ES2314842T3 - Sistema y metodo para determinar la sensibilidad el receptor. - Google Patents

Abstract

Un método de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) irradiada definida basado en un nivel de potencia de TCH canal de tráfico a una tasa de error de bit deseada BER para una pluralidad de canales que se extienden sobre al menos una banda de frecuencia utilizando una fuente de RF (31'') acoplada a un receptor de RF (32'') por un enlace de comunicaciones inalámbrico de RF (33'') comprendiendo el método de ensayo: la determinación de una función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para un canal inicial; la determinación de un nivel de potencia de TCH estimado para un canal subsiguiente basado en la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la BER deseada; la medición de una BER del canal subsiguiente basado en el nivel de potencia de TCH estimado; la comparación de la BER medida a la BER deseada y utilizar una diferencia entre ellas junto con la función de BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado; y la repetición de la medición y comparación si la diferencia es mayor que un umbral para determinar por ello un nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada.

Description

Sistema y método para determinar la sensibilidad del receptor.

Campo del invento

El presente invento se refiere al campo de sistemas de comunicación, y, más particularmente, a la realización de ensayos de rendimiento o prestaciones en sistemas de comunicaciones inalámbricas móviles, tales como sistemas de comunicaciones celulares, y a métodos relacionados.

Antecedentes del invento

En dispositivos de comunicaciones celulares, la sensibilidad de radio es una cifra fundamental que caracteriza el rendimiento del receptor de radio. Las mediciones de sensibilidad de radio conducida (es decir a través de un cable de RF) e irradiada (es decir, a través de un enlace de comunicaciones inalámbrico) son realizadas frecuentemente durante el diseño, certificación y verificación de radio. Estas mediciones son realizadas reduciendo el nivel de transmisión de potencia de la estación base hasta que la relación de error de bit residual (RBER) del receptor alcanza un nivel deseado, específicamente de 2,44%.

Para dispositivos móviles de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), por ejemplo, hay varias bandas de comunicaciones cada una de las cuales oscila desde al menos cien canales a casi cuatrocientos. Explorar cada canal de un teléfono móvil GSM requiere grandes cantidades de tiempo usando métodos tradicionales, semi-intuitivos. Los métodos automatizados que repiten la estimación manual tienden a ser aleatorios o a seguir una metodología de búsqueda de árbol binario.

El documento US2004/14850 está dirigido a un mecanismo de ensayo de sensibilidad de receptor en chip para uso en un transmisor de RF integrado en el que el transmisor y el receptor comparten el mismo oscilador. El mecanismo obvia la necesidad de usar un equipo de ensayo caro con generador de señal de RF con capacidad de modulación integrada y en vez de ello permite el uso de un equipo de ensayo de RF exterior de muy bajo coste. El documento US2004/14850 utiliza circuitos ya existentes en el transceptor, en particular los circuitos de modulación y el oscilador local, para realizar ensayos de sensibilidad. El LO en chip es usado para generar la señal de ensayo modulada que de otro modo necesitaría ser proporcionada por un equipo de ensayo de RF exterior caro con capacidad de modulación. La señal del LO modulada es mezclada con una señal de RF CW sin modular generada exteriormente para generar una señal modulada en IF que es subsiguientemente tratada por el resto de la cadena receptora. Los bits de datos recuperados son comparados usando un medidor o contador de BER en chip y se genera una lectura de la BER. La lectura de la BER es usada, bien externamente o mediante un procesador o controlador en chip para establecer una indicación de paso/fallo para el chip.

Breve descripción de los dibujos

La fig. 1 es un diagrama de bloques esquemático de un sistema de ensayo ejemplar para medir la sensibilidad del receptor a la frecuencia de radio (RF) conducida de acuerdo con el invento.

La fig. 2 es un diagrama de bloques esquemático de un sistema de ensayo ejemplar para medir la sensibilidad del receptor a la RF irradiada de acuerdo con el invento.

Las figs. 3 a 5 son diagramas de flujo de métodos ejemplares para la medición de la sensibilidad del receptor de RF de acuerdo con el invento.

La fig. 6 es un diagrama de flujo de un método ejemplar para determinar la pérdida de trayecto de RF de acuerdo con el invento.

Las figs. 7 y 8 son diagramas de flujo de métodos ejemplares para determinar la pérdida de trayecto de RF entre una fuente de RF y un receptor de RF con histéresis de acuerdo con el invento.

Las figs. 9 - 13 son diagramas de flujo de métodos ejemplares adicionales para determinar la pérdida de trayecto de RF de acuerdo con el invento.

Las figs. 14 y 15 son gráficos de cambio de BER frente al nivel de potencia de TCH para diferentes conjuntos de datos, así como de BER frente a funciones de nivel de potencia de TCH correspondientes por ello, de acuerdo con el presente invento.

La fig. 16 es un gráfico que ilustra ondas senoidales aproximadas que usan ajuste por spline.

La fig. 17 es un gráfico que ilustra conmutación de histéresis del dispositivo manual.

La fig. 18 es un gráfico de la función de la BER frente a o dependiendo del nivel de TCH normalizado.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

El presente invento será descrito a continuación más completamente en lo que sigue con referencia a los dibujos adjuntos, en los que se ha mostrado realizaciones preferidas del invento. Este invento puede, sin embargo, ser puesto en práctica de muchas formas diferentes y no debería ser construido como limitado a las realizaciones descritas aquí. En vez de ello, estas realizaciones son proporcionadas de modo que esta descripción será total y completa, y transportará completamente el marco del invento a los expertos en la técnica. Los números similares se refieren a elementos similares a lo largo de toda ella, y se ha usado una notación de prima para indicar elementos similares en realizaciones alternativas.

Un método de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) irradiada definido basado en un nivel de potencia del canal de tráfico (TCH) a una tasa de error de bit deseada (BER) para una pluralidad de canales que se extienden sobre al menos una banda de frecuencia utilizando una fuente de RF acoplada a un receptor de RF por un enlace de comunicaciones inalámbrico de RF está descrito de modo general en primer término. El método puede incluir la determinación de una función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para un canal inicial, la determinación de un nivel de potencia de TCH estimado para un canal subsiguiente basado en la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la deseada BER, y la medición de una BER del canal subsiguiente basado en el nivel de potencia de TCH estimado. El método puede incluir además la comparación de la BER medida a la BER deseada y utilizar una diferencia entre ellas junto con la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un nivel de potencia de TCH estimado siguiente, y la repetición de la medición y comparación si la diferencia es mayor que un umbral para determinar por ello un nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada.

Más particularmente, el método puede incluir la determinación de una pérdida de trayecto asociada con el canal subsiguiente, y la comparación puede incluir la comparación de la BER medida a la BER usada utilizando la diferencia entre ellas junto con la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la pérdida de trayecto determinada para determinar el siguiente nivel de potencia de TCH estimado. Además, la determinación de la pérdida del trayecto puede incluir la determinación de una función de pérdida de trayecto basado en al menos alguno de la pluralidad de canales, y la determinación de la pérdida de trayecto del canal subsiguiente basado en la función de pérdida de trayecto. A modo de ejemplo, la función de pérdida de trayecto puede ser determinada basado en un algoritmo de mínimos cuadráticos y/o una pluralidad de splines ("curvas definidas mediante polinomios"). La pérdida de trayecto puede también ser determinada midiendo la pérdida de trayecto del canal subsiguiente.

La determinación de la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para el canal inicial puede incluir además la medición de niveles de potencia de TCH respectivos para una pluralidad de BER dentro de un intervalo de BER objetivo, y la determinación de la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH basado en las BER medidas en el intervalo de BER objetivo. A modo de ejemplo, el intervalo de BER objetivo puede ser desde aproximadamente uno a tres por ciento. El método puede incluir además la utilización de una aproximación lineal para determinar el nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada cuando la diferencia entre la BER medida y la BER deseada es menor o igual al umbral.

La función de la BER frente al nivel de potencia de TCH puede ser una función exponencial. Además, la determinación de la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH puede incluir la determinación de la función de la BER frente al nivel potencia de TCH basado en un algoritmo de mínimos cuadráticos. También la BER del canal subsiguiente puede ser medida en una cámara de RF anecoica.

A modo de ejemplo, el receptor de RF puede ser un receptor de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), un Receptor de Servicio de Radio General por Paquetes (GPRS) o un receptor de Tasas de Datos Mejorados para Evolución (EDGE) de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), etc. Además, la fuente de RF puede ser un emulador de estación base.

Un sistema de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) irradiada definido basado en un nivel de potencia de canal de tráfico (TCH) a una tasa de error de bit (BER) deseada para una pluralidad de canales que se extienden sobre al menos una banda de frecuencia puede incluir generalmente una fuente de RF, un receptor de RF, un enlace de comunicaciones inalámbrico de RF que acopla dicha fuente de RF a dicho receptor de RF, y un controlador de ensayo acoplado al receptor de RF. Más particularmente, el controlador de ensayo puede ser para determinar una función de la BER frente al nivel de potencia de TCH, para un canal inicial, la determinación del nivel de potencia de TCH estimado para un canal subsiguiente basado en la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la BER deseada, y la medición de una BER del canal subsiguiente basado en el nivel de potencia de TCH estimado. El controlador de ensayo puede comparar además la BER medida a la BER deseada y usar una diferencia entre ellas junto con la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado, y repetir la medición y la comparación si la diferencia es mayor que un umbral para determinar por ello un nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada.

Hablando en términos generales, se proporcionan aquí métodos y sistemas de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor conducida e irradiada que usa una aproximación de búsqueda de canal basado en la información, que crea una búsqueda de sensibilidad rápidas para GSM u otros dispositivos móviles. El nivel de transmisión de RBER frente al TCH normalizado es ampliamente determinado por el método de modulación y el código de procesador de señal digital (DSP). La medición de un intervalo de estos datos crea una curva o función que muestra las características del receptor próximas a la RBER objetivo. Los datos compilados para un canal se aplican a todos los canales dentro de la misma banda. Esta curva permite un cambio de nivel de transmisión predictivo, en lugar de estimado, dentro de sus límites.

La medición de sensibilidad es definida como la potencia de transmisión (TX) a la que el móvil informa una RBER de clase II de 2,44 por ciento o menos. A menudo la potencia de transmisión de la estación base calibrada es disminuida hasta que se consigue la RBER deseada. Para medir correctamente la sensibilidad del dispositivo en un modo conducido, necesita ser determinada la pérdida del trayecto de cable exacta a través de los canales en cuestión. Dentro de las bandas deseadas, puede ser seleccionado un canal aleatorio como representativo. Los límites inferior y superior de intervalo de exploración de la RBER son seleccionados. El límite inferior es seleccionado para minimizar la elevada susceptibilidad de error Gaussiano y de otro ruido aleatorio a muy baja RBER. Es de modo preferible suficientemente baja para mantener un amplio intervalo de exploración total. El límite superior es seleccionado para proteger contra llamadas de móvil terminadas al tiempo de mantiene un gran intervalo de exploración total. El límite de RBER inferior puede ser encontrado mediante distintos métodos de búsqueda, como apreciarán los expertos en la técnica.

Las mediciones de error de bit dentro de los límites antes indicados usa la mayor resolución de nivel de transmisión. Disminuir la resolución disminuye la exactitud de predicción sobre un sistema no lineal. Los valores son compilados con el nivel de transmisión de TCH normalizado. El ruido aleatorio y la relación de error de bit modifican la curva de datos exacta. Una aproximación es aplicar un ajuste mínimo cuadrático para crear la curva de búsqueda rápida apropiada. Debido a la naturaleza de la modulación, la curva normalizada tendrá la forma de entre los límites inferior y superior, donde y es la relación de error de bit, x es el nivel de transmisión de TCH normalizado, y C y b son valores derivados del ajuste por curva, como se describirá adicionalmente a continuación.

Un ejemplo de una curva de RBER frente al nivel de TCH normalizado está mostrado en la fig. 18. Los puntos son los datos de medición, y la línea es el resultado del ajuste por curva. Para todos los demás canales, son determinados puntos en la curva normalizada utilizando un método de "saltos sucesivos". La cantidad de saltos sucesivos está dentro del intervalo desde el límite inferior al superior. Las sensibilidades de canales consecutivos a menudo difieren estrechamente.

Dentro del intervalo de la curva, basado en la información de la curva de mínimos cuadráticos, el cambio en el nivel de transmisión es calculado. El nuevo nivel de transmisión es a continuación aplicado al emulador de estación de base, y el objetivo de RBER conseguido (2,44%) es confirmado mediante medición. Cualquier desviación es corregida mediante la reaplicación de la curva normalizada y una medición de confirmación sucesiva. Una desviación de objetivo a real crecientemente pequeña aumenta la exactitud a través de la linealidad, y la desviación de los valores esperados es mínima.

Con referencia inicialmente a la fig. 1, un sistema de ensayo 30 para medir la sensibilidad de receptor conducida es descrito en primer lugar. El sistema 30 incluye de modo ilustrativo una fuente 31 de ensayo de RF acoplada a un receptor 32 de dispositivo manual que ha de ser ensayado mediante un cable 33 de RF. A modo de ejemplo, al receptor 32 de dispositivo manual puede ser un receptor de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), un receptor de Servicio de Radio General por Paquetes (GPRS), y/o un receptor de Tasas de Datos Mejoradas de Evolución (EDGE) para Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), por ejemplo. Desde luego, pueden también usarse otros receptores inalámbricos adecuados.

Además, la fuente de RF 31 puede ser uno de un dispositivo de ensayo de comunicación por radio universal de Rohde y Scwartz CMU 200 o un emulador de estación de base Agilent 8960, por ejemplo, aunque pueden también ser usados otros emuladores y/o fuentes de ensayo de RF adecuados. Un controlador de ensayo 34 está conectado al receptor 32 del dispositivo manual para realizar distintas operaciones de ensayo y mediciones, que serán descritas en mayor detalle a continuación. Debería tomarse nota de que mientras la fuente de RF 31 y el controlador de ensayo 34 están ilustrados como componentes separados en la fig. 1, las funciones de la fuente de RF y del controlador de ensayo pueden de hecho ser realizadas por el mismo emulador de estación base, por ejemplo. Alternativamente, el controlador de ensayo 34 podría ser un ordenador o un dispositivo informático separado de la fuente de RF 31, como se apreciará por los expertos en la técnica.

La pérdida de trayecto desempeña una misión importante en la exactitud de una medición de sensibilidad de radio conducida como se apreciará por los expertos en la técnica. Una dificultad de realizar una medición de pérdida de trayecto en una configuración de ensayo, sin embargo, es que emuladores de estación de base típicos sólo informan de un nivel de exactitud del receptor de \pm1 dB, como se ha observado anteriormente, incluso aunque el amplificador interno del receptor 32 puede tener mucho mayor exactitud, por ejemplo, de aproximadamente \pm0,1 dB. Obteniendo la información de cambio de signo en el nivel de potencia del receptor, la exactitud de pérdida de trayecto puede por ello ser mejorada a \pm0,1 dB, como se describirá adicionalmente a continuación.

En el caso de un ensayo de sensibilidad de receptor conducida, la pérdida del trayecto del cable 33 que conecta el receptor 32 y el emulador 31 de estación base puede ser bien calibrada. Una medición de pérdida de trayecto relativamente exacta en su totalidad implica el cambio de la amplificación interna del receptor 32 por incrementos de 0,1 dB hasta que el punto de borde de RSSI deseado es obtenido. Sin embargo, si el punto de comienzo es 0,9 dB desde el punto de borde, requerirá muchas operaciones y, por ello, un tiempo de medición aumentado para encontrar el punto de borde. Consiguientemente, pueden usarse esquemas de ensayo más complejos para reducir el número de operaciones que se requerirán por término medio para encontrar el punto de borde y, por ello, reducir los tiempos de ensayo.

Por ejemplo, una aproximación ligeramente más compleja está ilustrada en la fig. 9. Comenzando en el bloque 110, el nivel de potencia de TCH deseado es ajustado en primer lugar en la fuente de RF 31, en el bloque 111. El nivel de amplificación interna del receptor 32 es cambiado en primer lugar por un incremento grueso, tal como la diferencia entre el RSSI informado del receptor y el nivel de potencia de TCH u otro valor entero, en el bloque 112. El borde es encontrado a continuación cambiando el nivel de amplificación interna del receptor usando un incremento fino (por ejemplo, 0,1 dB) hasta que se observa que la transición de borde proporciona la pérdida del trayecto, en los bloques 113-114, en cuyo punto el valor de amplificación interna del receptor 32 puede ser ajustado y/o registrado (bloque 115), concluyendo así el método ilustrado (bloque 116).

Establecido de modo alternativo, la búsqueda "gruesa" cambia la amplificación interna por la diferencia entre el nivel de TCCH y el RSSI informado. Como en el presente ejemplo el RSSI informado es un valor entero, esto da una exactitud de \pm1 dB. La búsqueda "fina" determina entonces el borde entre dos lecturas de RSSI consecutivas.

Otras variaciones de la aproximación de detección del punto de borde gruesa-fina pueden ser también usadas. Hablando en términos generales, las partes gruesas de estas búsquedas son muy similares, así se prestará una atención particular aquí a las variaciones en la búsqueda fina que pueden ser usadas como apropiadas para una puesta en práctica dada. Una búsqueda fina incluye en general tres etapas. En primer lugar, el RSSI es ajustado al nivel deseado ajustando la amplificación interna y el nivel de TCH del emulador de estación base. A continuación, la amplificación interna es cambiada en una serie de incrementos decrecientes sucesivamente para encontrar el borde. Estos incrementos deberían estrecharse a 0,1 dB (o la exactitud del amplificador interno dado) para asegurar que la exactitud es también de 0,1 dB. Finalmente, puede ser necesario "un retorno a la operación" al punto de borde, ya que las mediciones pueden haber desechado 0,1 dB del RSSI deseado.

Otro ejemplo de una búsqueda fina es ahora descrito con referencia a la fig. 10. Comenzando en el bloque 120, el RSSI es ajustado al nivel deseado en el bloque 121, y la amplificación interna es cambiada en incrementos de 0,2 dB hasta que el RSSI deseado no es ya informado, en los bloques 122-123. Es decir, después de varias operaciones (típicamente entre una y cinco), el RSSI devuelto no coincidirá con el nivel deseado ya que la amplificación interna habrá saltado el borde por 0,1 ó 0,2 dB. Así, disminuyendo o "volviendo a realizar la operación" el nivel de amplificación interna en incrementos de 0,1 dB, encontrará el punto de borde bien en una o dos operaciones, en los bloques 124-125 (dependiendo de si el borde fue saltado por 0,1 o 0,2 dB), concluyendo así el método ilustrado (bloque 126).

Otro proceso de búsqueda fina está ahora descrito con referencia a la fig. 11. Comenzando en el bloque 130, el RSSI es ajustado al nivel deseado, como se ha descrito antes, y a continuación la amplificación interna es aumentada en incrementos de 0,3 dB hasta que el RSSI ya no es el valor deseado, en los bloques 131-133. Una vez que el RSSI cambia, dos exploraciones consecutivas de 0,1 dB producirán un cambio en el RSSI, situando así un borde, en los bloques 136-138, y la amplificación interna es disminuida en 0,1 dB (bloque 139), concluyendo así el método ilustrado. Por ejemplo, si el cambio total de la suma es de 0,1 dB (por ejemplo +0,2 y a continuación -0,1 dB, que totalizan +0,1 dB) y esto produce un cambio en el RSSI, se ha encontrado un borde. Alternativamente, si la amplificación interna es cambiada tres veces (es decir 0,9 dB) sin que cambie el RSSI desde el valor deseado, en el bloque 134, un borde está también situado, ya que un cambio de 1,0 dB cambiará el RSSI ya que son informados en enteros.

Otra aproximación ejemplar está ahora descrita con referencia a la fig. 12. Comenzando en el bloque 140, un valor de RSSI real de comienzo es -80,47 dB, y el RSSI informado es -80 dB (bloque 141). La amplificación interna es a continuación incrementada en 0,6 dB, en el bloque 142, cambiando el valor real del RSSI a -79,87 dB, y el RSSI informado a -79 dB (bloque 143), indicando que el borde ha sido atravesado. La siguiente operación es una disminución de 0,3 dB, en el bloque 144, que cambiar el valor real de RSSI a -80,17 dB, y el RSSI informado de nuevo a -80 dB (bloque 145), indicado que el borde ha sido atravesado de nuevo. Como tal, la amplificación interna es incrementada en 0,1 dB, en el bloque 146, cambiando el valor real de RSSI a -80,07 dB, y el RSSI informado permanece en -80 dB (bloque 147), significando que el borde no ha sido atravesado. Consiguientemente, es realizado otro incremento de 0,1 dB (bloque 148), y que cambia el valor real de RSSI a -79,97 dB, y también cambia el RSSI informado a -79 dB, situando así el borde (bloque 149), y concluyendo el método ilustrado, en el bloque 150.

Será apreciado por los expertos en la técnica que pueden usarse muchos esquemas de situación de borde diferentes. El primer salto, y cada uno de los sucesivos, es típicamente cualquier número de 0,1 a 0,9 dB. Los valores de salto pueden cambiar o permanecer constantes para cada operación. Para elegir un método apropiado para una aplicación dada, la variación de los datos y el rendimiento promedio son consideraciones importantes. Por ejemplo, con datos relativamente "planos" la aproximación ilustrada en la fig. 9 pueden situar el borde más rápido que la aproximación ilustrada en la fig. 10, pero lo opuesto puede ser cierto para datos "en pendiente", potencialmente por hasta tres operaciones.

Aún otra aproximación descrita a continuación con referencia a la fig. 13 es un esquema de pérdida de trayecto de cinco operaciones. Comenzando en el bloque 151, el RSSI informado para un nivel de TCH dado es obtenido, en el bloque 152. La primera operación incluye la determinación de si el RSSI informado es el mismo que el nivel de TCH, en el bloque 153. Si es así, el método prosigue a la operación dos. Si no, la amplificación interna es incrementada (o disminuida dependiendo de la puesta en práctica particular) por la diferencia del RSSI informado menos el nivel de TCH dado, en el bloque 154. El nuevo RSSI informado es obtenido a continuación (bloque 152), y para las operaciones dos a cuatro la amplificación interna es cambiada en incrementos que disminuyen sucesivamente de 0,5 dB, 0,2 dB, y 0,1 dB, en el bloque 156.

Si el RSSI informado no es el mismo que el último RSSI informado después de cada uno de estos cambios, a continuación el signo es cambiado antes de la siguiente operación (bloque 158) a la operación en dirección opuesta (es decir, de nuevo hacia el borde). Una vez que se han completado las primeras cuatro operaciones, la quinta operación implica una vez más la determinación de si el RSSI informado es el mismo que el último RSSI informado, en el bloque 160, y si lo es cambiando la amplificación interna por 0,1 dB una vez más (que será el borde) y obteniendo el RSSI informado, en los bloques 161, 162, para concluir el método ilustrado (bloque 159). Esta aproximación es ventajosa porque convergerá en el punto de borde al cabo de cinco operaciones, lo que proporciona buenos resultados completos para diferentes tipos de curvas.

El uso de una búsqueda de perdida de trayecto en un método de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) conducida para una pluralidad de canales que se extienden sobre una o más bandas de frecuencia será descrito a continuación con referencia a las figs. 3 y 4. Como será apreciado por los expertos en la técnica, la sensibilidad del receptor es definida basado en un nivel de potencia de un canal de tráfico (TCH) a un tasa de error de bit (BER) deseada. La BER es una medición de prestación "de extremo a extremo" que cuantifica la fiabilidad del sistema de radio completo de este "bits de entrada" a "bits de salida", incluyendo los circuitos electrónicos, antenas y trayecto de señal entre ellos.

Además de la relativamente pobre exactitud de información del equipo de ensayo del receptor, otra dificultad en la determinación de la sensibilidad del receptor es que puede ser un proceso que consuma mucho tiempo. Es decir, hay numerosos canales típicamente dentro de una banda celular, y un dispositivo celular puede funcionar sobre múltiples bandas, como se ha hecho notar anteriormente. Así, una medición de sensibilidad que cubre todos los canales usados por un dispositivo puede consumir muchas horas, e incluso días, para ser completada.

Para reducir los tiempos de medición de sensibilidad del receptor, se ha usado preferiblemente un algoritmo de búsqueda de sensibilidad relativamente rápido. Comenzando en el bloque 40, si la pérdida de trayecto del cable 33 de RF no es ya conocida, usando una de las búsquedas (u otras) de pérdida de trayecto antes descritas puede determinarse ventajosamente una función de pérdida de trayecto, en el bloque 48'. Más particularmente, la pérdida de trayecto asociada con el cable 33 de RF será diferente para canales diferentes (es decir, frecuencias) pero habrá una relación generalmente lineal entre estos valores de pérdida de trayecto. Consiguientemente, determinando la pérdida de trayecto de dos canales separados (por ejemplo, el primer y último canales en la banda), puede ser generada rápidamente una función de pérdida de trayecto lineal para el cable 33 de RF. Esto proporciona una aproximación rápida y exacta de pérdida de trayecto para todos los canales, aunque la pérdida de trayecto para cada canal podía ser medida separadamente en algunas realizaciones, si se desea.

Además, una función de la BER frente al nivel de potencia de TCH es determinada para un canal inicial, en el bloque 41. El canal inicial podría ser cualquier canal de la banda, pero con propósitos de explicación se supondrá que es el primer canal de la banda. Se ha encontrado que bastantes imágenes de muestreo dadas, la forma general del nivel de potencia de TCH frente a la función de la BER para un canal dado en una banda de frecuencia será esencialmente la misma para todos los canales restantes de la banda. Esto es debido al hecho de que la función es determinada por el esquema de modulación y el algoritmo de tratamiento de señal digital (DSP) del dispositivo manual. A modo de ejemplo, GPSR tiene un esquema de modulación GMSK. Como la relación para BER frente a energía por bit tiene una forma exponencial, la función de la BER frente al nivel de TCH también toma la forma exponencial. Así, una vez que la forma de esta función se ha encontrado para un canal, esta función puede ser usada para situar rápidamente al punto de nivel de TCH/BER objetivo para cada uno de los siguientes canales, como se describirá adicionalmente a continuación.

En particular, la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH es determinada para el canal inicial midiendo los niveles de potencia de TCH respectivos para una pluralidad de BER dentro de un intervalo de BER, y determinando la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH basado en las BER medidas en el intervalo de BER objetivo (es decir ajuste a la curva basado en los valores medidos), en el bloque 41'. Hablando típicamente, solo valores de BER dentro de un intervalo objetivo particular serán interesantes debido a que los valores fuera de este intervalo darán como resultado conexiones interrumpidas, etc. A modo de ejemplo, el intervalo objetivo puede ser de aproximadamente uno a tres por ciento, aunque otros intervalos objetivo pueden ser apropiados para aplicaciones diferentes. Distintas aproximaciones por curva, tales como la aproximación por mínimos cuadráticos, para generar la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH, serán descritas adicionalmente a continuación.

Para encontrar los bordes del intervalo objetivo de BER, puede usarse una búsqueda gruesa que implica el escalonamiento del nivel de potencia de TCH en incrementos negativos gruesos (por ejemplo, de -1,5 dB) cuando la BER medida es menor de 0,5, e incrementos positivos relativamente gruesos (por ejemplo, +2,0 dB) cuando la BER medida es mayor que 3,0. Esto da una aproximación relativamente cercana sobre los puntos de borde del intervalo objetivo, y pueden hacerse mediciones sucesivas dentro del intervalo objetivo a incrementos de nivel de potencia de TCH relativamente finos (por ejemplo, incrementos de 0,1 dB) para proporcionar puntos de datos para el ajuste por curva.

El ajuste por curva es apropiado debido a que los datos de la BER a menudo van acompañados de ruido. Incluso aunque todos los parámetros de control (variables independientes) permanecen constantes, lo resultados (variables dependientes) varían. Un proceso para estimar cuantitativamente la tendencia de los resultados, también conocido como ajuste por curva, resulta por ello útil. El proceso de ajuste por curva ajusta ecuaciones de curvas de aproximación a los datos de campo en bruto, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Como se ha observado antes, los datos para el TCH frente a la función de la BER son generalmente exponenciales. Dos aproximaciones de ajuste por curva ejemplares que pueden usarse para ajustar una curva exponencial son una aproximación polinómica de mínimos cuadráticos y una aproximación de mínimos cuadráticos no lineal (es decir, exponencial). La teoría y la puesta en práctica de una aproximación polinómica de mínimos cuadráticos son descritas en primer lugar. Como los polinomios pueden ser fácilmente manipulados, es corriente ajustar tales funciones a datos que no son trazados linealmente. En el siguiente ejemplo, n es el grado del polinomio y N es el número de pares de datos. Si N=n+1, el polinomio pasa exactamente a través de cada punto. Por ello, la relación N>n+1 debería ser siempre satisfecha.

Suponiendo la relación funcional

\vskip1.000000\baselineskip

100

con errores definidos por

\vskip1.000000\baselineskip

1

donde Y_{i} representa el valor observado o experimental correspondiente a x_{i}, con x_{i} libre de error, la suma de cuadrados de los errores será

\vskip1.000000\baselineskip

2

En un mínimo las derivadas parciales 101 son cero. Escribir las ecuaciones para estos términos da n+1 ecuaciones como siguen:

\vskip1.000000\baselineskip

3

Dividiendo cada ecuación por -2 y volviendo a ordenarla da n+1 ecuaciones normales que han de ser resueltas simultáneamente.

4

Poniendo estas ecuaciones en forma de matriz, se revela un diseño notable en la matriz de coeficientes:

5

Esta ecuación matricial es llamada la matriz normal para el problema de mínimos cuadráticos. En esta ecuación a_{0}, a_{1}, a_{2},... a_{n} son coeficientes desconocidos mientras que x_{i} e Y_{i} son dados. Los coeficientes a_{0}, a_{1}, a_{2},... a_{n} desconocidos pueden ser por tanto obtenidos resolviendo las ecuaciones matriciales anteriores.

Para ajustar la curva Y_{i}, se requiere saber qué grado de polinomio debería ser usado para ajustar mejor los datos. Cuando el grado de polinomio es aumentado, las desviaciones del punto desde la curva se reducen hasta que el grado de polinomio, n, es igual a N-1. En este punto, hay una coincidencia exacta. En términos de estadísticas, el grado de aproximación del polinomio es aumentado mientras hay una disminución significativa estadísticamente en la variancia, \sigma^{2}, que es calculada por:

6

La aproximación ilustrada antes fue programada en dos puestas en práctica ejemplares usando C++ y la matriz normal fue resuelta usando dos métodos diferentes, en particular la aproximación de Gauss-Jordan y la descomposición LU, como será apreciado por los expertos en la técnica. Aunque ambos métodos producen resultados comparables, el método de descomposición LU fue encontrado como más deseable para el programa de aproximación polinómica de mínimos cuadráticos ya que la descomposición LU proporcionaba resultados de realización deseados.

El programa C++ antes indicado fue puesto en práctica de manera que sea capaz de calcular el coeficiente de la ecuación de ajuste por curva aproximada de grado variable. Se usaron polinomios con grados de 2, 3, 4 y 5 fueron usados para ajustar una curva contra los valores de datos BER, y se encontró que el polinomio de tercer grado producía los resultados más ventajosos. Más particularmente, grados mayores de tres no mostraron ninguna mejora significativa de la curva ajustada. Por ello, se usó un polinomio de tercer grado para ajustar la curva contra los valores de datos BER.

La teoría e implantación de curvas de ajuste no lineales usando una aproximación de mínimos cuadráticos serán descritas a continuación. En muchos casos datos obtenidos a partir de ensayos experimentales no son lineales. Como tal, es necesario ajustar alguna otra función distinta de un polinomio de primer grado a estos datos. Algunas formas comunes que pueden ser usadas son formas exponenciales de un tipo y=ax^{b} o y=ae^{bx}.

Las ecuaciones normales para estas formas pueden ser desarrolladas de nuevo ajustando las derivadas parciales iguales a cero, pero tales ecuaciones simultáneas no lineales son mucho más difíciles de resolver que ecuaciones lineales. Debido a esto, estas formas son normalmente linealizadas tomando algoritmos antes de determinar los parámetros, por ejemplo, ln y=ln a+b ln x, o ln y=ln a+bx. A continuación, una nueva variable es introducida, es decir, z=ln y como una función lineal de ln x o x. En este caso, en vez de minimizar la suma de cuadrados de las desviaciones de Y desde la curva, las desviaciones de ln Y son minimizadas. Para encontrar qué forma de curva se ajusta mejor a los datos de BER, se usó un software matemático MathCad. Una curva BER fue trazada usando MathCad y formas diferentes de la curva fueron ajustadas contra los datos BER. Se encontró que una curva exponencial definida por y=ce^{ax} proporcionaba un ajuste deseable para los datos BER, aunque otras funciones pueden proporcionar resultados deseados en diferentes puestas en práctica.

La linealización de datos es usada para ajustar una curva de tipo y=ce^{ax} a los puntos de datos dados como (x_{1},y_{1}),(x_{2},y_{2}),...(x_{N},y_{N}), donde x es la variable independiente, y es la variable dependiente, y N es el número de pares x,y. Para linealizar los datos, se toma un logaritmo de ambos lados, es decir, ln y = ln c+ax. A continuación es introducido un cambio de variable, en particular X = x e Y = ln(y) que produce la ecuación Y=aX+ln(c). Esta ecuación es una ecuación lineal en las variables X e Y, y puede ser aproximada con una "línea mínimo cuadrática" de la forma Y=AX+B. Sin embargo, en este caso, ln(y) será usado para realizar la aproximación mínimo cuadrática en vez de y. Comparando las dos últimas ecuaciones, se observa que A=a y B=ln(c). Así, a=A y c=e^{b} son usados para construir los coeficientes que son usados a continuación para ajustar la curva y=ce^{ax}.

Esta aproximación fue programada de nuevo en C++. La matriz normal que ha de ser resuelta por este método era solamente de 2x2, que fue resuelta con un grado relativamente elevado de exactitud. Curvas trazadas para dos conjuntos diferentes de datos usando esta aproximación están ilustradas en las figs. 14 y 15.

Ambas aproximaciones de mínimo cuadrático exponencial no lineal y polinómica de mínimo cuadrática descritas antes se aproximaban a los datos originales con un grado relativamente elevado de exactitud. Hablando en términos generales, el margen de error de las curvas generadas usando estas aproximaciones dará como resultado menos de un margen de error de 0,1 dB en la medición de sensibilidad. Además, los resultados proporcionados por estos métodos están también muy próximos entre sí. A continuación están los resultados obtenidos realizando la aproximación exponencial y la polinómica mínimo cuadrática en los dos conjuntos de datos, en particular conjunto de datos 1 y conjunto de datos 2. Aquí, "S" representa el error estándar y "R" representa el Coeficiente de Correlación.

102

Para ambos conjuntos de resultados, el ajuste polinómico tenía un coeficiente de correlación ligeramente mayor que el ajuste exponencial. Sin embargo, el error estándar para el ajuste polinómico en el conjunto de datos 2 fue menor que para el ajuste exponencial, pero en el conjunto de datos 1 el error estándar para el ajuste exponencial fue menor que el ajuste polinómico.

Basado en estos resultados, el modelo de ajuste exponencial fue estimado como más preferible ya que no requería inclusión de tantos términos como la función cúbica. Esto es debido a que el modelo exponencial y=ae^{bx} proporciona casi la misma exactitud (es decir, hasta aproximadamente el tercer decimal) como el del método polinómico, y también tiene una interpretación física de todos los términos en él. Desde luego, el método polinómico u otras aproximaciones pueden ser usados en distintas aplicaciones como apropiados, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Hablando en general, si los datos que han de ser usados en el ajuste por curva no aparecen como aproximados por una línea recta, entonces a menudo hay ecuaciones que pueden ser usadas para ajustar los datos muy bien. La primera cosa que viene a la mente cuando se está considerando el tipo de curva para ajustar a los datos es un polinomio. Esto es debido a que los polinomios pueden ser aplicados sin mucha deliberación y son típicamente satisfactorios en coincidencia con la forma de los datos del gráfico. Sin embargo, cuando se elige un polinomio de mayor grado para ajustar los datos, puede ser difícil determinar una base teórica para los coeficientes en la ecuación polinómica. Es preferible tener tal base por la que es elegido un modelo particular, y que ese modelo debería tener algún tipo de interpretación física de cada uno de los parámetros en él.

Las ventajas de usar ecuaciones linealizables para ajustar los datos son notables. Típicamente, las curvas de este tipo son algo más fáciles de entender o predecir que los polinomios. Es decir, la elección adecuada de la curva para ajustarse a los datos puede conducir a mecanismos subyacentes relativos a la comprensión que producen los datos. En segundo lugar, las manipulaciones de estas curvas tales como diferenciación, integración, interpolación y extrapolación puede ser hechas de modo más fiable de lo que pueden serlo con los polinomios. En tercer lugar, las curvas linealizables requieren a menudo un menor número de parámetros para la estimación de valores que los polinomios. Como resultado, la matriz normal puede ser pequeña y puede ser resuelta con un grado relativamente elevado de exactitud. Así, esto reduce la necesidad de resolver grandes conjuntos de ecuaciones lineales que a menudo tienen una propiedad indeseable de acondicionamiento de enfermedad. Así, para datos de BER, la Solicitante ha determinado que es generalmente deseable usar formas no lineales tales como logaritmos, inversiones, y exponenciales para encontrar la curva linealizable que coincida con la forma de los datos antes de recurrir a un polinomio de mayor
grado.

Habiendo generado la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para el canal inicial basado en valores de BER medida dentro del intervalo objetivo, esta función puede entonces ser usada para realizar ventajosamente una búsqueda rápida para la BER deseada y el valor de nivel de potencia de TCH correspondiente en cada uno de los canales subsiguientes en una banda de frecuencia dada. En primer lugar, un nivel de potencia de TCH estimado o de comienzo para el canal subsiguiente es elegido basado en la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la BER deseada, en el bloque 42. Es decir, una estimación del nivel potencia de TCH que corresponderá a la BER deseada en el canal subsiguiente es determinada y usada como punto de partida para mejorar sobre el nivel de potencia de TCH real para la BER deseada. Para propósitos de la presente descripción, se supondrá una BER deseada de 2,44%, aunque otras BER deseadas pueden ser adecuadas basado en el requisito estándar o portador dado que ha de ser satisfecho, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Debería observarse que el nivel de potencia de TCH estimado puede ser elegido basado en la función de pérdida de trayecto observada antes. Es decir, una aproximación para determinar el nivel de potencia de TCH estimado para el canal subsiguiente es usar el nivel de potencia de TCH para el canal inicial que corresponde a la BER deseada (es decir, 2,44%) y desplazar este valor por la diferencia entre los valores de pérdida de trayecto del canal inicial y subsiguiente en la función de pérdida de trayecto (o valores medidos reales si no es usada una función de pérdida de trayecto), como se apreciará por los expertos en la técnica (bloque 42').

Una vez que el nivel de potencia de TCH estimado es determinado, entonces la BER del canal subsiguiente es medida basado en ello, en el bloque 43. Si la BER medida no está dentro del intervalo de BER objetivo (por ejemplo 1,0 a 3,0%), entonces la búsqueda de operación gruesa antes descrita puede ser usada para determinar un nivel de potencia de TCH que está dentro del intervalo. Si la BER medida está dentro del intervalo objetivo, es comparada con el valor de la BER deseada, y la diferencia (es decir, delta) entre ellos es usada junto con la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado, en el bloque 44. A partir de la descripción anterior de la función de nivel de potencia de TCH, será apreciado por los expertos en la técnica que el siguiente nivel de potencia de TCH estimado puede ser estimado de acuerdo con la relación \DeltaBER=bce^{bx}\DeltanivelTCH, ya que el \DeltaBER y el coeficiente b son conocidos.

Si la BER medida no está dentro de un intervalo de umbral de la BER deseada (por ejemplo, \pm0,15%), en el bloque 45, las operaciones descritas antes con referencia a los bloques 43 y 44 son repetidas hasta que es encontrado un nivel de potencia de TCH correspondiente a la BER deseada (es decir, dentro del intervalo de umbral), en el bloque 46, concluyendo así el método ilustrado en la fig. 3. Todavía, si aún se desea más exactitud, puede usarse una aproximación lineal, en el bloque 46'. Más particularmente, dentro de un intervalo de BER de 0,3% relativamente pequeño (es decir, el intervalo de umbral de BER de \pm0,15%), la forma de la curva de BER frente al nivel de potencia de TCH será aproximadamente lineal. Por ello, esta relación lineal puede ser usada para proporcionar aún más exactitud, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Volviendo ahora a las figs. 2 y 5, un sistema de ensayo 30' y un método para determinar la sensibilidad irradiada del receptor de RF son descritos a continuación. El sistema de ensayo 30' incluye la fuente de RF 31' (por ejemplo, un emulador de estación base), un entorno encerrado controlado de RF, y el receptor 32' del dispositivo manual inalámbrico. Como será apreciado por los expertos en la técnica, un entorno encerrado controlado de RF es un entorno de protección de onda electromagnético (EM), tal como la cámara anecoica 37' de EM ilustrada (que puede ser una cámara semi-anecoica o anecoica completa), una sala de protección o un recinto de RF. Una antena 35' conectada a la fuente 31' de RF está posicionada dentro de la cámara anecoica 37' y conectada a la fuente 31' de RF por un cable coaxial para simular una estación base. Una antena 36' para el dispositivo manual inalámbrico está también posicionada dentro de la cámara anecoica 37' y conectada al receptor manual 32'. Debería observarse que en ensayos típicos el receptor manual 32' y la antena 36' serán llevados por un alojamiento de dispositivo, pero estos componentes pueden ser ensayados sin el alojamiento del dispositivo si se desea.

Hablando en general, la búsqueda de sensibilidad del receptor irradiada es la misma que la descrita antes para una búsqueda de sensibilidad del receptor conducida con la excepción del proceso de determinación de pérdida de trayecto. Más específicamente, la relación entre los valores de pérdida de trayecto para una pluralidad de canales inalámbricos en una banda de frecuencia no será típicamente una función lineal, como es el caso para el cable 33 de RF. Esto es debido a que la pérdida de trayecto puede ser afectada por factores tales como la ganancia de antena, la direccionalidad de la antena y el entorno de medición. Típicamente la pérdida de trayecto será diferente para diferentes canales inalámbricos.

Incluso así, una función de pérdida de trayecto puede aún ser determinada para la banda de frecuencia usando aproximaciones similares a las descritas antes para determinar la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH (por ejemplo, una aproximación mínimo cuadrática, etc.), en el bloque 48''. A modo de ejemplo, la búsqueda de pérdida de trayecto de cinco operaciones descrita antes con referencia a la fig. 13 puede ser realizada en un subconjunto de canales dentro de la banda, tal como cada 10º canal. Esta aproximación permite ventajosamente que sea determinada una función de pérdida de trayecto exacta para la banda completa para proporcionar estimaciones de pérdida de trayecto para cada canal, todavía sin gastar tiempo para medir individualmente la pérdida de trayecto de cada canal. La función de pérdida de trayecto es a continuación usada en la determinación del nivel de potencia de TCH estimado para el canal subsiguiente, en el bloque 42'' como se ha descrito adicionalmente antes.

El proceso de determinación de pérdida de trayecto será ahora descrito con más detalle con referencia a la fig. 6. Comenzando en el bloque 60, las pérdidas de trayecto de RF son medidas para al menos alguno de los canales de RF dentro de la banda de frecuencia de RF, en el bloque 61. Usando el ejemplo antes indicado, la pérdida de trayecto es medida cada M canales. A modo de ejemplo, M puede ser 10, aunque se pueden usar también otros intervalos. Una función de pérdida de trayecto de RF es determinada basado en las pérdidas de trayecto de RF medidas de al menos alguno de los canales de RF, en el bloque 62, y una pérdida de trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada es determinada basado en la función de pérdida de trayecto de RF, en el bloque 63, concluyendo así el método ilustrado (bloque 64).

La elección de M depende generalmente de la linealidad del sistema. Es decir, un sistema lineal requeriría sólo dos puntos a medir, independientemente del número de los canales o del ancho de banda de frecuencia. Cuando la no linealidad u orden del sistema aumenta, el orden de una ecuación de ajuste de una sola curva debería aumentar de modo correspondiente para obtener ajuste adecuado. Se pueden usar un método de mínimo cuadrático, u otros métodos de ajuste no lineales. Muchos métodos usan inversión de matrices donde el tamaño es relativo al orden de la ecuación. Una inversión es crecientemente compleja y propensa a error cuando sus dimensiones aumentan. El método de mínimos cuadráticos requiere una inversión de matriz. Debido a la naturaleza de los sistemas de radio sobre grandes espacios de frecuencia, pueden existir respuestas de pérdida trayecto de mayor orden.

El ajuste por curva de pérdida trayecto puede también ser realizado usando una pluralidad de splines. Es decir, muchas ecuaciones parciales reemplazan a una ecuación completa. Conjuntos de puntos consecutivos (por ejemplo, cuatro puntos consecutivos) son agrupados en una base de rotación. Por ejemplo, los cuatro primeros puntos son usados para generar la primera serie de splines, los 2º al 5º para la segunda serie de splines, y así sucesivamente. Todas pero la primera y última series de splines usan solamente puntos intermedios (por ejemplo, la ecuación desde los puntos 2 a 3) como ecuaciones de ajuste válido. Usar puntos intermedios para las ecuaciones deja al primero y a los últimos dos puntos sin ecuaciones respectivas. Los métodos de splines diferentes varían la construcción del primer y segundo splines. Un método, un spline cúbico extrapolado, usa los dos primeros splines de las primeras series (por ejemplo, puntos 1 a 2), los últimos dos splines de las últimas series (por ejemplo, puntos 3 a 4). Pueden también usarse otros métodos de ajuste por spline adecuados, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Con referencia a la fig. 16, se han mostrado dos curvas de onda senoidal producidas a partir de series respectivas de splines. Cada curva es un ajuste por spline de una onda senoidal. Cada línea es una serie de splines dentro del ajuste por splines. Las series son desplazadas por -0.5 dB por series de splines para mostrar las series de splines que se solapan. Sin el desplazamiento, las series de splines consecutivas se solaparían. Se tomaron datos de cada décimo punto. La figura superior está construida por splines de cuatro puntos. La figura inferior muestra el spline superior solamente con los datos usados traspuestos, como se ha mencionado antes. Las curvas senoidales respectivas están desplazadas en 4 dB con propósitos de claridad. Las líneas en negrilla y de trazos muestran la transposición de la línea intermedia de la figura superior a la inferior.

Como se ha observado antes, el ajuste por curva de pérdida de trayecto reduce el tiempo de medición de canales no medidos. El tiempo es mejorado en sistemas con diferencia de pérdida de trayecto de canal consecutivo que excede del error de interpolación. La interpolación lineal dará ventajosamente como resultado una exactitud típica inferior a \pm0,1 dB. El método de pérdida de trayecto descrito antes con referencia a la fig. 6 puede ser usado para mediciones de pérdida de trayecto irradiado y conducido, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Otro factor que puede necesitar ser tenido en cuenta para ciertas mediciones de ensayo de pérdida de trayecto/ sensibilidad de receptor es la histéresis del dispositivo manual particular bajo ensayo. Más particularmente, la pérdida de trayecto del receptor es medida comparando la salida del nivel de TCH del emulador de estación base contra la señal recibida por el dispositivo manual y transmitida al emulador como RSSI. Ajustes consecutivos de 0,1 dB de la amplificación del emulador detectarán una región en la que el cambio en amplificación producirá un cambio en el RSSI. En este punto "de borde" la radio podría oscilar entre dos lecturas de RSSI sin cambio de amplificación. Este punto de borde puede ser provocado por error del sistema, cambio de posición o cambio de la intensidad de la señal, por ejemplo. Cuando las lecturas del RSSI oscilan, el dispositivo manual podría responder cambiando su potencia de transmisión en un diseño oscilatorio similar, afectando a la gestión de potencia del dispositivo manual. Como tal, muchos fabricantes de dispositivos manuales implantan software dentro de cada dispositivo manual para cambiar el borde para tener en cuenta este problema.

Más particularmente, el único punto de borde de RSSI problemático es dividido en dos valores diferentes. Estos dos puntos cubren el punto de borde real por una cantidad típicamente menor de 0,5 dB, que es ajustado dentro del dispositivo manual. Como los cambios de nivel de TCH recibidos, el punto de borde de RSSI será informado de manera prematura, como se ha mostrado en la fig. 17. Este sistema de doble borde, conocido como histéresis, disminuye la probabilidad de cualquier oscilación dentro del control de potencia de RSSI y TX. Cuando el RSSI del dispositivo disminuye, el RSSI informado al emulador de estación base cambiará de tal manera que elimine cualesquiera oscilaciones si el RSSI del dispositivo aumenta solamente en una pequeña cantidad.

Aunque la histéresis impide oscilaciones, también crea un desplazamiento del verdadero borde de RSSI. Para un dispositivo conocido con histéresis conocida, el valor puede ser aplicado como un desplazamiento a cada canal. Para un dispositivo desconocido, la histéresis puede necesitar ser determinada usando un algoritmo de escalonamiento, y luego tenida en cuenta en cada canal de pérdida de trayecto. La histéresis es eliminada para obtener el punto de borde verdadero. La histéresis se aplica típicamente a todos los canales lo mismo dentro de una banda dada.

Un método ejemplar para determinar la pérdida de trayecto que incluye una búsqueda de histéresis es ahora descrito con referencia a la fig. 7. Debería observarse que esta aproximación puede ser usada bien para pérdida de trayecto conducida o pérdida de trayecto irradiada, como será apreciado por los expertos en la técnica. Comenzando en el bloque 70, un par de bordes de histéresis es determinado alrededor de una transición de valor de RSSI dado en el receptor de RF barriendo los valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF aumentando y disminuyendo direcciones, en el bloque 71. Una relación es determinada entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores de RSSI de granularidad relativamente gruesa usando los bordes de transición de histéresis, en el bloque 72. Más particularmente, como el punto de transición de RSSI para el receptor 32 o 32' está situado a medio camino entre los bordes de transición de histéresis, la situación de la transición de RSSI real relativa al nivel de potencia de TCH puede ser determinada una vez que los niveles de potencia de TCH correspondientes a los bordes de transición de histéresis son conocidos. La pérdida de trayecto de RF para un canal dado puede a continuación ser determinada basado en un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y la relación determinada entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores de RSSI de granularidad relativamente gruesa, en el bloque 73, concluyendo así el método ilustrado (bloque 74).

La exploración encuentra el punto de borde cuando el nivel de TCH es aumentado y disminuido. A modo de ejemplo, los valores de RSSI de granularidad gruesa pueden ser en incrementos de 1,0 dB (es decir, la exactitud informada del receptor manual), mientras los incrementos de la granularidad relativamente fina pueden ser de 0,1 dB (es decir, la exactitud del amplificador o amplificadores de receptor interno). Para encontrar el primer borde, la amplificación interna del receptor puede ser aumentada en incrementos de +0,1 dB hasta que el borde es encontrado. A continuación, puede tomarse un escalón de +0,1 dB puede ser tomado, seguido por una serie de escalones de -0,1 dB hasta que el segundo borde es encontrado. El valor real de RSSI estará situado a medio camino entre los dos bordes. Debería observarse que la primera dirección medida no está soportada por los resultados, ya que cualquier borde puede ser encontrado primero. Es decir, el primer borde de histéresis podría ser encontrado con escalones de -0,1 dB, seguido por un escalón de -1,0 dB y escalones de +0,1 dB para encontrar el segundo borde de histéresis, como será apreciado por los expertos en la técnica.

Otros aspectos del método de ensayo son ahora descritos con referencia a la fig. 8. La fuente 31 o 31' de RF transmite valores de potencia de RF con una granularidad relativamente fina, y el receptor 32 o 32' de RF genera valores de RSSI con una granularidad relativamente gruesa y tiene una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores de RSSI adyacentes, como se ha observado antes. Una señal es transmitida desde la fuente 31 o 31' de RF a un nivel de potencia inicial de RF, y un valor de RSSI inicial correspondiente del receptor 32 o 32' de RF es medido, en el bloque 80'. Una amplificación interna inicial de la fuente 31 o 31' de RF es ajustada basado en una diferencia entre el nivel de potencia de RF inicial y el valor de RSSI inicial correspondiente, en el bloque 75', para calibrar por ello el receptor 32 o 32' de RF con la fuente de RF.

Además, el método puede también incluir repetir las tres operaciones de determinación para al menos otro canal de RF dado en la banda de frecuencia de RF dada para determinar una pluralidad de pérdidas de trayecto de RF, en los bloques 76' y 77', y determinar una función de pérdida de trayecto de RF basada en la pluralidad de pérdidas de trayecto de RF en el bloque 78', usando un algoritmo de mínimos cuadráticos, una pluralidad de splines, etc., como se ha descrito antes. Una pérdida de trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada puede ser determinada a continuación basado en la función de pérdida de trayecto de RF, en el bloque 79'.

Muchas modificaciones y otras realizaciones del invento vendrán a la mente del experto en la técnica con el beneficio de las enseñanzas presentadas en las descripciones precedentes y los dibujos asociados. Por ello, ha de comprenderse que el invento no está limitado a las realizaciones específicas descritas, y que las modificaciones y realizaciones están destinadas a ser incluidas dentro del marco de las reivindicaciones adjuntas.

Claims (20)

1. Un método de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) irradiada definida basado en un nivel de potencia de TCH canal de tráfico a una tasa de error de bit deseada BER para una pluralidad de canales que se extienden sobre al menos una banda de frecuencia utilizando una fuente de RF (31') acoplada a un receptor de RF (32') por un enlace de comunicaciones inalámbrico de RF (33') comprendiendo el método de ensayo: la determinación de una función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para un canal inicial; la determinación de un nivel de potencia de TCH estimado para un canal subsiguiente basado en la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH y la BER deseada; la medición de una BER del canal subsiguiente basado en el nivel de potencia de TCH estimado; la comparación de la BER medida a la BER deseada y utilizar una diferencia entre ellas junto con la función de BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado; y la repetición de la medición y comparación si la diferencia es mayor que un umbral para determinar por ello un nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada.

2. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, que comprende además la determinación de una pérdida de trayecto asociada con el canal subsiguiente; y en el que la comparación comprende la comparación de la BER medida a la BER deseada utilizando la diferencia entre ellas junto con la función de BER frente al nivel de potencia de TCH y la pérdida de trayecto determinada para determinar el siguiente nivel de potencia de TCH estimado.

3. El método de ensayo de la reivindicación 2ª, en el que la determinación de la pérdida de trayecto comprende la determinación de una función de pérdida de trayecto basado en al menos alguno de la pluralidad de canales, y la determinación de la pérdida de trayecto del canal subsiguiente basado en la función de pérdida de trayecto.

4. El método de ensayo de la reivindicación 3ª, en el que la determinación de la función de pérdida de trayecto comprende la determinación de la función de pérdida de trayecto basado en al menos un algoritmo de mínimos cuadráticos.

5. El método de ensayo de la reivindicación 3ª, en el que la determinación de la función de pérdida de trayecto comprende la determinación de la función de pérdida de trayecto usando una pluralidad de splines.

6. El método de ensayo de la reivindicación 2ª, en el que la determinación de la pérdida de trayecto asociada con el canal subsiguiente comprende la medición de la pérdida de trayecto asociada con el canal subsiguiente.

7. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, en el que la determinación de la función de la BER frente al nivel de potencia de TCH para el canal inicial comprende: la medición de niveles de potencia de TCH respectivos para una pluralidad de BER dentro de un intervalo de BER objetivo; y la determinación de la función de BER frente al nivel de potencia de TCH basado en las BER medidas en el intervalo de BER objetivo.

8. El método de ensayo de la reivindicación 7ª, en el que el intervalo de BER objetivo es de aproximadamente uno a tres por ciento.

9. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, que comprende además del uso de una aproximación lineal para determinar el nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada cuando la diferencia entre la BER medida y la BER deseada es menor o igual al umbral.

10. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, en el que la función de BER frente al nivel de potencia de TCH comprende una función exponencial.

11. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, en el que la determinación de la función de BER frente al nivel de potencia de TCH comprende la determinación de la función de BER frente al nivel de potencia de TCH basado en un algoritmo de mínimos cuadráticos.

12. El método de ensayo de la reivindicación 1ª, en el que la medición comprende la medición de BER del canal subsiguiente en una cámara anecoica de RF.

13. El método de ensayo de la reivindicación 1ª en el que el receptor de RF (32') comprende un receptor de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM).

14. El método de ensayo de la reivindicación 1ª en el que el receptor de RF (32') comprende un receptor de Servicio de Radio General por Paquetes (GPRS).

15. El método de ensayo de la reivindicación 1ª en el que el receptor (32') comprende un receptor EDGE de Tasas de Datos Mejoradas para Evolución de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM).

16. El método de ensayo de la reivindicación 1ª en el que la fuente de RF (31') comprende un emulador de estación base.

17. Un sistema de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor de frecuencia de radio (RF) irradiada definida basado en un nivel de potencia de canal de tráfico TCH a una tasa de error de bit deseada BER para una pluralidad de canales que se extienden sobre al menos una banda de frecuencia, comprendiendo el sistema: una fuente de RF (31'), un receptor de RF (32'), un enlace de comunicaciones inalámbrico de RF que acopla dicha fuente de RF a dicho receptor de RF; y un controlador de ensayo (33') acoplado a dicho receptor de RF para determinar una función de BER frente al nivel de potencia de TCH, para un canal inicial, la determinación del nivel de potencia de TCH para un canal subsiguiente basado en la función de BER frente del nivel de potencia de TCH y la BER deseada, la medición de una BER del canal subsiguiente basado en el nivel de potencia de TCH estimado, la comparación de la BER medida a la BER deseada y usando una diferencia entre ellas junto con la función de BER frente al nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado, y repetir la medición y la comparación si la diferencia es mayor que un umbral para determinar por ello un nivel de potencia de TCH en el canal subsiguiente correspondiente a la BER deseada.

18. El sistema de ensayo de la reivindicación 17ª, en el que dicho controlador de ensayos (33') determina además una pérdida de trayecto asociada con el canal subsiguiente; y en el que dicho controlador de ensayo compara la BER medida a la BER deseada usando la diferencia entre ellas junto con la función de BER frente al nivel de potencia de TCH y la pérdida de trayecto determinada para determinar el siguiente nivel de potencia estimado de TCH.

19. Un sistema de ensayo de la reivindicación 18ª en el que dicho controlador determina la pérdida del trayecto determinando una función de pérdida de trayecto basado en al menos alguno de la pluralidad de canales, y determinando la pérdida de trayecto del canal subsiguiente basado en la función de pérdida de trayecto.

20. El sistema de ensayo de la reivindicación 19ª en el que dicho controlador de ensayo (33') determina la función de pérdida de trayecto basado en un algoritmo de mínimos cuadráticos.