leen los bits almacenados, se leen los bits almacenados en columnas
desde la primera fila hasta la última fila en serie. En esta Figura,
MSB significa el bit más significativo y LSB significa el bit menos
significativo.
Con el fin de correlacionar los bits con
codificación de corrección de errores de LDPC con los símbolos en
la misma longitud de unidad de bloque de corrección de errores a
diversas tasas de código, los entrelazadores 1312a y 1312b de bits
pueden cambiar el número de filas y columnas de la memoria según los
tipos de los correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos.
La Fig. 21 es una vista que muestra un ejemplo
del número de filas y columnas de memorias de los entrelazadores
1312a y 1312b de bits según los tipos de correlacionadores 1315a y
1315b de símbolos, si la modalidad de LDPC es la modalidad
normal.
Por ejemplo, si el correlacionador 1315a de
símbolos correlaciona los bits con símbolos 256QAM, el entrelazador
1312a de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que
tiene 8100 filas y 8 columnas. Si los símbolos se correlacionan
mediante 64QAM, el entrelazador 1312a de primer orden entrelaza los
bits mediante una memoria que tiene 10800 filas y 6 columnas. Si
los símbolos se correlacionan mediante 16QAM, el entrelazador 1312a
de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que tiene
16200 filas y 4 columnas.
Por ejemplo, si los correlacionadores 1315a y
1315b de símbolos correlacionan los bits con símbolos
Hyb128-QAM, el entrelazador 1312a de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 4860 filas y 8
columnas, y el entrelazador 1312b de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 4320 filas y 6 columnas.
De manera similar, si los correlacionadores
1315a y 1315b de símbolos correlacionan los símbolos mediante
Hyb32-QAM, el entrelazador 1312a de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 6480 filas y 6
columnas, y el entrelazador 1312b de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 6480 filas y 4 columnas.
La Fig. 22 es una vista que muestra un ejemplo
del número de filas y columnas de las memorias de los entrelazadores
1312a y 1312b de bits según los tipos de los correlacionadores
1315a y 1315b de símbolos, si la modalidad de LDPC es la modalidad
corta.
Por ejemplo, si el correlacionador 1315a de
símbolos correlaciona los bits con símbolos 256QAM, el entrelazador
1312a de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que
tiene 2025 filas y 8 columnas. Si los correlacionadores 1315a y
1315b de símbolos correlacionan los símbolos mediante
Hyb128-QAM, el entrelazador 1312a de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 1215 filas y 8
columnas, y el entrelazador 1312b de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 1080 filas y 6 columnas.
Si el entrelazado de bits se realiza con
respecto al bloque con codificación de corrección de errores, las
ubicaciones de los bits en el bloque con codificación de corrección
de errores pueden cambiarse.
La Fig. 23 es un diagrama que muestra el
concepto de otra realización para el entrelazado de un entrelazador
de bits. En la realización mostrada en este dibujo, cuando se
escriben bits en una memoria, los bits se escriben en una dirección
de columnas. Cuando se leen los bits escritos, los bits de las
ubicaciones desplazadas de manera circular se leen en una dirección
de filas. En cada fila, los bits escritos en cada fila se desplazan
de manera circular. Si los bits se escriben o se leen mediante un
procedimiento de desplazamiento circular con respecto a la fila o
la columna de la memoria, esto se denomina entrelazado circular de
bits. Esta realización se refiere al procedimiento de entrelazado
circular de bits usando un procedimiento de lectura de los bits
tras haber desplazado los bits una columna en la dirección de filas.
En vez de desplazar los bits escritos en la memoria, puede
desplazarse el punto para leer bits en la memoria o el punto para
escribir bits en la memoria.
En esta realización, N designa la longitud del
bloque con codificación de corrección de errores y C designa la
longitud de la columna. Cuando se escriben los bits, los bits se
escriben en una primera columna (representada mediante una sombra)
en el orden de 1, 2, 3, 4, ..., y C y los bits se escriben en una
segunda columna en el orden de C+1, C+2, C+3, ....
Los bits escritos se desplazan en la dirección
de filas columna por columna.
Si se leen los bits escritos, los bits
desplazados se leen en la dirección de filas. Por ejemplo, en esta
realización, los bits se leen en una primera fila en el orden de 1,
C+1, ... y los bits se leen en una segunda fila en el orden de X1,
2, C+2, ...(X1 es un bit en la primera columna de la segunda fila).
Los bits se leen fila por fila y se leen los bits desplazados de
manera circular. Evidentemente, en vez de desplazar los bits
escritos en la memoria, puede desplazarse el punto para leer bits
escritos en la memoria.
La Fig. 24 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits. En esta realización, N designa
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores y C
designa la longitud de la columna. Cuando se escriben los bits, los
bits se escriben en una primera columna en el orden de 1, 2, 3, 4,
..., C-1, y C, y los bits se escriben en una segunda
columna en el orden de C+1, C+2, C+3, ....
Los bits escritos se desplazan dos veces en la
dirección de filas, de dos columnas en dos columnas. Si se leen los
bits escritos, los bits desplazados de manera circular en dos
columnas se leen en la dirección de columna en cada fila. Este
procedimiento puede denominarse un procedimiento de entrelazado de
bits por desplazamiento doble.
La Fig. 25 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits. En esta realización, N designa
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores y C
designa la longitud de la columna. Los bits se escriben en una
primera columna en el orden de 1, 2, 3, 4, ..., C-1,
y C, y los bits se escriben en una segunda columna en el orden de
C+1, C+2, C+3, ....
Cuando se leen los bits escritos, en una primera
región de las filas, los bits pueden leerse mediante el
procedimiento de entrelazado de bits por desplazamiento.
En una segunda región de las filas, los bits
pueden leerse mediante el procedimiento de entrelazado por
desplazamiento doble.
En una tercera región de las filas, los bits
pueden leerse mediante el procedimiento de entrelazado de bits por
desplazamiento.
Si los bits se entrelazan mediante al menos uno
entre el procedimiento de entrelazado de bits por desplazamiento y
el procedimiento de entrelazado por desplazamiento doble, los bits
en el bloque con codificación de corrección de errores pueden
mezclarse de manera más aleatoria.
La Fig. 26 es una vista que muestra el concepto
de multiplexado de los bits de entrada de los demultiplexores 1313a
y 1313b.
Los entrelazadores 1312a y 1312b de bits
entrelazan los bits de entrada x0, x1, ..., y xn-1,
y emiten los bits entrelazados. El procedimiento de entrelazado ya
se ha descrito anteriormente.
Los demultiplexores 1313a y 1313b demultiplexan
los flujos de bits entrelazados. El procedimiento de
demultiplexación puede variar según la tasa de código del
procedimiento de codificación de corrección de errores y el
procedimiento de correlación de símbolos del correlacionador de
símbolos. Si el procedimiento de símbolos del correlacionador de
símbolos es QPSK, los bits de entrada, por ejemplo, se entrelazan a
dos subflujos y el correlacionador de símbolos correlaciona los dos
subflujos con los símbolos para que correspondan al eje real y al
eje imaginario de la constelación. Por ejemplo, un primer bit y0
del primer subflujo demultiplexado corresponde al eje real y un
primer bit y1 del segundo subflujo demultiplexado corresponde al eje
imaginario.
Si el procedimiento de símbolos del
correlacionador de símbolos es 16QAM, los bits de entrada, por
ejemplo, se demultiplexan a cuatro subtramas. El correlacionador de
símbolos selecciona los bits incluidos en los cuatro subflujos y
correlaciona los bits seleccionados con los símbolos para que
correspondan al eje real y al eje imaginario de la
constelación.
Por ejemplo, los bits y0 e y2 de los subflujos
demultiplexados primero y tercero corresponden al eje real y los
bits y1 e y3 de los subflujos demultiplexados segundo y cuarto
corresponden al eje imaginario.
De manera similar, si el procedimiento de
símbolos del correlacionador de símbolos es 64QAM, los bits de
entrada pueden demultiplexarse a seis flujos de bits. El
correlacionador de símbolos correlaciona los seis subflujos con los
símbolos para que correspondan al eje real y al eje imaginario de la
constelación. Por ejemplo, los bits y0, y2 e y4 de los subflujos
demultiplexados primero, tercero y quinto corresponden al eje real y
los bits y1, y3 e y6 de los subflujos demultiplexados segundo,
cuarto y sexto corresponden al eje imaginario.
De manera similar, si el procedimiento de
símbolos del correlacionador de símbolos es 256QAM, los bits de
entrada pueden demultiplexarse a ocho flujos de bits. El
correlacionador de símbolos correlaciona los ocho subflujos con los
símbolos para que correspondan al eje real y al eje imaginario de la
constelación. Por ejemplo, en primer lugar, los bits y0, y2, y4 e
y6 de los subflujos demultiplexados primero, tercero, quinto y
séptimo corresponden al eje real y los bits y1, y3, y6 e y7 de los
subflujos demultiplexados segundo, cuarto, sexto y octavo
corresponden al eje imaginario.
Si el correlacionador de símbolos correlaciona
los símbolos, los subflujos demultiplexados mediante el
demultiplexor pueden correlacionarse con los flujos de bits del eje
real y el eje imaginario de la constelación.
El procedimiento de entrelazado de bits descrito
anteriormente, el procedimiento de demultiplexación y el
procedimiento de correlación de símbolos son a modo de ejemplo, y
pueden usarse diversos procedimientos, como el procedimiento para
seleccionar los bits en los subflujos, de modo que los subflujos
demultiplexados mediante el demultiplexor puedan corresponder al
eje real y al eje imaginario de la constelación.
La palabra de célula correlacionada con los
símbolos puede variar según uno cualquiera de los flujos de bits
con corrección de errores, según la tasa de código, el procedimiento
de entrelazado de flujos de bits, el procedimiento de
demultiplexación y el procedimiento de correlación de símbolos. El
MSB de la palabra de célula es superior al LSB de la palabra de
célula en la fiabilidad de la descodificación de corrección de
errores. Aunque la fiabilidad del bit de una ubicación específica
del bloque con codificación de corrección de errores es baja, la
fiabilidad del bit puede mejorarse mediante el proceso de
decorrelación de símbolos si el bit de la palabra de célula se
dispone en el MSB o cerca del MSB.
Por consiguiente, aunque se cambie la fiabilidad
del bit codificado según las características de la matriz H usada
en el procedimiento de codificación de corrección de errores de LDPC
irregular, el bit puede transmitirse/recibirse de forma robusta
mediante el proceso de correlación y decorrelación de símbolos, y
puede ajustarse el rendimiento del sistema.
La Fig. 27 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de entrada mediante el
demultiplexor.
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es QPSK, dos bits se correlacionan con un símbolo y los dos bits de
una unidad de símbolo se demultiplexan en el orden de los índices de
bit (índices 0 y 1 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 16QAM, 4 bits se correlacionan con un símbolo y los cuatro bits
de una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de
cálculo del módulo-4 de los índices de bit (índices
0, 1, 2 y 3 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 64QAM, 6 bits se correlacionan con un símbolo y los seis bits de
una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de cálculo
del módulo-6 de los índices de bit (índices 0, 1,
2, 3, 4 y 5 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 256QAM, 8 bits se correlacionan con un símbolo y los ocho bits
de una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de
cálculo del módulo-8 de los índices de bit (índices
0, 1, 2, 3, 4, 5, 6 y 7 de b).
El orden de demultiplexación de los subflujos es
a modo de ejemplo y puede modificarse.
La Fig. 28 es una vista que muestra un ejemplo
de un tipo de demultiplexación según un procedimiento de correlación
de símbolos. El procedimiento de correlación de símbolos incluye
QPSK, 16QAM, 64QAM y 256QAM, y el tipo de demultiplexación incluye
desde un primer tipo a un sexto tipo.
El primer tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada corresponden secuencialmente a índices de número par (0,
2, 4, 8, ...) (o el eje real de la constelación) y corresponden
secuencialmente a índices de número impar (1, 3, 5, 7, ...) (o el
eje imaginario de la constelación). A continuación en el presente
documento, la demultiplexación de bits del primer tipo puede
representarse mediante un identificador 10 de demultiplexación (un
número binario de 1010; la ubicación del 1 es la ubicación del MSB
que corresponde al eje real y al eje imaginario de la
constelación).
\newpage
El segundo tipo es un ejemplo en el que la
demultiplexación se realiza en un orden inverso al del primer tipo,
es decir, los LSB de los bits de entrada corresponden
secuencialmente a índices de número par (6, 4, 2, 0) (o el eje real
de la constelación) e índices de número impar (1, 3, 5, 7, ...) (o
el eje imaginario de la constelación). A continuación en el
presente documento, la demultiplexación de bits del segundo tipo
puede representarse mediante un identificador 5 de demultiplexación
(un número binario de 0101).
El tercer tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada se disponen de modo que los bits de ambos extremos de la
palabra de código pasan a ser los MSB. Los bits de entrada vuelven a
disponerse para llenar la palabra de código desde ambos extremos de
la palabra de código. A continuación en el presente documento, la
demultiplexación de bits del tercer tipo puede representarse
mediante un identificador 9 de demultiplexación (un número binario
de
1001).
1001).
El cuarto tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada se disponen de modo que un bit central de la palabra de
código pasa a ser el MSB. Un bit de los bits de entrada se llena en
primer lugar en la ubicación central de la palabra de código y los
bits restantes vuelven a disponerse entonces hacia ambos extremos de
la palabra de código en el orden de los bits de entrada. A
continuación en el presente documento, la demultiplexación de bits
del cuarto tipo puede representarse mediante un identificador 6 de
demultiplexación (un número binario de 0110).
El quinto tipo es un ejemplo en el que los bits
se demultiplexan de modo que un último bit de la palabra de código
pasa a ser el MSB y un primer bit de la misma pasa a ser el LSB, y
el sexto tipo es un ejemplo en el que los bits vuelven a disponerse
de modo que el primer bit de la palabra de código pasa a ser el MSB
y el último bit de la misma pasa a ser el LSB. A continuación en el
presente documento, la demultiplexación de bits del quinto tipo
puede representarse mediante un identificador 3 de demultiplexación
(un número binario de 0011), y la demultiplexación de bits del
sexto tipo puede representarse mediante un identificador 12 de
demultiplexación (un número binario de 1100).
Como se describió anteriormente, el tipo de
demultiplexación puede variar según el procedimiento de correlación
de símbolos o la tasa de código del procedimiento de codificación de
corrección de errores. Es decir, puede usarse un tipo de
demultiplexación diferente si se cambia el procedimiento de
correlación de símbolos o la tasa de código.
La Fig. 29 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de bits de entrada según un
tipo de demultiplexación. Esta realización puede incluir los
entrelazadores 1312a y 1312b de bits, los demultiplexores 1313a y
1313b y los correlacionadores 1315a y 1315b.
Los entrelazadores 1312a y 1312b de bits
entrelazan los flujos de servicio de PLP con codificación de
corrección de errores. Por ejemplo, los entrelazadores 1312a y
1312b de bits pueden realizar el entrelazado de bits en las
unidades de codificación de corrección de errores según la modalidad
de codificación de corrección de errores. El procedimiento de
entrelazado de bits ya se describió anteriormente.
Los demultiplexores 1313a y 1313b pueden incluir
unos demultiplexores 1313a1 y 1313b1, ... de primer tipo, y unos
demultiplexores 1313a2 y 1313b2 de tipo de orden n. En este caso, n
es un número entero. Los procedimientos de demultiplexar los bits
mediante los n tipos de demultiplexor corresponden a los tipos
mostrados en la Fig. 17. Por ejemplo, los demultiplexores de primer
tipo pueden corresponder a la demultiplexación de bits de primer
tipo (1100) y los demultiplexores de segundo tipo (no mostrados)
pueden corresponder a la demultiplexación de bits de segundo tipo
(0011). El demultiplexor 1313b de tipo de orden n demultiplexa el
flujo de bits de entrada según la multiplexación de bits de tipo de
orden n (por ejemplo, el identificador 1100 de demultiplexación) y
emite el flujo de bits demultiplexado. Los selectores 1313a3 y
1313b3 reciben una señal de selección de demultiplexor del tipo de
demultiplexación adecuado para los bits de entrada y emiten el flujo
de bits demultiplexado según uno cualquiera entre el primer tipo al
tipo de orden n, y la señal de selección de demultiplexor. La señal
de selección de demultiplexor puede variar según la tasa de código
de la codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos de la constelación. Por consiguiente, el
tipo de demultiplexación puede determinarse según la tasa de código
del procedimiento de codificación de corrección de errores y/o el
procedimiento de correlación de símbolos de la constelación. El
ejemplo detallado según los símbolos correlacionados con la
constelación y/o la tasa de código de la codificación de corrección
de errores según la señal de selección de demultiplexor se
describirán posteriormente.
Los correlacionadores 1315a y 1315b pueden
correlacionar los subflujos de bits demultiplexados con los símbolos
según la señal de selección de demultiplexor y emitir los símbolos
correlacionados.
La Fig. 30 es una vista que muestra un tipo de
demultiplexación que se determina según una tasa de código de la
codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos.
En el procedimiento de correlación de símbolos
4QAM, incluso cuando la tasa de código cr del procedimiento de
codificación de corrección de errores de LDPC es una cualquiera
entre 1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y 9/10, el
flujo de bits puede demultiplexarse según todos los tipos de
demultiplexación (designado por todos).
En el procedimiento de correlación de símbolos
16QAM, si la tasa de código del procedimiento de codificación de
corrección de errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos
pueden correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits (designadas por No-Int y
No-Demux). Si la tasa de código de la codificación
de corrección de errores es 3/5, el bit puede demultiplexarse según
uno cualquiera de los identificadores 9, 10 y 12 de
demultiplexación. Si la tasa de código de la codificación con
corrección de errores es 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y 9/10, el flujo
de bits de entrada puede demultiplexarse según el identificador 6
de demultiplexación.
En el procedimiento de correlación de símbolos
64QAM, si la tasa de código de la codificación de corrección de
errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos pueden
correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits. Si la tasa de código es 3/5, los bits
pueden demultiplexarse según uno cualquiera de los identificadores
9 y 10 de demultiplexación. Si la tasa de código es 2/3, 3/4, 4/5,
5/6, 8/9 y 9/10, los bits pueden demultiplexarse según el
identificador 6 de demultiplexación.
En el procedimiento de correlación de símbolos
256QAM, si la tasa de código de la codificación de corrección de
errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos pueden
correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits. Si la tasa de código es 3/5, los bits
pueden demultiplexarse según el identificador 9 de
demultiplexación. Si la tasa de código es 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y
9/10, los bits pueden demultiplexarse según el identificador 6 de
demultiplexación.
Como se describió anteriormente, el tipo de
demultiplexación de bits puede variar según la tasa de código usada
para la codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos. Por consiguiente, la capacidad de
corrección de errores de un bit ubicado en una ubicación específica
del bloque con codificación de corrección de errores puede
ajustarse correlacionando los subflujos demultiplexados con los
símbolos. Por consiguiente, es posible optimizar la robustez en el
nivel de bit.
La Fig. 31 es una vista que muestra un ejemplo
para expresar el procedimiento de demultiplexación mediante una
ecuación. Por ejemplo, si el procedimiento de correlación de
símbolos es QPSK, los bits de entrada (x_{i},x_{N/2+i})
corresponden a los bits demultiplexados y0 e y1.
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 16QAM, los bits de entrada
1
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2 e y3.
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2 e y3.
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 64QAM, los bits de entrada
2
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4 e y5. Si el procedimiento de correlación de símbolos es 256QAM, los bits de entrada3
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4, y5, y6 e y7.
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4 e y5. Si el procedimiento de correlación de símbolos es 256QAM, los bits de entrada
corresponden a los bits demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4, y5, y6 e y7.
En este caso, N designa el número de bits
correlacionados con los símbolos con respecto a la entrada del
entrelazador de bits.
La Fig. 32 es una vista que muestra un ejemplo
para correlacionar un símbolo mediante un correlacionador de
símbolos. Por ejemplo, en el procedimiento de correlación de
símbolos QPSK, los símbolos en la constelación corresponden al
valor del bit y0 del primer subflujo demultiplexado y el valor del
bit y1 del segundo subflujo demultiplexado.
En la 16QAM, el eje real de los símbolos en la
constelación corresponde a los bits de los subflujos demultiplexados
primero y tercero (bits separados de la ubicación del MSB en 0 y 2)
y el eje imaginario de los mismos corresponde a los bits de los
subflujos demultiplexados segundo y cuarto (bits separados de la
ubicación del MSB en 1 y 3).
En la 64QAM, el eje real de los símbolos en la
constelación corresponde a los bits de los subflujos demultiplexados
primero, tercero y quinto (bits separados de la ubicación del MSB
en 0, 2 y 4) y el eje imaginario de los mismos corresponde a los
bits de los subflujos demultiplexados segundo, cuarto y sexto (bits
separados de la ubicación del MSB en 1, 3 y 5).
Por consiguiente, los bits que configuran el
símbolo pueden correlacionarse con la palabra de célula en el orden
de demultiplexación. Si se demultiplexan los bits que configuran la
palabra de célula, se cambian el MSB y el LSB de la palabra de
célula y puede ajustarse la robustez de los bits aunque las
fiabilidades de los bits con codificación de corrección de errores
de LDPC varíen según las ubicaciones.
\newpage
La Fig. 33 es un diagrama de bloques que ilustra
un codificador MIMO/MISO según la presente invención. El
codificador de MIMO/MISO codifica los datos de entrada usando el
esquema de codificación MIMO/MISO, y emite los datos codificados a
varias trayectorias. Si un extremo de recepción de señales recibe la
señal transmitida a las diversas trayectorias desde una o más
trayectorias, puede adquirir una ganancia (también denominada
ganancia de diversidad, una ganancia de carga útil o una ganancia de
multiplexación).
El codificador 140 MIMO/MISO codifica datos de
servicio de cada trayectoria generada a partir del formador 130 de
tramas, y emite los datos codificados al número A de trayectorias
que corresponde al número de antenas de salida.
La Fig. 34 es un diagrama en bloques que ilustra
un modulador según la presente invención. El modulador incluye un
primer controlador 151 de potencia (PAPR Reduce1), una unidad 153 de
transformación de dominio temporal (IFFT), un segundo controlador
157 de potencia (PAPR Reduce2) y un insertador 159 de intervalo de
seguridad.
El primer controlador 151 de potencia reduce una
PAPR (proporción potencia pico a potencia promedio) de datos
transmitidos al número R de trayectorias de señal en el dominio de
frecuencia.
La unidad 153 de transformación de dominio
temporal (IFFT) convierte las señales de dominio de frecuencia
recibidas en señales de dominio temporal. Por ejemplo, las señales
de dominio de frecuencia pueden convertirse en las señales de
dominio temporal según el algoritmo de IFFT. Por tanto, los datos de
dominio de frecuencia pueden modularse según el esquema de
OFDM.
El segundo controlador 157 de potencia (PAPR
Reduce2) reduce una PAPR (proporción potencia pico a potencia
promedio) de datos de canal transmitidos al número R de trayectorias
de señal en el dominio temporal. En este caso, puede usarse un
esquema de reserva de tono, y un esquema de extensión de
constelación activa (ACE) para extender una constelación de
símbolos.
El insertador 159 de intervalo de seguridad
inserta el intervalo de seguridad en el símbolo de OFDM de salida,
y emite el resultado insertado. Como se describió anteriormente, la
realización mencionada anteriormente puede llevarse a cabo en cada
señal del número R de trayectorias.
La Fig. 35 es un diagrama de bloques que ilustra
un procesador 160 analógico según la presente invención. El
procesador 160 analógico incluye un convertidor 161 de digital a
analógico (DAC), una unidad 163 de conversión ascendente y un
filtro 165 analógico.
El DAC 161 convierte los datos de entrada en una
señal analógica, y emite la señal analógica. La unidad 163 de
conversión ascendente convierte un dominio de frecuencia de la señal
analógica en un área de RF. El filtro 165 analógico filtra la señal
de área de RF y emite la señal de RF filtrada.
La Fig. 36 es un diagrama en bloques que ilustra
un aparato para recibir una señal según la presente invención. El
aparato de recepción de señales incluye un primer receptor 210a de
señales, un receptor 210n de señales de orden n, un primer
demodulador 220a, un demodulador 220n de orden n, un codificador 230
MIMO/MISO, un analizador 240 sintáctico de tramas, y un demodulador
250 de descodificación, y un procesador 260 de salida.
En el caso de una señal de recepción según la
estructura de trama de señal de TFS, varios servicios se multiplexan
a R canales, y entonces se desplazan en el tiempo, de modo que se
transmita el resultado desplazado en el tiempo.
El receptor puede incluir al menos un receptor
de señales para recibir un servicio transmitido por al menos un
canal de RF. La trama de señal de TFS transmitida al número R (donde
R es un número natural) de canales de RF puede transmitirse a una
multitrayectoria a través del número A de antenas. Las A antenas se
han usado para los R canales de RF, de modo que un número total de
antenas es R x A.
El primer receptor 210a de señales puede recibir
datos de servicio, transmitidos a través de al menos una
trayectoria, de entre datos de servicio globales transmitidos a
través de varios canales de RF. Por ejemplo, el primer receptor
210a de señales puede recibir la señal de transmisión procesada
mediante el esquema MIMO/MISO a través de varias trayectorias.
El primer receptor 210a de señales y el receptor
210n de señales de orden n pueden recibir varias unidades de datos
de servicio, transmitidas a través de un número n de canales de RF,
de entre varios canales de RF, como una única PLP. Concretamente,
esta realización muestra el aparato de recepción de señales que
puede recibir simultáneamente datos del número R de canales de RF.
Por tanto, si esta realización recibe un único canal de RF, sólo es
necesario el primer receptor 210a.
El primer demodulador 220a y el demodulador 220n
de orden n demodulan señales recibidas en los receptores 210a y
210n de señales primero y de orden n, según el esquema de OFDM, y
emiten las señales demoduladas.
El descodificador 230 MIMO/MISO descodifica
datos de servicio recibidos a través de varias trayectorias de
transmisión según el esquema de descodificación MIMO/MISO, y emite
los datos de servicio descodificados a una única trayectoria de
transmisión. Si se recibe el número R de servicios transmitidos a
través de varias trayectorias de transmisión, el descodificador 230
MIMO/MISO puede emitir datos de servicio de una única PLP
contenidos en cada uno de los R servicios que corresponden al número
R de canales. Si se transmite el número P de servicios a través del
número R de canales de RF, y se reciben señales de canales de RF
individuales a través del número A de antenas, el receptor
descodifica el número P de servicios usando un total de (R x A)
antenas de recepción.
El analizador 240 sintáctico de tramas analiza
sintácticamente la trama de señal de TFS que incluye varios
servicios, y emite los datos de servicio analizados
sintácticamente.
El demodulador 250 de descodificación realiza la
descodificación de corrección de errores en los datos de servicio
contenidos en la trama analizada sintácticamente, decorrelaciona los
datos de símbolos descodificados para dar datos de bits, y emite el
resultado procesado mediante decorrelación.
El procesador 260 de salida descodifica un flujo
que incluye los datos de bits decorrelacionados, y emite el flujo
descodificado.
En la descripción mencionada anteriormente, cada
uno entre el analizador 240 sintáctico de tramas, el demodulador
250 de descodificación, y el procesador 260 de salida recibe varias
unidades de datos de servicio, tantas como el número de las PLP, y
realiza un procesamiento de señales en los datos de servicio
recibidos.
La Fig. 37 es un diagrama de bloques que ilustra
un receptor de señales según la presente invención. El receptor de
señales puede incluir un sintonizador 211, un convertidor 213
descendente y un convertidor 215 de analógico a digital (ADC).
El sintonizador 211 realiza saltos de algunos
canales de RF que pueden transmitir servicios seleccionados por el
usuario en todos los canales de RF cuando la PLP se incluye en
varios canales de RF, y emite el resultado de los saltos. El
sintonizador 211 realiza saltos de canales de RF contenidos en la
trama de señal de TFS según las frecuencias centrales de RF de
entrada, y al mismo tiempo sintoniza señales de frecuencia
correspondientes, de modo que emite las señales sintonizadas. Si
una señal se transmite a un número A de múltiples trayectorias, el
sintonizador 211 realiza la sintonización a un canal de RF
correspondiente, y recibe señales de recepción a través del número
A de antenas.
El convertidor 213 descendente realiza una
conversión descendente de la frecuencia de RF de la señal
sintonizada por el sintonizador 211, y emite el resultado de la
conversión descendente. El ADC 215 convierte una señal analógica en
una señal digital.
La Fig. 38 es un diagrama en bloques que ilustra
un demodulador según la presente invención. El demodulador incluye
un detector 221 de tramas, una unidad 222 de sincronización de
tramas, un elemento 223 de eliminación de intervalo de seguridad,
una unidad 224 de transformación de dominio de frecuencia (FFT), un
estimador 225 de canal, un ecualizador 226 de canales y un
extractor 227 de información de señalización.
Si el demodulador adquiere datos de servicio
transmitidos a un único flujo de PLP, se llevará a cabo la siguiente
demodulación de señal. Una descripción detallada de la misma se
describirá a continuación en el presente documento.
El detector 221 de tramas identifica un sistema
de suministro de una señal de recepción. Por ejemplo, el detector
221 de tramas determina si la señal de recepción es una señal
DVB-TS o no. Además, el detector 221 de tramas
puede determinar también si una señal de recepción es una trama de
señal de TFS o no. La unidad 222 de sincronización de tramas
adquiere una sincronización de dominio temporal y de frecuencia de
la trama de señal de TFS.
El controlador 223 de intervalo de guía elimina
un intervalo de seguridad ubicado entre símbolos de OFDM del
dominio temporal. El convertidor 224 de dominio de frecuencia (FFT)
convierte una señal de recepción en una señal de dominio de
frecuencia usando el algoritmo de FFT, de modo que adquiere datos de
símbolos del dominio de frecuencia.
El estimador 225 de canal realiza una estimación
de canal de un canal de recepción usando un símbolo piloto
contenido en datos de símbolo del dominio de frecuencia. El
ecualizador 226 de canales realiza una ecualización de canales de
datos de recepción usando información de canal estimada por el
estimador 225 de canal.
El extractor 227 de información de señalización
puede extraer la información de señalización de una capa física
establecida en las señales piloto primera y segunda contenidas en
datos de recepción de canales ecualizados.
La Fig. 39 es un diagrama en bloques que ilustra
un descodificador MIMO/MISO según la presente invención. El
receptor de señales y el demodulador se diseñan para procesar una
señal recibida en una única trayectoria. Si el receptor de señales
y el demodulador reciben datos de servicio de PLP proporcionando un
único servicio a través de varias trayectorias de varias antenas, y
demodulan los datos de servicio de PLP, el descodificador 230
MIMO/MIMO emite la señal recibida en varias trayectorias como datos
de servicio transmitidos a una única PLP. Por tanto, el
descodificador 230 MIMO/MISO puede adquirir una ganancia de
diversidad y una ganancia de multiplexación a partir de datos de
servicio recibidos en una PLP correspondiente.
\newpage
El descodificador 230 MIMO/MISO recibe una señal
de transmisión multitrayectoria desde varias antenas, y puede
descodificar una señal usando un esquema de MIMO que puede recuperar
cada señal de recepción en forma de una única señal. En caso
contrario, el descodificador 230 MIMO/MISO puede recuperar una señal
usando un esquema de MIMO que recibe la señal de transmisión
multitrayectoria desde una única antena y recupera la señal de
transmisión multitrayectoria recibida.
Por tanto, si la señal se transmite a través del
número R de canales de RF (donde R es un número natural), el
descodificador 230 MIMO/MISO puede descodificar señales recibidas a
través del número A de antenas de canales de RF individuales. Si el
valor de A es igual a "1", las señales pueden descodificarse
mediante el esquema de MISO. Si el valor de A es superior a
"1", las señales pueden descodificarse mediante el esquema de
MIMO.
La Fig. 40 es un diagrama en bloques que ilustra
un analizador sintáctico de tramas según la presente invención. El
analizador sintáctico de tramas incluye un primer desentrelazador
241a de frecuencia, un desentrelazador 241r de frecuencia de orden
r, un analizador 243 sintáctico de tramas, un primer desentrelazador
245a temporal, un desentrelazador 245p temporal de orden p, un
primer decorrelacionador 247a de símbolos, y un decorrelacionador
de símbolos de orden p. El valor de "r" puede decidirse por el
número de canales de RF, y el valor de "p" puede decidirse por
el número de flujos que transmiten datos de servicio de PLP
generados a partir del analizador 243 sintáctico de tramas.
Por tanto, si se transmite un número p de
servicios a un número p de flujos de PLP por un número R de canales
de RF, el analizador sintáctico de tramas incluye el número r de
desentrelazadores de frecuencia, el número p de desentrelazadores
temporales, y el número p de decorrelacionadores de símbolos.
En asociación con un primer canal de RF, el
primer entrelazador 241a de frecuencia realiza el desentrelazado de
datos de entrada del dominio de frecuencia, y emite el resultado del
desentrelazado.
El analizador 243 sintáctico de tramas analiza
sintácticamente la trama de señal de TFS transmitida a varios
canales de RF usando información de planificación de la trama de
señal de TFS, y analiza sintácticamente los datos de servicio de
PLP contenidos en la ranura de un canal de RF específico que incluye
un servicio deseado. El analizador 243 sintáctico de tramas analiza
sintácticamente la trama de señal de TFS para recibir datos de
servicio específicos distribuidos a varios canales de RF según la
estructura de trama de señal de TFS, y emite datos de servicio de
PLP de primera trayectoria.
El primer desentrelazador 245a temporal realiza
el desentrelazado de los datos de servicio de PLP de primera
trayectoria analizados sintácticamente en el dominio temporal. El
primer decorrelacionador 247a de símbolos determina datos de
servicio correlacionados con el símbolo para que sean datos de bits,
de modo que pueda emitir un flujo de PLP asociado a los datos de
servicio de PLP de primera trayectoria.
Siempre que los datos de símbolos se conviertan
en datos de bits, y cada dato de símbolos incluya símbolos basados
en el esquema de correlación híbrido de símbolos, el número p de
decorrelacionadores de símbolos, cada uno de los cuales incluye el
primer decorrelacionador de símbolos, pueden determinar que los
datos de símbolos sean datos de bits usando diferentes esquemas de
decorrelación de símbolos en intervalos individuales de los datos
de símbolos de entrada.
La Fig. 41 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos. Los decorrelacionadores de símbolos reciben los flujos que
corresponden a las PLP desde los entrelazadores 245a y 245p
temporales que corresponden respectivamente a los
decorrelacionadores de símbolos.
Cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p
de símbolos puede incluir un divisor 2471 de bloques de corrección
de errores, un divisor 2473 de símbolos, un decorrelacionador 2475a
de primer orden, un decorrelacionador 2475b de segundo orden y un
fusionador 2478 de flujos de bits.
El divisor 2471 de bloques de corrección de
errores puede dividir el flujo de PLP recibido a partir del
correspondiente entre los entrelazadores temporales 245a y 245p en
las unidades de bloque de corrección de errores. El divisor 2471 de
bloques de corrección de errores puede dividir el flujo de servicio
en la unidad de bloque de LDPC de modalidad normal. En este caso,
el flujo de servicio puede dividirse en un estado en el que cuatro
bloques, según la modalidad corta (en la que el bloque tiene la
longitud de 16200 bits), se tratan como el bloque de corrección de
errores de un bloque según la modalidad normal (en la que el bloque
tiene la longitud de 64800 bits).
El divisor 2473 de símbolos puede dividir el
flujo de símbolos en el bloque dividido de corrección de errores
según el procedimiento de correlación de símbolos del flujo de
símbolos.
Por ejemplo, el decorrelacionador 2475a de
primer orden convierte los símbolos según el procedimiento de
correlación de símbolos de orden superior en los bits. El
decorrelacionador 2475b de segundo orden convierte los símbolos
según el procedimiento de correlación de símbolos de orden inferior
en los bits.
El fusionador 2478 de flujo de bits puede
recibir los bits convertidos y emitir un flujo de bits.
\newpage
La Fig. 42 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la Fig. 41, excepto porque se incluyen además una unidad 2474a
de calibración de potencia de primer orden y una unidad 2474b de
calibración de potencia de segundo orden.
La unidad 2474a de calibración de potencia de
primer orden recibe los símbolos divididos por el divisor 2473 de
símbolos, calibra la potencia de los símbolos recibidos según los
esquemas de correlación de símbolos, y emite los símbolos
calibrados. La potencia de los símbolos recibidos puede tener la
potencia calibrada según el tamaño de la constelación basándose en
los procedimientos de correlación de símbolos. La unidad 2474a de
calibración de potencia de primer orden convierte la potencia
calibrada en la potencia de símbolos original de la constelación.
El decorrelacionador 2475a de primer orden puede realizar la
decorrelación entre los símbolos, cuya potencia es calibrada por la
unidad de calibración de potencia de primer orden, y los bits.
De manera similar, la unidad 2474b de
calibración de potencia de segundo orden recibe los símbolos
divididos por el divisor 2473 de símbolos, modifica la potencia
calibrada de los símbolos recibidos a la potencia original según el
tamaño de la constelación, y emite los símbolos modificados.
La Fig. 43 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos. Cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos puede incluir un divisor 2473 de símbolos, un
decorrelacionador 2474a de primer orden, un decorrelacionador 2474b
de segundo orden, un multiplexor 2475a de primer orden, un
multiplexor 2475b de segundo orden, un desentrelazador 2476a de bits
de primer orden, un desentrelazador 2476b de bits de segundo orden
y un fusionador 2478 de flujo de bits. Mediante esta realización,
la realización de la unidad de descodificación y demodulación de la
Fig. 33 incluye un primer descodificador 253, un primer
desentrelazador 255 y un segundo descodificador 257.
El divisor 2473 de símbolos puede dividir el
flujo de símbolos de la PLP según el procedimiento que corresponde
al procedimiento de correlación de símbolos.
El decorrelacionador 2474a de primer orden y el
decorrelacionador 2474b de segundo orden convierten los flujos de
símbolos divididos en bits. Por ejemplo, el decorrelacionador 2474a
de primer orden realiza la decorrelación de símbolos del QAM de
orden superior y el decorrelacionador 2474b de segundo orden realiza
la decorrelación de símbolos del QAM de orden inferior. Por
ejemplo, el decorrelacionador 2474a de primer orden puede realizar
la decorrelación de símbolos de 256QAM y el decorrelacionador 2474b
de segundo orden puede realizar la decorrelación de símbolos de
64QAM.
El multiplexor 2475a de primer orden y el
multiplexor 2475b de segundo orden multiplexan los bits
correlacionados con símbolos. Los procedimientos de multiplexado
pueden corresponder a los procedimientos de demultiplexación
descritos con referencia a las Figs. 15 a 18. Por consiguiente, los
subflujos demultiplexados pueden convertirse en un flujo de
bits.
El desentrelazador 2476a de bits de primer orden
desentrelaza los flujos de bits multiplexados por el multiplexor
2475a de primer orden. El desentrelazador 2476b de bits de segundo
orden desentrelaza los bits multiplexados por el multiplexor 2475a
de primer orden. El procedimiento de desentrelazado corresponde al
procedimiento de entrelazado de bits. El procedimiento de
entrelazado de bits se muestra en la Fig. 12.
El fusionador 2478 de flujo de bits puede
fusionar los flujos de bits desentrelazados por los entrelazadores
2476a y 2476b de bits para dar un flujo de bits.
El primer descodificador 253 de la unidad de
descodificación y demodulación puede realizar la descodificación de
corrección de errores del flujo de bits de salida según la modalidad
normal o la modalidad corta, y la tasa de código según las
modalidades.
La Fig. 44 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la Fig. 43, excepto porque se incluyen además una unidad 2474a
de calibración de potencia de primer orden y una unidad 2474b de
calibración de potencia de segundo orden. La unidad 2474a de
calibración de potencia de primer orden y la unidad 2474b de
calibración de potencia de segundo orden modifican las potencias
calibradas de los símbolos según los procedimientos de correlación
de símbolos y emiten los símbolos modificados a los
decorrelacionadores 2475a y 2475b de símbolos.
La Fig. 45 es una vista que muestra una
realización para multiplexar el subflujo demultiplexado. En esta
realización, los decorrelacionadores 2474a y 2474b deciden las
palabras de célula que incluyen los bits. Los multiplexores 2475a y
2475b multiplexan las palabras de célula decididas según la señal de
selección del multiplexor. Las palabras de célula demultiplexadas
se introducen en uno cualquiera de los primeros multiplexores 2475a2
y 2475b2, hasta los multiplexores 2475a3 y 2475b3 de orden n.
Los primeros multiplexores 2475a2 y 2475b2,
hasta los multiplexores 2475a3 y 2475b3 de orden n, cambian el
orden de los bits en las palabras de célula introducidas según la
señal de selección de multiplexor. La señal de selección de
multiplexor puede cambiarse según la tasa de código de la
codificación de corrección de errores o el procedimiento de
correlación de símbolos. Con el fin de generar un flujo y los flujos
de bits suministrados a los multiplexores, el orden de seleccionar
el subflujo puede cambiarse según la señal de selección de
multiplexor.
Los primeros demultiplexores 2475a1 y 2475b1
emiten los flujos de bits decorrelacionados con símbolos a uno
cualquiera de los primeros multiplexores 2475a2 y 2475b2, hasta los
multiplexores 2475a3 y 2475b3 de orden n, según la señal de
selección de multiplexor. Los primeros submultiplexores 2475a1 y
2475b1 pueden recibir los subflujos multiplexados mediante los
primeros multiplexores 2475a2 y 2475b2, hasta los multiplexores
2475a3 y 2475b3 de orden n, y emitir un flujo, según la señal de
selección de multiplexor.
Las palabras de célula que incluyen los bits
cambiados se introducen en los entrelazadores 2476a y 2476b de
bits, y los desentrelazadores 2476a y 2476b de bits desentrelazan
los bits de entrada y emiten los bits desentrelazados.
La Fig. 46 es un diagrama en bloques que ilustra
un demodulador de descodificación según la presente invención. El
demodulador de descodificación puede incluir varios bloques de
función que corresponden a la unidad de codificación y modulación.
En esta realización, el demodulador de descodificación de la Fig. 16
puede incluir un primer desentrelazador 251, un primer
descodificador 253, un segundo desentrelazador 255 y un segundo
descodificador 257. El segundo desentrelazador 255 puede estar
contenido selectivamente en el demodulador de descodificación.
El primer desentrelazador 251 actúa como un
desentrelazador interno, y puede realizar el desentrelazado del
flujo de PLP de orden p generado a partir del analizador sintáctico
de tramas.
El primer descodificador 253 actúa como un
descodificador interno, puede realizar una corrección de errores de
los datos desentrelazados, y puede usar un algoritmo de
descodificación con corrección de errores basándose en el esquema
de LDPC.
El segundo desentrelazador 255 actúa como un
entrelazador externo, y puede realizar el desentrelazado de los
datos con descodificación de corrección de errores.
El segundo descodificador 257 actúa como
descodificador externo. Los datos desentrelazados por el segundo
desentrelazador 255, o corregidos respecto a errores por el primer
descodificador 253, se corrigen de nuevo respecto a errores, de
modo que el segundo descodificador 257 emita los datos que se han
vuelto a corregir respecto a errores. El segundo descodificador 257
descodifica datos usando el algoritmo de descodificación de
corrección de errores basado en el esquema BCH, de modo que emita
los datos descodificados.
El primer desentrelazador 251 y el segundo
desentrelazador 255 pueden convertir el error de ráfaga generado en
los datos contenidos en el flujo de PLP en un error aleatorio. El
primer descodificador 253 y el segundo descodificador 257 pueden
corregir los errores contenidos en los datos.
El demodulador de descodificación muestra
procesos de operación asociados a un único flujo de PLP. Si existe
el número p de flujos, es necesario el número p de demoduladores de
descodificación, o el demodulador de descodificación puede
descodificar repetidamente datos de entrada p veces.
La Fig. 47 es un diagrama en bloques que ilustra
un procesador de salida según la presente invención. El procesador
de salida puede incluir un número p de analizadores (251a, ...,
261p) sintácticos de tramas de banda base (BB), un primer
fusionador 263a de servicios, un segundo fusionador 263b de
servicios, un primer demultiplexador 265a y un segundo
demultiplexador 265b.
Los analizadores (261a, ..., 261p) sintácticos
de tramas de BB eliminan cabeceras de trama de BB de los flujos de
PLP, desde el primero al de orden p, según las trayectorias de PLP
recibidas, y emiten el resultado eliminado. Esta realización
muestra que se transmiten datos de servicio a al menos dos flujos.
Un primer flujo es un flujo TS MPEG-2, y un segundo
flujo es un flujo GS.
El primer fusionador 263a de servicios calcula
la suma de datos de servicio contenidos en la carga útil de al
menos una trama de BB, de modo que emite la suma de datos de
servicio como un único flujo de servicio. El primer demultiplexador
255a puede demultiplexar el flujo de servicio, y emitir el resultado
demultiplexado.
De este modo, el segundo fusionador 263b de
servicio calcula la suma de los datos de servicio contenidos en la
carga útil de al menos una trama de BB, de modo que pueda emitir
otro flujo de servicio. El segundo demultiplexador 255b puede
demultiplexar el flujo de servicio de formato GS, y emitir el flujo
de servicio demultiplexado.
La Fig. 48 es un diagrama en bloques que ilustra
un aparato para transmitir una señal según otra realización de la
presente invención. El aparato de transmisión de señales incluye un
compositor 310 de servicios, un divisor 320 de frecuencia y un
transmisor 400. El transmisor 400 codifica o modula una señal que
incluye un flujo de servicio que va a transmitirse a cada banda de
RF.
El compositor 310 de servicios recibe varios
flujos de servicio, multiplexa varios flujos de servicio que van a
transmitirse a canales de RF individuales, y emite los flujos de
servicio multiplexados. El compositor 310 de servicios emite
información de planificación, de modo que controla el transmisor 400
usando la información de planificación, cuando el transmisor 400
transmite la PLP a través de varios canales de RF. Mediante esta
información de planificación, el compositor 310 de servicios modula
varias tramas de servicio que van a transmitirse a los diversos
canales de RF mediante el transmisor 400, y transmite las tramas de
servicio moduladas.
El divisor 320 de frecuencia recibe un flujo de
servicio que va a transmitirse a cada banda de RF, y divide cada
flujo de servicio en varios subflujos, de modo que las bandas de
frecuencia RF individuales puedan asignarse a los subflujos.
El transmisor 400 procesa los flujos de servicio
que van a transmitirse a bandas de frecuencia individuales, y emite
los flujos resultantes procesados. Por ejemplo, en asociación con un
flujo de servicio específico que va a transmitirse al primer canal
de RF, el primer correlacionador 410 correlaciona los datos de flujo
de servicio de entrada para dar símbolos. El primer entrelazador
420 entrelaza los símbolos correlacionados para evitar el error
de
ráfaga.
ráfaga.
El primer insertador 430 de símbolos puede
insertar una trama de señal equipada con una señal piloto (por
ejemplo, una señal piloto de dispersión o una señal piloto continua)
en la señal modulada.
El primer modulador 440 modula los datos
entrelazados mediante el esquema de modulación de señal. Por
ejemplo, el primer modulador 440 puede modular señales usando el
esquema de OFDM.
El primer insertador 450 de símbolos piloto
inserta la primera señal piloto y la segunda señal piloto en la
trama de señal, y puede transmitir la trama de señal de TFS.
Los datos de flujo de servicio transmitidos al
segundo canal de RF se transmiten a la trama de señal de TFS a
través de varios bloques 415, 425, 435, 445 y 455 de diferentes
trayectorias mostradas en el transmisor de la Fig. 18.
El número de trayectorias de procesamiento de
señales transmitidas desde el transmisor 400 puede ser igual al
número de canales de RF contenidos en la trama de señal de TFS.
El primer correlacionador 410 y el segundo
correlacionador pueden incluir respectivamente los demultiplexadores
1313a y 1313b, y permitir cambiar las ubicaciones del MSB y el LSB
en la palabra de célula correlacionada con símbolos.
La Fig. 49 es un diagrama en bloques que ilustra
un aparato para recibir una señal según otra realización de la
presente invención. El aparato de recepción de señales puede incluir
una unidad 510 de recepción, una unidad 520 de sincronización, un
detector 530 de modalidad, un ecualizador 540, un detector 550 de
parámetros, un desentrelazador 560, un decorrelacionador 570 y un
descodificador 580 de servicio.
La unidad 500 de recepción puede recibir
señales, de un primer canal de RF seleccionado por un usuario, entre
la trama de señal. Si la trama de señal incluye varios canales de
RF, la unidad 500 de recepción realiza saltos de los diversos
canales de RF, y al mismo tiempo puede recibir una señal que incluye
la trama de servicio seleccionada.
La unidad 510 de sincronización adquiere la
sincronización de una señal de recepción, y emite la señal de
recepción sincronizada. El demodulador 520 puede demodular la señal
adquirida mediante sincronización. El detector 530 de modalidad
puede adquirir una modalidad de FFT (por ejemplo, longitud de
operación de FFT de 2k, 4k, 8k) de la segunda señal piloto usando
la primera señal piloto de la trama de señal.
El demodulador 520 demodula la señal de
recepción en la modalidad de FFT de la segunda señal piloto. El
ecualizador 540 realiza una estimación de canal de la señal de
recepción, y emite la señal resultante de la estimación de canal.
El desentrelazador 560 desentrelaza la señal de recepción de canales
ecualizados. El decorrelacionador 570 decorrelaciona el símbolo
entrelazado usando el esquema de decorrelación de símbolos que
corresponde al esquema de correlación de símbolos de la señal de
transmisión (por ejemplo, QAM).
El detector 550 de parámetros adquiere
información de parámetros físicos (por ejemplo, información de Capa
1 (L1)) contenida en la segunda señal piloto a partir de la señal de
salida del ecualizador 540, y transmite la información de
parámetros físicos adquirida a la unidad 500 de recepción y a la
unidad 510 de sincronización. La unidad 500 de recepción puede
cambiar el canal de RF a otro canal usando información de red
detectada por el detector 550 de parámetros.
El detector 550 de parámetros emite información
asociada a servicios, el descodificador 580 de servicios descodifica
datos de servicio de la señal de recepción según la información
asociada al servicio proveniente del detector 550 de parámetros, y
emite los datos de servicio descodificados.
El decorrelacionador 570 puede incluir los
multiplexores 2475a y 2475b y emitir el flujo de bits obtenido
restaurando el orden de los bits cuyas ubicaciones del MSB y el LSB
se cambian según la tasa de código de la codificación de corrección
de errores y el procedimiento de correlación de símbolos.
\newpage
A continuación en el presente documento, se
describirá un procedimiento para modular una primera señal piloto
de una trama de señal que tiene al menos una banda de RF y un
procedimiento y un aparato para recibir la primera señal piloto
modulada.
Los símbolos de PLP entrelazados temporalmente
se transmiten a través de regiones, que se dividen temporalmente en
la trama de señal. Los símbolos de PLP entrelazados temporalmente
pueden transmitirse a través de regiones, que se dividen en el
dominio de frecuencia, si existe una pluralidad de bandas de RF. Por
consiguiente, si la PLP se transmite o se recibe, puede obtenerse
una ganancia de diversidad. Una modalidad de corrección de errores
y un procedimiento de correlación de símbolos pueden cambiarse según
los servicios que corresponden a flujos de transporte, o pueden
cambiarse en el servicio.
Una primera señal piloto y una segunda señal
piloto se disponen en la ubicación inicial de la trama de señal que
tiene características de este tipo, como señal de preámbulo.
Como se describió anteriormente, la primera
señal piloto incluida en la trama de señal puede incluir un
identificador para identificar la trama de señal que tiene la
estructura descrita anteriormente. La primera señal piloto puede
incluir información acerca de la estructura de transmisión que
indica si la trama de señal se transmite o no a través de múltiples
trayectorias, e información acerca de una modalidad de FFT de una
señal que sigue a la primera señal piloto. El receptor puede
detectar la trama de señal a partir de la primera señal piloto y
obtener la información acerca de la estimación integral de desfase
de frecuencia de portadora e información acerca de la modalidad de
FFT del símbolo de datos.
La Fig. 50 es una vista que muestra una
realización de la estructura de una primera señal piloto. Una parte
designada mediante A es una parte útil de la primera señal piloto. B
designa el mismo prefijo cíclico que una primera parte de la parte
A en el dominio temporal y C designa el mismo sufijo cíclico que una
segunda parte de la parte A en la región temporal. La primera parte
puede duplicarse a partir de la segunda mitad de la parte A y la
segunda parte puede duplicarse a partir de la primera mitad de la
parte A.
B y C pueden obtenerse respectivamente
duplicando la primera parte y la segunda parte y realizando un
desplazamiento en frecuencia de las partes duplicadas. Una relación
entre B o C y A es la siguiente.
Ecuación
1
En la ecuación anterior, SH designa una unidad
de desplazamiento del desplazamiento en frecuencia. Por
consiguiente; los valores de desplazamiento en frecuencia de las
partes B y C pueden ser inversamente proporcionales a las
longitudes de las partes B y C.
Si la primera señal piloto se configura mediante
desplazamiento en frecuencia del prefijo cíclico (B) y el sufijo
cíclico (C), la probabilidad de que el símbolo de datos se detecte
de manera errónea respecto al preámbulo es baja y la probabilidad
de que el preámbulo se detecte de manera errónea se reduce, aunque
los símbolos de datos que configuran la PLP y los símbolos que
configuran el preámbulo se modulan en la misma modalidad de
FFT.
Si se incluye una interferencia de onda continua
(CW) tal como una señal de TV analógica, se reduce la probabilidad
de que el preámbulo se detecte de manera errónea debido a una
componente de DC de ruido generada en un proceso de correlación.
Además, si el tamaño de la FFT aplicada a los símbolos de datos que
configuran la PLP es mayor que el de la FFT aplicada al preámbulo,
puede mejorarse el rendimiento de detección de preámbulo incluso en
un canal de dispersión de retardo que tenga una longitud igual a o
mayor que la de la parte A de símbolo útil del preámbulo. Puesto
que tanto el prefijo cíclico (B) como el sufijo cíclico (C) se usan
en el preámbulo, el desfase fraccionario de frecuencia de portadora
puede estimarse mediante el proceso de correlación.
La Fig. 51 es una vista que muestra una
realización para detectar una señal de preámbulo mostrada en la Fig.
50 y que estima un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia. Esta realización puede incluirse en el detector 221 de
tramas o la unidad 222 de sincronización de tramas.
Esta realización puede incluir una primera
unidad 601 de retardo, una unidad 603 de cálculo de conjugada
compleja, un primer multiplicador 605, un segundo multiplicador
607, un primer filtro 611, una segunda unidad 615 de retardo, un
tercer multiplicador 609, un segundo filtro 613, un cuarto
multiplicador 617, una unidad 619 de búsqueda de picos y una unidad
621 de medición de fase.
La primera unidad 601 de retardo puede retardar
una señal recibida. Por ejemplo, la primera unidad 601 de retardo
puede retardar la señal recibida en la longitud de la parte (A) de
símbolo útil de la primera señal piloto.
La unidad 603 de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la primera señal piloto
retardada y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador 605 puede multiplicar la
señal emitida desde la unidad 603 de cálculo de conjugada compleja
por la señal recibida y emitir la señal multiplicada.
Puesto que la primera señal piloto incluye las
partes B y C obtenidas mediante desplazamiento en frecuencia de la
parte A útil, los respectivos valores de correlación se obtienen
mediante el desplazamiento de las señales recibidas en las
respectivas cantidades de desplazamiento en frecuencia. En la
primera señal piloto, la parte B es una parte que se desplaza en
frecuencia de manera ascendente o se desplaza en frecuencia de
manera descendente desde la parte A, y C es una parte que se
desplaza en frecuencia de manera ascendente o se desplaza en
frecuencia de manera descendente desde la parte A.
Por ejemplo, si se usa la salida de la unidad
603 de cálculo de conjugada compleja, la salida del primer
multiplicador 605 puede incluir el resultado de correlación de B (o
la conjugada compleja de B) y A (o la conjugada compleja de A).
El segundo multiplicador 607 puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador 605 por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplica-
da.
da.
El primer filtro 611 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el segundo multiplicador 607. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud del prefijo cíclico (B) o la
longitud del sufijo cíclico (C). En esta realización, el primer
filtro 611 puede calcular un promedio de la señal incluida en la
longitud de la parte B. Después, en el resultado emitido desde el
primer filtro 611, el valor de correlación de las partes A y C
incluidas en la parte cuyo promedio se calcula pasa a ser
esencialmente cero y el resultado de la correlación de las partes B
y A se mantiene. Puesto que la señal de la parte B es multiplicado
por el valor de desplazamiento en frecuencia por el segundo
multiplicador 607, es igual a la señal obtenida duplicando la
segunda mitad de la parte A.
El tercer multiplicador 609 puede multiplicar la
señal emitida desde el primer multiplicador 605 por la magnitud del
desplazamiento en frecuencia (designada por -ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte C y emitir la señal multiplica-
da.
da.
El segundo filtro 613 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el tercer multiplicador 609. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud del prefijo cíclico (B) o la
longitud del sufijo cíclico (C). En esta realización, el segundo
filtro 613 puede calcular el promedio de la señal incluida en la
longitud de la parte C. Después, en el resultado emitido desde el
segundo filtro 613, el valor de correlación de las partes A y B
incluidas en la parte cuyo promedio se calcula pasa a ser
esencialmente cero y el resultado de correlación de las partes C y A
se mantiene. Puesto que la señal de la parte C se multiplica por el
valor de desplazamiento en frecuencia mediante el tercer
multiplicador 609, es igual a la señal obtenida duplicando la
primera mitad de la parte A.
La longitud T_{B} de la parte cuyo promedio
variable es efectuado por el primer filtro 611 y el segundo filtro
613 se expresa de la siguiente manera.
Ecuación
2
en la que k designa un número
entero. En otras palabras, la unidad f_{SH} del desplazamiento en
frecuencia usado en las partes B y C puede decidirse por
k/TB.
La segunda unidad 615 de retardo puede retardar
la señal emitida desde el primer filtro 611. Por ejemplo, la
segunda unidad 615 de retardo retarda la señal filtrada mediante el
primer filtro 611 en la longitud de la parte B y emite la señal
retardada.
El cuarto multiplicador 617 multiplica la señal
retardada mediante la segunda unidad 615 de retardo por la señal
filtrada mediante el segundo filtro 613 y emite la señal
multiplicada.
La unidad 619 de búsqueda de picos busca la
ubicación en la que se genera un valor pico a partir de la señal
multiplicada emitida desde el cuarto multiplicador 617 y emite la
ubicación buscada a la unidad 621 de medición de fase. El valor
pico y la ubicación pueden usarse para la estimación del desfase de
sincronismo.
La unidad 621 de medición de fase puede medir la
fase cambiada usando el valor pico y la ubicación emitida desde la
unidad 619 de búsqueda de picos, y emitir la fase medida. El valor
de fase puede usarse para la estimación del desfase fraccionario de
frecuencia de portadora.
Mientras tanto, un oscilador para generar la
frecuencia usada para realizar el desplazamiento en frecuencia
mediante el segundo multiplicador 607 y el tercer multiplicador 609
puede generar cualquier cualquier error de fase.
Incluso en este caso, el cuarto multiplicador
617 puede eliminar el error de fase del oscilador. Los resultados
emitidos desde el primer filtro 611 y el segundo filtro 613 y el
resultado emitido desde el cuarto multiplicador 617 pueden
expresarse mediante la siguiente ecuación.
Ecuación
3
en la que y_{XAF1} e y_{MAF2}
designan respectivamente las salidas del primer filtro 611 y del
segundo filtro 613, e y_{Prod} designa la salida del cuarto
multiplicador 617. Además, a1 y a2 designan respectivamente los
niveles de los resultados de correlación, y \Deltaf y \theta
designan respectivamente el desfase de frecuencia y el error de
fase del
oscilador.
Por consiguiente, y_{MAF1} e y_{MAF22}
pueden incluir los errores de fase del oscilador que tienen
diferentes signos, aunque el error de fase del oscilador se elimina
en el resultado del cuarto multiplicador 617. Por consiguiente, el
desfase de frecuencia \Deltaf puede estimarse independientemente
del error de fase del oscilador del aparato de recepción de
señales.
El desfase de frecuencia estimado puede
expresarse mediante la siguiente ecuación.
Ecuación
4
en la que el desfase de frecuencia
estimado \Deltaf es 0<=
\Deltaf<0,5.
La Fig. 52 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto. En la
primera señal piloto, el desplazamiento en frecuencia de la primera
mitad de la parte A útil es el prefijo cíclico (B) y el
desplazamiento en frecuencia del segundo desplazamiento de la parte
A útil es el sufijo cíclico (C). Las longitudes de la parte A útil
para generar las partes B y C pueden ser, por ejemplo, 1/2 de la
longitud de la parte A, y las longitudes de B y C pueden ser
diferentes.
La Fig. 53 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto mostrada en la
Fig. 52 y medir un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia usando el resultado detectado. En esta realización, por
motivos de una descripción más conveniente, B y C designan
respectivamente el prefijo cíclico y el sufijo cíclico obtenidos
mediante el desplazamiento en frecuencia de 1/2 de la longitud de la
parte A.
Esta realización incluye una primera unidad 601
de retardo, una unidad 603 de cálculo de conjugada compleja, un
primer multiplicador 605, un segundo multiplicador 607, un primer
filtro 611, una segunda unidad 615 de retardo, un tercer
multiplicador 609, un segundo filtro 613, un cuarto multiplicador
617, una unidad 619 de búsqueda de picos y una unidad 621 de
medición de fase. Es decir, esta realización es igual a la
realización de la Fig. 51, aunque las características de los
componentes pueden cambiarse según la longitud de la parte A
mediante la cual se generan las partes B y C. B designa una parte
desplazada en frecuencia de manera descendente desde la parte A, y
C designa una parte desplazada en frecuencia de manera ascendente
desde la parte A.
La primera unidad 601 de retardo puede retardar
una señal recibida. Por ejemplo, la primera unidad 601 de retardo
puede retardar la señal recibida en 1/2 de la longitud de la parte A
de símbolo útil de la primera señal piloto.
La unidad 603 de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la primera señal piloto
retardada y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador 605 puede multiplicar la
señal emitida desde la unidad 603 de cálculo de conjugada compleja
por la señal recibida y emitir la señal multiplicada.
El segundo multiplicador 607 puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador 605 por la magnitud
del desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplicada.
El primer filtro 611 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el segundo multiplicador 607. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud del prefijo cíclico (B). En
esta realización, el primer filtro 611 puede calcular el promedio de
la señal incluida en la longitud de la parte B. Después, en el
resultado emitido desde el primer filtro 611, el valor de
correlación de las partes A y C incluidas en la parte cuyo promedio
se calcula pasa a ser esencialmente cero y el resultado de
correlación de las partes B y A se mantiene. Puesto que la señal de
la parte B se multiplica por el valor de desplazamiento en
frecuencia mediante el segundo multiplicador 607, es igual a la
señal obtenida duplicando la segunda mitad de la parte A.
El tercer multiplicador 609 puede multiplicar la
señal emitida desde el primer multiplicador 605 por la magnitud del
desplazamiento en frecuencia (designada por -ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte C y emitir la señal multiplicada.
El segundo filtro 613 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el tercer multiplicador 609. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud del sufijo cíclico (C). En
esta realización, el segundo filtro 613 puede calcular el promedio
de la señal incluida en la longitud de la parte C. Después, en el
resultado emitido desde el segundo filtro 613, el valor de
correlación de A y B incluido en la parte cuyo promedio se calcula
pasa a ser esencialmente cero y el resultado de correlación de las
partes C y A se mantiene. Puesto que la señal de la parte C se
multiplica por el valor del desplazamiento en frecuencia mediante
el tercer multiplicador 609, es igual a la señal obtenida duplicando
la primera mitad de la parte A.
La segunda unidad 615 de retardo puede retardar
la señal emitida desde el primer filtro 611. Por ejemplo, la
segunda unidad 615 de retardo retarda la señal filtrada mediante el
primer filtro 611 en la longitud de la parte B + 1/2A y emite la
señal retardada.
El cuarto multiplicador 617 multiplica la señal
retardada mediante la segunda unidad 615 de retardo por la señal
filtrada mediante el segundo filtro 613 y emite la señal
multiplicada.
La unidad 619 de búsqueda de picos busca la
ubicación en la que se genera un valor pico a partir de la señal
multiplicada emitida desde el cuarto multiplicador 617 y emite la
ubicación buscada a la unidad 621 de medición de fase. El valor
pico y la ubicación pueden usarse para la estimación del desfase de
sincronismo.
La unidad 621 de medición de fase puede medir la
fase cambiada usando el valor pico y la ubicación emitida desde la
unidad 619 de búsqueda de picos y emitir la fase medida. El valor de
fase puede usarse para la estimación fraccionaria del desfase de
frecuencia de portadora.
Como se describió anteriormente, un oscilador
para generar la frecuencia usada a fin de realizar el desplazamiento
en frecuencia mediante el segundo multiplicador 607 y el tercer
multiplicador 609 puede generar cualquier error de fase. Sin
embargo, incluso en esta realización, el cuarto multiplicador 617
puede eliminar el error de fase del oscilador.
Los resultados emitidos desde el primer filtro
611 y desde el segundo filtro 613, y el resultado emitido desde el
cuarto multiplicador 617, pueden expresarse mediante la siguiente
ecuación.
Ecuación
5
en la que y_{MAF1} e y_{MAF2}
designan respectivamente las salidas del primer filtro 611 y del
segundo filtro 613, e y_{Prod} designa las salidas del cuarto
multiplicador 617. Además, a1 y a2 designan respectivamente los
niveles de los resultados de correlación, y \Deltaf y \theta
designan respectivamente el desfase de frecuencia y el error de
fase del
oscilador.
Por consiguiente, y_{MAF1} e y_{MAF2} pueden
incluir los errores de fase del oscilador que tienen diferentes
signos, aunque el error de fase del oscilador se elimina en el
resultado del cuarto multiplicador 617. Por consiguiente, el
desfase de frecuencia \Deltaf puede estimarse independientemente
del error de fase del oscilador del aparato de recepción de
señales.
El desfase de frecuencia estimado puede
expresarse mediante la siguiente ecuación.
Ecuación
6
en la que el desfase de frecuencia
estimado \Deltaf es
0<=\Deltaf<1.
Es decir, puede generarse un solapamiento de
fase en un intervalo de 0,5<=\Deltaf <1 en el desfase de
frecuencia estimado en la [Ecuación 4], aunque no se genera
solapamiento de fase en el desfase de frecuencia estimado en la
[Ecuación 6]. Por consiguiente, el desfase de frecuencia puede
medirse con más precisión. La estructura de la primera señal piloto
puede usarse en el símbolo de datos y la segunda señal de
frecuencia. Si se usa una estructura de este tipo, puede mejorarse
el rendimiento de estimación de desfase, tal como la interferencia
de CW, y puede mejorarse el rendimiento de recepción del
receptor.
La Fig. 54 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto y medir un desfase
de sincronismo y un desfase de frecuencia usando el resultado
detectado.
Esta realización incluye una primera unidad 601
de retardo, una tercera unidad 602 de retardo, una primera unidad
603 de cálculo de conjugada compleja, una segunda unidad 604 de
cálculo de conjugada compleja, un primer multiplicador 605, un
quinto multiplicador 606, un segundo multiplicador 607, un primer
filtro 611, una segunda unidad 615 de retardo, un tercer
multiplicador 609, un segundo filtro 613, un cuarto multiplicador
617, una unidad 619 de búsqueda de picos y una unidad 621 de
medición de fase.
En esta realización, la primera unidad 601 de
retardo puede retardar una señal recibida. Por ejemplo, la primera
unidad 601 de retardo puede retardar la señal recibida en la
longitud del sufijo cíclico.
La tercera unidad 602 de retardo puede retardar
la señal retardada mediante la primera unidad 601 de retardo. Por
ejemplo, la tercera unidad 602 de retardo retarda adicionalmente la
señal en una diferencia entre la longitud del prefijo cíclico y la
longitud del sufijo cíclico.
La primera unidad 603 de cálculo de conjugada
compleja puede calcular la conjugada compleja de la señal retardada
mediante la tercera unidad 602 de retardo, y emitir la señal
calculada. La segunda unidad 604 de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la señal retardada mediante
la primera unidad 601 de retardo, y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador 605 puede multiplicar la
señal emitida desde la primera unidad 603 de cálculo de conjugada
compleja por la señal recibida y emitir la señal multiplicada. El
quinto multiplicador 606 puede multiplicar la conjugada compleja,
calculada mediante la segunda unidad 604 de cálculo de conjugada
compleja, por la señal recibida y emitir la señal multiplicada.
El segundo multiplicador 607 puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador 605 por la magnitud
del desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pifSHt)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplicada.
El primer filtro 611 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el segundo multiplicador 607. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud de la parte (A) útil de la
primera señal piloto.
El tercer multiplicador 609 puede multiplicar la
señal emitida desde el segundo multiplicador 604 por la magnitud
del desplazamiento en frecuencia (designada por -ej\pifSHt)
aplicada a la parte C y emitir la señal multiplicada.
El segundo filtro 613 realiza un promedio
variable durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el tercer multiplicador 609. La parte del promedio
variable puede pasar a ser la longitud de la parte A útil de la
primera señal piloto.
La segunda unidad 615 de retardo puede retardar
la señal emitida desde el primer filtro 611. Por ejemplo, la
segunda unidad 615 de retardo retarda la señal filtrada mediante el
primer filtro 611 en la longitud de la parte (A) útil de la primera
señal piloto y emite la señal retardada.
El cuarto multiplicador 617 multiplica la señal
retardada mediante la segunda unidad 615 de retardo por la señal
filtrada mediante el segundo filtro 613 y emite la señal
multiplicada. El cuarto multiplicador 617 puede eliminar el error
de fase del oscilador.
Las operaciones de la unidad 619 de búsqueda de
picos y la unidad 621 de medición de fase son iguales a las de la
realización descrita anteriormente. La unidad 619 de búsqueda de
picos busca la ubicación en la que se genera un valor pico a partir
de la señal multiplicada emitida desde el cuarto multiplicador 617 y
emite la ubicación buscada a la unidad 621 de medición de fase. El
valor pico y la ubicación pueden usarse para la estimación del
desfase de sincronismo.
La Fig. 55 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto.
La primera señal piloto tiene una estructura de
conjunto de secuencia complementario (CSS). La señal de la
estructura del CSS tiene un buen rendimiento para la autocorrelación
y es muy eficaz a la hora de detectar el preámbulo de la trama de
señal usando dos secuencias A y B de esta figura.
El intervalo A_{E} y el intervalo A_{C} son
intervalos desplazados en frecuencia desde el intervalo A en la
misma magnitud de desplazamiento en frecuencia, respectivamente.
Esta estructura de señal hace posible estimar un rango completo de
desfase de frecuencia de portadora.
La Fig. 56 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto ilustrada
en la Fig. 55. El funcionamiento de la realización en esta figura es
el mismo que el de la realización de la Fig. 51. Sin embargo, la
primera unidad 601 de retardo retarda la mitad de la longitud del
intervalo A.
En el caso de que se reciban señales de eco que
tienen una diferencia de media longitud de T_{A} a través de
canales de dos trayectorias, el intervalo A_{B} y el intervalo
A_{C} de las señales se solapan en un receptor. Si una fase de
una primera señal de eco está opuesta a una fase de una segunda
señal de eco de las señales, las señales se desvanecen desfasándose
entre sí. Por consiguiente, el receptor no puede detectar las dos
señales de eco. El siguiente dibujo da a conocer un ejemplo de la
primera señal piloto que puede solucionar este problema.
La Fig. 57 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto. En esta
realización, el intervalo AC se desplaza en frecuencia desde el
intervalo B, no el intervalo A, y la dirección de desplazamiento en
frecuencia de B a B_{C} es la opuesta a la dirección de
desplazamiento en frecuencia de A a A_{H}. Entonces, la dirección
del desplazamiento en frecuencia entre BC y B es la misma que la
dirección del desplazamiento en frecuencia entre A y A_{C} de la
señal en la Fig. 56, de modo que pueda detectarse la primera señal
piloto.
Y aunque un receptor reciba las dos señales de
eco a través de dos trayectorias, cuyos ecos tienen una diferencia
tal como una longitud de T_{A}, puede detectarse una señal de las
dos señales porque los intervalos A_{B} y B_{C} de las señales
recibidas son diferentes.
La Fig. 58 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio se modula a una PLP (S110).
La PLP puede generarse modulando un flujo de servicio tal como un
flujo de transporte y un paquete de GSE, en el que se realizan una
codificación de corrección de errores y una correlación de símbolos
en el flujo de servicio. El flujo de servicio modulado puede
distribuirse en al menos una trama de señal y puede transmitirse
por al menos un canal físico como una PLP. Por ejemplo, un proceso
de modulación de un flujo de servicio a una PLP puede realizarse
siguiendo las etapas S110a a S110d.
Un flujo de servicio tal como un flujo de
transporte y un servicio de transferencia de paquetes de GSE se
somete a codificación de corrección de errores (S110a). Un esquema
de codificación con corrección de errores puede cambiarse según los
flujos de servicio.
Puede usarse un esquema de codificación de
corrección de errores de LDPC, ya que el esquema de codificación de
corrección de errores y la codificación de corrección de errores
pueden realizarse a diversas tasas de código. Los bits que se
someten a codificación de corrección de errores según una tasa
específica de código de corrección de errores pueden incluirse en
un bloque con codificación de corrección de errores según la
modalidad de codificación de corrección de errores. Si el esquema de
codificación de corrección de errores es el LDPC, pueden usarse una
modalidad normal (64800 bits) y una modalidad corta (16200
bits).
Se entrelaza el flujo de servicio con
codificación de corrección de errores (S110b). El entrelazado puede
realizarse diferenciando las instrucciones para la escritura y
lectura de los bits incluidos en el bloque con codificación de
corrección de errores, en y desde una memoria. El número de filas y
el número de columnas de la memoria puede cambiarse según la
modalidad de codificación de corrección de errores. El entrelazado
puede realizarse en la unidad de los bloques con codificación de
corrección de errores.
Los bits entrelazados del flujo de servicio se
correlacionan con símbolos (S110c). Un procedimiento de correlación
de símbolos puede cambiarse según flujos de servicio, o en el flujo
de servicio. Por ejemplo, como procedimiento de correlación de
símbolos, pueden usarse un procedimiento de correlación de símbolos
de orden superior y un procedimiento de correlación de símbolos de
orden inferior. Cuando los símbolos se correlacionan, los bits
entrelazados del flujo de servicio pueden demultiplexarse según el
procedimiento de correlación de símbolos o la tasa de código del
código de corrección de errores, y los símbolos pueden
correlacionarse usando los bits incluidos en los subflujos
demultiplexados. Después, puede cambiarse la secuencia de los bits
en la palabra de célula correlacionados con los símbolos.
Se entrelazan los símbolos correlacionados
(S110d). Los símbolos correlacionados pueden entrelazarse en la
unidad de bloques con codificación de corrección de errores. Los
entrelazadores 132a y 132b en tiempo pueden entrelazar los símbolos
en la unidad de bloques con codificación de corrección de errores.
Es decir, el flujo de servicio se entrelaza de nuevo en el nivel de
símbolo.
La PLP modulada como se describió anteriormente
se asigna en al menos una trama de señal y un preámbulo, que
incluye una primera señal piloto, se dispone en una parte de
comienzo de la trama de señal (S150). La asignación de la PLP puede
describirse de la siguiente manera.
Los símbolos entrelazados del flujo de servicio
se dividen, los símbolos divididos se asignan a una trama de señal
que tiene al menos una banda de frecuencia y que incluye ranuras que
se dividen temporalmente en las bandas de frecuencia, y un
preámbulo que incluye una primera señal piloto se dispone en una
parte inicial de la trama de señal. Los símbolos entrelazados del
flujo de servicio pueden configurar la PLP con respecto al flujo de
servicio para proporcionar el servicio. Los símbolos que configuran
la PLP pueden dividirse y asignarse a la trama de señal. La PLP
puede asignarse a al menos una trama de señal que tenga al menos una
banda de frecuencia. Si se dispone una pluralidad de bandas de
frecuencia, los símbolos que configuran la PLP pueden disponerse en
las ranuras desplazadas entre las bandas de frecuencia. Los bits
incluidos en el flujo de servicio pueden disponerse en la trama de
señal en la unidad de bloques entrelazados con codificación de
corrección de errores.
La trama de señal se convierte en un dominio
temporal según un esquema de OFDM (S160).
El prefijo cíclico obtenido desplazando en
frecuencia una primera parte de una parte útil de la primera señal
piloto y el sufijo cíclico obtenido desplazando en frecuencia una
segunda parte de la parte útil se insertan en la primera señal
piloto en el dominio temporal (S170). Si el preámbulo no se inserta
en el dominio de frecuencia, el preámbulo que incluye la primera
señal piloto y la segunda señal piloto puede insertarse en el
dominio temporal. La primera señal piloto del dominio temporal
puede incluir la parte útil, el prefijo cíclico de la primera parte
de la parte útil y el sufijo cíclico de la segunda parte de la parte
útil. La primera parte puede ser una parte más posterior o la parte
más anterior de la parte útil. La segunda parte puede ser la parte
más anterior o la parte más posterior de la parte útil.
La trama de señal que incluye la primera señal
de trama se transmite por al menos un canal de RF (S180).
Puesto que la parte útil de la primera señal
piloto incluye el prefijo cíclico y el sufijo cíclico, desplazados
en frecuencia, la trama de señal puede identificarse claramente como
la estructura de la primera señal piloto. El desfase de sincronismo
o el desfase de frecuencia puede estimarse y compensarse por usar la
estructura de la primera señal piloto.
La Fig. 59 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para recibir una señal.
Una señal se recibe desde una banda de
frecuencia específica que transfiere tramas de señal (S210). La
trama de señal puede transmitirse por al menos una banda de
frecuencia. La señal puede recibirse desde una banda de frecuencia
específica.
A partir de la señal recibida, se identifica una
primera señal piloto que incluye un prefijo cíclico obtenido
desplazando en frecuencia una primera parte de una parte útil y un
sufijo cíclico obtenido desplazando en frecuencia una segunda parte
de la parte útil, y la trama de señal que incluye las PLP se
demodula mediante el esquema de OFDM usando la primera señal piloto
(S220). El proceso de demodulación que usa la primera señal piloto
se describirá con detalle más adelante.
La trama de señal identificada se analiza
sintácticamente (S230). La trama de señal puede incluir al menos
una banda de frecuencia. En la trama de señal, una primera PLP, que
incluye los bloques con codificación de corrección de errores de
los símbolos con los que se correlaciona el flujo de servicio, puede
asignarse a símbolos de OFDM junto con una segunda PLP que incluye
los bloques con codificación de corrección de errores de otro flujo
de servicio. Si la trama de señal incluye una pluralidad de bandas
de frecuencia, los bloques con codificación de corrección de
errores de la PLP pueden asignarse a los símbolos de OFDM que están
desplazados temporalmente en la pluralidad de bandas de
frecuencia.
Un servicio puede obtenerse a partir de la PLP
de la trama de señal analizada sintácticamente (S240), en la que
este proceso se describe en las etapas S240a a S240c.
Los símbolos con los que se correlaciona el
flujo de servicio se desentrelazan de la trama de señal analizada
sintácticamente (S240a). El desentrelazado puede realizarse en el
nivel de símbolo con el que se correlaciona el flujo de servicio.
Por ejemplo, los desentrelazadores temporales 245a y 245b pueden
desentrelazar los bloques con codificación de corrección de errores
que incluyen los símbolos, con los que se correlaciona el flujo de
servicio.
A continuación, los símbolos desentrelazados se
decorrelacionan para obtener el flujo de servicio (S240b). Cuando
se realiza la decorrelación de los símbolos, puede emitirse una
pluralidad de subflujos obtenidos realizando la decorrelación de
los símbolos, pueden multiplexarse los subflujos emitidos y puede
emitirse el flujo de servicio con codificación de corrección de
errores. El esquema de multiplexación puede cambiarse según el
procedimiento de correlación de símbolos y la tasa de código de
corrección de errores. El procedimiento de decorrelación de
símbolos puede cambiarse en un flujo de servicio o según flujos de
servicio.
El flujo de servicio se desentrelaza y el flujo
de servicio desentrelazado se somete a codificación de corrección
de errores (240c).
Según un aparato para transmitir y recibir una
señal, y un procedimiento para transmitir y recibir una señal de la
presente invención, es posible detectar y restaurar inmediatamente
una señal transmitida. Además, es posible mejorar el rendimiento de
transmisión/recepción de señales del sistema de
transmisión/recepción.
La Fig. 60 es un diagrama de flujo que ilustra
una realización para identificar una primera señal piloto y estimar
un desfase en un proceso de demodulación.
La primera señal piloto incluye el prefijo
cíclico obtenido desplazando en frecuencia la primera parte de la
parte útil de la misma y el sufijo cíclico obtenido desplazando en
frecuencia la segunda parte de la parte útil de la misma. El
desfase de sincronismo y el desfase de frecuencia pueden calcularse
usando la primera señal piloto de la siguiente manera.
Se retarda (S311) la señal recibida. Por
ejemplo, la parte de retardo puede ser la parte útil de la primera
señal piloto o 1/2 de la parte útil. Como alternativa, la parte de
retardo puede ser la longitud del prefijo cíclico o la longitud del
sufijo cíclico.
Se calcula (S313) la conjugada compleja de la
señal retardada.
Se multiplican (S315) la conjugada compleja de
la señal recibida y la señal retardada. La señal retardada
multiplicada por la conjugada compleja puede ser la señal que tiene
la longitud descrita anteriormente. Si la señal de retardo es la
longitud del prefijo cíclico o el sufijo cíclico, puede calcularse
la conjugada compleja de la señal retardada.
La señal multiplicada por la conjugada compleja
se desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia del
prefijo cíclico (S317). Es decir, la señal multiplicada por la
conjugada compleja se desplaza en la magnitud del desplazamiento
inverso de la magnitud del desplazamiento en frecuencia de la señal
de prefijo cíclico. Es decir, una señal que se desplaza en
frecuencia de manera ascendente es desplazada en frecuencia de
manera descendente (o la señal que se desplaza en frecuencia de
manera descendente es desplazada en frecuencia de manera
ascendente).
Después, se calcula un promedio con respecto a
la señal que se desplaza inversamente según el desplazamiento en
frecuencia del prefijo cíclico (S319). La parte cuyo promedio se
calcula puede pasar a ser la longitud del prefijo cíclico o la
longitud de la parte A útil de la primera señal piloto según las
realizaciones. Puesto que el promedio se calcula con respecto a la
señal que tiene la misma longitud junto con la señal recibida, el
valor del promedio variable puede emitirse junto con la señal
recibida.
La señal cuyo promedio se calcula se retarda
(S321). La parte de retardo puede pasar a ser la suma de la longitud
del prefijo cíclico y la longitud de 1/2 del periodo útil, la
longitud del prefijo cíclico o la longitud de la parte A útil de la
primera señal piloto, según la realización.
La señal multiplicada en la etapa S315 se
desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia del
sufijo cíclico (S323). La señal multiplicada por la conjugada
compleja se desplaza en la magnitud del desplazamiento inverso de
la magnitud del desplazamiento en frecuencia de la señal de sufijo
cíclico. Es decir, una señal que se desplaza en frecuencia de
manera ascendente es desplazada en frecuencia de manera descendente
(o la señal que se desplaza en frecuencia de manera descendente es
desplazada en frecuencia de manera ascendente).
Se calcula un promedio con respecto a la señal
que se desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia
del sufijo cíclico (S325). El promedio variable se efectúa con
respecto a la señal que corresponde a la longitud del sufijo
cíclico calculado o a la longitud de la parte útil de la primera
señal piloto, según las realizaciones.
La señal retardada en la etapa S321 y la señal
cuyo promedio se calcula en la etapa S325 se multiplican (S327).
Se busca una ubicación pico del resultado
multiplicado (S329) y se mide la fase de la señal usando el pico
(S331). El pico buscado puede usarse para estimar el desfase de
sincronismo y la fase medida puede usarse para estimar el desfase
de frecuencia.
En este diagrama de flujo, pueden cambiarse la
longitud del sufijo cíclico, la longitud del prefijo cíclico y la
magnitud del desplazamiento inverso en frecuencia.
Según el aparato para transmitir y recibir la
señal y el procedimiento para transmitir y recibir la señal de la
invención, si el símbolo de datos que configura la PLP y los
símbolos que configuran el preámbulo se modulan en la misma
modalidad de FFT, la probabilidad de que el preámbulo detecte el
símbolo de datos es baja y la probabilidad de que se detecte
erróneamente el preámbulo es reducida. Si se incluye una
interferencia de onda continua (CW), como la señal de TV analógica,
se reduce la probabilidad de que el preámbulo sea detectado
erróneamente por un componente de DC de ruido generado en el momento
de correlación.
Según el aparato para transmitir y recibir la
señal y el procedimiento para transmitir y recibir la señal de la
invención, si el tamaño de la FFT aplicada al símbolo de datos que
configura la PLP es mayor que el de la FFT aplicada al preámbulo,
el rendimiento de detección del preámbulo puede mejorarse incluso en
un canal de dispersión del retardo que tiene una longitud igual a o
mayor que la de la parte A de símbolo útil del preámbulo. Puesto
que tanto el prefijo cíclico (B) como el sufijo cíclico (C) se usan
en el preámbulo, puede estimarse el desfase fraccionario de
frecuencia de portadora.
A continuación en el presente documento, se
describirá una realización para planificar una PLP dispuesta en una
trama de señal usando información de capa 1 incluida en una primera
señal piloto. Con el fin de facilitar la descripción de la
realización para planificar la PLP, se describirá con más detalle la
estructura de la trama de señal descrita anteriormente. La PLP
puede ser una PLP para suministrar un flujo de transporte de un
servicio de difusión o una PLP de periodo de seguridad (GP). La
PLP-GP indica una PLP que está ubicada en el borde
de cada trama de señal y suministra un servicio específico tal como
un servicio complementario durante un tiempo, cuando el aparato de
recepción de señales cambia una banda de RF o un servicio.
En primer lugar, la Fig. 61 es una vista que
muestra la estructura de una trama de señal. En este dibujo, en un
preámbulo de la trama de señal, están ubicadas una primera señal
piloto P1 y una segunda señal piloto P2. La trama de señal puede
incluir símbolos de datos que incluyen al menos una PLP. La
estructura de la primera señal piloto se describió anteriormente.
La segunda señal piloto puede incluir información de capa 1. La
información de capa 1 puede incluir una señal de señalización
previa de L1 y una señal de señalización posterior de L1. La señal
de señalización previa de L1 puede incluir información por la que un
receptor puede recibir y descodificar la señal de señalización
posterior de L1. Puede incluirse información sobre la planificación
de PLP en la señal de señalización posterior de L1. La señal de
señalización posterior de L1 puede incluir una parte configurable
que incluye información que puede cambiarse en la unidad de un
intervalo de supertrama y una parte dinámica que incluye
información que puede cambiarse en la unidad de una única trama de
señal incluida en una supertrama. Es decir, la parte configurable
se define con respecto a una supertrama y la parte dinámica se
define con respecto a una trama de señal. La señal de señalización
posterior de L1 puede incluir además datos de CRC y datos de
relleno.
Con el fin de explicar la información de
planificación de la PLP para suministrar el flujo de servicio, tal
como el flujo de transporte, se describirán dos modalidades de la
trama de señal.
La Fig. 62 es una vista que muestra dos
modalidades de una trama de señal. En una modalidad de TFS mostrada
en el lado izquierdo de este dibujo, la PLP se transmite por una
pluralidad de canales de RF. La modalidad de TFS es ventajosa en la
diversidad de frecuencias y en la diversidad temporal, pero es
desventajosa porque aumenta un tiempo de cambio de canal que se
genera cuando se cambian las bandas de RF.
La supertrama incluye tres tramas de señal 1, 2
y 3. Por ejemplo, una primera PLP puede transmitirse a través de
(RF1, trama 2), (RF2, trama 3) y (RF3, trama 1) y una segunda PLP
puede transmitirse a través de (RF1, trama 1), (RF2, trama 2) y
(RF3, trama 3). Una tercera PLP puede transmitirse a través de (RF1,
trama 3), (RF2, trama 1) y (RF3, trama 2). La
PLP-GP puede incluir un servicio que se
proporcionará en un tiempo consumido cuando se cambia la banda de
RF o el servicio, y la longitud del entrelazado temporal para la
PLP-GP puede aumentarse según el número de las RF
usadas en la modalidad de TFS, que puede ser igual al número de las
sub-PLP de una PLP-GP
específica.
En una modalidad de FF, cada PLP se transmite a
través de una banda de RF fija. En la modalidad de FF mostrada en
el lado derecho de este dibujo, una primera PLP puede transmitirse a
través de (RF1, trama 1), (RF1, trama 2) y (RF3, trama 3), una
segunda PLP puede transmitirse a través de (RF2, trama 1), (RF2,
trama 2) y (RF2, trama 3), una tercera PLP puede transmitirse a
través de (RF3, trama 1), (RF3, trama 2) y (RF3, trama 3). En la
modalidad de FF no puede obtenerse el efecto de la diversidad de
frecuencia, pero el tiempo de cambio de canal puede reducirse. En
la PLP-GP, el tiempo de cambio de canal puede
ajustarse según el tamaño de la PLP-GP. En el caso
de la PLP-GP el tiempo de cambio de canal puede
ajustarse según la longitud del entrelazado temporal para la
PLP-GP.
A continuación en el presente documento, se
describirá una realización para planificar las PLP con el fin de
recibir eficazmente las PLP incluidas en la trama de señal.
La Fig. 63 es una vista que muestra un ejemplo
para planificar las PLP en la unidad de tramas de señal. Por
ejemplo, la información de capa 1 de la trama de señal puede incluir
la información mostrada en este dibujo.
\newpage
La información de capa 1 incluye un parámetro
estático, un parámetro configurable y un parámetro dinámico tal
como se muestran en esta realización.
El parámetro estático de la información de capa
1 es el siguiente.
Un CELL_ID (16 bits) indica un identificador de
una célula en la que se transmite la trama de señal. Un NETWORK_ID
(16 bits) indica un identificador de una red para transmitir la
trama de señal, y un NUM_RF (16 bits) indica el número de canales
de RF que incluye la trama de señal. Además, una FREQUENCY (32 bits)
indica una frecuencia central de cada uno de los canales de RF. Un
PILOT_PATTERN (3 bits) indica el patrón de un piloto dispersado
incluido en un símbolo de OFDM incluido en la trama de señal. Una
FRAME_LENGTH (10 bits) indica la longitud de la trama de señal.
El parámetro configurable de la información de
capa 1 es el siguiente.
Un NUM_PLP (8 bits) indica el número de las PLP
incluidas en la trama de señal. Un RF_SHIFT (8 bits) indica el
número de células de OFDM que deberían desplazarse en el canal de RF
vecino de un canal de RF actual con el fin de obtener las
sub-PLP que pertenecen a la misma PLP que las
sub-PLP recibidas a través del canal de RF
actual.
Un PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada una de las PLP incluidas en la trama de señal. Una PLP_CR (3
bits) indica el valor de una tasa de código de codificación de
corrección de errores de la PLP.
Un PLP_MOD (4 bits) indica un procedimiento de
correlación de símbolos usado en la correlación de símbolos de la
PLP. Un PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica si la codificación de
corrección de errores de la PLP es una modalidad normal o una
modalidad corta.
Entre las PLP incluidas en la trama de señal,
puede haber una PLP que lleva información de Capa 2 (L2) (o
señalización de L2) que es común a varias PLP en la trama de señal.
Esta PLP se denomina PLP común o PLP0. Una PLP0_CR (3 bits) indica
una tasa de código usada en un procedimiento de codificación de
corrección de errores de la PLP0. Un PLP0_MOD (4 bits) indica un
procedimiento de correlación de símbolos usado en la correlación de
símbolos de la PLP0. Un PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) indica si la
codificación de corrección de errores de la PLP0 es una modalidad
normal o una modalidad corta.
El parámetro dinámico de la información de capa
1 es el siguiente.
Un FRAME_IDX (8 bits) indica el índice de la
trama de señal en la supertrama. Una NOTIFICATION (1 bit) indica si
la trama de señal incluye o no un mensaje de NOTIFICATION que indica
una emergencia o cambio de servicio. Un L2_SIZE (18 bits) indica el
tamaño de información de capa 2 incluida en la trama de señal. Un
NOTIF_SIZE (18 bits) indica el tamaño del mensaje de
NOTIFICATION.
Con respecto a las PLP incluidas en la trama de
señal, un PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con
codificación de corrección de errores incluidos en cada una de las
PLP. Un PLP_START (20 bits) indica el número de una ranura inicial,
en la que se inicia cada una de las PLP, entre las ranuras del
dominio temporal en una banda de frecuencia.
Con el fin de planificar las PLP o las
PLP-GP, puede incluirse la siguiente información en
el parámetro dinámico con respecto a las PLP o las
PLP-GP.
Una SUPER_FRAME_LENGTH (3 bits) indica la
longitud de la supertrama que incluye una pluralidad de tramas de
señal. Como alternativa, puede incluirse una PLP_LENGTH que indica
la longitud de un bloque de entrelazado temporal de la PLP.
El bloque de entrelazado temporal indica una
unidad en la que una pluralidad de bloques con codificación de
corrección de errores se entrelazan cuando una PLP incluye la
pluralidad de bloques con codificación de corrección de errores. En
la realización del aparato de transmisión de señales, el
entrelazador temporal puede emitir un bloque de entrelazado
temporal entrelazado temporalmente.
Un PLP_MODE (1 bit) indica si la trama de señal
está en la modalidad de TFS o la modalidad de FF.
Un RF_ID (3 bits) indica un identificador de una
RF que incluye la sub-PLP actual entre las
sub-PLP incluidas en las PLP (o las
PLP-GP), o un índice de RF actual, que indica un
identificador del canal de RF actual, dentro de la trama de señal
de TFS.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de la
sub-PLP que está recibiéndose actualmente. Un
GP_PLP_NUM_
BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con codificación de corrección de errores de la PLP-GP con respecto a la PLP-GP.
BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con codificación de corrección de errores de la PLP-GP con respecto a la PLP-GP.
La información de capa 1 ilustrada puede pasar a
ser la información de planificación de las PLP o las
PLP-GP en la trama de señal.
La Fig. 64 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal que usa información de
planificación.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1 y una trama de señal 2. Cada una de las tramas de señal
puede transmitirse a tres canales de RF, RF1, RF2 y RF3 (es decir,
cada una de las tramas de señal se transmite por tres canales de
RF, RF1, RF2 y RF3). Las tres PLP incluidas en las tramas se
designan mediante PLP1, PLP2 y PLP3. Las tres PLP se asignan
respectivamente a los tres canales de RF según la modalidad de
TFS.
El tamaño de una PLP puede calcularse mediante
la PLP_MOD (4 bits), el PLP_FEC_BLOCK (1 bit) y el PLP_NUM_BLOCKS
(8 bits) (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) en el caso de la
PLP-GP, que es la misma en la siguiente descripción)
en la información de capa 1.
Por ejemplo, el PLP_FEC_BLOCK puede indicar si
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores de
la PLP es de 16200 bits o de 64800 bits, la PLP_MOD puede indicar el
procedimiento de correlación de símbolos de los datos incluidos en
el bloque con codificación de corrección de errores. Por
consiguiente, puede calcularse con cuántos símbolos se correlaciona
cada uno de los bloques con codificación de corrección de errores.
El PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con
codificación de corrección de errores correlacionados con los
símbolos. Después, puede calcularse el tamaño de cada una de las
PLP.
La PLP1 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF1 y RF2. Si la PLP1 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP1 es RF1, que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP1
es 0. En este ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) es 3, que se fija
arbitrariamente.
La PLP2 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF2 y RF3. Si la PLP2 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP2 es RF2, que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP1
es 0. Por ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) puede ser 3.
La PLP3 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF3 y RF3. Si la PLP3 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP3 es RF3, que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP3
es 0. Por ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) puede ser 3.
El tamaño de bits de la información descrita
anteriormente puede cambiarse. Según el ejemplo anterior, si se usa
el identificador de RF actual (RF_ID) en la trama de TFS de la
información de capa 1, puede determinarse en qué canales de RF
están ubicadas las PLP (o las sub-PLP) y las PLP
pueden planificarse y recibirse eficazmente.
Se describirá otra realización para planificar
las PLP con el fin de recibir eficazmente las PLP incluidas en la
trama de señal.
La Fig. 65 es una vista que muestra la
información de planificación incluida en la información de capa 1.
El parámetro estático, el parámetro configurable y el parámetro
dinámico en la información de capa 1 son iguales a los descritos en
la realización descrita anteriormente.
El CELL_ID (16 bits), el NETWORK_ID_NUM_RF (16
bits), PILOT_PATTERN (3 bits) y FRAME_LENGTH (10 bits) en el
parámetro estático de la información de capa 1 son iguales a los
descritos anteriormente.
Además, el NUM_PLP (8 bits), el RF_SHIFT (8
bits), el PLP_ID (8 bits), la PLP_CR (3 bits), la PLP_MOD (4 bits),
el PLP_FEC_BLOCK (1 bit), el PLP0_CR (3 bits), el PLP0_MOD (4 bits)
y el PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) en el parámetro configurable de la
información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
En esta realización, cada PLP-GP
del parámetro configurable puede incluir la siguiente
información.
Un GP_PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada PLP-GP.
Una GP_PLP_CR (3 bits) indica una tasa de código
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP.
Una GP_PLP_MOD (4 bits) indica un procedimiento
de correlación de símbolos de cada PLP-GP.
Un GP_PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica una modalidad
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP y puede indicar una modalidad normal o una
modalidad corta si el código de corrección de errores es, por
ejemplo, un LDPC.
Un PLP_RF_INDICATOR (6 bits) indica canales de
RF a los que se transmite la PLP (PLP-GP). El valor
detallado del PLP_RF_INDICATOR (6 bits) se describirá con detalle
posteriormente.
Un PLP_START_RF_ID (3 bits) indica un
identificador de un canal de RF que incluye una primera
sub-PLP de las sub-PLP incluidas en
la PLP (o la PLP-GP) en una supertrama de estructura
de TFS. Debido a que la PLP puede transmitirse a una pluralidad de
tramas de señal en una supertrama, el PLP_START_RF_ID (3 bits) puede
representar un identificador de un canal de RF en la trama de señal
en la que está ubicada por primera vez la PLP en la supertrama de
la estructura de TFS.
Un GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP (o la PLP-GP).
El FRAME_IDX (8 bits), la NOTIFICATION (1 bit),
el L2_SIZE (18 bits), el NOTIF_SIZE (18 bits), el
PLP_
NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
El parámetro dinámico puede incluir la siguiente
información.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de una
sub-PLP actual de las PLP.
Por consiguiente, si el parámetro configurable
de la información de capa 1 incluye el identificador del canal de
RF que incluye la primera sub-PLP de las
sub-PLP incluidas en la PLP (o la
PLP-GP) (el identificador del canal de RF de la
trama de señal en la que está ubicada por primera vez la PLP en la
supertrama de la estructura de TFS), puede comprobarse en qué canal
de RF está ubicada la PLP. Por consiguiente, es posible obtener
fácilmente la PLP.
La Fig. 66 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de las PLP que usan la
información de planificación mostrada en la Fig. 65.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1, una trama de señal 2, una trama de señal 3 y una trama
de señal 4. Cada una de las tramas de señal transmite una pluralidad
de PLP sobre tres canales de RF, RF1, RF2 y RF3 de seis canales de
RF posibles. Como se describió anteriormente, el PLP_IDX indica el
identificador de cada una de las sub-PLP incluidas
en cada una de las PLP.
En este ejemplo, la PLP1 incluye
sub-PLP que tienen los PLP_IDX de 0, 1, 2 y 3 en la
RF 1. Con respecto a la PLP1, un PLP_RF_INDICATOR es un elemento
binario {1 0 0 0 0 0}. Los seis elementos binarios incluidos en el
PLP_RF_INDICATOR indican los canales de RF usados por la PLP si la
trama de señal incluye seis canales de RF. Los elementos binarios
del PLP_RF_INDICATOR indican respectivamente {RF1, RF2, RF3, RF4,
RF5, RF6} y el identificador del canal de RF que corresponde a la
ubicación del elemento binario 1 es el canal de RF en el que está
ubicada la sub-PLP.
Esta realización incluye tres canales de RF. Si
los tres canales de RF son una parte de los seis canales de RF,
puesto que la sub-PLP de la PLP1 está ubicada sólo
en la RF1, el PLP_RF_INDICATOR pasa a ser {1 0 0 0 0 0}. Puede
considerarse que la PLP1 se transmite a la trama de señal del canal
de RF1 en la modalidad de FF.
Un PLP_START_RF_ID de la PLP1 indica el
identificador de la RF de la primera sub-PLP de las
sub-PLP de la PLP1 en una supertrama de estructura
de TFS, es decir, el identificador del canal de RF de la trama de
señal en la que está ubicada por primera vez la PLP1.
Puesto que la PLP1 se inicia en la RF1, el
PLP_START_RF_ID de la PLP1 pasa a ser el identificador de la RF1.
Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP1, que indica el número de bloques
con codificación de corrección de errores incluidos en la PLP1, es
4, puede cambiarse según las realizaciones.
La PLP2 incluye una sub-PLP que
tiene un PLP_IDX de 0 en RF2 y una sub-PLP que tiene
un PLP_IDX de 1 en la RF3. El PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es un
elemento binario {0 1 1 0 0 0}. Puesto que la PLP2 se transmite por
al menos dos canales de RF, puede considerarse que la PLP2 se
transmite en la modalidad de TFS.
Un PLP_START_RF_ID de la PLP2 es RF2, que es el
identificador de la RF de la trama, en la que está ubicada la
sub-PLP inicial de la PLP2, de las
sub-PLP incluidas en la PLP2 en la supertrama de la
estructura de TFS. El PLP_START_RF_ID indica el identificador del
canal de RF de la trama de señal en la que está ubicada por primera
vez la PLP2. Por consiguiente, el PLP_START_RF_ID es RF2. Aunque el
PLP_NUM_BLOCKS de la PLP2 es 2, puede cambiarse según las
realizaciones.
La PLP3 incluye una sub-PLP que
tiene un PLP_IDX de 0 en RF3 y una sub-PLP que tiene
un PLP_IDX de 1 en la RF2. El PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es un
elemento binario {0 1 1 0 0 0}. Puesto que la PLP3 se transmite por
al menos dos canales de RF, puede considerarse que la PLP3 se
transmite en la modalidad de TFS.
Un PLP_START_RF_ID de la PLP3 es RF3, que es el
identificador de la RF de la trama, en la que está ubicada la
sub-PLP inicial de la PLP3, de las
sub-PLP incluidas en la PLP3 en la supertrama de la
estructura de TFS. El PLP_START_RF_ID indica el identificador del
canal de RF de la trama de señal en la que está ubicada por primera
vez la PLP3. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP3 es 2, puede
cambiarse según las realizaciones.
El entrelazador temporal del aparato de
transmisión de señales puede entrelazar los bloques con codificación
de corrección de errores de las PLP y emitir la pluralidad de
bloques con codificación de corrección de errores entrelazados a al
menos un bloque de entrelazado temporal. El tamaño del bloque de
entrelazado temporal incluido en la PLP o el tamaño de la PLP (o la
PLP-GP) puede calcularse mediante los valores de la
PLP_MOD (o la GP_PLP_MOD), el PLP_FEC_BLOCK (o GP_PLP_FEC_BLOCK) y
el PLP_NUM_BLOCKS (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS).
Si el identificador de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la trama de señal en la que se incluye por
primera vez la PLP en la supertrama de la modalidad de TFS se usa
en una región en la que el parámetro configurable de la información
de capa 1 se fija como en esta realización, el aparato de recepción
de señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP. Si el
RF_SHIFT y la PLP_START se usan según los tamaños de las PLP, pueden
buscarse de manera continua las ubicaciones a las que se asignan
las PLP a partir de la trama de señal.
Si el canal de RF se cambia en la modalidad de
TFS, la dirección de cambio del canal de RF puede ser una dirección
como la usada en el PLP_RF_INDICATOR.
A continuación en el presente documento, se
describirá otra realización para recibir eficazmente las PLP
incluidas en la trama de señal.
La Fig. 67 es una vista que muestra la
información de planificación incluida en información de capa 1. El
parámetro estático, el parámetro configurable y el parámetro
dinámico en la información de capa 1 son iguales a los descritos en
la realización descrita anteriormente.
Con más detalle, el CELL_ID (16 bits), el
NETWORK_ID (16 bits), el NUM_RF (16 bits), el PILOT_PATTERN (3 bits)
y la FRAME_LENGTH (10 bits) en el parámetro estático de la
información de capa 1 son iguales a los descritos
anteriormente.
El NUM_PLP (8 bits), el RF_SHIFT (8 bits), el
PLP_ID (8 bits), la PLP_CR (3 bits), la PLP_MOD (4 bits), el
PLP_FEC_BLOCK (1 bit), el PLP0_CR (3 bits), el PLP0_MOD (4 bits) y
el PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) en el parámetro configurable de la
información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
Cada PLP (o cada PLP-GP) del
parámetro configurable puede incluir la siguiente información.
Un GP_PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada PLP-GP.
Una GP_PLP_CR (3 bits) indica una tasa de código
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP.
Una GP_PLP_MOD (4 bits) indica un esquema de
correlación de símbolos de cada PLP-GP.
Un GP_PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica una modalidad
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP y puede indicar una modalidad normal o una
modalidad corta si el código de corrección de errores es, por
ejemplo, un LDPC.
Un PLP_RF_INDICATOR (6 bits) indica los canales
de RF a los que se transmite la PLP (PLP-GP).
Un GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP (o la PLP-GP).
El FRAME_IDX (8 bits), la NOTIFICATION (1 bit),
el L2_SIZE (18 bits), el NOTIF_SIZE (18 bits), el
PLP_
NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
El parámetro dinámico puede incluir la siguiente
información.
Un PLP_START_RF_ID (3 bits) indica un
identificador de un canal de RF inicial en la trama de señal de TFS
con respecto a la PLP. Es decir, el PLP_START_RF_ID (3 bits) indica
un identificador del canal de RF que incluye una primera
sub-PLP de las sub-PLP incluidas en
la PLP (o la PLP-GP) en la trama de señal de
TFS.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de una
sub-PLP actual y puede describir un punto inicial de
la sub-PLP en la supertrama de la PLP.
La Fig. 68 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de PLP que usan la información
de planificación mostrada en la Fig. 67.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1, una trama de señal 2, una trama de señal 3 y una trama
de señal 4. Cada una de las tramas de señal se transmite por tres
canales de RF, RF1, RF2 y RF3, e incluye una pluralidad de las PLP.
En una PLP X (A, B), X designa el identificador de la PLP, A designa
el identificador de RF (PLP_START_RF_ID) en el que está ubicada una
primera sub-PLP de las sub-PLP
incluidas en la PLP, en una trama de señal de TFS específica, B
designa el identificador (PLP_IDX) de la sub-PLP
incluida en la PLP.
Por ejemplo, el canal de RF1 incluye
PLP1(1,0), PLP1(1,1), PLP1(1,2) y
PLP1(1,3). Es decir, la sub-PLP inicial de
las sub-PLP de la PLP1 está ubicada en la RF1
(PLP_START_RF_ID) y el identificador de la sub-PLP
incluida en la PLP1 es de 0 a 4. Puede considerarse que la PLP1 en
la trama de señal se transmite a través del canal de RF1 en el modo
de FF.
Un PLP_RF_INDICATOR de la PLP1 es un elemento
binario {1 0 0 0 0 0}. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP1 que
indica los números de bloques con codificación de corrección de
errores incluidos en la PLP1 es 4, puede cambiarse según las
realizaciones.
Un PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es un elemento
binario {0 1 1 0 0 0}. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP2 es 2,
puede cambiarse según las realizaciones.
Puesto que la PLP3 se transmite a las RF3 y RF2,
un PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es un elemento binario {0 1 1 0 0 0}.
Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP3 es 2, puede cambiarse según las
realizaciones.
Si el identificador de canal de RF que incluye
una primera sub-PLP de las sub-PLP
incluidas en la PLP (o la PLP-GP) en la trama de
señal de TFS en la que el parámetro dinámico de la información de
capa 1 se fija como en esta realización, el aparato de recepción de
señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP.
De manera similar, el tamaño del bloque de
entrelazado temporal o el tamaño de la PLP (o la
PLP-GP) puede calcularse mediante los valores de la
PLP_MOD (o la GP_PLP_MOD), el PLP_FEC_BLOCK (o GP_PLP_FEC_BLOCK) y
el PLP_NUM_BLOCKS (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS). Si el identificador de
canal de RF en el que se inicia la PLP se usa en una región en la
que el parámetro dinámico de la información de capa 1 se fija como
en esta realización, el aparato de recepción de señales puede
obtener eficaz y fácilmente las PLP. Si el RF_SHIFT y la PLP_START
se usan según los tamaños de las PLP, pueden buscarse de manera
continua las ubicaciones a las que se asignan las PLP a partir de
la trama de señal.
La Fig. 69 es una vista que muestra un ejemplo
para obtener las PLP según los procedimientos de planificación. En
este dibujo, la supertrama transmitida por tres canales de RF
incluye cuatro tramas de señal y las PLP divididas en la trama de
señal se transmiten en la modalidad de TFS. En este dibujo, una PLP
(PLP1) se transmite sobre cuatro tramas de señal y dos PLP (PLP2 y
PLP3) se transmiten sobre dos tramas de señal. La PLP1 se transmite
a todos los canales de RF y dos sub-PLP se
transmiten a la trama 1 y la trama 4 en la RF1. La PLP2 y PLP3 se
transmiten por dos canales de RF de los tres canales de RF. Es
decir, el número de las sub-PLP incluidas en cada
PLP (o las sub-PLP de la PLP-GP)
puede ser mayor o menor que el número de las RF.
Como se describió en la realización anterior, si
la información de capa 1 incluye el identificador de RF (RF_ID) o
el índice de RF que está recibiéndose actualmente, en la trama de
señal de TFS es posible obtener eficazmente la PLP usando la
información de capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro configurable aplicado a la supertrama incluye el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de una primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de
TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información de
capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro dinámico aplicado a cada trama de señal incluye el
identificador (PLP_START_RF_ID) del identificador de RF en la que
está ubicada la primera sub-PLP en la trama de señal
de TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información
de capa 1.
La Fig. 70 es una vista que muestra otro ejemplo
para obtener las PLP según el procedimiento de planificación. En
este dibujo, una supertrama transmitida por tres canales de RF
incluye cuatro tramas de señal. En este dibujo, una PLP (PLP1) se
transmite sobre cuatro tramas de señal de un canal de RF en la
modalidad de FF. Dos PLP (PLP1 y PLP3) se transmiten sobre dos
tramas de señal de dos canales de RF en la modalidad de TFS. La
PLP1 se transmite a un canal RF1 de RF. La PLP2 y PLP3 se transmiten
por dos canales de RF. Es decir, el número de las
sub-PLP incluidas en cada PLP es mayor o menor que
el número de RF, y la modalidad de FF y la modalidad de TFS pueden
usarse conjuntamente. Es decir, la PLP puede transmitirse en al
menos uno entre la modalidad de FF y la modalidad de TFS.
Como se describió en la realización anterior, si
la información de capa 1 incluye el identificador de RF (RF_ID) o
el índice de RF que está recibiéndose actualmente en la trama de
señal de TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la
información de capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro configurable aplicado a la supertrama incluye el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de una primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de
TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información de
capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro dinámico aplicado a cada trama de señal incluye el
identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF en la que está ubicada la
primera sub-PLP en la trama de señal de TFS, es
posible obtener eficazmente la PLP usando la información de capa
1.
La Fig. 71 es una vista que muestra otro ejemplo
para obtener las PLP según el procedimiento de planificación. En
este ejemplo, una supertrama transmitida por tres canales de RF
incluye ocho tramas de señal. Con el fin de representar las
sub-PLP incluidas en la PLP, la X de la PLP
X(A, B) designa el identificador de la PLP, A designa el
identificador de la RF en la que está ubicada la primera
sub-PLP, de las sub-PLP incluidas en
la PLP, y B designa el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP. Como se muestra en este
dibujo, las PLP incluyen diferentes números de
sub-PLP y están distribuidas arbitrariamente en una
pluralidad de tramas.
Incluso en este caso, es posible obtener
eficazmente PLP usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF
en la que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS, en el parámetro dinámico de la información
de capa 1.
Se describirá un ejemplo para obtener varias PLP
de las PLP mostradas en el dibujo.
Por ejemplo, en la PLP1, PLP1(1,0),
PLP1(1,1), PLP1(1,2) y PLP1(1,3) pueden
identificarse usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF en
la que está ubicada la primera sub-PLP en la trama
de señal de TFS y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP.
Si se busca la ubicación de una segunda
sub-PLP a partir de una primera
sub-PLP que pertenece a la PLP, es posible buscar
la ubicación a la que se asigna la PLP, a partir de la trama de
señal usando el RF_SHIFT y la PLP_START.
Por consiguiente, tras obtener la PLP1 (1,0)
usando el PLP_START_RF_ID y la PLP_START, puede obtenerse la PLP1
(1,1) usando el RF_SHIFT, la PLP_START y el PLP_IDX. De manera
similar, pueden buscarse la PLP1(1,2) y la PLP (1,3) usando
la información de capa 1. El valor del PLP_RF_INDICATOR de la PLP1
es {1 1 1 0 0 0}.
Pueden buscarse la PLP2(2,0) y la PLP2
(2,1) incluidas en la PLP2 a partir de la trama 1 de la RF2 y la
trama 3 de la RF3 usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la
RF en la que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP. El valor del
PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es {0 1 1 0 0 0}. De manera similar,
puede buscarse la PLP2 (2,1) a partir de la PLP2(2,0) usando
el RF_SHIFT y la PLP_START.
Pueden buscarse la PLP3(1,0) y la
PLP3(1,1) incluidas en la PLP3 a partir de la trama 5 de la
RF1 y la trama 6 de la RF2, usando el identificador
(PLP_START_RF_ID) de la RF en la que está ubicada la primera
sub-PLP y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP. El valor del
PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es {1 1 0 0 0 0}.
La realización para transmitir y recibir la
información de capa 1 se describirá con referencia a los dibujos
anteriores.
El formador 130 de tramas de la Fig. 4 inserta
la primera señal piloto y la segunda señal piloto que incluye la
información de capa 1, en la que se fija la información de
planificación, en el preámbulo de la trama. Como alternativa, el
formador 133 de tramas de la Fig. 7 recibe la segunda señal piloto
que incluye la información de capa 1, en la que se fija la
información de planificación, de la unidad 135 de información de
señalización y dispone la segunda señal piloto recibida en el
preámbulo de la trama de señal.
La información de capa 1 puede incluir el
identificador de RF (RF_ID) o el índice de RF en el que se transmite
la sub-PLP actual en la trama de TFS. Y la
información de capa 1 puede incluir el identificador
(PLP_START_RF_ID) del canal de RF que incluye la primera
sub-PLP de las PLP en el parámetro configurable
aplicado a la supertrama de la estructura de TFS. Y la información
de capa 1 puede incluir el identificador (PLP_START_RF_ID) de la
RF, en el que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS, en el parámetro dinámico aplicado a cada
trama de señal.
El parámetro configurable puede cambiarse en la
unidad de supertramas y el parámetro dinámico puede cambiarse en la
unidad de una trama de señal de la supertrama.
Si los formadores 130 y 133 de tramas no
insertan la segunda señal piloto, los insertadores 450 y 455 de
símbolos piloto de la Fig. 48 pueden insertar la primera señal
piloto y la segunda señal piloto que incluye la información de capa
1 en el preámbulo de la trama de señal. Los insertadores 450 y 455
de símbolos piloto insertan la primera señal piloto y la segunda
señal piloto en el dominio temporal. En ese momento, la primera
señal piloto y la segunda señal piloto son iguales a las descritas
anteriormente.
Si se recibe la trama de señal que incluye al
menos un canal de RF (es decir, se recibe la trama de señal
transmitida por al menos un canal de RF), el extractor 227 de
información de señalización del demodulador de la Fig. 37 puede
obtener la información de capa 1 a partir de la segunda señal piloto
incluida en la trama de señal.
La información de capa 1 puede incluir el
identificador de RF (RF_ID) o el índice de RF en el que se transmite
la PLP actual. Y la información de capa 1 puede incluir el
identificador (PLP_START_RF_ID) del canal de RF que incluye la
primera sub-PLP de la PLP en el parámetro
configurable. Y la información de capa 1 puede incluir el
identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF, en el que está ubicada la
primera sub-PLP, en el parámetro dinámico.
Si el extractor 227 de información de
señalización del aparato de recepción de señales obtiene la
información de capa 1, el extractor 227 de información de
señalización del aparato de recepción de señales (o el controlador
(no mostrado) del aparato de recepción de señales) descodifica la
información de capa 1 obtenida y obtiene la información de
planificación de la PLP que va a emitirse.
El analizador 240 sintáctico de tramas puede
analizar sintácticamente sólo una PLP deseada de la trama de señal
usando la información de planificación descodificada y emitir la PLP
analizada sintácticamente. A la PLP de salida puede realizársele la
decorrelación de símbolos y la descodificación de corrección de
errores mediante el demodulador 250 de descodificación. El
procesador 260 de salida puede emitir el flujo de transporte
incluido en la PLP con descodificación de corrección de errores.
Por consiguiente, incluso cuando la trama de
señal usa la modalidad de TFS, la modalidad de FF, o tanto la
modalidad de TFS como la modalidad de FF, es posible planificar
inmediatamente las PLP incluidas en la trama de señal. Aunque el
número de las PLP no es igual al número de canales de RF, es posible
planificar y recibir inmediatamente las PLP.
La Fig. 72 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S401). Por ejemplo, este proceso
puede describirse de la siguiente manera.
El flujo de servicio se codifica mediante un
esquema de codificación de corrección de errores. Un esquema de
codificación de corrección de errores puede cambiarse según los
flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos
de una PLP. Después, el flujo de servicio puede convertirse en la
PLP que va a disponerse en al menos una trama de señal.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 se inserta en el preámbulo de la trama de
señal de TFS. La información de capa 1 que incluye el identificador
del canal de RF actual (o el índice de RF) dentro de la trama de TFS
en la que se transmite la PLP, puede insertarse en el preámbulo de
la trama de señal (S405). Es decir, el identificador de la RF usada
para la sub-PLP actual (o el índice de RF) dentro de
la trama de TFS se dispone en la información de capa 1. El
preámbulo puede incluir la primera señal piloto y la segunda señal
piloto. La primera señal piloto incluye el prefijo cíclico y el
sufijo cíclico, con respecto a los que se desplaza en frecuencia la
parte útil, y el identificador de la trama de señal. La segunda
señal piloto puede incluir la información de capa 1, y la
información de capa 1 puede incluir el identificador de RF actual
(RF_ID) dentro de la trama de TFS para la PLP.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S407).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S409).
La Fig. 73 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde una banda de frecuencia
específica sobre la que se transmite la trama de señal de TFS
(S411). La trama de señal puede transmitirse sobre al menos una
banda de frecuencia y la señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
La información de capa 1 incluye el
identificador (o el índice de RF) del canal de RF actual sobre el
que se transmite una PLP dentro de la trama de TFS, desde el
preámbulo de la trama de señal de TFS (S413). Es decir, se obtiene
la información de capa 1 que incluye el identificador de la RF usada
para la sub-PLP actual. El preámbulo puede incluir
la primera señal piloto y la segunda señal piloto. La primera señal
piloto incluye el prefijo cíclico y sufijo cíclico desplazados en
frecuencia, con respecto a los cuales se desplaza en frecuencia la
parte válida, y la información de identificación de la trama de
señal. La segunda señal piloto puede incluir la información de capa
1, y la información de capa 1 puede incluir el identificador de RF
actual (RF_ID).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S415).
Si se usa el identificador de RF actual (RF_ID)
para la PLP y se usa la información de capa 1 tal como el PLP_ID
(identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de PLP), la
PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número de
bloques con codificación de corrección de errores incluidos en la
PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible obtener fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S417). Después puede proporcionarse un servicio descodificando el
flujo de servicio.
La Fig. 74 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S421). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según los flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos
de una PLP.
\newpage
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
(TFS) y la información de capa 1 que incluye el identificador de
canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS
que incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS (por cuyo
canal de RF aparece la PLP en la primera trama de señal de TFS en la
supertrama) puede insertarse en la primera parte de parámetro, que
se aplica a la supertrama, de la información de capa 1 del
preámbulo de la trama de señal (S425). Es decir, como el parámetro
configurable de la información de capa 1, se inserta el
identificador de canal de RF que incluye la primera
sub-PLP para la PLP en la supertrama de la
estructura de TFS. El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y sufijo cíclico, con respecto a los cuales puede
desplazarse en frecuencia la parte útil, y el identificador de la
trama de señal. La segunda señal piloto puede incluir la
información de capa 1, y la información de capa 1 puede incluir el
identificador del canal de RF inicial de los identificadores de los
canales de RF en la supertrama de la estructura de TFS.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S427).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S429).
La Fig. 75 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde un canal de frecuencia
específica por el que se transmite la trama de señal de TFS (S431).
La señal puede transmitirse sobre al menos una banda de frecuencia.
La trama de señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
El identificador de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS que incluye la
PLP en la supertrama de la estructura de TFS (por cuyo canal de RF
aparece la PLP en la primera trama en la supertrama de la
estructura de TFS) se obtiene a partir de la primera parte de
parámetro, que se aplica a la supertrama de la información de capa
1, fijada en el preámbulo de la trama de señal de TFS (S433). Es
decir, el identificador de canal de RF que incluye la primera
sub-PLP para la PLP se obtiene a partir de la
información de capa 1. El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y sufijo cíclico de la parte útil, con respecto a
los cuales se desplaza en frecuencia la parte útil, y el
identificador de la trama de señal de TFS. La segunda señal piloto
puede incluir la información de capa 1, y la información de capa 1
puede incluir el identificador del canal de RF inicial entre los
identificadores de los canales de RF.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S435).
Si se usa el identificador de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que incluye la PLP en
la supertrama de la estructura de TFS y se usa la información de
capa 1 tal como el PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa
de codificación de PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el
PLP_NUM_BLOCKS (el número de bloques con codificación de corrección
de errores incluidos en la PLP) y la PLP_START (la dirección de
símbolo inicial de la PLP) para cada PLP, es posible obtener
fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S437).
La Fig. 76 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S441). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según los flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos
de una PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el identificador del
canal de RF inicial en la trama de señal de TFS, que puede recibir
la PLP (el identificador de la frecuencia inicial de la trama de
señal de TFS), puede insertarse en la parte de parámetro, que se
aplica a la trama de señal de la información de capa 1, en el
preámbulo de la trama de señal de TFS (S445). Es decir, como el
parámetro dinámico de la información de capa 1, se inserta el
identificador de canal de RF que incluye la primera
sub-PLP para la PLP en la trama de señal de TFS.
El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y el sufijo cíclico desplazados en frecuencia de
la parte válida y el identificador de la trama de señal. La segunda
señal piloto puede incluir la información de capa 1, y el parámetro
dinámico, que puede cambiarse según las tramas de señal, de la
información de capa 1 puede incluir el identificador del canal de
RF inicial entre los identificadores de los canales de RF y el
identificador de la PLP.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S447).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S449).
La Fig. 77 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde un canal de frecuencia
específica por el que se transmite la trama de señal de TFS (S451).
La trama de señal puede transmitirse sobre al menos una banda de
frecuencia. La señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
El identificador del canal de RF inicial que
puede recibir la PLP (el identificador de la frecuencia inicial) en
la trama de señal de TFS y el identificador de la PLP se obtienen a
partir del parámetro para la trama de señal de TFS de la
información de capa 1 que se fija en el preámbulo de la trama de
señal de TFS (S453). Es decir, el identificador del canal de RF que
incluye la primera sub-PLP para la PLP en la trama
de señal de TFS se obtiene a partir del parámetro dinámico de la
información de capa 1.
El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y el sufijo cíclico de la parte válida, con
respecto a los cuales se desplaza en frecuencia la parte útil, y el
identificador de la trama de señal. La segunda señal piloto puede
incluir la información de capa 1, y el parámetro que puede
cambiarse según la trama de señal en la información de capa 1 puede
incluir el identificador del canal de RF inicial entre los
identificadores de los canales de RF en la trama de señal de
TFS.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S455).
Si se usa el identificador de canal de RF
inicial (PLP_START_RF_ID) que incluye la PLP en la trama de señal
de TFS y se usa la información de capa 1 tal como el PLP_ID
(identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de PLP), la
PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número de bloques
con codificación de corrección de errores incluidos en la PLP) y la
PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP) para cada PLP,
es posible obtener fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S457).
Mientras tanto, si se usan al menos dos de los
identificadores de RF actual (RF_ID) para la PLP en la trama de TFS
de la información de capa 1, el identificador del canal de RF de la
primera trama de señal que incluye la PLP en la supertrama de la
estructura de TFS del parámetro configurable y el identificador del
canal de RF inicial del parámetro dinámico en la trama de señal de
TFS, es posible obtener más inmediatamente las PLP. Por
consiguiente, si se usan al menos dos fragmentos de información de
capa 1 cuando se transmite la señal, es posible planificar
eficazmente las PLP de la trama de señal y obtener eficazmente las
PLP.
La Fig. 78 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S501). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos,
y se emiten los símbolos de una PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 que incluye el identificador (o el índice de
RF) del canal de RF actual dentro de la trama de TFS y el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de
TFS puede insertarse en el preámbulo de la trama de señal de TFS
(S505).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S507).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S509).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S511).
La información de capa 1 que incluye el
identificador (o el índice de RF) del canal de RF actual con la
trama de TFS y el identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de
la primera trama de señal de TFS que incluye la PLP en la
supertrama de la estructura de TFS se obtiene a partir del preámbulo
de la trama de señal de TFS (S513).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S515).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. Si se usa el identificador de RF actual
(RF_ID) con la trama de TFS, puede obtenerse el identificador del
canal de RF que está recibiéndose actualmente. Si se usa el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama, es posible obtener el
identificador de RF de la primera trama de señal en la que está
ubicada la PLP que ha de buscarse en la supertrama de la estructura
de TFS. Por consiguiente, si se usa la información de capa 1, es
posible buscar más inmediatamente la PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S517). Por ejemplo, se realiza la decorrelación entre los símbolos
de la PLP y los bits, y los bits se descodifican para dar un flujo
de servicio mediante un esquema de descodificación de corrección de
errores.
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal de RF actual e identificar y buscar una PLP
deseada en la supertrama usando el canal de RF.
La Fig. 79 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S531). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según los flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos
de una PLP.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos,
y se emite un flujo de símbolos de PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el identificador (o
el índice de RF) del canal de RF actual dentro de la trama de señal
de TFS y el identificador (PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial
que puede recibir la PLP en la trama de señal de TFS se inserta en
el preámbulo de la trama de señal de TFS (S535).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S537).
La señal modulada se transmite mediante al menos
una señal de banda de RF (S539).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S541).
La información de capa 1 que incluye el
identificador (o el índice de RF) del canal de RF actual dentro de
la trama de señal de TFS y el identificador de canal de RF inicial
(PLP_START_RF_ID) que puede recibir la PLP en la trama de señal de
TFS se obtiene a partir del preámbulo de la trama de señal
(S543).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S545).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. Si el canal de RF que está recibiéndose
actualmente se identifica a partir del identificador de RF actual
(RF_ID) dentro de la trama de señal de TFS y se usa el
identificador del canal de RF inicial que puede recibir la PLP en la
trama de señal de TFS, es posible obtener el identificador de la RF
inicial en la que está ubicada una PLP que ha de buscarse en la
trama de señal. Si se usa la información de capa 1, es posible
buscar más inmediatamente la PLP. Es posible buscar de manera
continua la PLP en la supertrama o la trama de señal usando la
información de RF_SHIFT y PLP_START de la información de capa
1.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S547).
Según esta realización, el receptor puede
comprobar mediante búsqueda el canal de RF actual e identificar y
buscar el canal para transmitir una PLP que ha de buscarse en la
trama de señal.
La Fig. 80 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S561). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos,
y se emite un flujo de símbolos de PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el identificador de
canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS
que incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS y el
identificador de canal de RF inicial (PLP_START_RF_ID) que puede
recibir la PLP en la trama de señal de TFS se inserta en el
preámbulo de la trama de señal de TFS (S565).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S567).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S569).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica incluida en la trama de
señal (S571).
La información de capa 1 que incluye el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS y
el identificador de canal de RF inicial (PLP_START_RF_ID) que puede
recibir la PLP en la trama de señal de TFS se obtiene a partir del
preámbulo de la trama de señal (S573).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se emiten símbolos
de PLP (S575).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. El identificador de RF de la primera trama
de señal de la PLP que ha de buscarse en la supertrama se obtiene a
partir del identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la
primera trama de señal que incluye la PLP en la supertrama de
estructura de TFS. El identificador de la RF inicial en la que está
ubicada la PLP que ha de buscarse puede obtenerse usando el
identificador del canal de RF inicial que puede recibir la PLP en la
trama de señal de TFS. Después, es posible identificar con
precisión el canal de RF en el que se inicia la PLP y buscar más
inmediatamente la PLP. Además, es posible buscar de manera continua
la PLP en la supertrama o la trama de señal usando la información de
RF_SHIFT y PLP_START de la información de capa 1.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S577).
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S579).
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal para transmitir la PLP que ha de buscarse e
identificar y buscar el canal de RF en la trama de señal en la que
está ubicada la PLP.
La Fig. 81 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S601). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de transporte con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos,
y se emite un flujo de símbolos de PLP (S603).
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 que incluye el identificador (RF_ID) (o el
índice de RF) del canal de RF actual dentro de la trama de señal de
TFS, el identificador de canal de RF de la primera trama de señal de
TFS que incluye la PLP en la supertrama, y el identificador
(PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial que puede recibir la PLP
en la trama de señal de TFS, se inserta en el preámbulo de la trama
de señal (S605).
La trama de señal se modula mediante el esquema
de OFDM (S607).
La señal modulada se transmite mediante al menos
una señal de banda de RF (S609).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S611).
La información de capa 1 que incluye el
identificador del canal de RF actual (o el índice de RF), el
identificador de canal de RF de la primera trama de señal que
incluye la PLP en la supertrama, y el identificador
(PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial que puede recibir la PLP
en la trama de señal de TFS se obtiene a partir del preámbulo de la
trama de señal de TFS (S613).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S615).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. El canal de RF actual se identifica a partir
del identificador de RF actual. Además, el identificador de RF de
la primera trama de señal de la PLP que ha de buscarse en la
supertrama se obtiene a partir del identificador de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que incluye la PLP
en la supertrama. El identificador de la RF inicial en la que está
ubicada la PLP que ha de buscarse puede obtenerse usando el
identificador del canal de RF inicial que puede recibir la PLP en
la trama de señal. Después, es posible identificar con precisión el
canal de RF en el que se inicia la PLP y buscar más inmediatamente
la PLP. Además, es posible buscar de manera continua la PLP en la
supertrama o la trama de señal usando la información de RF_SHIFT y
PLP_START de la información de capa 1.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S617).
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal de RF actual, comprobar el canal de RF, al que
se transmite la PLP que ha de buscarse, en la supertrama, e
identificar y buscar el canal de RF en la trama de señal en la que
está ubicada la PLP.
Se da a conocer el ejemplo para transmitir y
recibir la información de planificación de la PLP con el fin de
obtener inmediatamente la PLP incluida en la trama de señal. Por
consiguiente, incluso cuando la trama de señal está en la modalidad
de TFS, la modalidad de FF o una combinación de ambas modalidades,
es posible buscar inmediatamente la PLP. Si la PLP es una PLP para
proporcionar un servicio o una PLP-GP, es posible
buscar eficazmente la PLP usando la información de capa 1.
Resultará evidente para los expertos en la
técnica que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones
en la presente invención sin apartarse del espíritu o el alcance de
la invención. Por tanto, se pretende que la presente invención
cubra las modificaciones y variaciones de esta invención siempre que
se encuentren dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas y
sus equivalentes.
Claims (12)
1. Un procedimiento para transmitir una señal,
comprendiendo el procedimiento:
- convertir (S401) un flujo de servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física (PLP);
- formar (S405) al menos una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia, comprendiendo la trama de señal la PLP y un preámbulo que comprende información de capa 1;
- modular (S407) la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) para emitir una señal modulada; y
- transmitir (S409) la señal modulada a través de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF),
en el que dicha información de capa 1 en el
preámbulo de la trama de señal multiplexada incluye información que
corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede
recibir la PLP dentro de la trama de señal multiplexada.
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la información que corresponde al canal de radiofrecuencia
(RF) inicial comprende un índice del canal de radiofrecuencia
actual.
3. El procedimiento según la reivindicación 1 o
2, en el que la trama de señal se multiplexa en un número natural
de frecuencias.
4. El procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, en el que la información de capa 1 incluye
adicionalmente al menos uno entre un identificador de la PLP, una
tasa de código de codificación de corrección de errores de la PLP,
un procedimiento de correlación de símbolos de la PLP, el número de
bloques codificados de corrección de errores de la PLP y una
ubicación de símbolo inicial en la trama de señal multiplexada de
la PLP.
5. Un procedimiento para recibir una señal,
comprendiendo el procedimiento:
- recibir (S411) la señal de una banda de frecuencia;
- obtener (S413) información de capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de la señal recibida, comprendiendo dicha trama de señal el preámbulo y una tubería de capa física (PLP), y multiplexándose en tiempo y frecuencia, e incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada;
- descodificar (S415) la trama de señal multiplexada usando la información de capa 1 y obtener la PLP de la trama de señal multiplexada; y
- convertir (S417) la PLP en un flujo de servicio.
6. El procedimiento según la reivindicación 5 o
6, en el que la información que corresponde al canal de
radiofrecuencia (RF) actual comprende un índica del canal de
radiofrecuencia actual.
7. El procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 5 a 7, en el que la trama de señal se multiplexa
en un número natural de frecuencias.
8. El procedimiento según la reivindicación 5,
en el que la información de capa 1 incluye además al menos uno
entre un identificador de la PLP, una tasa de código de codificación
de corrección de errores de la PLP, un procedimiento de correlación
de símbolos de la PLP, el número de bloques codificados de
corrección de errores de la PLP y una ubicación de símbolo inicial
en la trama de señal multiplexada de la PLP.
9. Un aparato para transmitir una señal,
comprendiendo el aparato:
- una unidad (120) de codificación y modulación configurada para codificar un flujo de servicio para suministrar un servicio mediante un esquema de codificación de corrección de errores y entrelazar el flujo de servicio codificado;
- un formador (130) de tramas configurado para correlacionar bits del flujo de servicio entrelazado con símbolos de una tubería de capa física (PLP);
- dividir los símbolos de la PLP en una pluralidad de sub-PLP;
- disponer las sub-PLP en una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia; e
- insertar información de capa 1 en un preámbulo de la trama de señal multiplexada, incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual por el cual se transmite la trama de señal multiplexada;
- un modulador (150a) configurado para modular la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir una señal modulada; y
- un transmisor (160a) configurado para transmitir la señal modulada a través de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF).
10. El aparato según la reivindicación 9,
configurado además para llevar a cabo un procedimiento según una
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4.
11. Un aparato para recibir una señal,
comprendiendo el aparato:
- un receptor (210a) configurado para recibir la señal de una banda de frecuencia;
- un demodulador (220a) configurado para obtener información de capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de la señal recibida, comprendiendo dicha trama de señal una tubería de capa física (PLP), y multiplexándose en tiempo y frecuencia, e incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada;
- un analizador (240) sintáctico de tramas configurado para descodificar la trama de señal multiplexada usando la información de capa-1;
- obtener la PLP de la trama de señal multiplexada; y
- realizar la decorrelación de símbolos entre los símbolos de la PLP y los bits de un flujo de servicio; y
- un demodulador (250) de descodificación configurado para desentrelazar los bits del flujo de servicio; y
- descodificar los bits desentrelazados del flujo de servicio mediante un esquema de descodificación de corrección de errores.
12. El aparato según la reivindicación 11,
configurado además para llevar a cabo un procedimiento según una
cualquiera de las reivindicaciones 5 a 8.
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ES2599616T3 (es) * | 2010-02-08 | 2017-02-02 | Lg Electronics Inc. | Aparato de transmisión de señal de difusión, aparato de recepción de señal de difusión y métodos correspondiente |
US9456234B2 (en) | 2010-02-23 | 2016-09-27 | Lg Electronics Inc. | Broadcasting signal transmission device, broadcasting signal reception device, and method for transmitting/receiving broadcasting signal using same |
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GB2494650B (en) * | 2011-09-13 | 2014-02-19 | Samsung Electronics Co Ltd | Additional data streams for multi-transmitter wireless systems |
US9094906B2 (en) * | 2011-11-11 | 2015-07-28 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Multi-stage timing and frequency synchronization |
FR2995162B1 (fr) * | 2012-08-31 | 2015-09-04 | Thales Sa | Methode d'optimisation de l'efficacite spectrale d'une transmission de donnees et dispositif mettant en oeuvre la methode |
CN102867525B (zh) * | 2012-09-07 | 2016-01-13 | Tcl集团股份有限公司 | 一种多路音频处理方法、音频播放终端及音频接收装置 |
WO2014112796A1 (en) | 2013-01-17 | 2014-07-24 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
KR101765022B1 (ko) * | 2013-11-13 | 2017-08-03 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법 |
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KR102631763B1 (ko) * | 2015-09-10 | 2024-01-30 | 애플 인크. | 송신 장치, 송신 방법, 수신 장치, 및 수신 방법 |
CN107222289B (zh) * | 2016-03-22 | 2020-04-28 | 中国科学院上海高等研究院 | 一种多管道传输时物理帧资源参数的计算方法、计算系统以及映射方法 |
EP3484092A1 (en) * | 2016-07-08 | 2019-05-15 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Transmission apparatus, reception apparatus, and data processing method |
CN111225438B (zh) * | 2019-03-26 | 2021-02-02 | 西安电子科技大学 | 随机接入前导检测方法、装置、计算机设备及存储介质 |
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CN117650835B (zh) * | 2024-01-30 | 2024-04-16 | 成都星联芯通科技有限公司 | 时隙分配方法、装置、主站、介质、tdma系统 |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6018528A (en) † | 1994-04-28 | 2000-01-25 | At&T Corp | System and method for optimizing spectral efficiency using time-frequency-code slicing |
AU2003236005A1 (en) * | 2002-04-09 | 2003-10-20 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Ofdm communication method and ofdm communication device |
KR100517237B1 (ko) * | 2002-12-09 | 2005-09-27 | 한국전자통신연구원 | 직교 주파수 분할 다중화 무선 통신 시스템에서의채널품질 추정과 링크적응 방법 및 그 장치 |
KR100539230B1 (ko) * | 2003-02-26 | 2005-12-27 | 삼성전자주식회사 | 다양한 규격의 신호를 송수신 처리하는 물리층 장치, 이를구비한 무선 랜 시스템 및 그 무선 랜 방법 |
US7221680B2 (en) * | 2003-09-02 | 2007-05-22 | Qualcomm Incorporated | Multiplexing and transmission of multiple data streams in a wireless multi-carrier communication system |
US8526412B2 (en) * | 2003-10-24 | 2013-09-03 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiplexing of multiple data streams in a wireless multi-carrier communication system |
CA2591273C (en) * | 2004-12-23 | 2012-05-08 | Hee-Jung Yu | Apparatus for transmitting and receiving data to provide high-speed data communication and method thereof |
KR100899749B1 (ko) * | 2005-01-13 | 2009-05-27 | 삼성전자주식회사 | 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 송수신 방법 |
US20060221810A1 (en) * | 2005-03-10 | 2006-10-05 | Bojan Vrcelj | Fine timing acquisition |
US20070002723A1 (en) * | 2005-06-09 | 2007-01-04 | Nokia Corporation | Signaling network ID in TPS bits |
KR100746554B1 (ko) * | 2005-12-08 | 2007-08-06 | 한국전자통신연구원 | 신호 송/수신 장치 |
JP2007295356A (ja) † | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Fujitsu Ltd | Ofdma通信装置 |
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US8213383B2 (en) † | 2007-09-07 | 2012-07-03 | Nokia Corporation | Method and system to guarantee service reception within broadcast system |
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