JP2007235963A - 放射された周波数（ｒｆ）受信器感度を決定するシステムおよびその関連方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のチャネルに対し、放射されたラジオ周波数受信器感度を決定する好適なテスト方法を提供する。
【解決手段】放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法は、初期チャネルに対するビットエラー比（ＢＥＲ）対交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベル関数を決定することと、後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および所望のＢＥＲに基づいて決定することと、推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて後のチャネルのＢＥＲを測定することと、測定されたＢＥＲを所望のＢＥＲと比較し両者間の差異をＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定することと、差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、所望のＢＥＲに対応する後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することとを包含し得る。
【選択図】図２

Description

本発明は通信システムの技術分野に関連し、より詳細には、セルラー通信システムなどのモバイルワイヤレス通信システムにおける性能テストおよびその関連方法に関する。

セルラー通信デバイスにおいて、無線感度は、無線受信器性能を特徴付ける基本的な数字である。導体接続状態（すなわち、ＲＦケーブルを介して）、および無線接続状態（すなわちワイヤレス通信リンクを介して）での無線感度計測は、無線設計、認証、および確認の間に、頻繁に実行される。これらの計測は、受信器の残留ビットエラー比（ＲＢＥＲ）が所望のレベル、具体的には、２．４４％に達するまで、基地局のパワー送信レベルを低減することによって実行される。

グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）のモバイルデバイスに対しては、例えば、それぞれが少なくとも１００チャネルからほぼ４００チャネルの範囲にわたるいくつかの通信帯が存在する。ＧＳＭモバイル電話のあらゆるチャネルをスキャンするためには、従来の半直感的な（ｓｅｍｉ−ｉｎｔｕｉｔｉｖｅ）方法を用いるため、多量の時間を必要とする。手動の推定を複製した自動化された方法は、無作為的になる傾向にあるか、または、バイナリツリーの探索方法に従う傾向にある。

本発明は例えば以下の手段を提供する。
（項目１）
無線ＲＦ通信リンクによってＲＦ受信器へ接続されたＲＦ発生源を用いて、少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法であって、該テスト方法は、
初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することと、
後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および該所望のＢＥＲに基づいて決定することと、
該推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて該後のチャネルのＢＥＲを測定することと、
該測定されたＢＥＲを該所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異を該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定することと、
該差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、該所望のＢＥＲに対応する該後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することと
を包含する、テスト方法。
（項目２）
上記後のチャネルに関連する経路損失決定することをさらに包含し、比較が、上記両者間の差異を上記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて上記測定されたＢＥＲを上記所望のＢＥＲと比較し、経路損失を決定して上記次の推定ＴＣＨレベルを決定することを含む、項目１に記載のテスト方法。
（項目３）
上記経路損失を決定することが、上記複数のチャネルのうちの少なくとも一部に基づいて経路損失関数を決定することと、該経路損失に基づいて上記後のチャネルの経路損失を決定することとを包含する、項目２に記載のテスト方法。
（項目４）
上記経路損失を決定することが、最小二乗アルゴリズムに基づいて経路損失関数を決定することを包含する、項目３に記載のテスト方法。
（項目５）
上記経路損失関数を決定することが、複数のスプラインを用いて上記経路損失関数を決定することを包含する、項目３に記載のテスト方法。
（項目６）
上記後のチャネルに関連する経路損失を決定することが、該後のチャネルに関連する経路損失を測定することを包含する、項目２に記載のテスト方法。
（項目７）
上記初期チャネルに対する上記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することが、
目的ＢＥＲ範囲内の複数のＢＥＲに対する各ＴＣＨパワーレベルを測定することと、
該目的ＢＥＲ範囲内における該測定されたＢＥＲに基づいて、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することと
を包含する、項目１に記載のテスト方法。
（項目８）
上記目的ＢＥＲ範囲が約１〜３パーセントである、項目７に記載のテスト方法。
（項目９）
上記測定されたＢＥＲと上記所望のＢＥＲとの間の上記差異が上記閾値以下である場合に、線形近似を用いて該所望のＢＥＲに対応する上記後のチャネルにおける上記ＴＣＨパワーレベルを決定することをさらに包含する、項目１に記載のテスト方法。
（項目１０）
上記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数が指数関数を含む、項目１に記載のテスト方法。
（項目１１）
上記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することが、最小二乗アルゴリズムに基づいて該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することを包含する、項目１に記載のテスト方法。
（項目１２）
測定することが、無響性ＲＦ受信器における上記後のチャネルのＢＥＲを測定することを包含する、項目１に記載のテスト方法。
（項目１３）
上記ＲＦ受信器がグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）受信器を備える、項目１に記載のテスト方法。
（項目１４）
上記ＲＦ受信器が、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）受信器を備える、項目１に記載のテスト方法。
（項目１５）
上記ＲＦ受信器が、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）の進化型高速データレート展開（ＥＤＧＥ）を備える、項目１に記載のテスト方法。
（項目１６）
上記ＲＦ発生源が基地局エミュレータを備える、項目１に記載のテスト方法。
（項目１７）
少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテストシステムであって、該システムは、
ＲＦ発生源と、
ＲＦ受信器と、
該ＲＦ発生源を該ＲＦ受信器へ接続するＲＦケーブルと、
該ＲＦ受信器へ接続されたテスト制御器であって、
初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定し、
後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および該所望のＢＥＲに基づいて決定し、
該推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて該後のチャネルのＢＥＲを測定し、
該測定されたＢＥＲを該所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異を該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定し、
該差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、該所望のＢＥＲに対応する該後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定するためのテスト制御器と
を備える、テストシステム。
（項目１８）
上記テスト制御器が、上記後のチャネルに関連する経路損失をさらに決定し、該テスト制御器は、上記両者間の差異を上記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて上記測定されたＢＥＲを上記所望のＢＥＲと比較し、該決定された損失経路を用いて上記次の推定ＴＣＨレベルを決定する、項目１７に記載のテストシステム。
（項目１９）
上記制御器が、上記複数のチャネルのうちの少なくとも一部に基づいて経路損失を決定することと、該経路損失に基づいて上記後のチャネルの経路損失を決定することとによって上記経路損失を決定する、項目１８に記載のテストシステム。
（項目２０）
上記テスト制御器が、最小二乗アルゴリズムに基づいて上記経路損失関数を決定する、項目１９に記載のテスト方法。

（摘要）
放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法を記載する。方法は、初期チャネルに対するビットエラー比（ＢＥＲ）対交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベル関数を決定することと、後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および所望のＢＥＲに基づいて決定することと、推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて後のチャネルのＢＥＲを測定することとを包含し得る。方法は、測定されたＢＥＲを所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異をＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定することと、差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、所望のＢＥＲに対応する後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することとをさらに包含し得る。

以下、本発明は、添付の図面を参照して十分に記述されるが、そこでは、本発明の好ましい実施形態が示される。しかしながら、本発明は、多くの異なる形態で具体化され得、ここで示される実施形態に限定して解釈されるべきではない。むしろ、この開示は十分かつ完全であり、当業者に本発明の範囲を十分に伝えるために、これらの実施形態は提供される。同じ番号は、一貫して同じ要素に関し、プライム記号が代替の実施形態において同様の要素を示すように使用される。

初めに、無線ＲＦ通信リンクによってＲＦ受信器へ接続されたＲＦ発生源を用いて、少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法について一般的に説明する。方法は、初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することと、後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および所望のＢＥＲに基づいて決定することと、推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて後のチャネルのＢＥＲを測定することとを包含し得る。方法は、測定されたＢＥＲを所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異をＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定することと、差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、所望のＢＥＲに対応する後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することとをさらに包含し得る。

より詳細には、方法は、後のチャネルに関連する経路損失決定することを包含し得、比較は、両者間の差異をＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて測定されたＢＥＲを所望のＢＥＲと比較し、決定された経路損失を用いて次の推定ＴＣＨレベルを決定することを含み得る。さらに、経路損失を決定することは、複数のチャネルのうちの少なくとも一部に基づいて経路損失関数を決定することと、経路損失関数に基づいて後のチャネルの経路損失を決定することとを包含し得る。例として、損失経路関数は、最小二乗アルゴリズムおよび／または複数のスプラインに基づいて決定され得る。損失経路はさらに、後のチャネルの損失経路を測定することによっても決定され得る。

初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することは、目的ＢＥＲ範囲内の複数のＢＥＲに対する各ＴＣＨパワーレベルを測定することと、目的ＢＥＲ範囲内における測定されたＢＥＲに基づいて、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することとをさらに包含し得る。例として、目的ＢＥＲ範囲は約１〜３パーセントであり得る。方法は、測定されたＢＥＲと所望のＢＥＲとの間の差異が閾値以下である場合に、線形近似を用いて所望のＢＥＲに対応する後のチャネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することをさらに包含し得る。

ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数は指数関数であり得る。さらに、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することは、最小二乗アルゴリズムに基づいてＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することを包含し得る。また、後のチャネルのＢＥＲは無響性ＲＦ受信器において測定され得る。

例として、ＲＦ受信器はグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）受信器、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）受信器、またはグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）の進化型高速データレート展開（ＥＤＧＥ）等であり得る。さらに、ＲＦ発生源は基地局エミュレータであり得る。

少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテストシステムは、一般的に、ＲＦ発生源と、ＲＦ受信器と、ＲＦ発生源をＲＦ受信器へ接続するＲＦケーブルと、ＲＦ受信器へ接続されたテスト制御器とを含み得る。より詳細には、テスト制御器は、初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定し、後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および所望のＢＥＲに基づいて決定し、推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて後のチャネルのＢＥＲを測定するためのものであり得る。テスト制御器は、さらに、測定されたＢＥＲを所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異をＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定し、差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、所望のＢＥＲに対応する後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定し得る。

一般的に言えば、方法およびテストシステムが、導体接続および無線接続受信器の感度を決定するために、本明細書において提供され、ＧＳＭまたは他の移動性デバイスのための高速感度探索を生み出すチャネル情報ベースの探索アプローチを使用する。正規化されたＴＣＨの送信レベルに対するＲＢＥＲは、大まかには、変調方式およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のコードによって決定される。このデータの範囲の測定は、目標とするＲＢＥＲに近い受信器の特性を示すカーブまたは関数を生み出す。１つのチャネルに対するコンパイルされたデータは、同じ帯域内の全てのチャネルに当てはまる。このカーブは、推測されたというよりはむしろ予測されたその境界内での送信レベルの変化を与える。

感度の測定は、移動体が２．４４パーセント以下のクラスＩＩＲＢＥＲをリポートする送信（ＴＸ）パワーとして規定される。多くの場合、キャリブレーションされた基地局の送信パワーが、所望のＲＢＥＲが達成されるまで減少される。導体接続モードのデバイス感度を正しく測定するために、正確なケーブル経路損失が、問題とするチャネル全体にわたって決定される必要がある。所望の帯域内で、ランダムなチャネルが代表として選択され得る。ＲＢＥＲスキャン範囲の上下限が選択される。下限は、高ガウシアンおよび非常に低いＲＢＥＲにおける他のランダムのノイズエラー感受性を最小化するように選択される。それは、大きな全体スキャン範囲を維持するために、十分に低いことが好ましい。上限は、大きな全体スキャン範囲を維持する一方で、終了したモバイル呼び出しを防護するように選択される。ＲＢＥＲの下限は、当業者によって理解されるように、様々な探索方法によって見つけられる。

上述の限界内のビットエラーの測定は、最高の送信レベル分解能を使用する。分解能の低下は非線形システム全体の予測精度を低下させる。値は、正規化されたＴＣＨ送信レベルを用いてコンパイルされる。ランダムノイズおよびビットエラー率は、正確なデータカーブを修正する。１つのアプローチは、最小二乗フィッティングを適用し、適切で速やかな探索カーブを作ることである。変調の性質から、正規化されたカーブは、上限と下限との間で、ｙ＝Ｃｅ^ｂｘの形式を有し、ここに、ｙはビットエラー率、ｘは正規化されたＴＣＨ送信レベル、および、Ｃとｂとはカーブフィッティングから導かれる値であり、以下でさらに検討される。

正規化されたＴＣＨレベルに対するＲＢＥＲのカーブ例が、図１８に示される。ポイントは測定データであり、ラインは、カーブフィッティングの結果である。全ての他のチャネルに対して、正規化されたカーブ上のポイントは、「リープフロッグ（蛙飛び）」法を使用して決定される。蛙飛びの大きさは、下限から上限までの範囲内である。多くの場合、連続するチャネルの感度はわずかに異なる。

カーブの範囲内で、最小二乗カーブの情報に基づいて、送信レベルの変化が計算される。その後、新しい送信レベルが基地局のエミュレータに加えられて、達成されたＲＢＥＲの目標値（２．４４％）が測定を通して確認される。あらゆる偏差が、正規化されたカーブの再度の適用および継続的な確認測定を経て訂正される。実際の偏差に対する目標を小さくするほど直線的に精度が上がり、予測値からの偏差は最小となる。

まず最初に図１を参照すると、導体接続された受信器の感度を測定するテストシステム３０が、最初に記述される。システム３０は、ＲＦケーブル３３を経てテストされるハンドヘルドの受信器３２に連結されたＲＦテスト発生源３１を例示的に含む。例として、ハンドヘルドの受信器３２は、例えば、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）受信器、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）受信器、および／またはグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）の進化型高速データレート展開（ＥＤＧＥ）受信器であり得る。もちろん、他の適切な無線受信器も使用され得る。

さらに、ＲＦ発生源３１は、例えば、ＲｏｈｄｅおよびＳｃｈｗａｒｔｚのユニバーサル無線通信テスターＣＭＵ２００またはＡｇｉｌｅｎｔ８９６０基地局エミュレータのうちの１つであり得るが、他の適切なエミュレータおよび／またはＲＦテスト発生源もまた使用され得る。テスト制御器３４は、様々なテストオペレーションおよび測定を実行するためにハンドヘルドデバイスの受信器３２に連結されるが、これについては、以下でより詳細に検討される。ＲＦ発生源３１とテスト制御器３４とが、図１においては別々のコンポーネントとして図示されているが、ＲＦ発生源およびテスト制御器の機能は、事実としては、例えば、同じ基地局のエミュレータによって実行され得る。代替案としては、当業者によって理解されるように、テスト制御器３４は、ＲＦ発生源３１から分離したコンピュータまたはコンピューティングデバイスであり得る。

当業者によって理解されるように、経路損失は、無線接続感度測定の精度に重要な役割を果たす。しかしながら、テスト構成において経路損失測定を実施するうえでの１つのむずかしさは、受信器３２の内部増幅器が、例えば約±０．１ｄＢのような非常に高い精度を有し得るにもかかわらず、上述のように、一般的な基地局のエミュレータは、±１ｄＢレベルの受信精度をリポートするだけであるということである。さらに以下で検討されるように、受信器のパワーレベルにおける符号変化の情報を得ることによって、その結果、経路損失の精度は、±０．１ｄＢに改善され得る。

導体接続された受信器感度テストのケースにおいては、受信器３２と基地局エミュレータ３１とを連結するケーブル３３の経路損失は、十分にキャリブレーションされ得る。１つの比較的簡単で正確な経路損失測定は、所望のＲＳＳＩエッジポイントまで０．１ｄＢ増分で受信器３２の内部増幅を変化させることを含む。しかしながら、開始ポイントがエッジポイントから０．９ｄＢである場合には、多くのステップを要し、従って、エッジポイントを見つけるために多くの測定時間を要する。従って、エッジポイントを見つけるために概して要求されるステップの数を減らすために、故に、テスト時間を減らすために、より複雑なテストスキームが使用され得る。

例えば、１つのもう少し複雑なアプローチが図９に示される。ブロック１１０において開始し、ブロック１１１において、まず所望のＴＣＨパワーレベルがＲＦ発生源３１に設定される。ブロック１１２において、受信器３２の内部増幅レベルは、受信器のリポートされたＲＳＳＩとＴＣＨパワーレベルまたは他の整数値との差のような粗い増分によってまず変更される。その後、ブロック１１３〜ブロック１１４で、経路損失を提供するエッジの移行が観察されるまでは細かな増分（例えば、０．１ｄＢ）を使用して受信器の内部増幅レベルを変化させることによって、エッジが見つけられる。その時点で、受信器３２の内部増幅値は、設定および／または記録され（ブロック１１５）得、従って例示される方法は終了する（ブロック１１６）。

言い換えると、「粗い」探索は、ＴＣＨレベルとリポートされたＲＳＳＩとの間の差によって内部増幅を変化させる。本事例においては、リポートされたＲＳＳＩは整数値であるので、これは±１ｄＢの精度を与える。そして、「細かい」探索は、２つの連続するＲＳＳＩの読み値の間のエッジを決定する。

粗い−細かいエッジポイント検出アプローチの他のバリエーションもまた使用され得る。一般的に言うと、これらの探索の粗い部分はほとんど類似しており、従って、所与のインプリメンテーションにとって適切に使用され得る、細かい探索のバリエーションに、本明細書においては特別な注目が与えられる。一般的に、細かい探索は、３つのステージを含む。第１に、基地局のエミュレータの内部増幅とＴＣＨレベルとを調節することによって、ＲＳＳＩは所望のレベルに設定される。次に、エッジを見つけるために、内部増幅が一連の漸次的に減少する増分で変化させられる。精度が０．１ｄＢであることを保証するために、これらの増分は０．１ｄＢ（または、所与の内部増幅器の精度）に狭められる。最後に、測定値は所望のＲＳＳＩから０．１ｄＢの違いがあり得るので、エッジポイントに「ステップバック」することが必要となり得る。

細かい探索の別の例が、図１０を参照してここで記述される。ブロック１２０で開始し、ブロック１２１において、ＲＳＳＩが所望のレベルに設定され、そして、ブロック１２２〜ブロック１２３において、所望のＲＳＳＩがもはやリポートされなくなるまで、０．２ｄＢ増分で内部増幅が変化させられる。すなわち、いくつかのステップ（一般的には１と５との間）の後に、内部増幅は０．１または０．２ｄＢだけエッジを飛び越えてしまうので、戻りのＲＳＳＩは所望のレベルに適合しない。従って、内部増幅レベルを０．１ｄＢ増分で減らすこと、または、０．１ｄＢ増分で「ステップバック」することが、ブロック１２４〜ブロック１２５において、１または２ステップのいずれかで（エッジが０．１または０．２ｄＢのいずれの分だけ飛び越されたかに依存して）エッジポイントを見つけ、その結果、例示される方法は終了する（ブロック１２６）。

別の細かい探索の例が、図１１を参照してここで記述される。ブロック１３０において開始し、ブロック１３１〜ブロック１３３において、上述のようにＲＳＳＩが所望のレベルに設定され、その後、ＲＳＳＩがもはや所望の値ではなくなるまで０．３ｄＢの増分で内部増幅が増大させられる。いったんＲＳＳＩが変化すると、２つの連続する０．１ｄＢスキャンがＲＳＳＩに変化をもたらすと考えられるので、従って、ブロック１３６〜ブロック１３８において、エッジの場所が見つけられ、内部増幅は０．１ｄＢだけ減らされ（ブロック１３９）、よって、例示の方法は終了する。例えば、全体の変化の合計が０．１ｄＢ（例えば、＋０．２ｄＢと−０．１ｄＢとで、合計＋０．１ｄＢ）であって、これがＲＳＳＩに変化を生じる場合には、エッジはすでに見つかっている。あるいは、ＲＳＳＩが所望の値から変化することなく内部増幅が３回変化させられた場合（すなわち、０．９ｄＢ）には、内部増幅の値は整数値でリポートされるので、１．０ｄＢの変化がＲＳＳＩを変化させると考えられるので、ブロック１３４において、エッジの場所がまた見つけられる。

別の例示的なアプローチが、図１２を参照してここで記述される。ブロック１４０において開始し、スタートの実際のＲＳＳＩの値は−８０．４７ｄＢであり、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢである（ブロック１４１）。その後、ブロック１４２において、内部増幅は０．６ｄＢだけ増やされて、実際のＲＳＳＩ値を−７９．８７ｄＢに変化させ、そして、リポートされるＲＳＳＩは−７９ｄＢになり（ブロック１４３）、それは、エッジがクロスされたということを示す。ブロック１４４において、次のステップは０．３ｄＢ減り、それが、実際のＲＳＳＩを−８０．１７ｄＢに変化させ、そして、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢに戻り（ブロック１４５）、それは、エッジが逆戻りの方向にクロスオーバーされたということを示す。従って、ブロック１４６において、内部増幅は、０．１ｄＢだけ増やされ、実際のＲＳＳＩ値は−８０．０７ｄＢとなり、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢのままであり（ブロック１４７）、それは、エッジがクロスされていないことを意味する。従って、もう１つの０．１ｄＢ増加が実行され（ブロック１４８）、それが、実際のＲＳＳＩ値を−７９．９７ｄＢに変化させ、リポートされるＲＳＳＩも−７９ｄＢに変化させ、従って、エッジの位置が見つかり（ブロック１４９）、ブロック１５０において、例示される方法は終了する。

多くの異なるエッジ位置を見つけるスキームが使用され得ることを当業者は理解する。一般的には、最初および次の各々のジャンプは、０．１ｄＢから０．９ｄＢまでの任意の数である。ジャンプの値は、ステップの各々に対して変化し、または一定のままであり得る。所与の用途に対して適切な方法を選ぶために、データのばらつきおよび平均的性能は重要な検討材料である。例えば、比較的「フラット」なデータについては、図９に示されるアプローチは、図１０に示されるアプローチよりも速くエッジの位置を見つけ得るが、しかし、「傾斜した」データについては、おそらく３ステップ程度、反対の結果であり得る。

図１３を参照してここで記述されるさらなる別のアプローチは、５ステップ経路損失スキームである。ブロック１５１において開始し、ブロッ１５２において、所与のＴＣＨレベルに対するリポートされたＲＳＳＩが得られる。ブロック１５３において、第１ステップは、リポートされたＲＳＳＩがＴＣＨレベルと同じであるか否かを決定することを含む。同じ場合には、方法はステップ２に進む。同じでない場合には、ブロック１５４において、内部増幅は、リポートされたＲＳＳＩマイナス所与のＴＣＨレベルの差だけ増大させられる（または特別なインプリメンテーションに依っては減少させられる）。その後、新たなリポートされたＲＳＳＩが得られ（ブロック１５２）、そして、ステップ２からステップ４に対して、ブロック１５６において、０．５ｄＢ、０．２ｄＢ、および０．１ｄＢの漸次に減少する増分で、内部増幅は変化させられる。

リポートされるＲＳＳＩが、これらの変化の各々の後の直近にリポートされたＲＳＳＩと同じでない場合には、その後、反対方向に進む（すなわち、エッジに向かって戻る）ために、次のステップの前に符号が変えられる（ブロック１５８）。いったん最初の４ステップが完了すると、ブロック１６０において、第５のステップは、リポートされるＲＳＳＩが直近のリポートされたＲＳＳＩと同じか否かをもう一度決定することを含み、同じ場合には、ステップ１６１、１６２において、内部増幅を０．１ｄＢだけもう一度再び変化させ（それがエッジと考えられる）、リポートされたＲＳＳＩを得て、例示される方法を終了する（ブロック１５９）。このアプローチは、５ステップ以内にエッジポイントに収束するという利点があり、異なるカーブタイプに対して全体的に良い結果を提供する。

１つ以上の周波数帯全体に広がる複数のチャネルについての、導体接続されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法における経路損失探索の使用が、図３および図４を参照してここで記述される。当業者によって理解されるように、受信器感度は、所望のビットエラー率（ＢＥＲ）でのトラフィックチャネル（ＴＣＨ）のパワーレベルに基づいて規定される。ＢＥＲは、「エンドツーエンド」の性能測定であり、それは、電子部品、アンテナ、および中間の信号経路を含む無線システム全体の「ビットイン」から「ビットアウト」までの信頼性を数量化する。

受信器テスト機器の比較的貧弱なリポート精度の他に、受信器の感度を決定することにおける別の難しさは、それが非常に時間のかかるプロセスであり得るということである。すなわち、一般的に、セルラー帯内に非常に多くのチャネルがあり、上述のように、セルラーデバイスは、複数の帯域にわたって動作し得る。従って、デバイスによって使用される全てのチャネルをカバーする感度測定は、完了するまでに、数日さえもの多くの時間を要し得る。

受信器感度測定の時間を減らすために、比較的高速な感度探索アルゴリズムが好ましくも使用される。ブロック４０において開始し、ＲＦケーブル３３の経路損失が既知でない場合には、ブロック４８’において、上記の経路損失探索（または他の）のうちの１つを使用して、経路損失関数が有利にも決定され得る。より詳しくは、ＲＦケーブル３３に関連する経路損失は、異なるチャネル（すなわち、周波数）に対しては異なるが、これらの経路損失値の間には、概ね線形の関係がある。従って、２つの別のチャネル（例えば、帯域内の最初および最後のチャネル）の経路損失を決定することによって、ＲＦケーブル３３に対する線形の経路損失関数が迅速に生成され得る。これは、全てのチャネルに対する、迅速かつ正確な経路損失の近似を提供するが、所望の場合には、一部の実施形態において、各々のチャネルに対する経路損失が個別に計測され得る。

さらに、ブロック４１において、ＴＣＨに対するＢＥＲのパワーレベル関数が、最初のチャネルに対して決定される。最初のチャネルは、帯域内の任意のチャネルであり得るが、説明のために、帯域内の第１のチャネルであるとする。十分なサンプリング枠が与えられた場合には、周波数帯内の所与のチャネルについてのＴＣＨパワーレベル対ＢＥＲ関数の概略の形は、周波数帯内の全ての残されたチャネルについて実質的に同じである。これは、ハンドヘルドデバイスの変調スキームおよびデジタル信号処理（ＤＳＰ）アルゴリズムによって、関数が決定されるという事実に起因する。例えば、ＧＰＲＳはＧＭＳＫ変調スキームを有する。ビットあたりのエネルギに対するＢＥＲの関係は指数形を有するので、ＢＥＲ対ＴＣＨレベル関数も指数の形をとる。従って、いったんこの関数の形が１つのチャネルについて見つけられると、以下でさらに検討されるように、それに続くチャネルの各々に対するＴＣＨレベル／目標のＢＥＲポイントの位置を迅速に見つけるために、この関数が使用され得る。

詳細にはブロック４１’において、目標ＢＥＲ範囲内の複数のＢＥＲに対するそれぞれのＴＣＨパワーレベルを測定することによって、および、目標ＢＥＲ範囲における測定されたＢＥＲに基づいて（すなわち、測定値に基づくカーブフィッティング）ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することによってＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数は決定される。一般的にいうと、特定の目標範囲外の値は接続中断等の結果となるので、特定の目標範囲内のＢＥＲ値だけに関心がある。例えば、目標範囲は約１パーセントから３パーセントまでであり得るが、異なる用途に対しては他の目標範囲が適切であり得る。ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を生成するために、最小二乗アプローチなど、様々なカーブフィッティングアプローチが以下でさらに検討される。

ＢＥＲ目標範囲のエッジを見つけるために、測定されたＢＥＲが０．５より小さい場合には比較的粗い負の増分（例えば、−１．５ｄＢ）で、また、測定されたＢＥＲが３．０より大きい場合には比較的粗い正の増分（例えば、＋２．０ｄＢ）で、ＴＣＨパワーレベルをステップすることを含む粗い探索が使用され得る。これは、目標範囲のエッジポイントの比較的近い近似を与え、そして、目標範囲内の連続する測定が、比較的細かなＴＣＨパワーレベル増分（例えば、０．１ｄＢ増分）でなされ、カーブフィッティングのためのデータポイントを提供する。

ＢＥＲデータは多くの場合ノイズを伴うので、カーブフィッティングは適切である。全ての制御パラメータ（独立変数）が定数である場合でさえも、出力された結果（従属変数）は変化する。結果のトレンドを定量的に推定するプロセスは、カーブフィッティングとして知られ、それ故に有効である。当業者によって理解されるように、カーブフィッティングのプロセスは、近似カーブの等式を生のフィールドデータに適合させる。

上述のように、ＢＥＲ対ＴＣＨレベル関数に対するデータは、概して指数関数的である。指数関数を適合させるために使用され得る例示的なカーブフィッティングアプローチは、最小二乗多項式近似および非線形（すなわち、指数関数）最小二乗近似である。最小二乗多項式近似の理論およびインプリメンテーションが最初に記述される。多項式は容易に扱われ得るので、線形にプロットしないデータにそのような関数を適合させることは通常的である。次の例においては、ｎは多項式の次数であり、Ｎはデータの組の数である。Ｎ＝ｎ＋１の場合には、多項式は正確にポイントの各々を通る。従って、常にＮ＞ｎ＋１の関係が満足されねばならない。

関数関係を下式のように仮定する。
ｙ＝ａ_０＋ａ_１ｘ＋ａ_２ｘ^２＋・・・・＋ａ_ｎｘ^ｎ
誤差は、下式によって定義される。
ｅ_ｉ＝Ｙ_ｉ−ｙ_ｉ＝Ｙ_ｉ−ａ_０−ａ_１ｘ_ｉ−ａ_２ｘ_ｉ ^２−・・・・−ａ_ｎｘ_ｉ ^ｎ
ここに、Ｙ_ｉは、ｘ_ｉに対応する観測値または実験値を表し、ｘ_ｉは誤差を含まず、誤差の２乗の合計は、次のようになる。

最小値においては、偏微分（下記）は、ゼロである。

これらの項に対する式を書くことにより、以下のｎ＋１個の方程式が与えられる。

各式を−２で除し並べ替えることにより、連立して解かれ得るｎ＋１個の正規方程式が与えられる

。

これらの方程式をマトリクス形にすることで、係数マトリクスにおいて注目すべきパターンが明らかとなる。

このマトリクス方程式は、最小二乗問題に対する正規マトリクスと呼ばれる。この式において、ａ_０、ａ_１、ａ_２、・・・ａ_ｎは、未知の係数であり、一方でｘ_ｉおよびＹ_ｉは所与である。従って、未知の係数ａ_０、ａ_１、ａ_２、・・・ａ_ｎは、上のマトリクス方程式を解くことによって得られる。

カーブＹ_ｉを適合させるために、データに最も適合させるために何次の多項式が使用されるべきかを知ることが求められる。多項式の次数ｎがＮ−１に等しくなるまでは、多項式の次数が増えるにつれて、カーブからのポイントの偏差は減少する。この時点で、正確な整合がある。統計学の観点では、分散σ^２における統計的に有意な減少がある限りにおいて、多項式を近似する次数は増やされる。σ^２は下式によって計算される

。

上で示されたアプローチは、Ｃ＋＋を使用して２つの例示的なインプリメンテーションにおいてプログラムされ、当業者によって理解されるように、正規マトリクスは２つの異なる方法、すなわち、ガウス・ジョルダンアプローチおよびＬＵ分解（ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を使用して解かれた。これらの両方の方法は類似の結果を生成したが、ＬＵ分解が所望の性能結果を提供したので、最小二乗近似プログラムに対しては、ＬＵ分解法がより望ましいということが知られた。

上記のＣ＋＋プログラムは、様々な次数の近似カーブフィッティング方程式の係数を計算し得るようにインプリメントされた。次数２、３、４および５の多項式が、ＢＥＲデータ値に対してカーブを適合するために使用され、３次多項式が最も有利な結果を生成することが知られた。さらに詳しくは、３よりも高い次数は適合されたカーブにおいて何らの有意な改善も示さなかった。従って、３次多項式がＢＥＲデータ値に対してカーブを適合させるために使用された。

最小二乗アプローチを使用する非線形カーブをフィッティングする理論およびインプリメンテーションがここで記述される。多くのケースにおいて、実験的テストから得られるデータは線形ではない。従って、このデータに対し、１次多項式以外の何か他の関数を適合させることが必要である。使用され得る一部の一般的な形は、ｙ＝ａｘ^ｂまたはｙ＝ａｅ^ｂｘのタイプの指数形式ある。

再び、これらの形に対する正規方程式は、偏微分をゼロに等しく置くことによって展開され得るが、そのような非線形連立方程式は、線形方程式よりは解くことが格段に難しい。それ故に、これらの形は、パラメータを決定する前に、例えば、ｌｎｙ＝ｌｎａ＋ｂｌｎｘ、または、ｌｎｙ＝ｌｎａ＋ｂｘのように、対数をとることによって通常は線形化される。その後、新しい変数、すなわち、ｌｎｘまたはｘの線形関数としてのｚ＝ｌｎｙが導入される。このケースにおいては、カーブからのＹの偏差の２乗の合計を最小化する代わりに、ｌｎｙの偏差が最小化される。どのカーブの形がＢＥＲデータに最もよく適合するかを知るために、ＭａｔｈＣＡＤ数学的ソフトウェアが使用された。ＢＥＲカーブはＭａｔｈＣＡＤを使用してプロットされ、異なる形のカーブがＢＥＲデータに対して適合された。ＢＥＲデータに対し、ｙ＝ｃｅ^ａｘで定義される指数関数カーブが望ましい適合を提供することが知られたが、異なるインプリメンテーションにおいては、他の関数が望ましい結果を提供し得る。

（ｘ_１，ｙ_１）、（ｘ_２，ｙ_２）、・・・（ｘ_Ｎ，ｙ_Ｎ）のように与えられるデータポイントにタイプｙ＝ｃｅ^ａｘのカーブを適合させるために、データ線形化が使用されるが、ここで、ｘは、独立変数であり、ｙは従属変数であり、Ｎはｘとｙとの組の数である。データを線形化するために、両辺の対数がとられる。すなわち、ｌｎｙ＝ｌｎｃ＋ａｘとなる。その後、変数の変換が導入され、すなわち、Ｘ＝ｘおよびＹ＝ｌｎ（ｙ）であって、これは、方程式Ｙ＝ａＸ＋ｌｎ（ｃ）を生成する。この方程式は、変数ＸおよびＹの線形方程式であり、Ｙ＝ＡＸ＋Ｂの形の「最小二乗ライン」を用い近似され得る。しかしながら、このケースにおいては、最小二乗近似を実行するために、ｙの代わりにｌｎ（ｙ）が使用される。直前の２つの式を比較する場合、Ａ＝ａおよびＢ＝ｌｎ（ｃ）であることに注意する。従って、その後、カーブｙ＝ｃｅ^ａｘを適合するために使用される係数を作るために、ａ＝Ａおよびｃ＝ｅ^ｂが使用される。

再び、このアプローチはＣ＋＋でプログラムされた。この方法に対して解かれるべき正規マトリクスは２×２だけであり、それは、比較的高い精度で解かれる。このアプローチを使用する２つの異なるデータのセットに対してプロットされたカーブが、図１４および図１５に示される。

上記の非線形指数関数最小二乗および最小二乗多項式のアプローチの両方が、オリジナルデータを比較的高い精度で近似した。一般的に言うと、これらのアプローチを使用して生成されるカーブの誤差の限度は、感度測定における誤差の限界である０．１ｄＢよりも小さうという結果となる。さらに、これらの方法によって提供される結果は、互いに非常に近いものでもある。以下は、２セットのデータ、すなわちデータセット１およびデータセット２、についての指数関数および最小二乗多項式の近似によって得られた結果である。ここに、「Ｓ」は標準誤差を表し、「Ｒ」は相関係数を表す

。

結果の両方のセットに対して、多項式フィッティングは、指数フィッティングよりも、僅かに高い相関係数を有する。しかしながら、データセット２における多項式フィッティングに対する標準誤差は、指数フィッティングに対する誤差よりも小さいが、データセット１においては、指数フィッティングに対する標準誤差は多項式フィッティング誤差よりも小さい。

これらの結果に基づいて、指数フィッティングモデルはより好適であり得ると考えられる。なぜならば、三次関数のように多くの項を含む必要はないからである。これは、指数モデルｙ＝ａｅ^ｂｘが、多項式方法の精度とほぼ同等の精度（すなわち、第３の少数位まで）を提供し、また、指数モデルは、その中の全ての項の物理的解釈を有するためである。もちろん、多項式方法または他のアプローチは、当業者によって理解されるように、必要に応じて様々な用途にて用いられ得る。

一般には、カーブフィッティングにおいて用いられるデータが、直線によって近似されるようには見えない場合には、そのデータを確実にフィッティングするために用いられ得る等式がしばしば存在する。データをフィッティングするためのカーブのタイプを考慮する場合に最初に想起されるものは、多項式である。というのは、多項式は、多くの事前の配慮を有することなく適用され得、それらの多項式は、通常は、グラフ化されたデータの形状と首尾良く整合する。しかしながら、より高次の多項式がデータをフィッティングするために選択された場合には、多項式の係数に対して理論的根拠を決定することは困難であり得る。特定のモデルが選択される理由に対する根拠を有することは好適であり、そのモデルはそのモデルの各パラメータに対する一種の物理的解釈を有するべきである。

データをフィッティングするために、線形化可能な等式を用いる利点は注目に値する。通常、このタイプのカーブは、多項式よりも理解および予測することが容易である。すなわち、データをフィッティングするためのカーブを適切に選択することは、データを生成する基礎となるメカニズムに関する見識を導くことが可能である。第２に、微分、積分、補間、および外挿などのこれらのカーブの操作は、多項式を用いた操作よりも、より確実になされ得る。第３に、線形化可能なカーブはしばしば、多項式よりも、値を推定するために、より少ない数のパラメータを必要とする。結果として、正規行列は小さくなり得、比較的高い精度にて解かれ得る。したがって、これは、不十分な条件の好ましくない特性をしばしば有する、一次方程式の大きなセットを解く必要性を低減する。このように、ＢＥＲデータに対して、出願人らは、より高次の多項式の手段を取る前に、データの形状に整合する線形化可能なカーブを見出すために、対数、インバージョン（ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）、および指数などの非線形型式を用いることが一般的に好ましいと決定した。

目的範囲内の計測されたＢＥＲ値に基づいて、最初のチャネルに対してＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を生成し、この関数は次いで、所望のＢＥＲ、および、所与の周波数帯における後続の各チャネルの、対応するＴＣＨパワーレベル値に対して、迅速な探索を有利に実行するために用いられ得る。第１に、後続のチャネルに対する、推定の、または開始ＴＣＨパワーレベルは、ブロック４２において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数およびその所望のＢＥＲに基づいて選択される。すなわち、後続のチャネルにおける所望のＢＥＲに対応するＴＣＨパワーレベルの推定が決定され、その所望のＢＥＲに対する実際のＴＣＨパワーレベル上において、さらに進むための開始点として用いられる。当面の検討を目的のために、２．４４％の所望のＢＥＲが想定されるが、当業者によって理解されるように、所与の標準または、満たされるべきキャリアの要件に基づいて、他の所望のＢＥＲが、適切にされ得る。

推定されたＴＣＨパワーレベルは、上述の経路損失関数に基づいて選択され得ることは留意されるべきである。すなわち、後続のチャネルに対する、推定されたＴＣＨパワーレベルを決定する一つのアプローチは、当業者によって理解されるように、所望されるＢＥＲ（すなわち２．４４％）に対応する最初のチャネルに対するＴＣＨパワーレベルを用い、かつ経路損失関数（または経路損失関数が用いられない場合は実際に計測された値）における最初のチャネルと後続のチャネルとの間の経路損失値の差によってこの値をオフセットすることである（ブロック４２’）。

いったん、推定されたＴＣＨパワーレベルが決定されると、後続のチャネルのＢＥＲは、ブロック４３において、それに基づいて計測される。計測されたＢＥＲが目的のＢＥＲの範囲（例えば、１．０％〜３．０％）内にない場合には、上述の粗いステップ探索が、範囲内にあるＴＣＨパワーレベルを決定するために用いられ得る。計測されたＢＥＲが目標範囲内である場合には、所望のＢＥＲ値と比較され、それらの間の差（すなわちデルタ）は、ブロック４４において、次に推定されるＴＣＨパワーレベルを決定するためにＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数とともに用いられる。ＴＣＨパワーレベル関数の上述の検討から、次に推定されるＴＣＨパワーレベルは、ΔＢＥＲ＝ｂｃｅ^ｂｘΔＴＣＨｌｅｖｅｌ（ΔＢＥＲおよび係数ｂは既知である）の関係に従って推定され得ることは、当業者によって理解される。

計測されたＢＥＲが、ブロック４５において、所望のＢＥＲの閾値範囲内（例えば、±０．１５％）ではない場合には、ブロック４３およびブロック４４に関連して上述されたステップは、ブロック４６において所望のＢＥＲ（すなわち、閾値範囲内）に対応するＴＣＨパワーレベルが見出されるまで、繰り返され、かくして、図３に示される方法を完結する。しかし、さらなる精度が所望される場合には、ブロック４６’において線形近似が用いられ得る。より詳細には、比較的小さい０．３％のＢＥＲの範囲（すなわち、±０．１５％のＢＥＲ閾値範囲）内において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベルカーブの形状は、ほぼ直線である。それゆえ、この線形関係は、当業者によって理解されるように、さらなる精度を提供するために用いられ得る。

ここで、図２および図５を参照すると、ＲＦ受信器の無線接続状態（ｒａｄｉａｔｅｄ）感度を決定するためのテストシステム３０’および方法が記載される。テストシステム３０’は、ＲＦ発生源３１’（例えば、基地局エミュレータ）、ＲＦ制御された閉囲（ｅｎｃｌｏｓｅｄ）環境、およびワイヤレスハンドヘルドデバイス受信器３２’を含む。当業者によって理解されるように、ＲＦ制御された閉囲環境は、図示された電磁（ＥＭ）無響性チャンバ３７’（完全な無響性チャンバまたは半無響性チャンバであり得る）、シールドルーム、またはＲＦエンクロージャなどの、電磁波シールド環境である。ＲＦ発生源３１’に接続されるアンテナ３５’は、無響性チャンバ３７’内に位置され、基地局をシミュレートするために、同軸ケーブルによってＲＦ発生源３１’に接続される。ワイヤレスハンドヘルドデバイスのアンテナ３６’はまた、無響性チャンバ３７’内に位置され、ハンドヘルド受信器３２’に接続される。典型的なテストにおいては、ハンドヘルド受信器３２’およびアンテナ３６’は、デバイスの筺体によって保持されるが、これらの構成要素は、所望の場合にはデバイスの筺体なしでテストされ得ることが留意されるべきである。

一般には、無線接続状態受信器の感度の探索は、経路損失決定プロセスを除いて、導体接続状態受信器の感度の探索に対する上述のシステムおよび方法と同様である。より詳細には、周波数帯における複数のワイヤレスチャネルに対する経路損失値の間の関係は、ＲＦケーブル３３の場合と同様に、通常は、線形関数ではない。これは、経路損失が、アンテナゲイン、アンテナ指向性、および計測環境などのファクターによって影響され得るからである。通常、経路損失は異なるワイヤレスチャネルに対して異なる。

それでもなお、経路損失関数は、ブロック４８’において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定するために上述されたシステムおよび方法と同様のアプローチ（例えば、最小二乗近似など）を用いて、周波数帯に対して決定され得る。例示のために、図１３に関連して上述された５つのステップの経路損失の探索は、１０チャネル毎などの帯域内のチャネルのサブセット上において実行され得る。このアプローチによって、有利にも正確な経路損失関数が、各チャネルの経路損失を個々に計測するために時間を割くことなく、各チャネルに対する経路損失推定を提供するために、帯域全体に対して決定されることができる。経路損失関数は次いで、さらに上述されたように、ブロック４２’’において、後続のチャネルに対する推定されるＴＣＨパワーレベルを決定するために用いられる。

ここで、経路損失決定プロセスは、図６に関連してさらに詳細に記載される。ブロック６０にて開始され、ＲＦ経路損失は、ブロック６１において、ＲＦ周波数帯内のＲＦチャネルの少なくとも一部に対して計測される。上述の例を用いて、経路損失はＭチャネル毎に計測される。例示のために、Ｍは１０であり得るが、他の間隔もまた用いられ得る。ＲＦ経路損失関数は、ブロック６２において、少なくとも一部のＲＦチャネルの、計測されたＲＦ経路損失に基づいて決定され、所与のＲＦ周波数帯内の少なくとも一つの他のチャネルに対するＲＦ経路損失は、ブロック６３において、ＲＦ経路損失関数に基づいて決定され、かくして、図示された方法を完結する（ブロック６４）。

Ｍの選択は一般に、システムの線形性に依存する。すなわち、線形システムは、チャンネル数または周波数帯域に関係なく、計測される２つの点のみを必要とする。システムの非線形性または次数が増加するにつれ、単一のカーブフィッティング等式の次数は、それに対応して、適切なフィッティングを得るために増加する。最小二乗法または他の非線形フィッティング方法もまた用いられ得る。多くの方法は、マトリクスインバージョンを使用し、そのサイズは等式の次数と関連する。インバージョンは、そのディメンションが増加するにつれ、ますます複雑になり誤差を生じやすくなる。最小二乗法はマトリクスインバージョンを必要とする。広い周波数の範囲にわたる無線システムの性質のために、より高次の経路損失応答が存在し得る。

経路損失カーブフィッティングはまた、複数のスプライン関数を用いて実行され得る。すなわち、多数の部分方程式が、一つの完全な方程式を置き換える。連続した点のセット（例えば、４つの連続した点）は、順送りの方法でグループ化される。例えば、最初の４つの点は、第１のスプライン関数のシリーズを生成するために用いられ、第２から第５番目の点は、第２のスプライン関数のシリーズを生成するために用いられる、などである。最初および最後のスプライン関数のシリーズを除いた全ては、中間点（例えば、点２から点３への方程式）のみを有効なフィッティング方程式として用いる。方程式に対して中間点を用いることは、最初と最後の２点をそれぞれの等式の外に置く。異なるスプライン関数方法は、最初と最後のスプライン関数の構成を変更する。一つの方法である外挿の三次スプライン関数は、最初の連続（例えば、点１から点２）の最初の２つのスプライン関数、および最後のシリーズ（例えば点３から点４）の最後の２つのスプライン関数を用いる。他の適切なスプライン関数フィッティング方法もまた、当業者によって理解されるように、用いられ得る。

図１６を参照して、スプライン関数の個々のシリーズから生成された２つの正弦波カーブが示される。各カーブは、正弦波のスプライン関数フィッティングである。各線は、スプラインフィッティング内の一つのスプラインのシリーズである。そのシリーズは、重なり合うスプラインのシリーズを示すために、スプラインのシリーズ毎に−０．５ｄＢ分だけオフセットされる。オフセット無しでは、連続したスプラインのシリーズは重なり合う。データは１０番目ごとの点から採られる。上側の形状は４つの点のスプライン関数で構成される。下側の形状は、上述のように、使用されたデータのみを用いて転置された上側のスプライン関数を示す。個々の正弦カーブは、明瞭性のために、４ｄＢ分だけオフセットされている。太線および点線は、上側の形状から下側の形状への中間線の転置を示す。

上述のように、経路損失カーブフィッティングは、計測されていないチャネルの計測時間を低減する。時間は、補間誤差を上回る連続したチャネル経路損失の差を有する、システムにおいて改善される。直線の補間は、有利にも±０．１ｄＢ以下の通常の精度という結果となる。図６に関連して上述された経路損失方法は、当業者によって理解されるように、無線接続状態および導体接続状態の経路損失計測に対して用いられ得る。

所与の経路損失／受信器感度のテストの計測において説明される必要のある別のファクターは、テスト下における特定のハンドヘルドデバイスのヒステリシスである。より詳細には、受信器経路損失は、ハンドヘルドデバイスによって受信され、ＲＳＳＩとしてエミュレータにリレーされる信号に対して、基地局エミュレータＴＣＨレベル出力を比較することによって計測される。エミュレータの増幅の連続した０．１ｄＢ調整は、増幅における変化がＲＳＳＩにおける変化を生む領域を検出する。この「エッジ」点において、無線は、増幅の変化無しに、２つのＲＳＳＩの読み値（ｒｅａｄｉｎｇ）の間で振動し得る。このエッジ点は例えばシステム誤差位置の変更、または信号強度の変更が原因となり、生じ得る。ＲＳＳＩの読み値が振動すると、ハンドヘルドデバイスは、同様の振動パターンでその送信器パワーを変更することによって応答し得、そのハンドヘルド・パワー管理に影響を与える。したがって、多くのハンドヘルドデバイス製造業者は、この問題への責任を果たすために、各モバイルハンドヘルド・デバイス内にエッジを変更するために、ソフトウェアをインプリメントする。

より詳細には、問題のある単一のＲＳＳＩエッジ点は、２つの異なる値に分割される。これらの２つの点は、通常、０．５ｄＢ以下の量だけ（それはハンドヘルド内に設定されている）、実際のエッジ点をまたいでいる。受信されたＴＣＨレベルが変化すると、ＲＳＳＩエッジ点は、図１７に示されるように、早まってリポートされる。この二重エッジシステムは、ヒステリシスとして知られ、ＲＳＳＩおよびＴＸパワー制御内における任意の振動の可能性を減少する。デバイスのＲＳＳＩが減少すると、基地局エミュレータに対してリポートされるＲＳＳＩは、そのデバイスのＲＳＳＩが少量のみ増加する場合には、任意の振動を取り除くように変化する。

ヒステリシスは振動を防ぐ一方で、真のＲＳＳＩエッジからのオフセットを作成する。既知のヒステリシスを有する既知のデバイスに対して、その値は各チャネルに対するオフセットとして与えられ得る。未知のデバイスに対して、ヒステリシスは、ステッピングアルゴリズムを用いて決定され、各経路損失チャネルに対して組み込まれる必要があり得る。ヒステリシスは、真のエッジ点を得るために取り除かれる。ヒステリシスは通常、所与の帯域内において同一に、全てのチャネルに対して与えられる。

ここで、ヒステリシス探索を含む経路損失を決定する一つの例示的な方法が図７に関連して記載される。このアプローチは、当業者によって理解されるように、導体接続状態の経路損失または無線接続状態の経路損失のいずれに対しても用いられ得る。ブロック７０において開始され、ヒステリシスエッジの対は、ブロック７１において、ＲＦ発生源から送信されたＲＦパワー値を増加方向および減少方向にスイープすることによって、ＲＦ受信器にて、所与のＲＳＳＩ値の移行において決定される。ブロック７２において、ヒステリシス移行エッジを用いて、比較的細かい粒度のＲＦパワー値と比較的粗い粒度のＲＳＳＩ値との間の関係で決定される。より詳細には、受信器３２または３２’に対するＲＳＳＩ移行点はヒステリシス移行エッジの間の中間に位置するので、いったん、そのヒステリシス移行エッジに対応するＴＣＨパワーレベルが知られると、ＴＣＨパワーレベルに対する実際のＲＳＳＩ移行の位置が決定され得る。所与のチャネルに対するＲＦ経路損失は、次いで、ブロック７３において、所与のＲＦパワー値における所与のＲＳＳＩ、および比較的細かい粒度のＲＦパワー値と比較的粗い粒度のＲＳＳＩ値との間の決定された関係に基づいて決定され得、かくして、例示された方法を完結する（ブロック７４）。

ＴＣＨレベルが増加および減少すると、スキャンはエッジ点を見出す。例示のために、粗い粒度のＲＳＳＩ値は１．０ｄＢの増分（すなわち、ハンドヘルド受信器のリポートされた精度）であり得、その一方で、比較的細かい粒度のインクリメントは０．１ｄＢ（すなわち、受信器の内部増幅器の精度）であり得る。最初のエッジを見出すために、受信器の内部増幅は、エッジが見出されるまで、＋０．１ｄＢの増分で増加され得る。次いで、＋１．０ｄＢのステップがとられ得、その後に、第２のエッジが見出されるまで、−０．１ｄＢのステップの連続が続く。実際のＲＳＳＩ値は、２つのエッジの間の中間に位置する。最初に計測された方向は、いずれかのエッジが最初に発見され得るので、その結果に影響を与えないことに留意すべきである。すなわち、当業者によって理解されるように、最初のヒステリシスエッジが−０．１ｄＢのステップで見出され得、その後に、−１．０ｄＢのステップおよび＋０．１ｄＢのステップが続き、第２のヒステリシスエッジを見出す。

ここで、テスト方法のさらなる局面が図８に関連して記載される。ＲＦ発生源３１または３１’は、ＲＦパワー値を比較的細かい粒度にて送信し、上述したようにＲＦ受信器３２または３２’は、ＲＳＳＩ値を比較的粗い粒度にて生成し、かつ隣接するＲＳＳＩ値の間の各移行において未知のヒステリシスを有する。ブロック８０’において、信号は、初期のＲＦパワーレベルにおいて、ＲＦ発生源３１または３１’から送信され、ＲＦ受信器３２または３２’の、対応する初期のＲＳＳＩ値が計測される。ＲＦ発生源３１または３１’の初期の内部増幅は、ブロック７５’において、初期のＲＦパワーレベルと、対応する初期のＲＳＳＩ値との間の差に基づいて設定され、それによって、ＲＦ受信器３２または３２’をＲＦ発生源に対してキャリブレーションする。

さらに、方法はまた、上述されたように、ブロック７６’およびブロック７７’において、複数のＲＦ経路損失を決定するために、所与のＲＦ周波数帯における少なくとも一つの他の所与のＲＦチャネルに対して、三つの決定するステップを繰り返すこと、ならびに、最小二乗アルゴリズム、複数のスプライン関数等などを用いて、ブロック７８’において、複数のＲＦ経路損失に基づいてＲＦ経路損失関数を決定することを含み得る。所与のＲＦ周波数帯内における少なくとも一つの他のチャネルに対するＲＦ経路損失は、次いで、ブロック７９’において、ＲＦ経路損失関数に基づいて決定され得る。

本発明の多くの修正および他の実施形態は、前述の記載および関連する図面において提示された教示の利益を有する、当業者によって想起される。それゆえ、本発明は、開示された特定の実施形態に限定されるものではなく、修正および実施形態は、特許請求の範囲内に含まれることが意図されることが理解される。

図１は、本発明に従う導体接続されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を測定する、例示的なテストシステムの概略的なブロック図である。 図２は、本発明に従う無線接続されたＲＦ受信器感度を測定する、例示的なテストシステムの概略的なブロック図である。 図３は、本発明に従うＲＦ受信器感度測定の、例示的な方法のフロー図である。 図４は、本発明に従うＲＦ受信器感度測定の、例示的な方法のフロー図である。 図５は、本発明に従うＲＦ受信器感度測定の、例示的な方法のフロー図である。 図６は、本発明に従うＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図である。 図７は、本発明に従って、ＲＦ発生源とヒステリシスを有するＲＦ受信器との間のＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図を示す。 図８は、本発明に従って、ＲＦ発生源とヒステリシスを有するＲＦ受信器との間のＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図を示す。 図９は、本発明に従うＲＦ経路損失を決定するさらなる例示的な方法のフロー図である。 図１０は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。 図１１は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。 図１２は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。 図１３は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。 図１４は、本発明に従うＴＣＨパワーレベル変化に対するＢＥＲ、および、対応するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数のグラフである。 図１５は、図１４とは異なるデータセットに対する、本発明に従うＴＣＨパワーレベル変化に対するＢＥＲ、および、対応するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数のグラフである。 図１６は、スプライン関数フィッティングを使用して近似された正弦波を示すグラフである。 図１７は、ハンドヘルドデバイスのヒステリシス切り換えを示すグラフである。 図１８は、正規化されたＴＣＨレベル関数に対するＢＥＲのグラフである。

符号の説明

３０ テストシステム
３１、３１’ ＲＦ発生源
３２、３２’ ＲＦ受信器
３４、３４’ テスト制御器

Claims (20)

1. 無線ＲＦ通信リンクによってＲＦ受信器へ接続されたＲＦ発生源を用いて、少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテスト方法であって、該テスト方法は、
   初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することと、
   後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および該所望のＢＥＲに基づいて決定することと、
   該推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて該後のチャネルのＢＥＲを測定することと、
   該測定されたＢＥＲを該所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異を該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定することと、
   該差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、該所望のＢＥＲに対応する該後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定することと
   を包含する、テスト方法。
2. 前記後のチャネルに関連する経路損失決定することをさらに包含し、比較が、前記両者間の差異を前記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて前記測定されたＢＥＲを前記所望のＢＥＲと比較し、経路損失を決定して前記次の推定ＴＣＨレベルを決定することを含む、請求項１に記載のテスト方法。
3. 前記経路損失を決定することが、前記複数のチャネルのうちの少なくとも一部に基づいて経路損失関数を決定することと、該経路損失に基づいて前記後のチャネルの経路損失を決定することとを包含する、請求項２に記載のテスト方法。
4. 前記経路損失を決定することが、最小二乗アルゴリズムに基づいて経路損失関数を決定することを包含する、請求項３に記載のテスト方法。
5. 前記経路損失関数を決定することが、複数のスプラインを用いて前記経路損失関数を決定することを包含する、請求項３に記載のテスト方法。
6. 前記後のチャネルに関連する経路損失を決定することが、該後のチャネルに関連する経路損失を測定することを包含する、請求項２に記載のテスト方法。
7. 前記初期チャネルに対する前記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することが、
   目的ＢＥＲ範囲内の複数のＢＥＲに対する各ＴＣＨパワーレベルを測定することと、
   該目的ＢＥＲ範囲内における該測定されたＢＥＲに基づいて、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することと
   を包含する、請求項１に記載のテスト方法。
8. 前記目的ＢＥＲ範囲が約１〜３パーセントである、請求項７に記載のテスト方法。
9. 前記測定されたＢＥＲと前記所望のＢＥＲとの間の前記差異が前記閾値以下である場合に、線形近似を用いて該所望のＢＥＲに対応する前記後のチャネルにおける前記ＴＣＨパワーレベルを決定することをさらに包含する、請求項１に記載のテスト方法。
10. 前記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数が指数関数を含む、請求項１に記載のテスト方法。
11. 前記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することが、最小二乗アルゴリズムに基づいて該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することを包含する、請求項１に記載のテスト方法。
12. 測定することが、無響性ＲＦ受信器における前記後のチャネルのＢＥＲを測定することを包含する、請求項１に記載のテスト方法。
13. 前記ＲＦ受信器がグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）受信器を備える、請求項１に記載のテスト方法。
14. 前記ＲＦ受信器が、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）受信器を備える、請求項１に記載のテスト方法。
15. 前記ＲＦ受信器が、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）の進化型高速データレート展開（ＥＤＧＥ）を備える、請求項１に記載のテスト方法。
16. 前記ＲＦ発生源が基地局エミュレータを備える、請求項１に記載のテスト方法。
17. 少なくとも１つの周波数帯域にわたって伸びる複数のチャネルに対し、所望のビットエラー比（ＢＥＲ）の交信チャネル（ＴＣＨ）パワーレベルに基づいて定義される、放射されたラジオ周波数（ＲＦ）受信器感度を決定するテストシステムであって、該システムは、
    ＲＦ発生源と、
    ＲＦ受信器と、
    該ＲＦ発生源を該ＲＦ受信器へ接続する無線ＲＦ通信リンクと、
    該ＲＦ受信器へ接続されたテスト制御器であって、
    初期チャネルに対するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定し、
    後のチャネルに対する推定ＴＣＨパワーレベルを、該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数および該所望のＢＥＲに基づいて決定し、
    該推定ＴＣＨパワーレベルに基づいて該後のチャネルのＢＥＲを測定し、
    該測定されたＢＥＲを該所望のＢＥＲと比較し、両者間の差異を該ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて次の推定ＴＣＨパワーレベルを決定し、
    該差異が閾値よりも大きい場合、測定と比較とを繰り返し、それによって、該所望のＢＥＲに対応する該後のチャンネルにおけるＴＣＨパワーレベルを決定するためのテスト制御器と
    を備える、テストシステム。
18. 前記テスト制御器が、前記後のチャネルに関連する経路損失をさらに決定し、該テスト制御器は、前記両者間の差異を前記ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数と共に用いて前記測定されたＢＥＲを前記所望のＢＥＲと比較し、該決定された損失経路を用いて前記次の推定ＴＣＨレベルを決定する、請求項１７に記載のテストシステム。
19. 前記制御器が、前記複数のチャネルのうちの少なくとも一部に基づいて経路損失を決定することと、該経路損失に基づいて前記後のチャネルの経路損失を決定することとによって前記経路損失を決定する、請求項１８に記載のテストシステム。
20. 前記テスト制御器が、最小二乗アルゴリズムに基づいて前記経路損失関数を決定する、請求項１９に記載のテストシステム。

Images