ES2300470T3 - Codificacion incorporada. - Google Patents
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Abstract
Método para un receptor que recibe datos digitales que han sido transmitidos comprendiendo las operaciones de transmitir cíclicamente tramas (B) que comprenden un primer número de símbolos de acuerdo con un primer modo (H) de codificación utilizando una primera constelación, un segundo número de símbolos de acuerdo con un segundo modo (L) de codificación utilizando una segunda constelación, por lo cual la primera constelación incluye más puntos de señalización que la segunda constelación, siendo utilizados los primer y segundo modos (H, L) de codificación en posiciones predeterminadas en la trama, por lo cual ambos símbolos de acuerdo con el primer y segundo modo de codificación transportan información bajo al menos una fase de tráfico operativa, caracterizado porque una función (17) en el receptor es aplicada a una señal (E'''') de control de error que proporciona una señal (WE) de control de error ponderada para símbolos codificados de acuerdo con el primer modo (H) de codificación, siendo indicativa la señal de control de la desviación del valor (D) del símbolo detectado desde un valor (R) de símbolo de referencia esperado que está asociado a un conjunto de límites de decisión, donde la señal (WE) de control de error ponderada se reduce cuando la señal (D) detectada se acerca a los límites de decisión del primer modo (H) de codificación y donde respuestas fuera de los límites de decisión del símbolo detectado dado del primer modo (H) de codificación son atenuadas (26) y donde no se aplica ninguna función (28) de ponderación a símbolos asociados con el segundo modo (L) de codificación.
Description
Codificación incorporada.
La presente invención se refiere a principios de
la codificación y decodificación por modulación de fase, que se
puede utilizar en varios tipos de sistemas de telecomunicación. La
invención es especialmente aplicable para sistemas de comunicación
por radio.
Un principio comúnmente utilizado para
transmitir datos a través de un canal de radio y para superar la
limitación de velocidad de señal de la señalización de secuencia
binaria es hacer uso de cuatro o más símbolos únicos. De ese modo,
la velocidad de transmisión de bits puede superar la velocidad de
señal máxima (en bits/s) correspondiente al doble del
paso-banda (en Hz) dado por el teorema de
Nyquist.
La conmutación por desplazamiento de fase en
cuadratura (QPSK), también denominada modulación de amplitud en
cuadratura de 4 estados (4-QAM) implica que palabras
de dos bits se codifican en cuatro símbolos discretos. Estos
símbolos se pueden representar como vectores de señal en el plano
complejo que tienen una amplitud constante pero cuatro valores de
fase distintos con relación a una señal de referencia. La detección
se lleva a cabo estableciendo a cuál de los cuatro cuadrantes en el
plano complejo se puede hacer referencia de la señal recibida.
Si se utiliza una modulación de orden mayor, se
puede aumentar aún más la velocidad de transmisión de bits. Sin
embargo, se necesitan unos requerimientos mayores en la etapa de
detección, ya que se hace más difícil detectar los símbolos
individuales uno del otro, ya que aparecen más cerca uno del otro.
El deterioro de la señal al transmitirse a través de unos medios
dados también constituye una limitación al posible número de
símbolos a utilizar.
A la codificación de orden superior se hace
comúnmente referencia como QAM M'aria, donde M = 2^{N} se refiere
al número de símbolos discretos disponibles, mientras que se pueden
transmitir N bits por símbolo. También se hace referencia al QAM
M'ario como APK M'ario (conmutación por desplazamiento de fase en
amplitud), ya que tanto la amplitud como la fase pueden variar para
símbolos individuales.
La Figura 1 muestra un transmisor convencional y
la figura 2 muestra un receptor convencional.
La unidad de transmisión comprende un búfer 1 de
datos, un mapeador 2, una unidad 3 de filtrado de banda base, un
oscilador 6 de frecuencia intermedia (IF), un divisor 5 de fase,
sumadores 7, y un sumador 4 desde el cual se transmite una señal en
radio frecuencia (RF).
Los datos almacenados temporalmente en el búfer
1 son transmitidos al mapeador 2 de acuerdo con la velocidad de
transmisión de datos que se puede transmitir a través de la interfaz
de radio. Los datos, que se pueden ver como una cadena en serie de
bits binarios, es particionada en símbolos por el mapeador 2, que
tiene un componente I y un componente Q en el plano complejo, como
se ha explicado arriba.
El receptor, por otro lado, decodifica los
componentes I y Q multiplicando la señal entrante (RF) por señales
desviadas en fase 90 grados proporcionadas por el oscilador IF 12 de
señal desde el divisor D11. La señal de IF 12 es transformada en
coherente típicamente por medio de un recuperador PLL (bucle de
enganche de fase) de portadora con la señal de portadora desde IF
6, de forma que la señal RF, después de ser filtrada en los filtros
respectivos 9 y 10, se puede decodificar de nuevo al plano complejo.
Una señal E de error correspondiente a la desviación del valor del
símbolo detectado con respecto del valor del símbolo esperado se
alimenta al filtro 13 de bucle de retorno PLL que ajusta el
generador IF 12.
Las Figs. 3 y 4 muestran un esquema convencional
para transmitir datos. Una palabra F1 de alineación de trama que
consiste en una secuencia predeterminada de símbolos funciona como
una referencia para tramas subsiguientes de datos B1, B2,
BN-1 de datos. Por ejemplo, la
palabra-trama puede tener una longitud de 8 bits.
Después de la transmisión de un período fijado de tramas, se repite
la palabra de alineación de trama. Por medio de un alineador 15 de
trama, en el que se recupera la secuencia predeterminada, el
desmodulador puede identificar la posición de trama individual para
cada trama.
Como se muestra en la fig. 4', cada trama que
sigue a la palabra de alineación de trama puede incluir una señal
piloto.
Como se muestra en la fig. 4'', la palabra de
alineación de trama puede comprender una única señal piloto, que es
discernible de entre los símbolos restantes.
En sistemas conocidos, la palabra de alineación
de trama (o señal piloto) puede, por ejemplo, aparecer cada 20000
símbolos.
Como las señales piloto se asocian a "picos
espectrales", y por tanto pueden perturbar otros canales o
sistemas, la frecuencia a la que se producen las señales piloto
normalmente está restringida.
Por definición, las palabras de alineación de
trama y las señales piloto no contienen ninguna información de
tráfico (carga útil) y por tanto se consideran una sobrecarga sobre
la información que se transmite.
Se pueden utilizar ventajosamente métodos de
corrección anticipada de errores (FEC) para restaurar el contenido
de la señal donde la relación señal a ruido trastorna la señal. Sin
embargo, como es conocido, FEC implica utilizar alguna redundancia
o sobrecarga sobre la información que se transmite.
El documento EP 1022874 de la técnica anterior
describe un aparato para transmisión digital de datos, que utiliza
por ejemplo QAM M'ario. Se utiliza una configuración de trama en que
un símbolo piloto, es decir, una señal que no transporta datos de
tráfico, es insertada por cada N-1 símbolos de
información. El receptor estima la fase, variación de amplitud y
desviación en frecuencia sobre el plano I-Q a partir
del símbolo piloto, insertando por ejemplo tres señales piloto
seguidas. Para aumentar la eficiencia de la transmisión, los
símbolos inmediatamente antes y después de un único símbolo piloto
de acuerdo se modulan con un tipo de modulación diferente del tipo
de modulación piloto. Se muestra un método de modulación para
diferenciar el tipo de modulación para modular símbolos pilotos del
tipo de modulación para modular símbolos inmediatamente antes y
después de un símbolo piloto, que incluye disponer dos o más puntos
de señal de cada símbolo inmediatamente antes y después de un
símbolo piloto sobre una línea virtual que conecta el punto de la
señal piloto y el origen en el plano fase I - cuadratura Q. De
acuerdo con una realización del documento de arriba (fig. 13), el
símbolo piloto y los símbolos inmediatamente antes y después del
símbolo piloto coinciden con símbolos de un esquema de modulación
de 64 QAM utilizado para transmisión de datos.
Sistemas para transmitir información en una
trama de acuerdo con el primero y el segundo métodos de codificación
son conocidos de WO 99/56442, EP 0 734 132 o EP 1 021 019.
Es un primer objeto de la invención describir un
método que proporciona una transmisión de datos robusta de alta
velocidad de transmisión de bits, que también hace un uso eficiente
del ancho de banda, y que disminuye los requerimientos de
hardware.
Este objeto se ha conseguido mediante la materia
descrita en la reivindicación 1.
Otras ventajas serán evidentes a partir de la
siguiente descripción detallada de realizaciones preferidas de la
invención.
La fig. 1 muestra un esquema de un transmisor
convencional,
la fig. 2 muestra un esquema de un receptor
convencional,
la fig. 3 muestra un diagrama de temporización
de tramas típico,
la fig. 4 muestra un detalle de la fig. 3,
las figs. 4' y 4'' muestran otros diagramas de
temporización de tramas conocidos,
la fig. 5 muestra una constelación de
codificación 128QAM,
la fig. 6 muestra una constelación de
codificación QAM embebida en el plano complejo de la fig. 5 de
acuerdo con una primera realización de la invención,
la fig. 7 muestra una constelación de
codificación QAM embebida en el plano complejo de la fig. 5 de
acuerdo con una segunda realización de la invención,
la fig. 8 muestra un formato de trama ejemplar
para los datos transmitidos de acuerdo con la primera realización
de la invención,
la fig. 9 muestra un procedimiento de alineación
de tramas ejemplar para los símbolos recibidos de acuerdo con la
primera realización de la invención,
la fig. 10 muestra un procedimiento de velocidad
de inserción variable ejemplar de acuerdo con una cuarta
realización de la invención,
la fig. 11 muestra un receptor ejemplar de
acuerdo con la invención,
la fig. 12 describe un vector de señal de error
y otros valores,
la fig. 13 describe una función de ponderación
preferida de acuerdo con una realización preferida de la invención,
y
la fig. 14 describe una función de aumento
alternativa de acuerdo con la invención.
La presente invención utiliza un transmisor y un
receptor cuyos rasgos generales responden a las figuras 1 y 2. Los
números de referencia de las figuras 1 y 2 se utilizarán en las
siguientes líneas para explicar la invención.
De acuerdo con la invención, se mapean datos en
el plano complejo utilizando al menos dos modos de codificación. De
acuerdo con una primera realización de la invención, un primer modo
de codificación que utiliza los símbolos mostrados en la fig. 5 se
utiliza para los símbolos n a n+t-1. Posteriormente,
un segundo modo de codificación correspondiente a los símbolos de
la fig. 6 se utiliza para el símbolo n+t. A continuación, se utiliza
el primer modo de codificación para símbolos siguientes y
subsecuentemente se mapean los datos de acuerdo con el segundo modo
de codificación.
A modo de ejemplo, el primer modo de
codificación, H, correspondería a una codificación 128QAM. Como se
puede observar, tanto la fase como la amplitud de la señal varían.
Palabras de 7 bits de datos se transmiten desde el búfer 1 y se
mapean en 128 símbolos distintos, también denotados como puntos de
señalización, por el mapeador 2.
El segundo modo L de codificación corresponde a
un modo de codificación inferior que el primer modo de codificación.
Por ejemplo, el segundo modo de codificación correspondería a una
codificación 4QAM. En el segundo modo de codificación, se mapean
palabras de datos de dos bits desde el búfer 1 a cuatro símbolos,
también denominados puntos de señalización, dispuestos en los
cuatro cuadrantes respectivos en el plano complejo. Se advierte que
los símbolos (7,7; 7, -7; -7, 7; -7, -7) del segundo modo de
codificación coinciden con cuatro símbolos del primer modo de
codificación mostrado en la fig. 5. Por tanto, los símbolos del
segundo modo de codificación constituyen un subconjunto de los
símbolos del primer modo de codificación.
El modo en que se distribuyen el primer y el
segundo modos de codificación a lo largo del tiempo se ilustra en
la fig. 8.
Se debe hacer notar que la invención no se
restringe a 128QAM/4QAM para el primer/segundo modos de
codificación, sino que se podrían utilizar muchas otras
combinaciones, donde el primer modo de codificación es de orden
superior que el segundo modo de codificación.
Como se indica por medio de la cruz en negrita
de la fig. 6, se consigue detectar los cuatros símbolos distintos
en el segundo modo de codificación más fácilmente debido a la
distancia mejorada a los símbolos vecinos y los límites de
detección. El vector B ejemplar ilustra que el receptor puede
detectar una señal "distorsionada" para un símbolo que se
mapeó en la coordenada (7, 7). Si la señal está dentro del área de
error en las coordenadas (0, 9), el receptor aún podrá detectar que
el símbolo debería reflejar un valor de símbolo (7, 7), que se
podría asignar a la palabra 11 de dos bits. El comparación con el
vector A ejemplar, en la fig. 5 se observa que el margen de error
es mucho mayor en el segundo modo de codificación que en el primer
modo de codificación.
Ocurre que, debido a que la señal 16 de error
puede obtener mayores valores para el segundo modo L de codificación
de orden inferior que para el modo H de codificacion de orden
mayor, el sistema es capaz de proporcionar una detección coherente
con errores mucho mayores que si se utilizara exclusivamente el
primer modo de codificación de orden mayor. Una vez se ha
establecido la sincronización, una señal de error mejorada - y más
correcta - puede ajustar el generador IF, cada vez que se transmite
un símbolo de codificación de orden inferior.
Además, debido a que el segundo modo de
codificación de orden inferior está pensado para ser insertado a una
velocidad relativamente alta y a que el desmodulador puede ajustar
correctamente el generador IF 12 en un área mayor relativamente
frecuente, las posibilidades de decodificar señales correctamente en
un canal fuertemente perturbado se mejoran. La transmisión se
vuelve más robusta a cambio del coste de una capacidad de datos
ligeramente disminuida.
Cuando se comparan las constelaciones de las
figuras 5 y 6, ocurre que la energía media del primer modo de
codificación de señal y el segundo modo de codificación de señal son
comparables, ya que sus envolventes medias son aproximadamente
iguales.
Antes de llevar a cabo un mapeado correcto, el
desmapeador 14 debe saber qué modo de codificación se utilizó para
modular un símbolo dado en la señal recibida. La presente invención
puede conseguir la sincronización de varias maneras diferentes.
Una rutina de acuerdo con la primera realización
de la invención que reside en un alineador 15 de trama proporciona
monitorización continua de la señal entrante. Si suponemos que los
datos están distribuidos de modo aleatorio, se comprueba que los
símbolos coincidentes (7, 7; 7, -7; -7, 7; -7, -7) se producen más
frecuentemente que el resto de símbolos representados en la fig. 3,
ya que los símbolos coincidentes siempre aparecen cuando se utiliza
el segundo modo de codificación.
En la fig. 9, se ha mostrado el procedimiento de
sincronización de tramas de acuerdo con la presente invención. La
cadena 22 entrante comprende símbolos de acuerdo con el primer modo
H de codificación de orden superior y con el segundo modo L de
codificación de orden inferior, respectivamente. Los símbolos que
pertenecen al grupo de símbolos coincidentes, es decir, cualquiera
de los símbolos de la fig. 6, se han indicado por campos 23
punteados, mientras que los 124 símbolos de la fig. 5 que no
pertenecen a los símbolos coincidentes (es decir, los 128 - 4
símbolos) se indican por campos vacíos.
El alineador 15 monitoriza continuamente tramas
(B1 y B2) de símbolos entrantes de longitud t+1 y para cada trama
entrante, se ordenan los símbolos entrantes de acuerdo con su
posición en la trama (B).
Se asigna cada símbolo entrante a un campo dado
de un registro 24 que tiene un número de campos S_{1}- S_{t+1}
correspondiente al número de símbolos t+1 de la trama, por lo cual
un símbolo de una posición de trama dada se asigna a un campo de un
número de orden correspondiente.
Con este objetivo, los campos
S_{1}-S_{I+1} del registro 24 se actualizan
continuamente. Cada campo en el registro 24 contiene un valor
entero conmutativo al que se añade el número 1 si en la trama dada
se detecta un símbolo que pertenece al grupo superpuesto
(punteado), y se añade el valor -1 si aparece otro símbolo (en
blanco). En el presente ejemplo, se añade el valor +1 a los
registros S_{3} y S_{10}, mientras que se añade el valor -1 a
los campos restantes del registro 24.
A lo largo del tiempo, ocurrirá que un cierto
campo en el registro 24 tiene un valor positivo mientras que el
resto de los valores son negativos. El registro particular que se
vuelve positivo indica la posición en la cadena 22, donde aparece
un símbolo del segundo modo de codificación en las tramas dadas B1,
B2. De este modo, los datos 20 se pueden alinear o sincronizar con
la cadena de símbolos entrante. En el presente ejemplo, el campo
S10 indicará la posición cíclica de los símbolos del segundo modo de
codificación.
De acuerdo con una segunda realización de la
invención los datos se mapean en los símbolos mostrados en la fig.
7 en el segundo modo L, mientras que se utilizan los símbolos del
primer modo de la fig. 5. Como se observa, las constelaciones de
símbolos del primer y segundo modos no coinciden.
Como los símbolos de la fig. 7 representan una
envolvente de señal más grande que los símbolos de la fig. 5, se
consigue la distinción acerca de qué símbolos se deberían mapear al
primero, respectivamente el segundo, modo de codificación mediante
el alineador 15 de trama, discriminando en la envolvente de la
señal.
Además, de acuerdo con una tercera realización,
se utiliza para alinear las tramas una palabra de alineación de
tramas, utilizando cualquiera de las modulaciones de acuerdo con el
primero o segundo modo de codificación. Las
palabras-trama aparecen cíclicamente, por ejemplo a
una frecuencia de 1000 - 10000 tramas.
Para todas las realizaciones anteriores, para
condiciones de canal severas, se inserta por ejemplo un símbolo del
segundo modo de codificación cada 5-20 símbolos del
primer modo de codificación.
Para mejores condiciones de canal, se inserta
por ejemplo un símbolo del segundo modo de codificación por cada
100 símbolos del primer modo de codificación.
De acuerdo con una cuarta realización, la
velocidad de insertar símbolos del segundo modo en el flujo de
símbolos del primer modo de codificación- en lo que sigue,
velocidad de inserción- varía dinámicamente con las condiciones.
Esta realización se ha ilustrado en la fig. 10.
Las palabras de alineación de trama, que aparecen por ejemplo cada
10000 símbolos, indican qué velocidad de inserción aplica. Una
porción Q de una palabra-trama indica qué clase de
velocidades de inserción y patrones de trama predeterminados
correspondientes se utilizan para tramas subsiguientes.
Ventajosamente, la velocidad de inserción varía dinámicamente
dependiendo del nivel actual de calidad que caracteriza el canal.
La primer palabra-trama F1 indica que se utiliza una
primera velocidad de inserción de un símbolo de modo de
codificación de segundo orden por trama B1 con una primera calidad
de canal. La segunda palabra-trama F2 indica que se
utiliza una segunda velocidad de inserción de dos símbolos de modo
de codificación de segundo orden por trama B1+m con una segunda
calidad de canal, que está deteriorado con respecto de la primera
calidad.
Preferiblemente, la velocidad de dobla, divide
por la mitad o se mantiene inalterada para cada nueva palabra de
alineación de trama dentro de un cierto rango de alternativas
posibles. Se podrían usar medidas de velocidad de error de bits
convencionales basadas en operaciones de suma de control para
estimar la calidad del canal.
Por esta razón, se proporciona un canal de
retorno convencional (no mostrado) para señalizar el nivel de
calidad recibido de vuelta al transmisor.
Para todas las realizaciones anteriores aplica
que, al inicio de la sesión de comunicación se podrían procesar
datos ficticios correspondientes a un número de tramas de símbolos,
de forma que se pueda llevar a cabo la sincronización. Por ejemplo,
se envían datos ficticios durante una fase de inicialización en la
que se envía un número de tramas de información aleatoria. Los
datos también se pueden re-transmitir durante la
fase de inicialización. Cuando se haya establecido la
sincronización y se haya comprobado que la tasa de error de bits ha
alcanzado un nivel aceptable, por ejemplo, se puede adaptar la fase
de tráfico operativo, de manera que sólo se transmiten datos de
tráfico utilizando el primer y el segundo modos de codificación. La
velocidad de error de bits se puede examinar mediante operaciones
de suma de control normales. Tales metodologías se utilizan
frecuentemente en capas de protocolos superiores del modelo OSI
(interfaz de estándares abiertos), con el cual se podría utilizar la
presente invención.
Como se ha mencionado arriba, un vector de señal
de error E correspondiente a la desviación del valor D del símbolo
detectado desde un valor R del símbolo de referencia esperado se
detecta en el desmapeador 14 y se alimenta al filtro 13 PLL del
bucle de retorno, que desvía un valor de control E', también
denotado señal de error de desviación. Por ejemplo, E' podría
referirse al ángulo \phi entre vectores para los puntos D y R.
Esta última señal se utiliza para ajustar el generador IF 12, de
forma que se hiciese coherente con la señal IF6. En la fig. 12, se
muestran las relaciones anteriores.
La estimación del valor E' de control de error
dependiendo del vector E se puede conseguir de muchos modos, por lo
cual se mencionan aquí dos realizaciones preferidas de acuerdo con
la invención:
De acuerdo con un primer aspecto, se divide el
área de constelación en 4 sectores para los que se determina la
señal de control de error como sigue:
De acuerdo con otro aspecto, se divide el área
de la constelación mediante cuatro líneas a través del origen en 3
sectores, A, B y C. La definición de estos sectores y el valor de
error ponderado utilizado para los símbolos detectados en los
sectores asociados se obtienen como sigue:
De acuerdo con otra realización de la invención,
se utiliza una función de ponderación según se usa en el receptor
ejemplar mostrado en la fig. 11. El receptor es similar al mostrado
en la fig. 2, excepto en que se proporciona un filtro 17 de
ponderación.
Un contribuidor normal de ruido está relacionado
con los umbrales del dispositivo de decisión QAM, es decir, la
contribución de ruido cuando el símbolo detectado se acerca a los
límites de detección del símbolo con forma cuadrada mostrados por
ejemplo en la fig. 5. En aquellos casos en los que el componente de
ruido es mayor que la distancia al límite del símbolo, la señal de
error obtendrá una señal incorrecta, que perturbará fuertemente el
seguimiento del PLL.
De acuerdo con la invención, este efecto se
puede reducir aplicando la función de ponderación de arriba que
suprime la salida del detector para puntos cercanos a los
límites.
Se puede conseguir la ponderación de varios
modos diferentes. Sin embargo, es un objetivo básico reducir las
transiciones bruscas en la salida del detector cuando la señal D
detectada se acerca a los límites de decisión, lo que de otro modo
resultaría en la típica forma de "dientes de sierra" del
detector contra la respuesta de error de fase y respuestas
atenuadas fuera de los límites del detector.
De acuerdo con una realización preferida de la
invención, se utiliza la siguiente relación para ponderar el
símbolo de error que se produce:
donde T corresponde al tamaño de
límite según se indica en la fig. 12 y E' corresponde al error de
control desviado y W = Max {abs(E_I); abs(E_Q)},
y
donde T corresponde al tamaño de
límite según se indica en la fig. 12 y E' corresponde al error de
control
desviado.
La ponderación de arriba resultará en una forma
parabólica del detector contra la respuesta del error de fase. La
ponderación del error se ha ilustrado en la línea 26 de la fig.
13.
De acuerdo con una realización ventajosa de la
invención, la función de ponderación de arriba se utiliza en
conexión con los símbolos codificados de acuerdo con el primer modo
(H) de codificación de la línea 26, pero no con el segundo modo (L)
de codificación de la línea 28. De acuerdo con la determinación
llevada a cabo mediante el alineador 15 de trama, se señaliza en la
línea 18 si se ha recibido un símbolo codificado de acuerdo con el
primer modo de codificación. Si este es el caso, el filtro 17 de
ponderación es controlado para aplicar la función de ponderación
según se denota en la línea 26, de otro modo se utiliza la función
de ponderación (no-ponderada) de acuerdo con la
línea 28.
Como se observa de la fig. 13, los falsos
errores (WE) de fase, que se habrían producido de otro modo, si no
se hubiese utilizado ninguna función de ponderación, se reducen
sustancialmente. En consecuencia, las posibilidades de ajustar
erróneamente el bucle PLL se han reducido.
Los errores de fase del segundo modo de
codificación, como se ilustra en la línea 28 de la fig. 13, por otro
lado, no se ponderan y contribuyen completamente a ajustar el bucle
PLL, cada vez - de acuerdo con la invención - que los símbolos del
segundo modo de codificación aparecen en el flujo de símbolos.
En la fig. 14, se muestra una función de
ponderación alternativa utilizando valores discretos.
Volviendo ahora a los beneficios de la
invención, como no se utilizan símbolos piloto y por tanto sólo se
transmite información, se consigue una eficiencia de ancho de banda
particularmente alta. Se consigue una transmisión muy robusta
debido a la provisión de los vectores de error de gran amplitud
dispuestos durante el segundo modo de codificación.
La presente invención se puede utilizar
ventajosamente con FEC (codificación por corrección anticipada de
errores) esto es favorable especialmente para canales con un alto
grado de perturbaciones. Las capacidades de corrección de error de
los algoritmos FEC se reducen típicamente en caso de probabilidades
elevadas de ráfagas de error. Las ráfagas de error están
normalmente relacionadas con la capacidad de seguimiento de fase
del receptor, y como esta capacidad se mejora mediante la invención,
se mejoran los beneficios globales de la invención para un canal
codificado mediante FEC.
Claims (14)
1. Método para un receptor que recibe datos
digitales que han sido transmitidos comprendiendo las operaciones
de transmitir cíclicamente tramas (B) que comprenden
un primer número de símbolos de acuerdo con un
primer modo (H) de codificación utilizando una primera
constelación,
un segundo número de símbolos de acuerdo con un
segundo modo (L) de codificación utilizando una segunda
constelación, por lo cual la primera constelación incluye más
puntos de señalización que la segunda constelación,
siendo utilizados los primer y segundo modos (H,
L) de codificación en posiciones predeterminadas en la trama, por
lo cual ambos símbolos de acuerdo con el primer y segundo modo de
codificación transportan información bajo al menos una fase de
tráfico operativa, caracterizado porque
una función (17) en el receptor es aplicada a
una señal (E') de control de error que proporciona una señal (WE)
de control de error ponderada para símbolos codificados de acuerdo
con el primer modo (H) de codificación, siendo indicativa la señal
de control de la desviación del valor (D) del símbolo detectado
desde un valor (R) de símbolo de referencia esperado que está
asociado a un conjunto de límites de decisión,
donde la señal (WE) de control de error
ponderada se reduce cuando la señal (D) detectada se acerca a los
límites de decisión del primer modo (H) de codificación y donde
respuestas fuera de los límites de decisión del símbolo detectado
dado del primer modo (H) de codificación son atenuadas (26) y donde
no se aplica ninguna función (28) de ponderación a símbolos
asociados con el segundo modo (L) de codificación.
2. Método de acuerdo con la reivindicación 1,
donde el número de símbolos enviados bajo el segundo modo (L) de
codificación en una trama (B) suma 1.
3. Método de acuerdo con la reivindicación 1 ó
2, donde la segunda constelación es un subconjunto de la primera
constelación.
4. Método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 1-3, donde la segunda constelación
comprende al menos dos puntos de señalización.
5. Método de acuerdo con cualquier
reivindicación anterior, donde 1 símbolo de entre 5 - 20 en una
trama (B) es desmodulado de acuerdo con el segundo modo (L) de
codificación.
6. Método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 1-4, donde 1 símbolo de entre 20 -
100 en una trama (B) es modulado de acuerdo con el segundo modo (L)
de codificación.
7. Método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 1 - 6, donde una palabra (FW) de alineación de
trama que comprende una secuencia de símbolos predeterminados es
insertada periódicamente después de la transmisión de una
pluralidad de tramas (B).
8. Método de acuerdo con la reivindicación 7,
donde se inserta una palabra de alineación de trama por cada 1000 -
10000 símbolos.
9. Método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 2 - 6, donde durante la recepción,
para cada trama entrante, ordenar los símbolos
entrantes de acuerdo con su posición en la trama (B),
asignar cada símbolo entrante a un campo dado de
un registro (24) que tiene un número de campos
(S_{1}-S_{t+1}) correspondiente al número de
símbolos (t+1) en la trama, por lo que cada campo comprende un valor
acumulativo, y por lo cual se asigna un símbolo de una posición de
trama dada un campo de un número de orden correspondiente,
actualizar el valor acumulativo del campo dado
en el registro con un primer valor (-1) si el símbolo respectivo
pertenece a la segunda constelación, actualizando en caso contrario
el campo respectivo con un segundo valor (+1),
llevar a cabo actualizaciones de tramas o
símbolos entrantes múltiples,
a partir de los valores acumulativos de los
campos respectivos que establecen en qué posiciones en la trama (B)
entrante se utiliza el primero, respectivamente el segundo, modo de
codificación.
10. Método de acuerdo con las reivindicaciones 7
u 8, donde la palabra de alineación de trama indica una de entre un
grupo predeterminado de velocidades (Q) de inserción, perteneciendo
la velocidad de inserción a una velocidad predeterminada de
inserción de símbolos de acuerdo con el modo de codificación de
segundo orden con relación a los símbolos del modo de codificación
de primer orden, es utilizada después de la palabra de alineación
de trama.
11. Método de acuerdo con la reivindicación 10,
donde la velocidad de inserción depende de las condiciones del
canal dadas que aplican al canal.
12. Método de acuerdo con la reivindicación 11,
donde la velocidad de error de bits medida en el receptor es
utilizada para decidir qué velocidad de inserción se utiliza para la
modulación.
13. Método de acuerdo con la reivindicación 1,
donde se utiliza una función de ponderación parabólica dentro de
los límites de decisión del primer modo (H) de codificación.
14. Método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, donde el método se utiliza en
combinación con la codificación por corrección anticipada de
errores.
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