ES2334593T3 - Receptores de radio de conversion multiple. - Google Patents

Abstract

SE PROPORCIONA UN RECEPTOR DE RADIO DE CONVERSION MULTIPLE QUE COMPRENDE AL MENOS DOS OSCILADORES LOCALES PARA CONVERTIR UNA SEÑAL DE ENTRADA A LAS RESPECTIVAS PRIMERA Y SEGUNDA FRECUENCIAS INTERMEDIAS. CADA OSCILADOR DE CARGA ES UN SINTETIZADOR DE BUCLE UNICO QUE PUEDE SER SINTONIZADO EN ETAPAS DE FRECUENCIA MINIMA PREDETERMINADAS. LOS VALORES DE LA ETAPA EN LOS DOS SINTETIZADORES SE HACEN MULTIPLOS MUTUAMENTE PRIMOS DEL VALOR DE LA ETAPA GLOBAL PEQUEÑA DESEADA. LOS VALORES DE LA ETAPA MAYORES PERMITEN QUE EL RUIDO DE FASE TOTAL DE LOS DOS SINTETIZADORES SEA MENOR QUE EL RUIDO DE FASE DE UN SINTETIZADOR QUE TENGA UN VALOR DE ETAPA IGUAL AL VALOR DE LA ETAPA PEQUEÑA DESEADA. DE ESTA FORMA, EL RUIDO DE FASE PARA UN VALOR DE ETAPA GLOBAL PEQUEÑA DESEADA QUEDA REDUCIDO.

Description

Receptores de radio de conversión múltiple.

La presente invención se refiere a los receptores de radio de conversión múltiple.

Los principios de un receptor de radio superheterodino, tal como el representado en la figura 1, son muy conocidos. Por consiguiente, en la presente memoria únicamente se hará referencia a las funciones de las diversas partes. El número de referencia 10 designa la entrada, el 11 designa un filtro pasabanda sintonizable sintonizado a la frecuencia de la señal de entrada, el 12 representa un oscilador local sintonizable sintonizado a una frecuencia que difiere de la de la señal de entrada en una cantidad igual a la frecuencia intermedia, el 13 representa un mezclador, el 14 representa un filtro pasabanda centrado en la frecuencia intermedia, el 15 representa un demodulador u otro tipo de procesador que extrae la información transmitida por la señal de entrada y el 16 representa la salida. En la patente US nº 5.610.559, se da a conocer un ejemplo de receptor de radio que funciona de conformidad con dichos principios.

Un desarrollo de dicho producto es el receptor de doble conversión representado en la figura 2. Este receptor evita las dificultades que conlleva hacer que el filtro pasabanda 11 se sintonice con el objetivo de encontrar la sintonización del oscilador local 12, y permite mejorar el rechazo de frecuencia imagen. En este caso también, los principios son muy conocidos y, en consecuencia, solo se indicarán las funciones de las diversas partes. El número de referencia 20 representa la entrada, el 21 representa un filtro cuya banda de paso abarca el rango de frecuencias que se van a recibir, el 22 representa el primer oscilador local que es sintonizable y que está sintonizado a una frecuencia que difiere de la de la señal de entrada en una cantidad igual a la primera frecuencia intermedia, que no es igual a ninguna de las frecuencias que se van a recibir, el 25 representa el segundo oscilador local que funciona a una frecuencia que difiere de la primera frecuencia intermedia en una cantidad igual a la segunda frecuencia intermedia, el 26 representa el segundo mezclador, el 27 representa un filtro pasabanda centrado en la segunda frecuencia intermedia, el 28 representa un demodulador u otro tipo de procesador que extrae la información transmitida por la señal de entrada y el 29 representa la salida. En la patente US nº 5.390.346, se facilita un ejemplo de dicho receptor.

En muchos receptores actuales (por ejemplo, los sintonizadores de televisión para los consumidores), los osciladores locales comprenden un sintetizador de un solo bucle. La sintonización del oscilador local se obtiene programando el sintetizador para que genere frecuencias en pequeños incrementos o escalones. Los principios del sintetizador, representado en la figura 3, son muy conocidos, con lo cual también aquí se indican solo las funciones de las diferentes partes. El número de referencia 30 representa la fuente de frecuencia de referencia que habitualmente es un oscilador de cristal, el 31 representa un divisor que divide la frecuencia de referencia para generar la frecuencia de comparación (el cociente de división puede ser programable pero habitualmente se mantiene constante), el 32 representa un detector de fase o de fase-frecuencia y el 33 representa un filtro de bucle, cuyas características se eligen para que el bucle se mantenga estable y para optimizar el rendimiento del sintetizador. El filtro de bucle puede presentar una entrada de programación 34 para cambiar sus características de conformidad con la frecuencia que se sintetiza. El número de referencia 35 representa un oscilador controlado por tensión, el 36 representa un divisor programable cuyo cociente de división se define por medio de la entrada 37 para elegir la frecuencia que se va a sintetizar y el 38 es la salida.

En el documento US-A-5.390.346, se facilita un ejemplo de dicho sintetizador.

La frecuencia generada por el sintetizador es nf_{c}, siendo n el cociente de división del divisor programable 36 y f_{c} la frecuencia de comparación. El valor n es necesariamente un entero, y por lo tanto, el incremento de frecuencia más pequeño posible del sintetizador es f_{c}, a menos que se utilice un diseño más elaborado.

En algunas aplicaciones, es importante que la cantidad de ruido de fase en el oscilador local sea baja. En el tipo de sintetizador que se está considerando, existen dos fuentes principales de ruido de fase. La primera fuente es el ruido de fase del oscilador astable controlado por tensión. Este ruido generalmente se reduce al aumentar el desplazamiento de la frecuencia y en última instancia se estabiliza, y determina en gran medida el ruido de fase del sintetizador a frecuencias desplazadas que quedan situadas fuera del ancho de banda del bucle. La segunda fuente de ruido de fase es el ruido del detector de fase y posiblemente el ruido de la salida de los divisores que proveen la señal al mismo. Este ruido tiende a ser ruido blanco y determina en gran medida el ruido de fase del sintetizador a frecuencias desplazadas que quedan situadas dentro del ancho de banda del bucle. Por lo tanto, la elección óptima de ancho de banda de bucle, por lo que respecta al ruido de fase global, se halla cerca de la frecuencia a la que las dos fuentes de ruido presentan el mismo nivel.

La densidad de ruido de fase del sintetizador a frecuencias desplazadas situadas dentro del ancho de banda del bucle es proporcional a n^{2}. Por lo tanto, el ruido de fase puede reducirse reduciendo n. Para una frecuencia de salida determinada, esto significa incrementar la frecuencia de comparación y consecuentemente el valor del incremento (con lo cual el ancho de banda de bucle óptimo también se incrementa). Sin embargo, se observa que con este diseño simple de bajo coste no se puede disponer a la vez de un ruido de fase bajo y un valor de incremento bajo.

La presente invención se define en las reivindicaciones adjuntas, a las cuales se hará referencia a continuación.

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La siguiente descripción detallada de la presente invención se proporciona a título de ejemplo y hace referencia a los dibujos adjuntos, en los que:

la figura 1 representa un receptor de radio superheterodino como el mencionado anteriormente;

la figura 2 representa un receptor de radio de doble conversión como el mencionado anteriormente;

la figura 3 representa un sintetizador de un solo bucle como el mencionado anteriormente;

la figura 4 representa un diagrama de flujo para el cálculo de los parámetros k y l que se van a utilizar en una forma de realización de la presente invención; y

la figura 5 representa un diagrama de flujo alternativo para el cálculo de los parámetros k y l.

En un receptor de doble conversión, se observa que el ruido de fase para un valor de incremento global pequeño deseado puede reducirse como se indica a continuación. Tanto el primero como el segundo osciladores locales utilizados son sintonizables y comprenden sintetizadores de un solo bucle. Los valores de incremento utilizados para los dos sintetizadores son múltiplos primos (enteros) entre sí del valor de incremento global pequeño deseado. Los valores de incremento más largos permiten que el ruido de fase total de los dos sintetizadores sea inferior al ruido de fase de un sintetizador que presenta un valor de incremento igual al valor de incremento pequeño deseado.

La expresión "primos entre sí" significa que los enteros no tienen ningún factor común excepto la unidad. La utilización de dichos múltiplos del valor de incremento pequeño deseado asegura que el receptor pueda sintonizarse con todos los valores de incrementos pequeños deseados mediante la elección adecuada de las frecuencias de los dos osciladores locales. A menudo resultará práctico elegir múltiplos que sean un par de números enteros consecutivos, por ejemplo, 5 y 6, debido a que los enteros consecutivos siempre son primos entre sí. No obstante, también se observa que dicho tipo de selección no es imprescindible, ya que por ejemplo es posible utilizar los números 5 y 8 como múltiplos, aunque sean primos entre sí pero no consecutivos.

Como consecuencia de lo expresado anteriormente, la primera frecuencia intermedia (i.f.) no es fija, sino que depende de la frecuencia a la que está sintonizado el receptor. Por lo tanto, el primer filtro i.f. deberá disponer de un ancho de banda más amplio que el de la señal que se recibe, aunque esto normalmente no supondrá ningún problema. Se utilizarán los símbolos \Delta para designar el valor de incremento pequeño deseado y p y q para designar los múltiplos mencionados anteriormente. De forma más particular, los valores de incremento del primer y el segundo osciladores locales serán p\Delta y q\Delta, respectivamente. A continuación, la primera i.f. será una de las frecuencias de un conjunto de p frecuencias separadas por intervalos de q\Delta. Por lo tanto, el rango de variación de la primera i.f. será (p-1)q\Delta = (pq-q)\Delta. De esta manera, dando a q el valor más elevado de los dos múltiplos, el rango de variación de la primera i.f. podrá reducirse al mínimo. El segundo oscilador local solo necesita sintonizarse a través de un corto rango, que es igual al rango de variación de la primera i.f., hecho que puede aprovecharse para reducir la cantidad de ruido de fase en este oscilador. Resulta ventajoso, aunque no imprescindible, compartir la fuente de frecuencia de referencia entre los sintetizadores. Si la fuente de frecuencia de referencia va a compartirse, su frecuencia debe ser pq\Delta o un múltiplo entero de esta.

La elección de frecuencias intermedias no es completamente libre. El conjunto de frecuencias que se van a recibir es, por definición, el conjunto de frecuencias comprendido entre la frecuencia más baja que se va a recibir, a intervalos de \Delta, y la frecuencia más alta que se va a recibir, o un subconjunto de este. Para el caso general en el que las frecuencias que se van a recibir no son necesariamente múltiplos enteros de \Delta, se utilizará \delta para designar el valor de la diferencia entre las frecuencias que se van a recibir y los múltiplos enteros de \Delta, siendo (0 \leq \delta < \Delta/2). Es decir,

f = m\Delta \pm \delta

siendo f la frecuencia de la señal de entrada y m un entero.

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A continuación, tanto la primera i.f. como la segunda i.f. deberán diferir de cierto múltiplo entero de \Delta en una cantidad igual a \delta. Es decir,

if_{1} = m\Delta \pm \delta,

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if_{2} = n\Delta \pm \delta

siendo if_{1} la primera i.f., if_{2} la segunda i.f. y m y n enteros. (Las frecuencias de la señal de entrada, la primera i.f. y la segunda i.f. se miden todas de la misma manera, es decir, con referencia a la frecuencia portadora de la señal o la frecuencia central de la señal.)

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Sea lo_{2} la frecuencia del segundo oscilador local.

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Entonces la elección de la i.f. viene limitada además por la condición siguiente:

if_{1} \pm if_{2} = mq\Delta

en la que:

"+" se adopta si lo_{2}>if_{1},

"-" se adopta si "-" si lo_{2}<if_{1} y

m es un entero.

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Esto es así, ya que se cumple:

if_{1} \pm if_{2} = lo_{2}

siendo elegido el signo de la manera indicada previamente.

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Sea f_{1} el centro del rango de variación de la primera i.f.,

a continuación si p es impar, if_{1} \pm if_{2} = mq\Delta y

si p es par, if_{1} \pm if_{2} = hq\Delta/2,

siendo

m un entero y

h un entero impar,

y el signo se elige tal como se ha indicado anteriormente.

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A continuación, cuando se eligen las frecuencias if_{1} o if_{2}, la elección de una de dichas frecuencias se limita a las frecuencias separadas por intervalos de \Delta y la de la otra a las frecuencias separadas por intervalos de q\Delta.

A título de ejemplo, se va a suponer que el valor del incremento (\Delta) es 0,16 MHz, que las frecuencias que se van a recibir difieren en 0,05 MHz (\delta) de los múltiplos enteros de \Delta, que if_{1} va a situarse cerca de 1.220 MHz e if_{2} va a situarse cerca de 36,15 MHz, que la frecuencia del segundo oscilador local va a ser inferior a la primera i.f. y que los múltiplos p y q son 4 y 5 respectivamente. Se elige una frecuencia if_{2} de las frecuencias separadas por intervalos de \Delta. A continuación, if_{2} debe diferir en 0,05 MHz de un múltiplo de 0,16 MHz, y la frecuencia más cercana a 36,15 MHz es 36,116 MHz (el múltiplo es 217). La diferencia if_{1}-if_{2} debe ser algún múltiplo entero impar de 5 x 0,16/2 MHz, ya que p es par. Por lo tanto, if_{1} debe ser igual a 36,116 MHz más cierto múltiplo entero impar de 0,416 MHz, y la frecuencia más cercana a 1220 MHz es 1219,86 MHz (el múltiplo es 2.841). El rango de variación de la primera i.f. es if_{1} \pm (p-1)q\Delta/2, es decir desde 1.218,616 MHz y 1.221,116 MHz. Estas dos frecuencias se designan por f_{a} y f_{b} respectivamente. La frecuencia de referencia compartida, en caso de utilizarse, sería de 3,3 MHz o un múltiplo de esta. El ejemplo se resume en la Tabla 1 siguiente, en la que se proporciona también un segundo ejemplo. En la tabla, m es un entero.

TABLA 1 Elección de frecuencias intermedias y otros parámetros

1

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A la vista de estos datos, se puede acabar de explicar por qué es posible sintonizar el receptor con todos los incrementos pequeños deseados. Como puede observarse, la elección de los parámetros descritos anteriormente permite asegurar que la frecuencia del segundo oscilador local solo necesitará ser múltiplo de q\Delta y que la frecuencia del primer oscilador local (lo_{1}) solo necesitará ser múltiplo de p\Delta. Queda por explicar por qué lo_{1} solo necesita ser un múltiplo de p\Delta. La frecuencia lo_{1} será múltiplo de p\Delta si ((lo_{1}l\Delta) mod p) = 0. A continuación, tal como se ha indicado anteriormente, la primera i.f. es una de las p frecuencias posibles separadas por intervalos de q\Delta. Para una frecuencia f determinada, existe un correspondiente conjunto de p valores posibles para lo_{1}. Pero debido a las propiedades de los números primos entre sí (teorema del resto chino), los p valores correspondientes de ((lo_{1}l\Delta) mod p) serán todos diferentes y, por consiguiente, abarcarán todos los enteros desde 0 hasta p -1. Así pues, lo_{1} puede ser siempre un múltiplo de p\Delta, si así se desea.

Los cocientes de división necesarios para el divisor 36 en los dos sintetizadores pueden calcularse como se representa en el diagrama de flujo de la figura 4. Debe tenerse en cuenta que esta no es la única ni tampoco la mejor manera de hallar los cocientes de división. Los cocientes de división para el primer y el segundo oscilador local se designan por k y l, respectivamente. f es la frecuencia de la señal de entrada, tal como se ha indicado antes. Para poder utilizar el diagrama de flujo, es necesario elegir los siguientes parámetros: p, q, f_{a}, f_{b} e if_{2} y decidir si la frecuencia del segundo oscilador local debe ser más alta o más baja que la primera i.f.

Los cálculos pueden simplificarse a la aritmética de enteros de la siguiente manera:

(a)

restando \delta de f y sumando \delta a f_{a}, f_{b} e if_{2} (sustituyendo f, f_{a}, f_{b} e if_{2} por sus nuevos valores);

(b)

sumando o restando (opcionalmente) de f cierto múltiplo entero de \Delta y, respectivamente, restando o sumando a f_{a}, f_{b} e if_{2} el mismo múltiplo entero de \Delta (sustituyendo además f, f_{a}, f_{b} e if_{2} por sus nuevos valores) y

(c)

dividiendo f, f_{a}, f_{b} e if_{2} por \Delta. Estos valores enteros se designarán por f', f_{a'}, f_{b'} e if_{2'}.

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A continuación, se pueden calcular los cocientes de división tal como se representa en el diagrama de flujo de la figura 5.

En la tabla 2 siguiente, se asumen algunos valores para f y se continúa con los ejemplos de la tabla 1. Los valores de k y l de la tabla 2 se obtienen a partir del diagrama de flujo de la figura 4.

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TABLA 2 Cocientes de división y otros parámetros para una frecuencia de entrada determinada

2

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Los cocientes de división necesarios para los dos sintetizadores expresados como una función de la frecuencia de entrada pueden calcularse cuando se desee mediante circuitos lógicos o mediante software adecuado ejecutado en un procesador adecuado. No obstante, si f, f_{a}, f_{b} e if_{2} son fracciones decimales recurrentes (si los números se representan en notación decimal) o fracciones binarias recurrentes (si los números se representan en notación binaria), entonces aparecen complicaciones debido a que se necesitan operaciones tipo "aproximadamente igual a" o "definitivamente superior a". Por consiguiente, puede ser preferible adoptar el sistema de aritmética de enteros descrito anteriormente. Otra posibilidad será calcular los cocientes de división de antemano y almacenarlos en una memoria a la que se accederá cuando sea necesario.

Esta propuesta admite una serie de variantes. Por ejemplo, puede utilizarse una conversión triple o de orden superior, en la que dos o más de los osciladores locales se sintonizan de la manera descrita anteriormente para generar la frecuencia de recepción deseada.

La presente invención podría utilizarse también para proveer un rango de opciones más amplio para la segunda IF, en un receptor de doble conversión. Esto permitiría la reutilización del diseño de filtración actual en otro receptor cuando la frecuencia del filtro no se halle suficientemente cerca de una de las frecuencias n\Delta-\delta. Dicha reutilización puede llevarse a cabo diseñando un receptor que funcione con un valor de incremento más pequeño de \Delta/m, siendo m un entero, y permitiendo, de este modo, la elección de la segunda IF entre un conjunto de frecuencias más cercanas unas de otras. La presente invención es beneficiosa, por ejemplo, en los casos en que el ruido de fase del sintetizador sea demasiado alto con un valor de incremento de \Delta/m.

Claims (5)

1. Receptor de radio de conversión múltiple que comprende por lo menos un primer y segundo osciladores locales (22, 25) para convertir una señal de entrada (20) en una respectiva primera y segunda frecuencias intermedias, en el que cada oscilador local es un sintetizador de un solo bucle (30-38) que puede sintonizarse en unos valores de incremento de frecuencia mínimos predeterminados, y siendo los valores de incremento de frecuencia mínimos de los dos osciladores múltiplos primos entre sí no consecutivos de un valor de incremento de frecuencia global para el receptor de radio.

2. Receptor de radio de conversión múltiple según la reivindicación 1, que comprende un primer filtro de frecuencia (21) acoplado a una entrada (20) y que presenta un ancho de banda superior al de la señal (20) que se recibe.

3. Receptor de radio de conversión múltiple según la reivindicación 1 ó 2, en el que los sintetizadores de un solo bucle (31-38) comparten una fuente de frecuencia de referencia común (30).

4. Receptor de radio de conversión múltiple según la reivindicación 1, 2 ó 3, en el que están previstos dos osciladores locales.

5. Procedimiento para recibir una señal de radio con un receptor de radio de conversión múltiple, que comprende las etapas de conversión de una señal de entrada en por lo menos una primera y segunda frecuencias intermedias, mezclando la señal con señales de los respectivos primer y segundo osciladores locales, en el que los osciladores locales son sintetizadores de un solo bucle que pueden sintonizarse en valores de incremento de frecuencia mínimos predeterminados, y que comprende además la técnica de determinación de los valores de incremento de frecuencia del primer y el segundo osciladores locales, utilizando valores de incremento de frecuencia múltiplos primos entre sí no consecutivos de un valor de incremento de frecuencia global del receptor de radio.