ES2315380T3 - Metodo y disposicion para correccion automatica de frecuencia. - Google Patents
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Abstract
Un método para corrección automática de frecuencia de un bucle de control automático de frecuencia, de una unidad de comunicación inalámbrica que funciona en modo UTRA TDD, el método comprendiendo en una primera etapa 500: recibir un código de sincronización primario PSC sobre un canal de sincronización; producir una primera estimación de frecuencia a partir del PSC; determinar si la primera estimación de frecuencia (Deltaf k) está por debajo de un umbral predeterminado (Set_Frequency2); y a partir del PSC, producir valores de correlación parcial primero y segundo, para ser utilizados en corrección de frecuencia (pc1, pc2); el método caracterizado por, en una segunda etapa 600: recibir una segunda señal que comprende una baliza sobre un canal físico de control común primario (P- CCPCH), derivar una estimación de canal a partir de la baliza; a partir de la estimación de canal y de una salida de un correlador PSC o de una estimación de canal procedente de otros canales físicos, producir una segunda estimación de frecuencia; y llevar a cabo corrección de frecuencia utilizando la segunda estimación de frecuencia.
Description
Método y disposición para corrección automática
de frecuencia.
Esta invención trata de redes de comunicación
inalámbricas, y en particular de redes UTRA (Universal Mobile
Telephone System Terrestrial Radio Access, acceso de radio terrestre
del sistema universal de telefonía móvil) que funcionan en modo TDD
(Time Division Duplex, dúplex por división de tiempo).
En modo UTRA TDD, el canal de sincronización
(SCH) tiene dos funciones. La función principal es proporcionar una
señal que habilite a un "UE" (equipo de usuario, tal como un
terminal inalámbrico) para buscar e identificar un "nodo B" (es
decir, una estación base inalámbrica de un sistema UMTS). La función
secundaria es proporcionar información suficiente para permitir a un
UE desmodular la transmisión P-CCPCH (Primary Common
Control Physical CHannel, canal físico primario de control común) y
obtener la información del sistema, enviada sobre el canal de
transporte BCH (Broadcast CHannel) que es transportado por el
P-CCPCH, lo que es necesario para poder comunicar
con la red. El canal físico P-CCPCH tiene las
características de la función de baliza, tal como se define en la
especificación técnica "3GPP TS 25.221" disponible públicamente
en la página de Internet del Proyecto de Asociación de 3ª Generación
(www.3gpp.org).
\vskip1.000000\baselineskip
Hay dos casos de asignación SCH y
P-CCPCH, a saber:
- Caso 1)
- SCH y P-CCPCH asignados en el segmento de tiempo #k, donde k = 0... 14
- Caso 2)
- SCH asignado en dos segmentos de tiempo: segmento de tiempo #k y segmento de tiempo #k + 8, donde k = 0... 6; P-CCPCH asignado en el segmento de tiempo #k
donde el segmento de tiempo #k es
el segmento de tiempo k-ésimo. Debido a este esquema SCH, la
posición de P-CCPCH se conoce a partir del SCH. El
SCH consiste en un código de sincronización principal (PSC, primary
synchronisation code) con valor real, y tres códigos de
sincronización complejos (SSCs, secondary synchronisation codes),
todos de longitud de 256 chips. El PSC es común para todos los nodos
B, pero los SSCs son específicos de cada nodo B. El PSC y el SSC son
transmitidos simultáneamente desde un nodo B dado, con un
desplazamiento temporal (t_{desplazamiento}) fijo específico,
desde el comienzo del segmento de tiempo. El desplazamiento de
tiempo se incluye para impedir el posible efecto de captura, que
ocurriría como consecuencia de todos los nodos B transmitiendo a la
vez el código principal
común.
Típicamente se utiliza corrección de frecuencia
automática (AFC, Automatic Frequency Correction) en modo UTRA TDD,
para corregir desplazamientos de frecuencia que se producen en
presencia de ruido en la señal recibida. En modo UTRA TDD, el PSC
funciona típicamente en valores negativos de la SNR, lo que con los
métodos convencionales de AFC da lugar a un gran desplazamiento de
frecuencia, degradando el rendimiento.
Por lo tanto, existe la necesidad de una
corrección de frecuencia en la que se atenúe las mencionadas
desventajas.
Cada uno de los documentos
US-A-5 751 776, DE 100 01 854A, WO
98/34 357 y WO 01/61 880 revela un método de corrección de
frecuencia automática que utiliza estimación de canal procedente de
un canal físico, y una salida procedente de un correlador, y a
partir de esto producen una señal de corrección de frecuencia.
De acuerdo con un primer aspecto de la presente
invención, se proporciona un método para corrección automática de
frecuencia en modo UTRA TDD, como el reivindicado en la
reivindicación 1.
De acuerdo con un segundo aspecto de la presente
invención, se proporciona una disposición para corrección automática
de frecuencia en modo UTRA TDD, como el reivindicado en la
reivindicación 3.
Solo a modo de ejemplo, se describirá ahora un
método y una disposición para corrección de frecuencia multietapa
que incorpora la presente invención, con referencia a los dibujos
anexos, en los cuales:
la figura 1 muestra en forma esquemática el
formato de SCH en modo UTRA TDD;
la figura 2 muestra en forma esquemática una
disposición del arte previo para control automático de frecuencia en
modo UTRA TDD;
la figura 3 muestra una representación gráfica
de la característica de desplazamiento de frecuencia de la
disposición de AFC de la figura 2, en función de la relación
señal-ruido (SNR, Signal to Noise Ratio);
la figura 4 muestra en forma de bloques
esquemáticos, el flujo de proceso de AFC utilizado en la presente
invención;
la figura 5 muestra en forma esquemática de
bloques, una primera etapa en la AFC utilizada en la presente
invención;
la figura 6 muestra en forma esquemática de
bloques, una segunda etapa en la AFC utilizada la presente
invención; y
la figura 7 muestra una representación gráfica
de la característica de desplazamiento de frecuencia de la
disposición de AFC las figuras 4, 5 y 6, en función de la relación
señal-ruido (SNR).
\vskip1.000000\baselineskip
El formato general del SCH se muestra
esquemáticamente en la figura 1. Como se muestra, el código de
sincronización primaria (PSC, primary sinchronisation code), Cp, es
una secuencia de valor real de 256 chips de longitud, transmitida a
la potencia P_{PSC}. El código de sincronización secundaria (SSC,
secundary synchronisation code), C_{s,i} (i = 1, 2, 3), de
longitud 256, se transmite simultáneamente al PSC; la potencia total
del SSC se ajusta al P_{SSC}. Además, estos códigos se multiplican
por un valor complejo b_{j} (j = 1, 2, 3). Los subíndices s en
C_{s,i} se refieren a un conjunto de códigos, de los que hay 32
tal como se indica en la especificación técnica "3GPP TS
25.223" disponible públicamente en la página de Internet
(www.3gpp.org) del Proyecto de Asociación de 3ª Generación. Los
conjuntos de código, s, junto con los valores de multiplicador
complejo, b_{j}, se utilizan para transmitir los bits de
información al UE.
La localización del SCH en relación con el
comienzo del segmento de tiempo, se define mediante
t_{desplazamiento, \ n}. Se calcula como sigue:
lo que puede simplificarse
a:
donde Tc es la duración de chip y n
= 0, 1, ..., 31. El valor de n está relacionado con el grupo de
código, y se obtiene mediante desmodular la información sobre el
SSC.
\vskip1.000000\baselineskip
El PSC, p, está construido con una secuencia
Golay jerárquica generalizada. La secuencia utilizada para p se ha
elegido para que tenga buenas propiedades de
auto-correlación aperiódica. Definiendo la secuencia
"G" como
y definiendo la secuencia "a"
como
la secuencia de código principal se
obtiene mediante expandir la secuencia "G" por la secuencia
"a", produciendo la secuencia principal resultante dada
por
En referencia ahora a la figura 2, un sistema
200 de corrección de frecuencia automática (AFC, Automatic Frequency
Correction) convencional, consiste en un estimador de frecuencia
210, un filtro 220 y un oscilador controlado por tensión (VCO,
Voltage Controllated Oscilator) 230.
Las muestras recibidas son aplicadas al
correlador PSC 240. El vector de muestras recibidas que produjo el
máximo pico de correlación, se aplica al estimador de frecuencia
210. Sea r = (r_{0}, ..., r_{255}) la
secuencia de muestras recibidas que produce el pico complejo máximo
en la salida del correlador PSC, y sea p = (p_{0},
..., p_{225}) el PSC complejo. Entonces podemos
escribir
r = p +
n
donde n = (n_{0},
..., n_{255}) es un vector de ruido/interferencia con media
cero y varianza 2\sigma^{2}. Para obtener una estimación del
desplazamiento de frecuencia, tomamos correlaciones parciales del
PSC,
donde pc_{1} y pc_{2} son el
resultado de 2 correlaciones parciales de longitud 128. Esta
diferencia de fase entre pc_{1} y pc_{2} está dada
por:
Una tabla de consulta generalmente proporciona
la función tan^{-1}(.). El desplazamiento de frecuencia
instantánea instalado por:
donde Tc es el período de chip, y
128 y la distancia en chips entre los picos de correlación pc_{1}
y pc_{2}. El desplazamiento de frecuencia instantánea se filtra
para obtener un valor promedio, y después se aplica un oscilador
controlado por tensión que se ajusta para retirar la diferencia de
frecuencias.
Considerando el estimador de frecuencia en mayor
detalle, y suponiendo que no hay desplazamiento de frecuencias pero
hay presente ruido gaussiano, la salida de los dos correladores
parciales está dada entonces por
donde U1 = U2 = 128,
10 La perturbación de fase por el término de
ruido, está dada
por
Se observa que la máxima perturbación de fase
ocurre cuando (N^{*}_{2} + N_{1}) es imaginario puro.
Escribimos
\vskip1.000000\baselineskip
Reconociendo que la varianza de los elementos
dentro de los paréntesis da
\vskip1.000000\baselineskip
podemos rescribir la perturbación
de fase salida del correlador parcial,
como
\vskip1.000000\baselineskip
donde la SNR a la entrada al
correlador parcial, está dada
por
y el operador expectación E(.) se
toma sobre 128 chips. La figura 3 muestra el desplazamiento de
frecuencia generado para niveles variables de SNR_{ip}. En modo
UTRA TDD el PSC funciona típicamente en valores negativos de SNR, lo
cual con el método convencional de AFC descrito arriba, da lugar a
un gran desplazamiento de frecuencia degradando la
característica.
\vskip1.000000\baselineskip
La presente invención propone un método y una
disposición para AFC en modo UTRA TDD, que facilita el rendimiento
mejorado en bajos valores de SNR.
\vskip1.000000\baselineskip
En referencia ahora la figura 4, en una
realización preferida de la invención, la AFC consta de dos
etapas:
Etapa 1 - activada solo en modo Reposo
Etapa 2 - activada en modo Reposo/Conectado
La primera etapa se utiliza para obtener
adquisición rápida, mediante utilizar inicialmente un gran ancho de
banda y después estrecharlo para suprimir ruido e interferencia. La
segunda etapa se utiliza para mejorar adicionalmente el rendimiento
bajo condiciones de ruido severo.
\vskip1.000000\baselineskip
El análisis que sigue utiliza las siguientes
variables:
- mx_{0}:
- Pico complejo desde la salida del correlador PSC
- mx_{1}:
- Pico complejo desde la salida del estimador de canal de función Baliza, y
- mx_{2}:
- Pico complejo desde la salida del estimador de canal localizado en el segmento de tiempo adyacente a la función Baliza (aunque aquí se utiliza el segmento de tiempo adyacente, puede demostrarse que también son aplicables otros emparejamientos de segmento de tiempo).
\newpage
Como se muestra en la figura 4, el algoritmo de
AFC está dado por:
\vskip1.000000\baselineskip
donde X e Y \in
{(pc_{1}, pc_{2}), (mx_{2},
mx_{1}), (mx_{0}, mx_{1})}. Una
estimación de la diferencia de fase viene dada
por
\vskip1.000000\baselineskip
Una tabla de consulta puede proporcionar esta
función. El desplazamiento de frecuencia instantánea instalado
por:
\vskip1.000000\baselineskip
donde N es la distancia en
chips entre muestras X y Y, y T_{c} es el
período de chip. La media móvil del desplazamiento de frecuencia
está dada
por
\vskip1.000000\baselineskip
donde la barra superior significa
valor medio. El promedio del desplazamiento de frecuencia se utiliza
para disparar ciertos eventos durante la sincronización inicial. El
desplazamiento de frecuencia instantánea se filtra,
dando
La salida del filtro se multiplica por la
constante K de ganancia de bucle, proporcionando la salida
Esta salida f_{j,k} se aplica a continuación a
un DAC de un bit (no mostrado), que se utiliza para derivar un nivel
de pensión apropiado para ajustar el VCO.
\vskip1.000000\baselineskip
Como se muestra en la figura 5, en la etapa 1
(500) se implementa los procesos:
- a)
- Reducción de ancho de banda (procesos 510 y 520, mostrados juntos como 530), y
- b)
- Señalización de cierre de AFC (540), de forma que puede entrarse en la etapa 2.
\vskip1.000000\baselineskip
El UE se enciende y comienza una búsqueda de
celda inicial. Una vez se ha adquirido cierre de trama, el UE
intenta conseguir cierre de frecuencia con el nodo B.
Sea la primera trama de radio después del
cierre, k = 1, y los parámetros de bucle inicial se fijan a X
= pc_{1}, Y = pc_{2}, N = 128; además, para
asegurar un tiempo rápido de adquisición las constantes A y B y la
ganancia de bucle K se fijan a:
A = Amplio_1, B
= Amplio_2, K =
Amplio_3
Donde Amplio_1, Amplio_2 y
Amplio_3 se han elegido para asegurar un gran ancho de banda.
Tras N_{B} muestras de \Deltaf_{k}, se calcula la media
\Delta\overline{f}_{k,B}. Si \Delta\overline{f}_{k,B} es menor
que un primer valor determinado Set_Frequency1, se
incrementa el contador N_{A}. Una vez que N_{A} ha
alcanzado un valor especificado, la ganancia de bucle y también las
constantes del filtro se actualizan a:
A = Estrecho_1,
B = Estrecho_2, K =
Estrecho_3
Donde Estrecho_1, Estrecho _2 y
Estrecho _3 se han elegido para asegurar un ancho de banda
estrecho. Si \Delta\overline{f}_{k,B} es mayor que
Set_Frequency1, se calcula el siguiente valor de
\Deltaf_{k+1} y se calcula \Delta\overline{f}_{k,B},
repitiendo la prueba anterior. Este proceso funciona bajo una
ventana deslizante de recorrido N_{B}, y está dado por
\vskip1.000000\baselineskip
El proceso B puede introducirse solo cuando la
ganancia de bucle y las constantes de filtro han sido actualizadas
en el proceso A.
\vskip1.000000\baselineskip
Este proceso se utiliza para señalar que se ha
adquirido cierre de AFC. N_{A} se pone a 0 y se considera que
N_{B} + \Delta es el número de muestras necesarias para disparar
el proceso 1, donde \Delta son muestras adicionales. Tras N_{B}
+ \Delta + N_{L} nuestras, se calcula \Deltaf_{k} a través
de un rango de N_{L}. Esto está dado por
\vskip1.000000\baselineskip
Cuando \Deltaf_{k} es menor que un segundo
valor predeterminado Set_Frequency2, se incrementa el
contador N_{A}. La etapa 1 se abandona cuando N_{A} alcanza un
valor especificado que significa que se ha producido cierre AFC.
\vskip1.000000\baselineskip
En referencia ahora también a la figura 6,
cuando se ha abandonado la etapa 1 el UE intentará desmodular el SSC
para determinar el desplazamiento de tiempo de celda. Una vez que el
UE está al tanto del desplazamiento de tiempo de celda, intentará
desmodular la función de baliza sobre cada trama de radio. De forma
similar, una vez que el UE pasa del modo reposo al modo conectado,
la información de estimación de canal puede estar disponible desde
otros canales físicos.
Por lo tanto, en modo conectado el UE debe tener
a su disposición la estimación de canal a partir de la función de
baliza (mx_{1}), la estimación de canal procedente de otros
canales físicos, por ejemplo el segmento de tiempo adyacente a la
función de baliza (mx_{2}), y la salida del correlador PSC
(mx_{0}, pc_{1}, pc_{2}).
\newpage
El algoritmo para la etapa 2 (600) está dado
por:
Esencialmente, la calidad de la estimación se
degrada a medida que nos movemos a través del flujo de control,
estando la mejor estimación dada por mx_{1} y mx_{2}. La media
de la estimación de frecuencia se examina continuamente para
detectar cualesquiera cambios súbitos de frecuencia. Esto se
consigue mediante verificar continuamente Set_Frequency2, y
si se excede este valor se utiliza las correlaciones parciales
procedentes del PSC. Cuando se utiliza la información de estimación
de canal procedente de otros segmentos de tiempo, utilizamos solo
estimaciones de canal procedentes de segmentos adyacentes al objeto
de impedir solapamiento. Los emparejamientos permitidos de segmentos
de tiempo se proporcionan en la siguiente tabla.
El valor de N se fija a -2560 para cualquier
emparejamiento, y puede utilizarse solo una estimación por trama. Si
hay disponibles múltiples emparejamientos, debería entonces tomarse
el promedio.
La mejora en la SNR a través de la etapa AFC 2
se muestra la figura 7, en la que se compara tres casos
diferentes:
- (i)
- Método convencional: X = pc_{1}, Y = pc_{2}, N =128
- (ii)
- X = mx_{0}, Y = mx_{1}, n = 16, N = 413
- (iii)
- X = mx_{2}, Y = mx_{1}, N = -2560
Para el caso (ii), puede verse la mejora para el
valor de N, que se produce cuando n = 15.
\vskip1.000000\baselineskip
Como se muestra más abajo, es posible la mejora
adicional del proceso AFC de dos etapas descrito arriba, para
eliminar desplazamiento de CC que se produce típicamente a partir de
imperfecciones en el hardware. La retirada de CC se consigue del
siguiente modo.
Supóngase que la secuencia recibida de tiempo
discreto está dada por
\vskip1.000000\baselineskip
donde Icc es la interferencia de CC
compleja. Si la secuencia tiene una la longitud de 128 chips,
entonces podemos escribir la función de autocorrelación (ACF) a
desplazamiento cero de p_{K},
como
\vskip1.000000\baselineskip
Rescribiendo queda
\vskip1.000000\baselineskip
Mediante diseñar la secuencia de tal forma que
la suma de los elementos sea cero, puede eliminarse eficazmente la
interferencia de clave CC, y tenemos
\vskip1.000000\baselineskip
Sea
\vskip1.000000\baselineskip
donde \Sigmaa = 4, y \alpha = (0, 1, ...,
8). El balance de secuencia se proporciona en la siguiente
tabla.
\global\parskip0.980000\baselineskip
Mediante examinar la tabla anterior vemos que el
enfoque convencional utiliza secuencias \alpha = (0, 8) que
proporcionan el máximo nivel de ganancia CC. Elegimos \alpha = (0,
6), que proporciona un par de secuencias equilibradas con máxima
distancia en términos de N. Las correlaciones parciales modificadas
quedan
donde el desplazamiento temporal de
la segunda correlación parciales se ha reducido 128 a 96 para
asegurar cancelación CC. En términos de estimación de frecuencia,
esto significa que N se reduce también de 128 a
96.
Se apreciará que el método para control
automático de frecuencia descrito arriba, se lleva a cabo
típicamente en software ejecutado sobre un procesador (no mostrado),
y que el software puede proporcionarse como un elemento de programa
informático contenido en cualquier portador de datos apropiado (no
mostrado), tal como un disco informático magnético u óptico.
Se apreciará que el método y disposición de AFC
descritos, se basan en un esquema de AFC mejorada, para corrección
de desplazamientos de frecuencia en modo UTRA TDD.
Se comprenderá que el esquema de AFC mejorada
proporciona las siguientes ventajas: el esquema multietapa para
corrección de desplazamientos de frecuencia en modo UTRA TDD,
permite un funcionamiento bajo niveles de ruido muy elevados, y
además es inmune a desplazamientos de CC que surgen de
imperfecciones en el hardware.
\vskip1.000000\baselineskip
La lista de referencias citadas por el
solicitante es solo para comodidad del lector. No forma parte del
documento de Patente Europea. Aunque se ha tomado especial cuidado
en recopilar las referencias, no puede descartarse errores u
omisiones y la EPO rechaza toda responsabilidad a este
respecto.
\bullet US 5 751 776 A [0006]
\bullet DE 10 001 854 A [0006]
\bullet WO 9 834 357 A [0006]
\bullet WO 0 161 880 A [0006]
Claims (5)
1. Un método para corrección automática de
frecuencia de un bucle de control automático de frecuencia, de una
unidad de comunicación inalámbrica que funciona en modo UTRA TDD, el
método comprendiendo en una primera etapa 500:
- recibir un código de sincronización primario PSC sobre un canal de sincronización;
- producir una primera estimación de frecuencia a partir del PSC;
- determinar si la primera estimación de frecuencia (\Deltaf_{k}) está por debajo de un umbral predeterminado (Set_Frequency2); y
- a partir del PSC, producir valores de correlación parcial primero y segundo, para ser utilizados en corrección de frecuencia (pc_{1}, pc_{2});
el método caracterizado por, en una
segunda etapa 600:
- recibir una segunda señal que comprende una baliza sobre un canal físico de control común primario (P-CCPCH),
- derivar una estimación de canal a partir de la baliza;
- a partir de la estimación de canal y de una salida de un correlador PSC o de una estimación de canal procedente de otros canales físicos, producir una segunda estimación de frecuencia; y
- llevar a cabo corrección de frecuencia utilizando la segunda estimación de frecuencia.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El método de la reivindicación 1, en el que
la etapa de producir una segunda estimación de frecuencia se lleva a
cabo en segmentos de tiempo consecutivos.
3. Una disposición para corrección automática de
frecuencia en modo UTRA TDD, la disposición comprendiendo en una
primera etapa (500):
- medios para recibir un código de sincronización primario PSC sobre un canal de sincronización;
- medios para producir una primera estimación de frecuencia a partir del PSC;
- medios para determinar si la primera estimación de frecuencia (\Deltaf_{k}) está por encima del umbral predeterminado; y
- medios para producir a partir del PSC, valores de correlación parcial primero y segundo para ser utilizados en corrección de frecuencia (pc_{1}, pc_{2});
la disposición caracterizada por, en una
segunda etapa (600):
- medios para recibir una segunda señal que comprende una baliza sobre un canal físico de control común primario (P-CCPCH);
- medios para derivar una estimación de canal a partir de la baliza;
- medios para producir, a partir de la estimación de canal y de una salida de un correlador PSC o de una estimación de canal procedente de otros canales físicos, una segunda estimación de frecuencia; y
- medios para llevar a cabo corrección de frecuencia utilizando la segunda estimación de frecuencia.
\vskip1.000000\baselineskip
4. Equipo de usuario para utilizar en un sistema
UMTS, que comprende una disposición como la reivindicada en la
reivindicación 3.
5. Un elemento de programa informático, que
comprende un medio de programa informático que cuando se ejecuta en
un ordenador, lleva a cabo todas las etapas de método, de un método
de control automático de frecuencia como el reivindicado en
cualquiera de las reivindicaciones 1 y 2.
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