ES2316019T3 - Sistema y metodo para determinar la perdida de trayectos con histeresis en un sistema de radiocomunicacion. - Google Patents

Abstract

Un método de ensayo para determinar la pérdida de un trayecto de radiofrecuencia entre una fuente de RF y un receptor de RF (32, 32'') para una canal de RF dado en una banda de frecuencia de RF dada, transmitiendo la fuente de RF (31, 31'') valores de potencia de RF a una granularidad fina, generando el receptor de RF valores indicadores de la intensidad de señal recibida (RSSI) a una granularidad basta y teniendo una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores de RSSI adyacentes, comprendiendo el método de ensayo: determinar un par de bordes de histéresis alrededor de una transición de valor de RSSI dada en el receptor de RF barriendo valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes; determinar una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta utilizando los bordes de transición de histéresis; y determinar la pérdida del trayecto de RF para el canal dado sobre la base de un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y de la relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta.

Description

Sistema y método para determinar la pérdida de trayectos con histéresis en un sistema de radiocomunicación.

Campo de la invención

La presente invención se refiere al campo de los sistemas de comunicaciones y, más particularmente, a la realización de ensayos de prestaciones en sistemas de comunicaciones inalámbricas móviles, tales como sistemas de comunicaciones celulares, y a métodos relacionados.

Antecedentes de la invención

En los dispositivos de comunicaciones celulares la radiosensibilidad es una figura fundamental que caracteriza las prestaciones de los receptores de radio. Durante el diseño, la certificación y la verificación de una radio se realizan frecuentemente mediciones de radiosensibilidad conducida (es decir, a través de un cable de radiofrecuencia) y radiada (es decir, a través de un enlace de comunicaciones inalámbrico). Estas mediciones se realizan reduciendo el nivel de transmisión de potencia de la estación base hasta que la relación de error de bit residual (RBER) del receptor alcance un nivel deseado, específicamente 2,44%.

Por ejemplo, para dispositivos móviles del sistema global para comunicaciones móviles (GSM) existen varias bandas de comunicaciones que oscilan cada una de ellas desde al menos un centenar de canales hasta casi cuatro centenares. Para explorar cada canal de un teléfono móvil GSM se requieren grandes cantidades de tiempo utilizando métodos semiintuitivos tradicionales. Los métodos automatizados que replican una estimación manual tienden a ser aleatorios o a seguir una metodología de búsqueda de árbol binario.

El documento US 2004/0266474 describe un método y un aparato para facilitar la selección/transferencia de estación base por un terminal de usuario en un sistema de comunicación inalámbrico distribuido (por ejemplo, de tipo celular). Se determina adaptativamente la histéresis en función de la varianza de las fluctuaciones de intensidad de la señal de recepción. A su vez, se puede obtener un factor de histéresis adaptativo y se puede usar éste para una decisión de transferencia subsiguiente basándose en una función de coste que tenga en cuenta la histéresis. La selección de estación base puede depender de una serie de criterios, tales como la intensidad de la señal recibida, la carga de la estación base y una distancia estimada entre un terminal de usuario receptor y una o más estaciones base.

La invención se expone en las reivindicaciones.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un diagrama de bloques esquemático de un ejemplo de sistema de ensayo para medir la sensibilidad conducida de un receptor de radiofrecuencia (RF) de acuerdo con la invención.

La figura 2 es un diagrama de bloques esquemático de un ejemplo de sistema de ensayo para medir la sensibilidad radiada de un receptor de RF de acuerdo con la invención.

Las figuras 3 a 5 son diagramas de flujo de ejemplos de métodos para la medición de la sensibilidad de un receptor de RF de acuerdo con la invención.

La figura 6 es un diagrama de flujo de un ejemplo de método para determinar la pérdida del trayecto de RF de acuerdo con la invención.

Las figuras 7 y 8 son diagramas de flujo de ejemplos de métodos para determinar la pérdida del trayecto de RF entre una fuente de RF y un receptor de RF con histéresis de acuerdo con la invención.

Las figuras 9 a 13 son diagramas de flujo de ejemplos adicionales de métodos para determinar la pérdida del trayecto de RF de acuerdo con la invención.

Las figuras 14 y 15 son gráficos de BER en función del cambio de nivel de potencia de TCH para diversos juegos de datos, así como funciones correspondientes de BER frente a nivel de potencia de TCH.

La figura 16 es un gráfico que ilustra ondas sinusoidales aproximadas utilizando un ajuste por ranuras.

La figura 17 un gráfico que ilustra la conmutación de histéresis de un dispositivo portátil.

La figura 18 es un gráfico de una función de BER frente a nivel de TCH normalizado.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

Se describirá ahora la presente invención de manera más completa en lo que sigue con referencia a los dibujos que se acompañan, en los cuales se muestran realizaciones preferidas de la invención. Sin embargo, esta invención puede materializarse en muchas formas diferentes y no deberá interpretarse como limitada a las realizaciones expuestas en esta memoria. Estas realizaciones se proporcionan más bien para que esta descripción sea minuciosa y completa y transmita plenamente el alcance de la invención a los expertos en la materia. Los números iguales se refieren a elementos iguales en toda la descripción, y se utiliza la notación prima para indicar elementos similares en realizaciones alternativas.

Se resumirá primero generalmente un método de ensayo para determinar la pérdida del trayecto de radiofrecuencia (RF) entre una fuente de RF y un receptor de RF para un canal de RF dado en una banda de frecuencia de RF dada, y más adelante se proporcionarán más detalles de dicho método. La fuente de RF puede transmitir valores de potencia de RF a una granularidad relativamente fina, y el receptor de RF puede generar valores indicadores de la intensidad de la señal recibida (RSSI) a una granularidad relativamente basta y puede tener una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores RSSI adyacentes. El método de ensayo puede incluir la determinación de un par de bordes de histéresis alrededor de una transición dada de valor RSSI en el receptor de RF barriendo valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes. El método puede incluir, además, la determinación de una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores RSSI de granularidad relativa basta utilizando los bordes de transición de histéresis. Asimismo, se puede determinar la pérdida del trayecto de RF para el canal dado basándose en un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y en la relación entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores RSSI de granularidad relativa basta.

El método de ensayo puede incluir, además, la transmisión desde la fuente de RF a un nivel inicial de potencia de RF y la medición de un valor RSSI inicial correspondiente del receptor de RF, y el ajuste de una amplificación interna inicial de la fuente de RF basándose en una diferencia entre el nivel inicial de potencia de RF y el valor RSSI inicial correspondiente. Además, la determinación del par de bordes de histéresis puede incluir un barrido a intervalos progresivamente decrecientes de valores de potencia de RF.

Por otra parte, el método puede incluir también la repetición de los tres pasos de determinación para al menos otro canal de RF dado en la banda de frecuencia de RF dada a fin de determinar una pluralidad de pérdidas del trayecto de RF, la determinación de una función de pérdida del trayecto de RF basándose en la pluralidad de pérdidas del trayecto de RF y la determinación de una pérdida del trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada basándose en la función de pérdida del trayecto de RF. La función de pérdida del trayecto de RF puede determinarse sobre la base de un algoritmo de mínimos cuadrados, utilizando una pluralidad de ranuras, etc.

A título de ejemplo, el receptor de RF puede ser un receptor del sistema global para comunicaciones móviles (GSM), un receptor del servicio general de radio por paquetes (GPRS), un receptor de evolución (EDGE) de velocidades mejoradas de datos para el sistema global de comunicaciones móviles (GSM). Además, la fuente de RF puede ser un emulador de estación base.

Un sistema de ensayo para determinar la pérdida del trayecto de radiofrecuencia (RF) puede incluir una fuente de RF que transmita valores de potencia de RF a una granularidad relativamente fina para un canal de RF dado en una banda de frecuencia de RF dada. El sistema puede incluir, además, un receptor de RF que genere valores indicadores de intensidad de la señal recibida (RSSI) a una granularidad relativamente basta y que tenga una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores RSSI adyacentes. Además, el sistema puede incluir también un controlador de ensayo acoplado al receptor de RF y a la fuente de RF para determinar un par de bordes de histéresis alrededor de un transición dada del valor RSSI del receptor de RF basándose en un barrido de valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes. El controlador de ensayo puede ser también para determinar una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores RSSI de granularidad relativa basta utilizando los bordes de transición de histéresis, y para determinar la pérdida del trayecto de RF para el canal dado basándose en un RSSI dado a un valor dado de la potencia de RF y en la relación entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores RSSI de granularidad relativa basta.

Hablando en general, se proporcionan aquí métodos y sistemas de ensayo para determinar la sensibilidad conducida y radiada de un receptor, que utilizan un enfoque de búsqueda basado en información de canal que crea una búsqueda de sensibilidad rápida para dispositivos móviles GSM u otros. La RBER frente al nivel de transmisión de TCH normalizado viene determinada en amplio grado por el método de modulación y el código del procesador de señal digital (DSP). La medición de un rango de estos datos crea una curva o función que muestra las características del receptor cerca de la RBER objetivo. Los datos compilados para un canal se aplican a todos los canales dentro de la misma
banda. Esta curva permite un cambio de nivel de transmisión predictivo, en vez de estimado, dentro de sus límites.

La medición de sensibilidad se define como la potencia de transmisión (TX) a la que el móvil reporta una RBER de clase II de 2,44 por ciento o menos. Es frecuente que la potencia de transmisión calibrada de la estación base se disminuya hasta que se consiga la RBER deseada. Para medir correctamente la sensibilidad del dispositivo en un modo conducido es necesario que se determine una pérdida exacta del trayecto del cable a través de los canales en cuestión. Dentro de las bandas deseadas, se puede seleccionar un canal aleatorio como representativo. Se seleccionan los límites inferior y superior del rango de exploración de RBER. Se selecciona el límite inferior para minimizar una alta susceptibilidad al error de ruido gaussiano y otro error de ruido aleatorio a una RBER muy baja. Este límite es de preferencia suficientemente bajo para mantener un rango de exploración global grande. Se selecciona el límite superior para proteger contra llamadas móviles terminadas mientras se mantiene el rango de exploración global grande. El límite inferior de RBER puede encontrarse por diversos métodos de búsqueda, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Las mediciones de error de bit dentro de los límites anteriormente señalados utilizan la más alta resolución del nivel de transmisión. La disminución de la resolución disminuye la precisión de predicción en un sistema no lineal. Se compilan los valores con el nivel de transmisión de TCH normalizado. El ruido aleatorio y la relación de error de bit modifican la curva de datos exacta. Un enfoque es aplicar un ajuste de mínimos cuadrados para crear la curva de búsqueda rápida apropiada. Debido a la naturaleza de la modulación, la curva normalizada tendrá la forma de y = Ce^{bx} entre los límites superior e inferior, en donde y es la relación de error de bit, x es el nivel de transmisión de TCH normalizado, y C y B son valores derivados del ajuste de la curva, tal como se discutirá más adelante.

Un ejemplo de una curva de RBER frente a nivel de TCH normalizado se muestra en la figura 18. Los puntos son los datos de medición y la línea es el resultado del ajuste de la curva. Para todos los demás canales se determinan puntos en la curva normalizada utilizando un método de "salto de rana". La cantidad de salto de rana está dentro del intervalo del límite inferior al superior. Es frecuente que las sensibilidades de canales sucesivos difieran estrechamente.

Dentro del rango de la curva se calcula el cambio de nivel de transmisión basándose en la información de la curva de mínimos cuadrados. Se aplica después el nuevo nivel de transmisión al emulador de la estación base y se confirma por medición el objetivo de RBER alcanzado (2,44 por ciento). Se corrige cualquier desviación por medio de una reaplicación de la curva normalizada y una medición de confirmación sucesiva. La desviación de objetivo a actual crecientemente pequeña aumenta la precisión por linealidad y la desviación respecto de valores esperados es mínima.

Haciendo referencia inicialmente a la figura 1, se describe en primer lugar un sistema de ensayo 30 para medir la sensibilidad conducida de un receptor. El sistema 30 incluye ilustrativamente una fuente de ensayo de RF 31 acoplada a un receptor 32 de un dispositivo portátil a ensayar a través de un cable de RF 33. A título de ejemplo, el receptor 32 del dispositivo portátil puede ser, por ejemplo, un receptor del sistema global para comunicaciones móviles (GSM), un receptor del servicio general de radio por paquetes (GPRS) y/o un receptor de evolución (EDGE) de velocidades mejoradas de datos para el sistema global de comunicaciones móviles (GSM). Por supuesto, se pueden utilizar también otros receptores inalámbricos adecuados.

Además, la fuente de RF 31 puede ser, por ejemplo, uno de entre un testador CMU 200 de comunicaciones de radio universales de Rohde y Schwartz o un emulador de estación base Agilent 8960, aun cuando pueden utilizarse también otros emuladores adecuados y/u otras fuentes de ensayo de RF adecuadas. Un controlador de ensayo 34 está conectado al receptor 32 del dispositivo portátil para realizar diversas operaciones y mediciones de ensayo que se discutirán con mayor detalle más adelante. Deberá hacerse notar que, aun cuando la fuente de RF 31 y el controlador de ensayo 34 se ilustran como componentes separados en la figura 1, las funciones de la fuente de RF y del controlador de ensayo pueden ser de hecho realizadas, por ejemplo, por el mismo emulador de estación base. Como alternativa, el controlador de ensayo 34 puede ser un ordenador o un dispositivo de cómputo separado de la fuente de RF 31, como apreciarán los expertos en la materia.

La pérdida del trayecto juega un papel importante en la precisión de la medición de radiosensibilidad conducida, como apreciarán los expertos en la materia. Sin embargo, una dificultad para realizar una medición de pérdida de trayecto en una configuración de ensayo es que los emuladores típicos de estación base solamente reportan un nivel de precisión del receptor de \pm 1 dB, como se ha señalado antes, aún cuando el amplificador interno del receptor 32 puede tener una precisión mucho mayor, por ejemplo de aproximadamente \pm 0,1 dB. Por tanto, obteniendo información de cambio de signo en el nivel de potencia del receptor se puede mejorar la precisión de pérdida de trayecto hasta \pm 0,1 dB, tal como se discutirá más adelante.

En el caso de un ensayo de sensibilidad conducida del receptor, se puede calibrar bien la pérdida del trayecto del cable 33 que conecta el receptor 32 y el emulador 31 de la estación base. Una medición precisa relativamente directa de la pérdida del trayecto implica cambiar la amplificación interna del receptor 32 en incrementos de 0,1 dB hasta que se obtenga el punto de borde de RSSI deseado. Sin embargo, si el punto de inicio es 0,9 dB respecto del punto de borde, esto requerirá muchos pasos y, por tanto, aumentará el tiempo de medición para encontrar el punto de borde. Por consiguiente, se pueden utilizar esquemas de ensayo más complejos para reducir el número de pasos que se requerirán en promedio para encontrar el punto de borde y, por tanto, reducir los tiempos de ensayo.

Por ejemplo, en la figura 9 se ilustra un enfoque ligeramente más complejo. Comenzando en el bloque 110, se fija primero el nivel de potencia de TCH deseado en la fuente de RF 31, en el bloque 111. Se cambia primero el nivel de amplificación interna del receptor 32 mediante un incremento basto, tal como la diferencia entre el RSSI reportado del receptor y el nivel de potencia de TCH u otro valor entero, en el bloque 112. Se encuentra después el borde cambiando el nivel de amplificación interna del receptor mediante el uso de un incremento fino (por ejemplo, 0,1 dB) hasta que se observe que la transición de borde proporciona la pérdida del trayecto, en los bloques 113-114, en cuyo punto se puede fijar y/o registrar (bloque 115) el valor de amplificación interna del receptor 32, concluyendo así el método ilustrado (bloque 116).

Expresado alternativamente, la búsqueda "basta" cambia la amplificación interna por la diferencia entre el nivel de TCH y el RSSI reportado. Dado que en el presente ejemplo el RSSI reportado es un valor entero, esto da una precisión de \pm 1 dB. La búsqueda "fina" determina entonces el borde entre dos lecturas de RSSI consecutivas.

Se pueden utilizar también otras variaciones del enfoque de detección basta-fina del punto de borde. Hablando en general, las porciones bastas de estas búsquedas son bastante similares, y así se dará atención particular aquí a las variaciones en la búsqueda fina que puedan utilizarse como apropiadas para una implementación dada. Una búsqueda fina incluye generalmente tres etapas. En primer lugar, se fija el RSSI al nivel deseado ajustando la amplificación interna y el valor de TCH del emulador de la estación base. A continuación, se cambia la amplificación interna en una serie de incrementos sucesivamente decrecientes para encontrar el borde. Estos incrementos deberán estrecharse hasta 0,1 dB (o la precisión del amplificador interno dado) para asegurar que la precisión sea también de 0,1 dB. Finalmente, puede ser necesario "retroceder" al punto de borde, ya que las mediciones pueden haber dejado fuera 0,1 dB respecto del RSSI deseado.

Se describe ahora otro ejemplo de una búsqueda fina con referencia a la figura 10. Comenzando en el bloque 120, se fija el RSSI en el nivel deseado, en el bloque 121, y se cambia la amplificación interna en incrementos de 0,2 dB hasta que ya no se reporte el RSSI deseado, en los bloques 122-123. Es decir, después de una serie de pasos (típicamente entre uno y cinco), el RSSI retornado no casará con el nivel deseado, ya que la amplificación interna habrá saltado el borde en 0,1 o 0,2 dB. Así, disminuyendo o "retrotrayendo" el nivel de amplificación interna en incrementos de 0,1 dB se encontrará el punto del borde en uno o dos pasos, en los bloques 124-125 (dependiendo de si se saltó el borde en 0,1 o 0,2 dB), concluyendo así el método ilustrado (bloque 126).

Se describe ahora otro proceso de búsqueda fina con referencia a la figura 11. Comenzando en el bloque 130, se fija el RSSI en el nivel deseado según se ha discutido antes y luego se incrementa la amplificación interna en incrementos de 0,3 dB hasta que el RSSI no tenga ya el nivel deseado en los bloques 131-133. Una vez que cambia el RSSI, dos exploraciones consecutivas de 0,1 dB producirán un cambio en el RSSI, localizando así un borde, en los bloques 136-138, y se disminuye la amplificación interna en 0,1 dB (bloque 139), concluyendo así el método ilustrado. Por ejemplo, si el cambio total sumado es 0,1 dB (por ejemplo, +0,2 y luego -0,1 dB, totalizando +0,1 dB) y esto produce un cambio en el RSSI, se ha encontrado un borde. Como alternativa, si se cambia la amplificación interna tres veces (es decir, 0,9 dB) sin que cambie el RSSI respecto del valor deseado, en el bloque 134, se localiza también un borde, ya que un cambio de 1,0 dB cambiará los RSSI debido a que éstos se reportan en números enteros.

Se describe ahora otro ejemplo de enfoque con referencia a la figura 12. Comenzando en el bloque 140, un valor inicial del RSSI real es -80,47 dB y el RSSI reportado es -80 dB (bloque 141). Se incrementa entonces la amplificación interna en 0,6 dB, en el bloque 142, cambiando el valor del RSSI real a -79,87 dB y el RSSI reportado a -79 dB (bloque 143), indicando que se ha cruzado el borde. El paso siguiente es una disminución de 0,3 dB, en el bloque 144, lo cual cambia el valor de RSSI real a -80,17 dB y devuelve el RSSI reportado a -80 dB (bloque 145), indicando que se ha cruzado de nuevo sobre el borde. Por tanto, se incrementa la amplificación interna en 0,1 dB en el bloque 146, cambiando el valor de RSSI real a -80,07 dB, y el RSSI reportado permanece en -80 dB (bloque 147), significando que no se cruzó el borde. Por consiguiente, se realiza otro incremento de 0,1 dB (bloque 148), lo que cambia el valor de RSSI real a -79,97 dB y cambia también el RSSI reportado a -79 dB, localizando así el borde (bloque 149) y concluyendo el método ilustrado, en el bloque 150.

Se apreciará por los expertos en la materia que pueden utilizarse muchos esquemas diferentes de localización del borde. El primer salto y cada salto sucesivo son típicamente cualquier número de 0,1 a 0,9 dB. Los valores de salto pueden cambiar o permanecer constantes para cada paso. Para escoger un método apropiado para una aplicación dada, la variación de los datos y las prestaciones medias son consideraciones importantes. Por ejemplo, con datos relativamente "planos" el enfoque ilustrado en la figura 9 puede localizar el borde más rápidamente que el enfoque ilustrado en la figura 10, pero lo opuesto puede ser cierto para datos "inclinados", potencialmente en hasta tres
pasos.

Otro enfoque más ahora descrito con referencia a la figura 13 es un esquema de pérdida de trayecto de cinco pasos. Comenzando en el bloque 151, se obtiene el RSSI reportado para un nivel de TCH dado, en el bloque 152. El primer paso incluye la determinación de si el RSSI reportado es el mismo que el nivel de TCH, en el bloque 153. Si es así, el método prosigue al paso dos. Si no, se incrementa la amplificación interna (o se disminuye ésta dependiendo de la implementación particular) en la diferencia del RSSI reportado menos el nivel de TCH dado, en el bloque 154. Se obtiene entonces el nuevo RSSI reportado (bloque 152) y se cambia la amplificación interna para los pasos dos a cuatro en incrementos sucesivamente decrecientes de 0,5 dB, 0,2 dB y 0,1 dB, en el bloque 156.

Si el RSSI reportado no es igual que el último RSSI reportado después de cada uno de estos cambios, se cambia entonces el signo antes del paso siguiente bloque 158 para avanzar en la dirección opuesta (es decir, retrocediendo hacia el borde). Una vez que se completan los cuatro primeros pasos, el quinto paso implica una vez más determinar si el RSSI reportado es igual que el último RSSI reportado, en el bloque 160, y si es así, cambiar la amplificación interna una vez más en 0,1 dB (lo que será el borde) y obtener el RSSI reportado, en los bloques 161, 162, para concluir el método ilustrado (bloque 159). Este enfoque es ventajoso, ya que convergirá en el punto de borde dentro de cinco pasos, lo que proporciona buenos resultados globales para diferentes tipos de curvas.

Se describirá ahora con referencia a las figuras 3 y 4 el uso de una búsqueda de pérdida de trayecto en un método de ensayo para determinar la sensibilidad conducida de un receptor de radiofrecuencia (RF) para una pluralidad de canales que se extienden sobre una o más bandas de frecuencia. Como se apreciará por los expertos en la materia, la sensibilidad del receptor se define basándose en un nivel de potencia de canal de tráfico (TCH) a una tasa de error de bit (BER) deseada. BER es una medición de prestaciones de "extremo a extremo" que cuantifica la fiabilidad de todo el sistema de radio desde la "entrada de bits" hasta la "salida de bits", incluyendo la electrónica, las antenas y el trayecto de señal entre ellas.

Aparte de la precisión de reporte relativamente pobre del equipo de ensayo del receptor, otra dificultad para determinar la sensibilidad del receptor consiste en que puede ser un proceso que consuma mucho tiempo. Es decir, existen típicamente numerosos canales dentro de una banda celular, y un dispositivo celular puede operar sobre múltiples bandas, según se ha hecho notar anteriormente. Así, un medición de sensibilidad que cubra todos los canales utilizados por un dispositivo puede llevar muchas horas e incluso días hasta completarse.

Para reducir los tiempos de medición de la sensibilidad del receptor se usa preferiblemente un algoritmo de búsqueda de sensibilidad relativamente rápido. Comenzado en el bloque 40, si no se conoce ya la pérdida del trayecto del cable de RF 33, se puede determinar ventajosamente, en el bloque 48', una función de pérdida de trayecto utilizando una de las búsquedas de pérdida de trayecto anteriormente descritas (u otra). Más particularmente, la pérdida de trayecto asociada con el cable de RF 33 será diferente para canales diferentes (es decir, para frecuencias diferentes), pero habrá una relación generalmente lineal entre estos valores de pérdida de trayecto. Por consiguiente, al determinar la pérdida de trayecto de dos canales separados (por ejemplo, los canales primero y último en la banda) se puede generar rápidamente una función de pérdida de trayecto lineal para el cable de RF 33. Esto proporciona una aproximación rápida y precisa de las pérdidas de trayecto para todos los canales, aunque, si se desea, la pérdida de trayecto para cada canal podría medirse por separado en algunas realizaciones.

Además, en el bloque 41 se determina para un canal inicial una función de BER frente a nivel de potencia de TCH. El canal inicial podría ser cualquier canal en la banda, pero, para fines de explicación, se supondrá que es el primer canal de la banda. Se ha visto que, dadas suficientes tramas de muestreo, la forma general de la función de nivel de potencia de TCH frente a BER para un canal dado en una banda de frecuencia será esencialmente igual para todos los canales restantes de la banda. Esto se debe al hecho de que la función viene determinada por el esquema de modulación y el algoritmo de procesamiento de señal digital (DSP) del dispositivo portátil. A título de ejemplo, el GPRS tiene un esquema de modulación GMSK. Dado que la relación para BER frente a energía por bit tiene una forma exponencial, la función de BER frente a nivel de TCH adopta también la forma de una exponencial. Por tanto, una vez que se encuentre la forma de esta función para un canal, esta función puede utilizarse para localizar rápidamente el nivel de TCH/punto de BER objetivo para cada uno de los canales siguientes, tal como se discutirá más adelante.

En particular, la función de BER frente a nivel de potencia de TCH se determina para el canal inicial midiendo respectivos niveles de potencia de TCH para una pluralidad de BERs dentro de un intervalo de BER objetivo y determinando la función de BER frente a nivel de potencia de TCH sobre la base de las BERs medidas en el intervalo de BER objetivo (es decir, ajustando la curva sobre la base de los valores medidos), en el bloque 41'. Hablando típicamente, solamente valores de BER dentro de un intervalo objetivo particular serán de interés debido a que los valores situados fuera de este intervalo darán como resultado conexiones caídas, etc. A título de ejemplo, el intervalo objetivo puede ser de aproximadamente uno a tres por ciento, aunque otros intervalos objetivo pueden ser apropiados para aplicaciones diferentes. Se discutirán más adelante diversos enfoques de ajuste de curvas, tales como un enfoque de mínimos cuadrados, para generar la función de BER frente a nivel de potencia de TCH.

Para encontrar los bordes del intervalo objetivo de BER se puede utilizar una búsqueda basta que implique escalonar el nivel de potencia de TCH en incrementos negativos relativamente bastos (por ejemplo, -1,5 dB) cuando la BER medida sea inferior a 0,5, e incrementos positivos relativamente bastos (por ejemplo, +2,0 dB) cuando la BER medida sea superior a 3,0. Esto proporciona una aproximación relativamente grande de los puntos de borde del intervalo objetivo, y se pueden hacer entonces mediciones sucesivas dentro del intervalo objetivo a incrementos de nivel de potencia de TCH relativamente finos (por ejemplo, incrementos de 0,1 dB) para proporcionar los puntos de datos para el ajuste de la curva.

Es apropiado un ajuste de curva debido a que los datos de BER van frecuentemente acompañados de ruido. Aun cuando se mantengan constantes todos los parámetros de control (variables independientes), los resultados obtenidos (variables dependientes) varían. Por tanto, viene a ser útil un procedimiento para estimar cuantitativamente la tendencia de los resultados, conocido también como ajuste de curva. El procedimiento de ajuste de curva ajusta ecuaciones de curvas de aproximación a los datos de campo brutos, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Como se ha hecho notar anteriormente, los datos para la función de BER frente a nivel de TCH son generalmente exponenciales. Dos ejemplos de enfoques de ajuste de curva que pueden utilizarse para ajustar una curva exponencial son una aproximación polinómica de mínimos cuadrados y una aproximación no lineal (es decir, exponencial) de mínimos cuadrados. Se describen primero la teoría y la implementación de una aproximación polinómica de mínimos cuadrados. Dado que los polinomios pueden manipularse fácilmente, el ajuste de tales funciones a datos que no se registran linealmente es corriente. En el ejemplo siguiente, n es el grado del polinomio y N es el número de pares de datos si N = n+1, el polinomio pasa exactamente por cada punto. Por tanto, se deberá satisfacer siempre la relación N>n+1.

\newpage

Suponiendo la relación funcional

1

con errores definidos por

2

en donde Y_{i} representa el valor observado o experimental correspondiendo a x_{i}, con x_{i} libre de error, la suma de los cuadrados de los errores será

3

En un mínimo, las derivadas parciales

4

son cero. Escribiendo las ecuaciones para estos términos se obtienen n+1 ecuaciones como sigue:

5

Dividiendo cada ecuación por -2 y transponiendo términos se obtienen n+1 ecuaciones normales que deben resolverse simultáneamente:

6

La puesta de estas ecuaciones en forma de matriz revela un notable patrón en la matriz de coeficientes:

7

Esta ecuación matricial se denomina la matriz normal para el problema de los mínimos cuadrados. En esta ecuación a_{0}, a_{1}, a_{2}...a_{n} son coeficientes desconocidos, mientras que x_{i} e Y_{i} son valores dados. Por tanto, los coeficientes desconocidos a_{0}, a_{1}, a_{2}...a_{n} pueden obtenerse resolviendo las ecuaciones matriciales anteriores.

Para ajustar la curva Y_{i} se requiere conocer qué grado de polinomio deberá utilizarse para ajustar mejor los datos. A medida que se incrementa el grado del polinomio, se reducen las desviaciones del punto respecto de la curva hasta que el grado del polinomio, n, es igual a N-1. En este punto, existe una coincidencia exacta. En términos de estadística, se incrementa el grado de aproximación del polinomio en tanto haya una disminución estadísticamente significativa en la varianza, \sigma^{2}, la cual se computa por:

8

El enfoque ilustrado anteriormente se programó en dos ejemplos de implementación utilizando C++ y se resolvió la matriz normal utilizando dos métodos diferentes, a saber, el enfoque de Gauss-Jordan y la descomposición de LU, tal como apreciarán los expertos en la materia. Aunque estos dos métodos producen resultados comparables, se encontró que el método de descomposición de LU era más deseable para el programa de aproximación polinómica de mínimos cuadrados debido a que la descomposición de LU proporcionaba resultados de prestaciones deseados.

El programa C++ anteriormente señalado se implementó de modo que fuera capaz de calcular el coeficiente de la ecuación de grado variable para el ajuste de curva aproximado. Se utilizaron polinomios con grados de 2, 3, 4 y 5 para ajustar una curva contra valores de datos de BER, y se encontró que el polinomio de tercer grado producía los resultados más ventajosos. Más particularmente, grados superiores a tres no mostraron ninguna mejora significativa en la curva ajustada. Por tanto, se utilizó un polinomio de tercer grado para ajustar la curva contra valores de datos de BER.

Se describirán ahora la teoría y la implementación del ajuste de curvas no lineales utilizando un enfoque de mínimos cuadrados. En muchos casos, los datos obtenidos de ensayos experimentales no son lineales. Por tanto, es necesario ajustar a estos datos alguna otra función que no sea un polinomio de primer grado. Algunas formas comunes que pueden utilizarse son formas exponenciales de un tipo y = ax^{b} o y = ae^{bx}.

Se pueden desarrollar nuevamente ecuaciones normales para estas formas fijando las derivadas parciales en valores iguales a cero, pero tales ecuaciones simultáneas no lineales son mucho más difíciles de resolver que las ecuaciones lineales. Debido a esto se linealizan usualmente estas formas sacando logaritmos antes de determinar los parámetros, por ejemplo ln y = ln a + b ln x o ln y = ln a + bx. Se introduce entonces una nueva variable, es decir, z = ln y, como una función lineal de ln x o x. En este caso, en lugar de minimizar la suma de cuadrados de las desviaciones de Y respecto de la curva, se minimizan las desviaciones de ln Y. Para encontrar qué forma de curva ajusta mejor los datos de BER, se usó el software matemático MathCAD. Se trazó una curva de BER utilizando MathCAD y se ajustaron formas diferentes de la curva contra los datos de BER. Se encontró que una curva exponencial definida por y = ce^{ax} proporcionaba un ajuste deseable para los datos de BER, aunque otras funciones pueden proporcionar resultados deseados en diferentes implementaciones.

Se utiliza una linealización de datos para ajustar una curva del tipo y = ce^{ax} a los puntos de datos dados como (x_{1}, y_{1}), (x_{2}, y_{2}), ...(x_{N}, y_{N}), en donde x es la variable independiente, y es la variable dependiente y N es el número de pares x, y. Para linealizar los datos se saca un logaritmo de ambos lados, es decir, ln y = ln c + ax. Se introduce entonces un cambio de variable, concretamente X = x e Y = ln(y), el cual produce la ecuación Y = aX + ln(c). Esta ecuación es una ecuación lineal en las variables X e Y, y puede ser aproximada con una "línea de mínimos cuadrados" de la forma
Y = AX + B. Sin embargo, en este caso se utilizará ln(y) para realizar la aproximación de mínimos cuadrados en lugar de y. Comparando las dos últimas ecuaciones, se advierte que A = a y B = ln(c). Así, se utilizan a = A y c = e^{b} para construir los coeficientes que se utilizan después para ajustar la curva i = ce^{ax}.

Este enfoque se programó nuevamente en C++. La matriz normal a resolver para este método fue solamente 2x2, la cual se resolvió con un grado de precisión relativamente alto. En las figuras 14 y 5 se ilustran curvas trazadas para dos juegos diferentes de datos utilizando este enfoque.

Tanto el enfoque exponencial no lineal de mínimos cuadrados como el enfoque polinómico de mínimos cuadrados descritos anteriormente aproximaban los datos originales con un grado de precisión relativamente alto. Hablando en general, el margen de error de las curvas generadas utilizando estos enfoques dará como resultado un margen de error de menos de 0,1 dB en la medición de sensibilidad. Además, los resultados proporcionados por estos métodos están también muy próximos uno a otro. Más abajo están los resultados obtenidos por la realización de una aproximación exponencial y una aproximación polinómica de mínimos cuadrados en los dos grupos de datos, a saber el grupo de datos 1 y el grupo de datos 2. Aquí "S" representa el error estándar y "R" representa el coeficiente de correlación.

Resultados para el juego de datos 1

100

\vskip1.000000\baselineskip

Resultados para el juego de datos 2

101

\vskip1.000000\baselineskip

Para ambos juegos de resultados, el ajuste polinómico tenía un coeficiente de correlación ligeramente más alto que el del ajuste exponencial. Sin embargo, el error estándar para el ajuste polinómico en el juego de datos 2 era más pequeño que para el ajuste exponencial, pero en el juego de datos 1 el error estándar para el ajuste exponencial era más pequeño que para el ajuste polinómico.

Basándose en estos resultados, se consideró que el modelo de ajuste exponencial era más preferible debido a que no requería la inclusión de tantos términos como la función cúbica. Esto se debe a que el modelo exponencial
y = ae^{bx} casi proporciona la misma precisión (es decir, hasta aproximadamente el tercer lugar decimal) que la del método polinómico, y esto tiene también una interpretación física de todos los términos incluidos en el mismo. Por supuesto, el método polinómico u otros enfoques pueden ser utilizados en diversas aplicaciones según sea apropiado, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Hablando en general, si los datos a utilizar en un ajuste de curva no parecen estar aproximados por una línea recta, existen entonces frecuentemente ecuaciones que pueden utilizarse para ajustar muy bien los datos. La primera cosa que viene a la mente al considerar el tipo de curva a ajustar a los datos en un polinomio. Esto se debe a que los polinomios pueden aplicarse sin mucha premeditación y son típicamente satisfactorios para adaptar la forma de los datos graficados. Sin embargo, cuando se escoge un polinomio de más alto grado para ajustar los datos, puede ser difícil determinar una base teórica para los coeficientes de la ecuación polinómica. Es preferible tener tal base de por qué se elige un modelo particular, y ese modelo deberá tener algún tipo de interpretación física de cada uno de los parámetros incluidos en el mismo.

Las ventajas de utilizar ecuaciones linealizables para ajustar datos son notables. Típicamente, las curvas de este tipo son algo más fáciles de entender o predecir que los polinomios. Esto es, una apropiada elección de la curva para ajustar los datos puede conducir a hacerse una idea concerniente a mecanismos subyacentes que producen los datos. En segundo lugar, las manipulaciones de estas curvas, tales como diferenciación, integración, interpolación y extrapolación, pueden hacerse con más confianza que en el caso de las manipulaciones de polinomios. En tercer lugar, las curvas linealizables requieren frecuentemente menores números de parámetros para la estimación de valores que en el caso de los polinomios. Como resultado, la matriz normal puede ser pequeña y puede resolverse con un grado de precisión relativamente alto. Así, esto reduce la necesidad de resolver grandes juegos de ecuaciones lineales que a menudo tienen una propiedad indeseable de mal acondicionamiento. Así, para datos de BER, la solicitante ha determinado que es generalmente deseable utilizar formas no lineales, tales como logaritmos, inversiones y exponenciales, para
encontrar la curva linealizable que casa con la forma de los datos antes de recurrir a un polinomio de grado más alto.

Habiendo generado la función de BER frente a nivel de potencia de TCH para el canal inicial sobre la base de valores de BER medidos dentro del intervalo objetivo, se puede utilizar después esta función para realizar ventajosamente un búsqueda rápida de los valores deseados de BER y del correspondiente nivel de potencia de TCH en cada uno de los canales subsiguientes en una banda de frecuencia dada. En primer lugar, se escoge un nivel de potencia de TCH estimado o inicial para el canal subsiguiente sobre la base de la función de BER frente a nivel de potencia de TCH y la BER deseada, en el bloque 42. Esto es, se determina una estimación del nivel de potencia de TCH que corresponderá a la BER deseada en el canal subsiguiente y se utiliza esta determinación como punto de partida para afinar el nivel de potencia de TCH real para la BER deseada. Para los fines de la presente discusión, se supondrá una BER deseada de 2,44%, aunque pueden ser apropiadas otras BERs deseadas sobre la base del requisito dado de estándar o de portadora que se ha de satisfacer, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Deberá hacerse notar que el nivel de potencia de TCH estimado puede escogerse basándose en la función de pérdida de trayecto anteriormente señalada. Esto es, un enfoque para determinar el nivel de potencia de TCH estimado para el canal subsiguiente es utilizar el nivel de potencia de TCH para el canal inicial que corresponde a la BER deseada (es decir, 2,44%) y desplazar este valor en la diferencia entre los valores de pérdida de trayecto de los canales inicial y subsiguiente sobre la función de pérdida de trayecto (o valores medidos reales si no se utiliza una función de pérdida de trayecto), tal como apreciarán los expertos en la materia (bloque 42').

Una vez que se determina el nivel de potencia de TCH estimado, se mide después en el bloque 43, basándose en el mismo, la BER del canal subsiguiente. Si la BER medida no está dentro del intervalo de BER objetivo (por ejemplo, 1,0 a 3,0%), se puede utilizar entonces la búsqueda de escalón basto anteriormente descrita para determinar un nivel de potencia de TCH que esté dentro del intervalo. Si la BER medida está dentro del intervalo objetivo, se compara ésta con el valor de BER deseado, y la diferencia (es decir, delta) entre ellos es utilizada junto con la función de BER frente a nivel de potencia de TCH para determinar un siguiente nivel de potencia de TCH estimado, en el bloque 44. Teniendo en cuenta la discusión anterior de la función de nivel de potencia de TCH, se apreciará por los expertos en la materia que se puede estimar el siguiente nivel de potencia de TCH estimado de acuerdo con la relación \DeltaBER = bce^{bx}\DeltaTCHnivel, ya que la \DeltaBER y el coeficiente b son conocidos.

Si la BER medida no está dentro de un intervalo de umbral de la BER deseada (por ejemplo, \pm 0,15%), en el bloque 45, se repiten los pasos descritos anteriormente con referencia a los bloques 43 y 44 hasta que se encuentre, en el bloque 46, un nivel de potencia de TCH correspondiente a la BER deseada (es decir, dentro del intervalo objetivo), concluyendo así el método ilustrado en la figura 3. No obstante, si se desea todavía un precisión adicional, se puede utilizar, en el bloque 46', una aproximación lineal. Más particularmente, dentro de un intervalo de BER de 0,3% relativamente pequeño (es decir, el intervalo de umbral de BER de \pm 0,15%), la forma de la curva de BER frente a nivel de potencia de TCH será aproximadamente lineal. Por tanto, se puede utilizar esta relación lineal para proporcionar una precisión aún mayor, tal como apreciaran los expertos en la materia.

Volviendo ahora a las figuras 2 y 5, se describen seguidamente un sistema de ensayo 30' y un método para determinar la sensibilidad radiada de un receptor de RF. El sistema de ensayo 30' incluye la fuente de RF 31' (por ejemplo, un emulador de estación base), un entorno cerrado controlado en RF y el receptor 32' del dispositivo portátil inalámbrico. Como apreciarán los expertos en la materia, un entorno cerrado controlado en RF es un entorno de escudo frente a ondas electromagnéticas (EM), tal como la cámara 37' anecoica frente a EM que se ilustra (la cual puede ser una cámara plenamente anecoica o una cámara semianecoica), una habitación blindada o un recinto de RF. Una antena 35' conectada a la fuente de RF 31' está posicionada dentro de la cámara anecoica 37' y conectada a la fuente de RF 31' por un cable coaxial para simular una estación de base. Una antena 36' para el dispositivo portátil inalámbrico está posicionada también dentro de la cámara anecoica 37' y conectada al receptor portátil 32'. Deberá apreciarse que en ensayos típicos el receptor portátil 32' y la antena 36' serán portados por un alojamiento del dispositivo, pero estos componentes pueden ser ensayados sin el alojamiento del dispositivo, si así se desea.

Hablando en general, la búsqueda de la sensibilidad radiada del receptor es la misma que se ha descrito anteriormente para una búsqueda de la sensibilidad conducida del receptor, con la excepción del proceso de determinación de la pérdida del trayecto. Más específicamente, la relación entre los valores de pérdida del trayecto para una pluralidad de canales inalámbricos en una banda de frecuencia no será típicamente una función lineal, tal como ocurre para el cable de RF 33. Esto se debe a que la pérdida del trayecto puede ser afectada por factores tales como la ganancia de la antena, la directividad de la antena y el entorno de medición. Típicamente, la pérdida del trayecto será diferente para diferentes canales inalámbricos.

Aún así, se puede determinar todavía una función de pérdida del trayecto para la banda de frecuencia utilizando enfoques similares a los descritos anteriormente para determinar la función de BER frente a nivel de potencia de TCH (por ejemplo, una aproximación de mínimos cuadrados, etc.), en el bloque 48''. A título de ejemplo, la búsqueda de la pérdida del trayecto de cinco pasos descrita anteriormente con referencia a la figura 13 puede ser realizada en un subconjunto de los canales dentro de la banda, tal como cada décimo canal. Este enfoque permite ventajosamente que se determine una función precisa de pérdida del trayecto para toda la banda a fin de proporcionar estimaciones de pérdida de trayecto para cada canal, pero sin llevar el tiempo necesario para medir individualmente la pérdida de trayecto de cada canal. Se usa después la función de pérdida de trayecto para determinar el nivel de potencia de TCH estimado para el canal subsiguiente, en el bloque 42'', según se ha descrito más arriba.

Se describirá ahora con más detalle el procedimiento de determinación de la pérdida del trayecto con referencia a la figura 6. Comenzando en el bloque 60, se miden las pérdidas del trayecto de RF para al menos algunos de los canales de RF dentro de la banda de frecuencia de RF, en el bloque 61. Utilizando el ejemplo anteriormente señalado, se mide la pérdida del trayecto cada M canales. A título de ejemplo, M puede ser 10, aunque se pueden utilizar también otros intervalos. Se determina una función de pérdida del trayecto de RF basándose en las pérdidas medidas del trayecto de RF de los al menos algunos canales de RF, en el bloque 62, y se determina una pérdida del trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada basándose en la función de pérdida del trayecto de RF, en el bloque 63, concluyendo así el método ilustrado (bloque 64).

La elección de M depende generalmente de la linealidad del sistema. Esto es, un sistema lineal requeriría solamente que se midan dos puntos, con independencia del número de canales o del ancho de banda de frecuencia. A medida que aumenta la falta de linealidad o el orden del sistema, se deberá incrementar en medida correspondiente el orden de una sola ecuación de ajuste de curva para obtener un ajuste apropiado. Se puede utilizar un método de mínimos cuadrados o bien otros métodos de ajuste no lineal. Muchos métodos utilizan inversión de matrices cuando el tamaño está relacionado con el orden de la ecuación. Una inversión es cada vez más compleja y más propensa a error a medida que aumentan sus dimensiones. El método de mínimos cuadrados requiere una inversión de matrices. Debido a la naturaleza de los sistemas de radio para grandes vanos de frecuencia, pueden existir respuestas de pérdidas del trayecto de orden más alto.

El ajuste de la curva de pérdida del trayecto puede realizarse también utilizando una pluralidad de ranuras. Esto es, muchas ecuaciones parciales sustituyen a una ecuación completa. Los juegos de puntos sucesivos (por ejemplo, cuatro puntos sucesivos) se agrupan sobre una base rotativa. Por ejemplo, los cuatro primeros puntos se utilizan para generar la primera serie de ranuras, los puntos segundo a quinto se utilizan para la segunda serie de ranuras, y así sucesivamente. Todas las series de ranuras salvo la primera y la última utilizan solamente puntos intermedios (por ejemplo, la ecuación de los puntos 2 a 3) como ecuaciones de ajuste válidas. La utilización de puntos intermedios para las ecuaciones deja los dos puntos primero y último sin ecuaciones respectivas. Los diferentes métodos de ranuras varían la construcción de las ranuras primera y última. Un método, una ranura cúbica extrapolada, utiliza las dos primeras ranuras de la primera serie (por ejemplo, puntos 1 a 2) y las dos últimas ranuras de la última serie (por ejemplo, puntos 3 a 4). Se pueden utilizar también otros métodos adecuados de ajuste por ranuras, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Haciendo referencia a la figura 16, se muestran dos curvas de ondas sinusoidales producidas a partir de series respectivas de ranuras. Cada curva es un ajuste por ranuras de una onda sinusoidal. Cada línea es una serie de ranuras dentro del ajuste por ranuras. Las series están desplazadas en -0,5 dB por cada serie de ranuras para mostrar las series de ranuras solapadas. Sin el desplazamiento, las series de ranuras consecutivas se solaparían. Se toman datos de cada décimo punto. La figura superior está constituida por cuatro ranuras de puntos. La figura inferior muestra la ranura superior con solamente los datos utilizados transpuestos, según se ha mencionado anteriormente. Las respectivas curvas sinusoidales están desplazadas en 4 dB para fines de claridad. Las líneas en negrita y las líneas de trazos muestran la transposición de líneas intermedia de la figura superior a la inferior.

Como se ha señalado anteriormente, el ajuste de la curva de pérdida del trayecto reduce el tiempo de medición de canales no medidos. Se mejora el tiempo en sistemas con una diferencia consecutiva de pérdidas de los trayectos de los canales que excede del error de interpolación. La interpolación lineal dará ventajosamente como resultado una precisión típica de menos de \pm 0,1 dB. El método de pérdida del trayecto descrito anteriormente con referencia a la figura 6 puede utilizarse para mediciones de pérdida de trayecto radiada y conducida, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Otro factor que puede ser necesario tener en cuenta en ciertas mediciones de ensayo de pérdida de trayecto/sensibi-
lidad de receptor es la histéresis del dispositivo portátil particular sometido a ensayo. Más particularmente, se mide la pérdida del trayecto del receptor comparando la salida de nivel de TCH del emulador de estación base contra la señal recibida por el dispositivo portátil y retransmitida al emulador como RSSI. Un ajuste consecutivo de 0,1 dB de la amplificación del emulador detectará una región en la que el cambio en la amplificación produce un cambio en RSSI. En este punto de "borde" la radio podría oscilar entre dos lecturas de RSSI sin ningún cambio de amplificación. Este punto de borde puede ser causado, por ejemplo, por un error del sistema, una posición cambiante o una intensidad de señal cambiante. A medida que oscilan las lecturas de RSSI, el dispositivo portátil podría responder cambiando su potencia de transmisor con arreglo a un patrón oscilatorio semejante, afectando a la gestión de potencia portátil. Por tanto, muchos fabricantes de dispositivos portátiles implementa software dentro de cada dispositivo portátil móvil para cambiar el borde a fin de tener en cuenta este problema.

Más particularmente, el problemático punto de borde único de RSSI se divide en dos valores diferentes. Esos dos puntos cabalgan sobre el punto de borde real en una cuantía típicamente inferior a 0,5 dB, la cual se fija dentro del portátil. A medida que cambia el nivel de TCH recibido, se reportará prematuramente el punto de borde de RSSI, tal como se muestra en la figura 17. Este sistema de doble borde, conocido como histéresis, disminuye la probabilidad de oscilaciones dentro del control de potencia de RSSI y TX. A medida que disminuye el RSSI del dispositivo, se tiene que el RSSI reportado al emulador de estación base cambiará de tal manera que se eliminarán todas las oscilaciones si el RSSI del dispositivo aumenta en sólo una pequeña cuantía.

Aunque la histéresis impide oscilaciones, ésta crea también un desplazamiento respecto del borde de RSSI verdadero. Para un dispositivo conocido con histéresis conocida, el valor puede ser aplicado como un desplazamiento para cada canal. Para un dispositivo desconocido, puede ser necesario que se determine la histéresis utilizando un algoritmo de escalonamiento y que luego se factorice ésta en cada canal de pérdida de trayecto. Se elimina la histéresis para obtener el punto de borde verdadero. La histéresis se aplica típicamente por igual a todos los canales dentro de una banda dada.

Se describe ahora con referencia a la figura 7 un ejemplo de método para determinar pérdida de trayecto que incluye una búsqueda de histéresis. Se deberá señalar que este enfoque puede utilizarse para pérdida de trayecto conducida o para pérdida de trayecto radiada, tal como apreciarán los expertos en la materia. Comenzando en el bloque 70, se determina un par de bordes de histéresis alrededor de una transición de valor de RSSI dada en el receptor de RF barriendo valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes, en el bloque 71. Se determina una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores de RSSI de granularidad relativa basta utilizando los bordes de transición de histéresis, en el bloque 72. Más particularmente, dado que el punto de transición de RSSI para el receptor 32 ó 32' está localizado a medio camino entre los bordes de transición de histéresis, se puede determinar la localización de la transición de RSSI real con relación al nivel de potencia de TCH una vez que se conozcan los niveles de potencia de TCH correspondientes a los bordes de transición de histéresis. Se puede determinar después la pérdida del trayecto de RF para un canal dado basándose en un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y en la relación determinada entre los valores de potencia de RF de granularidad relativamente fina y los valores de RSSI de granularidad relativa basta, en el bloque 73, concluyendo así el método ilustrado (bloque 74).

La exploración encuentra el punto de borde a medida que se aumenta y disminuye el nivel de TCH. A título de ejemplo, los valores de RSSI de granularidad basta pueden estar en incrementos de 1,0 dB (es decir, la precisión reportada del receptor portátil), mientras que los incrementos de granularidad relativamente fina pueden ser de 0,1 dB (es decir, la precisión del amplificador o amplificadores internos del receptor). Para encontrar el primer borde se puede incrementar la amplificación interna del receptor en incrementos de +0,1 dB hasta que se encuentre el borde. A continuación, se puede sacar un escalón de +1,0 dB, seguido por una serie de escalones de -0,1 dB, hasta que se encuentre el segundo borde. El valor de RSSI real estará situado a medio camino entre los dos bordes. Deberá señalarse que la primera dirección medida no guarda relación con los resultados, ya que puede encontrarse primero uno u otro borde. Esto es, el primer borde de histéresis podría encontrarse con escalones de -0,1 dB, seguido por un escalón de -1,0 dB y escalones de +0,1 dB para encontrar el segundo borde de histéresis, tal como apreciarán los expertos en la materia.

Se describen ahora otros aspectos del método de ensayo con referencia a la figura 8. La fuente de RF 31 ó 31' transmite valores de potencia de RF a una granularidad relativamente fina, y el receptor de RF 32 ó 32' genera valores de RSSI a una granularidad relativamente basta y tiene una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores de RSSI adyacentes, según se ha señalado anteriormente. Se transmite una señal desde la fuente de RF 31 ó 31' a un nivel de potencia de RF inicial, y se mide un valor de RSSI inicial correspondiente del receptor de RF 32 ó 32', en el bloque 80'. Se fija una amplificación interna inicial de la fuente de RF 31 ó 31' basándose en una diferencia entre el nivel de potencia de RF inicial y el valor de RSSI inicial correspondiente, en el bloque 75', para calibrar así el receptor de RF 32 ó 32' con la fuente de RF.

Además, el método puede incluir también la repetición de los tres pasos de determinación para al menos otro canal de RF dado en la banda de frecuencia de RF dada a fin de determinar una pluralidad de pérdidas del trayecto de RF, en los bloques 76' y 77', y determinar una función de pérdida del trayecto de RF basándose en la pluralidad de pérdidas del trayecto de RF, en el bloque 78', mediante la utilización de un algoritmo de mínimos cuadrados, una pluralidad de ranuras, etc., según se ha discutido más arriba. Se puede determinar entonces una pérdida del trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada basándose en la función de pérdida del trayecto de RF, en el bloque 79'.

Muchas modificaciones y otras realizaciones de la invención llegarán a la mente de un experto en la materia que tenga el beneficio de las enseñanzas presentadas en las descripciones anteriores y en los dibujos asociados. Por tanto, se entiende que la invención no ha de quedar limitada a las realizaciones específicas descritas y que se pretende que ciertas modificaciones y realizaciones de la misma queden incluidas dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas.

Claims (20)

1. Un método de ensayo para determinar la pérdida de un trayecto de radiofrecuencia entre una fuente de RF y un receptor de RF (32, 32') para una canal de RF dado en una banda de frecuencia de RF dada, transmitiendo la fuente de RF (31, 31') valores de potencia de RF a una granularidad fina, generando el receptor de RF valores indicadores de la intensidad de señal recibida (RSSI) a una granularidad basta y teniendo una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores de RSSI adyacentes, comprendiendo el método de ensayo:

determinar un par de bordes de histéresis alrededor de una transición de valor de RSSI dada en el receptor de RF barriendo valores de potencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes;

determinar una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta utilizando los bordes de transición de histéresis; y

determinar la pérdida del trayecto de RF para el canal dado sobre la base de un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y de la relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta.

2. El método de ensayo de la reivindicación 1, que comprende además:

transmitir desde la fuente de RF (31, 31') a un nivel de potencia de RF inicial y medir un valor de RSSI inicial correspondiente del receptor de RF (32, 32'); y

fijar una amplificación interna inicial de la fuente de RF sobre la base de una diferencia entre el nivel de potencia de RF inicial y el valor de RSSI inicial correspondiente.

3. El método de ensayo de la reivindicación 1, en el que la determinación del par de bordes de histéresis comprende barrer en intervalos progresivamente decrecientes de valores de potencia de RF.

4. El método de ensayo de la reivindicación 1, que comprende además:

repetir los tres pasos de determinación para al menos otro canal de RF dado en la banda de frecuencia de RF dada a fin de determinar una pluralidad de pérdidas del trayecto de RF;

determinar una función de pérdida del trayecto de RF sobre la base de la pluralidad de pérdidas del trayecto de RF; y

determinar una pérdida del trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada sobre la base de la función de pérdida del trayecto de RF.

5. El método de ensayo de la reivindicación 4, en el que la determinación de la función de pérdida del trayecto de RF comprende determinar la función de pérdida del trayecto de RF sobre la base de un algoritmo de mínimos cuadrados.

6. El método de ensayo de la reivindicación 4, en el que la determinación de la función de pérdida del trayecto de RF comprende determinar la función de pérdida del trayecto de RF utilizando una pluralidad de ranuras.

7. El método de ensayo de la reivindicación 1, en el que el receptor de RF (32, 32') comprende un receptor del sistema global para comunicaciones móviles.

8. El método de ensayo de la reivindicación 1, en el que el receptor de RF (32, 32') comprende un receptor del servicio general de radio por paquetes.

9. El método de ensayo de la reivindicación 1, en el que el receptor de RF (32, 32') comprende un receptor de evolución de velocidades de datos mejoradas para el sistema global de comunicaciones móviles.

10. El método de ensayo de la reivindicación 1, en el que la fuente de RF (31, 31') comprende un emulador de estación base.

11. Un sistema de ensayo para determinar la pérdida de un trayecto de radiofrecuencia, que comprende:

una fuente de RF (31, 31') que transmite valores de potencia de RF a una granularidad fina para un canal de RF dado en una banda de frecuencia de RF dada;

un receptor de RF (32, 32') que genera valores indicadores de la intensidad de señal recibida (RSSI) a una granularidad basta y que tiene una histéresis desconocida alrededor de cada transición entre valores de RSSI adyacentes; y

un controlador de ensayo (34, 34') acoplado a dicho receptor de RF y a dicha fuente de RF para

determinar un par de bordes de histéresis alrededor de una transición de valor de RSSI dada de dicho receptor de RF sobre la base de un barrido de valores de frecuencia de RF transmitidos desde la fuente de RF en direcciones crecientes y decrecientes,

determinar una relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta utilizando los bordes de transición de histéresis, y

determinar la pérdida del trayecto de RF para el canal dado sobre la base de un RSSI dado a un valor de potencia de RF dado y de la relación entre los valores de potencia de RF de granularidad fina y los valores de RSSI de granularidad basta.

12. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho controlador de ensayo mide un valor de RSSI inicial correspondiente de dicho receptor de RF (32, 32') sobre la base de un nivel de potencia de RF inicial transmitido desde dicha fuente de RF (31, 31'), y fija una amplificación interna inicial de dicha fuente de RF sobre la base de una diferencia entre el nivel de potencia de RF inicial y el valor de RSSI inicial correspondiente.

13. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho controlador de ensayo (34, 34') determina el par de bordes de histéresis sobre la base de un barrido en intervalos progresivamente crecientes de valores de potencia de RF.

14. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho controlador de ensayo (34, 34') repite, además, los tres pasos de determinación para al menos otro canal de RF dado en la banda de frecuencia de RF dada a fin de determinar una pluralidad de pérdidas del trayecto de RF, determina una función de pérdida del trayecto de RF sobre la base de la pluralidad de pérdidas del trayecto de RF, y determina una pérdida del trayecto de RF para al menos otro canal dentro de la banda de frecuencia de RF dada sobre la base de la función de pérdida del trayecto de RF.

15. El sistema de ensayo de la reivindicación 14, en el que dicho controlador de ensayo (34, 34') determina la función de pérdida del trayecto de RF determinando la función de pérdida del trayecto de RF sobre la base de un algoritmo de mínimos cuadrados.

16. El sistema de ensayo de la reivindicación 14, en el que dicho controlador de ensayo (34, 34') determina la función de pérdida del trayecto de RF mediante la determinación de la función de pérdida del trayecto de RF utilizando una pluralidad de ranuras.

17. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho receptor de RF (32, 32') comprende un receptor del sistema global para comunicaciones móviles.

18. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho receptor de RF (32, 32') comprende un receptor del servicio general de radio por paquetes.

19. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicho receptor de RF (32, 32') comprende un receptor de evolución de velocidades de datos mejoradas para el sistema global de comunicaciones móviles.

20. El sistema de ensayo de la reivindicación 11, en el que dicha fuente de RF (31, 31') comprende un emulador de estación base.