ES2273264T3 - Procedimiento de precodificacion no linal para una canal de radiodifusion digital. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de precodificación no lineal en base a una aritmética de módulo para la distorsión previa por el lado emisor de K señales de abonado simultáneas y de la misma frecuencia a transmitir en un canal de radiodifusión digital establecido entre una estación emisora central (CT) y K estaciones receptoras DRk periféricas que no están unidas entre sí, con comportamiento de transmisión conocido, a partir de símbolos de datos ak con k de 1 a K a partir de una constelación de señales de Mk etapas que presenta una distancia entre puntos de señal Ak, con una representación múltiple periódica de los símbolos de datos ak a transmitir sin perturbaciones en intervalos de símbolos de datos congruentes para K decisores de módulo por el lado receptor de una selección, que se lleva a cabo para lograr una potencia mínima de emisión, de representantes vk del conjunto de valores ak + Ak . Mk . Zkk con zkk procedentes del conjunto de los números enteros y una eliminación previa de la distorsión lineal de los representantes elegidos vk formando señales de emisión xk a transmitir, caracterizado porque los símbolos de interferencia que se presentan en el canal de radiodifusión (BC), que se superponen en los símbolos de datos ak a su representación múltiple periódica, en base a las señales de abonado con conversaciones superpuestas STk por el lado emisor, se incluyen mediante una representación múltiple periódica adaptada en la representación múltiple periódica de los símbolos de datos ak y son eliminados por los K decisores de módulo del lado receptor, asignándose a los símbolos de interferencia entre los símbolos de datos aI con I de 1 a K y distinto de k y al símbolo de datos ak representantes periódicos del conjunto de valores Ak . Mk . zIk con zIk a partir del conjunto de los números enteros.

Description

Procedimiento de precodificación no lineal para un canal de radiodifusión digital.

La invención se refiere a un procedimiento de precodificación no lineal en base a una aritmética de módulo para la eliminación previa de distorsiones en el lado emisor de K señales de abonado a transmitir simultáneamente y en la misma frecuencia en un canal de radiodifusión digital con comportamiento de transmisión conocido, establecido entre una estación emisora central y K estaciones receptoras periféricas que no están unidas entre sí, procedentes de símbolos de datos a_{k} con k de 1 a K, a partir de una constelación de señales de M_{k} etapas, que presenta una distancia entre puntos de señal A_{k}, con una representación múltiple periódica de los símbolos de datos a_{k} transmitidos sin perturbaciones a intervalos entre los símbolos de datos congruentes para K decisores de módulo por el lado receptor, una selección de representantes v_{k} elegidos de entre los valores existentes a_{k} + A_{k} \cdot M_{k} \cdot Z_{kk}, con Z_{kk} de entre el conjunto de los números enteros, para lograr una potencia mínima de emisión y una eliminación previa de distorsión lineal de los representantes elegidos v_{k}, formando señales x_{k} a transmitir.

En un canal de radiodifusión tiene lugar la transmisión digital de varias señales de abonado, que se encuentran en un emisor común, es decir, central (p.e. estación de base), a varios receptores periféricos, es decir, distribuidos por una zona de alimentación (p.e. estaciones móviles). La transmisión de señales señal de abonado \rightarrow señal de recepción tiene lugar unidireccionalmente en sentido descendente (downlink). La particularidad de una transmisión de señal en un canal de radiodifusión reside en la falta de posibilidad de cooperación entre los distintos receptores. Ningún receptor conoce las señales de los otros receptores, no siendo posible una comunicación entre los distintos receptores. Así no puede realizarse ningún procesamiento de datos común de las señales de recepción en un receptor central. Por ello, una preparación de señales que mejore la transmisión sólo puede realizarse por el lado emisor en el emisor común. La transmisión de la señal puede realizarse ligada a línea, pero por lo general más bien no ligada a línea. La diferenciación básica, pero no obstante no perfecta, de las señales para la asignación correcta de cada señal de abonado al receptor correspondiente, puede realizarse bien mediante multiplexado en código (CDMA, Code Division Multiple Access, acceso múltiple de división por código) o bien mediante una emisión separada espacialmente (SDMA, Space Division Multiple Access, acceso múltiple de división espacial). La estructura que resulta en su conjunto, con múltiples entradas de señales (señales de abonado) y múltiples salidas de señales (señales de recepción) se denomina sistema MIMO (Multiple Input Multiple Output, entrada múltiple salida múltiple). En una transmisión de señales no ligada a línea (transmisión por radio) se utilizan además de manera creciente sistemas multiantena, en los que las señales se transmiten desde múltiples antenas emisoras hasta múltiples antenas receptoras, pudiendo ser igual o diferente la cantidad de antenas y teniendo influencia sobre el procesamiento de la señal. En general, en un sistema MIMO puede aprovecharse ventajosamente la diversidad temporal y espacial.

El problema que resulta cuando se alimentan varios receptores desde un emisor común, reside en que a los distintos abonados no les llegan sólo sus propias señales, las que ellos desean, sino que a éstas se les superponen las señales de los otros abonados y de esta manera aparecen señales de interferencia. La aparición de conversación superpuesta, las llamadas interferencias, equivale a la pérdida de la ortogonalidad que existiría con un comportamiento ideal en la transmisión con canales parciales desacoplados. Por lo tanto, debe intentarse por el lado emisor, conociendo las señales de abonado y las condiciones de transmisión existentes en ese momento en el canal de radiodifusión, es decir, los factores individuales de conversación superpuesta entre los distintos abonados, generar una señal común de emisión apropiada de tal manera que cada abonado reciba la señal que desea, pero no se vea perturbado por las otras señales. Contrariamente al problema dual del acceso múltiple de emisores dispersos a un receptor común (uplink), también denominado Multiple Access (acceso múltiple), para el que se conocen hasta hoy día varios principios de solución, se encuentran en la literatura pocos métodos para solucionar el problema descrito de la alimentación de receptores espacialmente separados, que no cooperan, desde un emisor común. El escenario de transmisión descrito puede expresarse matemáticamente de manera compacta y general mediante la conocida ecuación de canal

y = Hx + n

Los símbolos de emisión, dado el caso ya previamente procesados, de los K abonados, se reúnen en el vector x = [x1, x2,... xk]^{T} (escritura de vectores y matrices, en negrita). Los elementos de valores complejos h_{kl} de la matriz del canal H describen los acoplamientos entre las rutas de transmisión I \rightarrow k, es decir, la conversación superpuesta del abonado I sobre el abonado k. La matriz de canal ideal H sin acoplamientos, es una matriz diagonal, preferentemente una matriz unitaria (valores 1 en las diagonales principales). La matriz de canal H puede estimarse mediante diversos procedimientos conocidos con canal de retorno o en el procedimiento dúplex con multiplexado en el tiempo también sin canal de retorno y se supone conocida en el emisor central (presencia de la llamada CSI, Channel State Information, información del estado del canal). En el vector n se reúnen la inevitable influencia de los ruidos (ruido aditivo) de los componentes electrónicos que participan y otras perturbaciones externas y los elementos del vector y = [y1, y2,... yk]^{T} son los símbolos de recepción en los distintos receptores. El primer principio conocido para la señal de radiodifusión es una distorsión previa lineal de las señales de abonado (LCI, Linear Channel Inversion LCI, inversión de canal lineal, o compensación previa lineal). A partir de los símbolos de datos a_{k} existentes de los abonados, reunidos en el vector a, se forman los símbolos de emisión x_{k} (bajo el concepto "símbolo" se entiende actualmente un número real o complejo que representa la información) según

x = H^{-1} a

representando H^{-1}la matriz inversa a la H, que no obstante sólo puede formarse cuando la matriz de transmisión no es singular (determinante de la matriz distinto de cero). Mediante estas medidas se logra no obstante que en los receptores no se forme ninguna señal de interferencia y aparezcan directamente los símbolos de los datos a_{k} (sólo con el ruido aditivo superpuesto). Hay por lo tanto un desacoplamiento completo de las rutas individuales directas de transmisión k \rightarrow k (ortogonalidad). El inconveniente de este procedimiento es no obstante el aumento, en parte muy fuerte, de la potencia media de emisión necesaria. Este efecto es tanto mayor cuanto más fuertemente tienda la matriz H^{-1} a una matriz singular.

Un fuerte aumento de la potencia media de emisión se evita cuando en lugar de un procesamiento previo lineal de las señales de abonado se utiliza una eliminación previa de distorsión no lineal, (procedimiento de precodificación). En el procedimiento de precodificación conocido se suprimen no obstante las señales de interferencia mutuas igualmente por completo, con lo que no puede utilizarse recepción de diversidad alguna. Los procedimientos de precodificación pueden desarrollarse a partir de la problemática dual relativa a la presente situación, es decir, del escenario multiacceso (Multiple-Access-Problem, por ejemplo en el sentido de emisión uplink, es decir, ascendente, en el que varios usuarios distribuidos acceden a un receptor común). Allí puede realizarse, para la eliminación de distorsiones no lineal, una eliminación sucesiva de las señales de interferencia que por ejemplo está implementada en el procedimiento conocido V-BLAST y que puede denominarse eliminación de distorsión realimentada por la decisión (Decision-Feedback-Equalization ZF-DFE) que elimina por completo las señales de interferencia (Zero-Forzing ZF, tendencia a cero). Un procedimiento de codificación previa ya establecido ha sido citado por Tomlinson y Harashima (THP - Tomlinson-Harashima-Precoding) y se basa en la utilización de aritmética de módulo. Este procedimiento ha sido descrito por primera vez por M. Tomlinson en la publicación previa I "Nuevo ecualizador automático que emplea aritmética de módulo" (Electronics Letters, vol. 7, núm. 5/6 págs 138-139, Marzo 1971), así como por H. Harashima y H. Miyakawa en la publicación previa II "Técnica de transmisión compensada para canales con interferencia intersímbolo" (IEEE Transactions on Communications, vol. com 20, núm. 4, págs 774-780, Agosto 1972). Inicialmente se desarrollaron los procedimientos de precodificación no lineales sólo para canales con una entrada y una salida, pero presentándose interferencias intersímbolo (ISI). Se detectó posteriormente que los mismos pueden utilizarse también sobre canales MIMO, para suprimir interferencias intercanal (ICI) o la combinación de ISI e ICI. Esta transmisión se describe bajo la acuñación del concepto precodificación MIMO extensamente en la publicación previa III de R. Fischer y otros "Transmisión espacio-tiempo utilizando precodificación Tomlinson-Harashima" (actas de la 4. Conferencia ITG relativa a la codificación de fuente y canal, págs 139-147, Berlin, Enero
2002).

En lugar de una eliminación de distorsiones con realimentación en el lado receptor, que sólo es posible en un receptor central, puede utilizarse esta eliminación previa de distorsiones en el emisor central. Para que con ello no aumente muy fuertemente la potencia media de emisión, funciona el THP de forma no lineal. Una reducción de módulo con una curva característica con forma de diente de sierra limita entonces la señal emisora x_{k} para una cantidad de escalones M_{k} de la constelación de señales elegida para el correspondiente símbolo de datos a_{k} y una distancia entre puntos de señal elegida A_{k} = 1 en la zona (-M_{k}/2, +M_{k}/2). Al respecto, hay que indicar en este punto que básicamente pueden elegirse para cada flujo de datos a transmitir una cantidad de etapas propia M_{k} y una distancia entre puntos de señal propia A_{k.} No obstante, por lo general se eligen estos parámetros iguales, para simplificar, para todas las señales de abonado a enviar. Cuando las señales de datos son cualesquiera, se mantiene la señal de salida siempre entre los límites de módulo prescritos, mediante una simple norma de adición, con lo que puede reducirse claramente la potencia de emisión respecto a procedimientos lineales. Esta limitación se realiza sin memoria símbolo a símbolo y puede representarse de manera equivalente como adición de un símbolo de corrección, que puede asumir el valor de un múltiplo entero de A_{k} \cdot M_{k.} La eliminación previa de distorsiones lineal que aparece ahora en esta forma de consideración elimina por completo las distorsiones de canal. Básicamente se forma ahora la señal de emisión en el THP mediante una representación múltiple de los símbolos de datos a_{k} y elección de representantes adecuados v_{k,} en los que a continuación se realiza una eliminación previa de distorsión lineal, es decir, según x = H^{-1}v, con lo que puede evitarse un aumento apreciable de la potencia media de emisión. Mediante la representación múltiple y la elección de un representante adecuado v_{k}, se pone así a disposición un grado más de libertad en el procesamiento de la señal. En una transmisión binaria, pueden representarse los símbolos binarios "0" y "1" por ejemplo mediante los valores de amplitud +0,5 y -0,5 (distancia entre puntos de señal A_{k} = 1), lo cual se corresponde con una constelación de señales M_{k} = 2 etapas. Partiendo de los valores de amplitud elegidos puede representarse, utilizando entonces la precodificación, el símbolo binario "0" por ejemplo mediante.. -3,5; -1,5; +0,5; +2,5; +4,5; ... y el símbolo binario "1" mediante.. -2,5; -0,5; +1,5; +3,5; +5,5; ... con la correspondiente adición de un número entero (múltiplo de M_{k} = 2). Con el conocimiento de todos los datos de abonado a_{k} (con los valores + 0,5 y - 0,5) se eligen entonces los representantes v_{k} (a partir del conjunto de valores (+0,5 +2z) con z como número entero positivo o negativo), tal que tras la eliminación previa de distorsiones del canal la señal de emisión x = H^{-1}v tiene una potencia media reducida o bien la amplitud más reducida posible.

El estado de la técnica del que parte la presente invención, se da a conocer en la publicación previa IV de R. Fischer y otros: "Precodificación MIMO para receptores descentralizados" (Actas del simposio internacional de teoría de la información ISIT 02, Lausanne, Suiza, junio/julio 2002, pág. 496). Como continuación a la publicación previa III, se describe un THP modificado utilizando la aritmética de módulo no lineal, que se describe para un canal de radiodifusión con escenario dowlink (descendente), en el que los receptores descentralizados no tienen contacto alguno entre sí. El procesamiento previo no lineal en el lado emisor puede deducirse de la DFE y dispone matemáticamente de una matriz unitaria F que funciona en dirección hacia adelante, cuya tarea es la transformación de la matriz de canal a configuración triangular y una matriz B existente en el bucle de realimentación que funciona de manera no lineal en forma de una matriz triangular inferior con una diagonal principal unitaria. Si la matriz de canal conjunta tiene configuración triangular para el comportamiento en transmisión, entonces pueden compensarse previamente las señales de interferencia que se presentan escalonadamente en el ramal de alimentación del emisor central con aritmética de módulo. En los distintos receptores aparecen entonces los datos como si los otros abonados (con rutas de transmisión paralelas hacia los otros receptores) no existiesen.

Puesto que en consecuencia también utilizando procedimientos de precodificación no lineales pueden evitarse por completo señales de interferencia mutuas, pueden recuperarse en cada receptor, mediante decisión relativa a los valores de umbral, que tiene en cuenta la continuación periódica de los valores de amplitud o bien las distancias entre los puntos de señales (decisor de módulo), los símbolos de datos enviados a_{k} o bien formarse para ellos valores estimativos. El inconveniente de este procedimiento de precodificación es no obstante que, debido a que se evitan por completo las señales de interferencia mutua, no puede lograrse ninguna "ganancia de diversidad". Cada sistema parcial de transmisión (una señal de abonado al correspondiente receptor) funciona como si se operase a través de un canal propio (con una entrada y salida). Especialmente en canales de desvanecimiento ("Fading"), los momentos con malas condiciones de transmisión implican una elevada tasa de errores. No obstante, si se procesan y transmiten conjuntamente señales, puede lograrse básicamente una ganancia en diversidad. Si cuando hay dos vías de transmisión una de las dos tienen malas condiciones de transmisión, puede utilizarse con elevada probabilidad la otra vía de transmisión bastante bien.

Partiendo de la publicación previa VI, es por lo tanto la tarea de la presente invención perfeccionar un procedimiento de precodificación no lineal del tipo genérico para un canal de radiodifusión con receptores periféricos de tal manera que pueda aprovecharse su diversidad existente debido a las señales de interferencia que se presentan. Al respecto, el procedimiento debe tener una secuencia sencilla y asegurar una elevada calidad de transmisión. La solución correspondiente a la invención para esta tarea puede deducirse de la reivindicación principal. Ventajosos perfeccionamientos del procedimiento de precodificación no lineal correspondiente a la invención, se indican en las reivindicaciones secundarias. Estas se describirán a continuación más en detalle en relación con la
invención.

El procedimiento de precodificación correspondiente a la invención para el procesamiento previo común por el lado emisor de las señales de abonado, se basa en el THP antes descrito y toma la idea de la continuación periódica de los posibles representantes para los distintos símbolos de datos a_{k}. Entonces ya no se suprimen las señales de interferencia que se solapan mutuamente en 0, sino que se incluyen mediante un procesamiento previo común, asignando también a estas señales de interferencia valores de un conjunto de valores definido con precisión. Los valores admitidos para caracterizar las señales de interferencia se eligen entonces de tal manera que los decisores de módulo del lado receptor pueden decidir con seguridad, aún cuando existen las señales de interferencia, sobre el símbolo de datos enviado a_{k}. Puesto que cuando se utiliza el THP los decisores de módulo del lado receptor tienen en cuenta sin más una ambigüedad periódica de los símbolos de datos a_{k,} pueden ahora asumir las señales de interferencia valores que dan lugar a que otro representante v_{k} del conjunto posible de representantes aparezca en el receptor, que no obstante representa el mismo símbolo de datos a_{k}. Al respecto se diferencia el conjunto de valores (a_{k} + A_{k} \cdot M_{k} \cdot z_{kk} con z_{kk} como número entero positivo o negativo, inclusive 0) para los símbolos de datos transmitidos sin perturbaciones desde el abonado k al receptor k del conjunto de valores (a_{k} \cdot A_{k} \cdot Z_{lk} con Z_{lk} como número entero positivo o negativo, inclusive 0) para los símbolos de interferencia superpuestos desde el abonado I al receptor k, quedando excluido el abonado k, exactamente en el símbolo de datos inicial a_{k}. De esta manera se tienen en cuenta y se procesan a la vez las señales de interferencia que se presentan en el procedimiento de codificación previa correspondiente a la invención, dando éstas lugar a un desplazamiento admisible de las señales de abonado codificadas en módulo a intervalos de decisión para los mismos símbolos de datos. Debido al desplazamiento periódico ciertamente los intervalos de decisión son otros, pero el resultado de la decisión y su fiabilidad son
idénticos.

En el ejemplo numérico antes indicado relativo a una transmisión binaria de datos, pueden asumir las señales de interferencia mutuas por lo tanto los valores ... -4; -2; 0; +2; +4;... (números pares) y con ello ser números pares. La ocupación de las señales de interferencia con múltiplos de números enteros vale no obstante también para cualquier otra elección de posibles constelaciones de señal de M_{k} etapas. La precodificación correspondiente a la invención puede también utilizarse en el procedimiento de modulación de amplitudes en cuadratura (por ejemplo 4QAM o 16QAM) que utiliza el espacio de números complejos. El vector de datos a está compuesto en esta modulación por símbolos de datos a_{k} (denominados también puntos de señal) de un alfabeto QAM de valores complejos. Se transmiten las partes reales de los símbolos entonces moduladas por una oscilación cosenoidal y las partes imaginarias con una oscilación senoidal (mezcla en cuadratura). Cuando se utilizan descripciones de canal de valores complejos (inscripciones de matriz de valores complejos), es conveniente dividir primeramente las inscripciones en los componentes de valores reales parte real y parte imaginaria y representarlos como transmisión real con una cantidad doble de señales parciales. Así obtiene la matriz de canal H_{r} la dimensión doble (2K). Por el lado receptor se prevén demoduladores que reconocen los valores de tensión correctamente en cuanto a fase y de nuevo los asignan a los componentes reales parte real y parte imaginaria. Finalmente tiene lugar entonces de nuevo una transformación a la inversa al ámbito de los valores complejos. Rige entonces:

100

Entonces se denominan Re e Im la parte real y la parte imaginaria de la correspondiente magnitud, que según las definiciones elegidas definen un modelo de canal (MIMO) equivalente dimensional en 2K, de valor real, según:

y_{r} = H_{r}x_{r} + n_{r}

Para simplificar la eliminación de la distorsión y aprovechar ventajosamente la diversidad posible, se divide intencionadamente en el procedimiento de precodificación correspondiente a la invención el presente canal de radiodifusión en dos tramos. De la primera parte se elimina por completo la distorsión mediante codificación previa y por lo tanto las señales de abonado se desacoplan, apareciendo no obstante una continuación periódica de los símbolos de datos. El representante actual v_{k} para los símbolos de datos a_{k} se elige en ese momento a partir de los valores posibles, que se diferencian en múltiplos enteros del número de escalones M_{k} inicial, con lo que tras la eliminación previa lineal de distorsiones de los representantes elegidos v_{k}, la potencia de emisión necesaria es mínima. De la segunda parte del canal no se eliminan las distorsiones previas, generando así interferencias residuales entre las señales de abonado. No obstante, eligiendo adecuadamente esta parte puede lograrse que por un lado se configuren las interferencias residuales de tal manera que no repercutan perturbando en la toma de decisión en los receptores y por otro lado la eliminación previa de la distorsión de la primera parte del canal sea posible con una reducida amplificación en el lado receptor y con ello con una reducida amplificación del ruido o bien que la diversidad del canal pueda ser utilizada al menos parcialmente. Puesto que cuando se utilizan procedimientos de codificación previa las señales de abonado prosiguen sin más periódicamente en los receptores, pueden asumir las interferencias residuales valores que coinciden con la distancia de los posibles representantes, reflejándose por lo tanto las interferencias solamente en la elección (virtual) de otro representante y eliminándose así su influencia por completo en el decisor de módulo existente en cualquier caso. Una ventaja decisiva de la invención es la claramente superior eficiencia de la potencia de la transmisión de señales. Mediante el procedimiento de codificación previa indicado puede lograrse, a igualdad de potencia media de emisión que el procedimiento de precodificación conocido, una menor tasa de errores de bits, es decir, una recepción más segura. En particular puede ganarse en diversidad mediante el procedimiento de codificación previa indicado, lo cual se hace perceptible positivamente en una caída más rápida de la tasa de errores de bits con una mejora de la calidad de transmisión del canal de radiodifusión.

Una eliminación parcial de distorsiones del canal de transmisión se corresponde con una utilización de una descripción modificada del canal, matemáticamente mediante una transición de la matriz del canal H_{r} a una matriz de canal reducida H_{red}. Su multiplicación por una matriz de interferencia residual adecuada R, que describe los acoplamientos mutuos que quedan, da como resultado de nuevo la matriz de canal H_{r} según la disociación:

H_{r} = R\ H_{red}

La matriz de interferencia residual R depende sólo del comportamiento actual en cuanto a transmisión del canal. Mientras la matriz del canal H (o bien H_{r}) no se modifique (transmisión de ráfagas), tampoco se modifica la matriz de interferencias residuales R. En las diagonales principales está ocupada la matriz de interferencias residuales R con unos (rutas directas de señal), asumiendo todos los demás elementos por filas sólo los elementos enteros (positivos o negativos) múltiplos del número de escalones M_{k}. En una transmisión binaria por cada componente estos elementos son sólo números pares (positivos o negativos):

101

Pueden utilizarse diversos procedimientos para un fraccionamiento adecuado de la matriz del canal H. Mediante la utilización del método de Monte Carlo pueden calcularse por ejemplo empíricamente los coeficientes adecuados. Los métodos óptimos de fraccionamiento han de buscarse en función de su coste, que ha de ser lo más bajo posible, y en función de una amplificación necesaria por el lado receptor lo más baja posible (por ejemplo mediante una adaptación automática de la amplificación, AGC Automatic Gain Control, control automático de ganancia).

Otras reducciones matriciales para canales MIMO son conocidas por el estado de la técnica como reducciones (básicas) de rejilla (Lattice Reduction). En la publicación previa V de H. Yao y otros: "Detectores ayudados por la reducción para sistemas de comunicación MIMO" (Actas de IEEE Globecom 2002, Taipei, Taiwan, Noviembre 2002), se describe un procedimiento económico para la detección en canales con varias entradas y salidas. La idea básica es la aplicación de métodos matemáticos conocidos por el sector de la teoría Lattice (teoría de las rejillas regulares). En el canal MIMO no se eliminan entonces por completo las distorsiones de manera lineal, sino que partiendo de otra representación más adecuada (base reducida) se realiza la eliminación de la distorsión del canal sólo en parte, con lo que es posible una decisión sobre el valor de umbral sencilla por componentes (es decir, en relación con las distintas señales de abonado). Sólo tras otro procesamiento posterior se mantienen los valores estimativos deseados para los símbolos de datos enviados. El método conocido, que considera especialmente el caso de dos antenas emisoras y dos antenas receptoras, se diferencian no obstante básicamente de la invención en que allí en un sistema multiantena se conocen en el lado receptor todas las señales de recepción de abonado y es posible un procesamiento común de la señal. Contrariamente a ello, se refiere el procedimiento de codificación previa según la invención al problema en un sistema multiusuario con dirección de emisión descendente (dowlink). Aquí hay un emisor común, que conoce todas las señales de abonado y que puede procesarlas. Por el contrario, los receptores, que están distribuidos en una zona de alimentación, no pueden cooperar, es decir, cada receptor ve solo su propia señal de recepción (no es posible ningún "joint processing, procesamiento común"). La eliminación (parcial) conocida de la distorsión se realiza exclusivamente en el lado receptor y es exclusivamente lineal, es decir, en la proporción reducida del canal se realiza la eliminación de la distorsión con ayuda de la matriz del canal inversa. La invención funciona exclusivamente en el lado emisor de manera no lineal sobre la base del THP.

La publicación previa VI de Ch. Windpassinger y R. Fischer: "Detección y premodificación de probabilidad de aproximación al máximo de baja complejidad para sistemas MIMO utilizando reducción de rejilla" (Actas de la IEEE Workshop de la teoría de la información 2003, págs 345-348, París, Francia, Marzo/abril 2003) se basa en la publicación previa V y amplía la misma. El procedimiento económico para la detección de canales MIMO con varias entradas y salidas se amplía desde el escenario 2x2 al caso general de K entradas y salidas. Además se sustituye la eliminación parcial lineal de distorsiones por una precodificación no lineal. La diferencia decisiva para la invención reside no obstante en que estos procedimientos se refieren a su vez a sistemas multiantena, en los cuales en el lado receptor son conocidas todas las señales parciales de recepción y es posible un procesamiento común. El procedimiento de eliminación previa de la distorsión indicado con la presente invención está concebido por el contrario para receptores descentralizados, que no pueden cooperar. Aquí reside una dificultad especial para el procesamiento de señales, porque el mismo sólo puede realizarse por el lado emisor.

Para la eliminación de distorsiones de la componente del canal, descrita por la proporción reducida H_{red}, se sigue fraccionando esta matriz reducida factorialmente en matrices adecuadas. Este fraccionamiento puede presentar por ejemplo la siguiente forma:

P^{T}H_{red} = 1/g\ B\ F^{1},

siendo F una matriz con columnas ortogonales. B es la matriz triangular inferior, P es una matriz de permutación (cada línea y cada columna contiene exactamente un 1), y g el factor de amplificación por el lado receptor (adaptación automática de la amplificación). Las tres matrices y la escalar pueden calcularse claramente cuando está predeterminado el criterio (preferentemente g mínima) a partir de H_{red}.

Con la elección usual de los puntos de señal del ejemplo numérico arriba indicado en retícula desplazada ½ de los números enteros, resulta por el lado receptor una deriva (Offset) sistemática. Esta puede ser eliminada bien mediante receptores correspondientemente modificados o simplemente mediante una compensación de deriva por el lado emisor, para la que no se necesita energía adicional alguna por el lado emisor. Esta se realiza mediante sustracción del vector o según

o = P^{T} (R-1)[1/2...1/2]^{T}.

Formas constructivas de la invención se describirán más en detalle a continuación en base a las figuras esquemáticas. Al respecto muestra:

Figura 1 un canal de radiodifusión,

Figura 2 el desacoplamiento del canal de radiodifusión mediante un procedimiento de precodificación según el estado de la técnica,

Figura 3 la superposición del canal de radiodifusión mediante el procedimiento de precodificación según la invención,

Figura 4 un esquema de bloques del procedimiento de precodificación según la invención,

Figura 5 curvas de error de bits para distintos procedimientos de eliminación de distorsión y

Figura 6 los factores de amplificación para distintos procedimientos de eliminación de distorsión.

La figura 1 muestra esquemáticamente la estructura de un canal de radiodifusión BC para la transmisión digital de mensajes de K señales de abonado ST_{k} desde un emisor central común CT (por ejemplo estación de base) a K receptores periféricos de DR_{k} (por ejemplo estaciones móviles), que en cada caso deben recibir sólo su señal de recepción SR_{k} y que no tienen ningún contacto con los receptores contiguos de DR_{k}. La transmisión tiene lugar exclusivamente en sentido descendente (downlink), utilizándose en el caso representado una transmisión por radio no ligada a línea. El canal de radiodifusión BC presenta, considerado en su conjunto, múltiples entradas y múltiples salidas y puede interpretarse por lo tanto como canal MIMO (Multiple Input Multiple Output, entrada múltiple salida múltiple). Existe aquí un sistema multiusuario que hay que diferenciar de un sistema multiantena, que igualmente define un canal MIMO.

La figura 2 muestra para un ejemplo de ejecución elegido M_{k} = 2, A_{k} = 1 y k = 1,... K el canal de radiodifusión BC completamente desacoplado en base a la utilización del procedimiento de precodificación no lineal conocido THP (precodificación de Tomlinson-Harashima) con utilización de aritmética de módulo, que ya se ha descrito bastante más arriba. Básicamente se suma entonces a cada símbolo de datos a_{k} (asignado a las señales de abonado ST_{k}) un valor especial de un múltiplo entero del producto de la cantidad de etapas M_{k} por la distancia entre puntos de señal A_{k} de la constelación de señales (A_{k} \cdot M_{k} \cdot z con z como número entero positivo o negativo inclusive cero) y se elige el mejor valor en cuanto a potencia mínima de emisión y se elimina previamente de manera lineal la distorsión del representante de señal así obtenido. La THP se utiliza por el lado emisor para generar en el emisor central CT una señal de emisión común como la indicada, para que cada receptor descentralizado DR_{k} reciba su señal de recepción deseada SR_{k}. Las señales de interferencia que se presentan se eliminan en este procedimiento de codificación previa THP por completo, con lo que la diversidad de canal no puede utilizarse.

En la figura 3 por el contrario se representa la utilización del procedimiento de precodificación no lineal según la invención, teniéndose en cuenta las señales de interferencia. En este procedimiento se representan las señales de interferencia de manera múltiple para transmisión binaria (en el ejemplo de ejecución mostrado M_{k} = 2, A_{k} = 1 y k = 1,... K) con valores pares, enteros entre los valores para las señales de abonado ST_{k}. Entonces se asignan a los símbolos de interferencia entre el símbolo de datos a_{I} con I a K y distinto de k y el símbolo de datos a_{k}, representantes periódicos del conjunto de valores A_{k} \cdot M_{k} \cdot z_{Ik} con z_{Ik} procedente del conjunto de números enteros. La ocupación de las señales de interferencia con valores pares, enteros (interferencias de número entero) puede acortarse adecuadamente con EIIP (Even-Integer-Interference-Precoding, Precodificación de interferencias de número entero y par). En la figura 3 puede reconocerse claramente el principio básico que sirve de base al EIIP de la distorsión parcial de canal, en el que el canal de radiodifusión BC se diferencia virtualmente en un canal reducido sin acoplamiento (primeros lugares de adición), que es sometido a una precodificación no lineal (representada en forma linealizada) y una superposición de las señales de interferencia conformadas de manera adecuada (segundos lugares de adición).

En la figura 4 (arriba) puede verse el sistema de transmisión completo tal como existe en el procedimiento de precodificación EIPP propuesto de distorsión parcial. La matriz de canal H designa el canal de transmisión propiamente dicho con K abonados. En su entrada puede accederse conjuntamente a todas las señales de emisión, lo cual se indica mediante una flecha vectorial ancha. En su salida pueden procesarse sólo individualmente las señales de abonado y_{k} con k de 1...K, dibujado aquí mediante flechas individuales escalares. Por el lado receptor se superponen en cada caso adicionalmente ruidos n_{k}. En la representación usual abstracta están compuestos los receptores en cada caso sólo de una escalación (Automatic Gain Control, control automático de ganancia) y una decisión de valor de umbral (en la figura 4 indicada mediante una g en el círculo y una caja con doble enmarcado con decisión de valor de umbral, significando el doble enmarcado una operación no lineal). El emisor está compuesto por los tres primeros bloques funcionales. Aquí se trata de una matriz de permutación P^{T} dependiente de la matriz de canal existente H (por ejemplo H_{red}), de un bucle de realimentación con una operación de módulo MOD no lineal, de la matriz unitaria y de una matriz triangular inferior B, así como de una matriz F con columnas ortogonales. Los símbolos de datos a enviar (tomados del alfabeto QAM) están reunidos en el vector a de dimensión K. Cada receptor desea recibir su símbolo de datos a_{k} y sólo éste. Este vector con inscripciones complejas se transforma primeramente en un vector real (separación de los componentes complejos en parte real e imaginaria, tal como ya se ha descrito antes), simbolizado mediante la denominación a/a_{r}. El procesamiento que va a continuación en el emisor se realiza sobre valores reales. El emisor genera símbolos de emisión, reunidos en el vector x_{r}. Estos se transforman entonces en una representación de valores complejos (conjunción de parte real e imaginaria para formar un número complejo, proceso inverso al anterior), ya que el canal procesa símbolos de entrada de valores complejos.

La primera etapa del emisor es una permutación (reclasificación) de los componentes del vector a_{r}. El siguiente bloque funcional es el bucle de realimentación conocido en el procedimiento de precodificación y que funciona de manera no lineal. Aquí se compensan ya previamente las señales de interferencia que se presentan en la transmisión a través del canal. Para no aumentar la potencia de emisión, se utiliza aquí una operación módulo MOD que limita los símbolos que es una salida, mediante adición/substracción de un valor adecuado de número entero (corresponde a una prosecución periódica de la constelación original de señales), a un intervalo fijamente predeterminado. Todos los puntos de señal que presentan entre sí una distancia predeterminada A_{k} \cdot M_{k}, por ejemplo en transmisión binaria (M_{k} = 2) y distancia entre puntos de señal A_{k} = 1 rige A_{k} \cdot M_{k} = 2, representan el mismo mensaje (combinación de bits). Finalmente, se utiliza además una matriz unitaria F, que transforma la matriz general de canal sin aumentar la potencia de emisión, en una matriz triangular inferior. Sólo así puede tener lugar, tal como se desea, un procesamiento sucesivo en el emisor.

Para que las señales de recepción aparezcan sin deriva (Offset) o en los receptores, se compensa ésta ya de antemano en el emisor. El cálculo de las matrices P, B y F se realiza de manera inequívoca a partir de la forma reducida de la matriz de canal según las indicaciones anteriores. La codificación previa elimina así la distorsión sólo de esta componente reducida; las señales de interferencia debidas a la matriz de interferencias residual permanecen (ver más arriba).

El modo de funcionamiento de la transmisión se representa en las líneas central e inferior en la figura 4. Primeramente se sustituye el bucle de precodificación por su representación lineal. La operación de módulo se sustituye por la adición de un término de corrección d. El bucle de realimentación lineal que queda (transmisión hacia delante uno; realimentación B-I) realiza entonces exactamente la matriz B^{-1} (matriz inversa de la B). La matriz de canal se representa según las explicaciones anteriores como cascada a partir de la matriz de canal reducida H_{red} y de la matriz de interferencias residuales R. Debido a la especial constitución de las matrices B y F a partir de H_{red}, resulta de la cascada a partir de B^{-1}, F y H_{red} exactamente la matriz P/g (de nuevo la ecuación anterior), con lo que resulta la estructura representada en la línea anterior. Las matrices de permutación P^{T} y P se eliminan; como matriz de transmisión permanece por lo tanto sólo la matriz residual de interferencias. Esta describe las interferencias (acoplamientos) entre las señales de abonado. Ya que la diagonal principal es de unos, se transmiten las señales útiles de manera ideal. Los elementos de la diagonal secundaria que describen la conservación superpuesta entre los abonados, son en la transmisión binaria números pares; aparecen por lo tanto sólo interferencias de números pares. Pero éstas no perjudican la decisión de módulo existente.

En la figura 5 se representan las curvas promedias de errores de bits de los usuarios para distintos procedimientos de procesamiento de la señal. Se representa en cada caso la tasa promedia de errores de bits BER a lo largo de la relación (expresada en dB) entre la energía media de emisión E_{b} por cada bit de información y la densidad espectral de potencia N_{0} de la perturbación aditiva de ruido. Se suponen dos usuarios (K = 2), lo cual sucede con relativa frecuencia, cuando por ejemplo además de múltiples usuarios con bajas velocidades de datos y bajas potencias de emisión, se presentan dos usuarios con elevadas velocidades de datos y elevadas potencias de emisión, a los que se limita entonces el procesamiento previo. En base al procedimiento elegido en especial para el fraccionamiento de la matriz de canal reducida H_{red} en g, F, B y P, resulta para ambos usuarios el mismo comportamiento en cuanto a errores de bits. El comportamiento más favorable en cuanto a errores de bits muestra un procesamiento de señales común en el receptor (joint processing at receiver JPR, Curva a), la inversión de canal más desfavorable por el lado emisor simplemente lineal (linear preequalization LPE, Curva b). Entonces el canal de transmisión muestra un comportamiento en cuanto a errores cada vez más favorable con una codificación previa de valores complejos no lineal por el lado emisor (complex-valued precoding CVP, Curva c) y una precodificación de valores reales (real-valued precoding RVP, Curva d). El comportamiento en cuanto a errores más próximo al procesamiento de señales común por el lado receptor, se logra mediante el procedimiento de precodificación según la invención con una distorsión parcial de canal teniendo en cuenta las interferencias (EIIP, Curva e).

Mediante el comportamiento en cuanto a errores claramente mejorado en el procedimiento de precodificación no lineal según la invención EIIP son necesarios en el lado receptor factores de amplificación bastante más reducidos pese a la minimización de la potencia de emisión. En la figura 6 se representan para un sistema de transmisión con dos usuarios (K = 2) los factores de amplificación g_{EIIP-PREC} utilizando la precodificacion no lineal según la invención en contraposición a los factores de ampliación g_{PREC} que resultan en un procedimiento de precodificación de valores reales que no tiene en cuenta las interferencias (la representación se realiza en dB como valor inverso del cuadrado, ya que la distancia señal-a-ruido SNR es proporcional a este término y este termino describe directamente la capacidad del procedimiento). El valor de los factores de amplificación g_{PREC}, se representa sobre el eje x y puede observarse sobre la recta y = x también como extremo inferior de las barras. Los factores de amplificación que corresponden en cada caso g_{EIIP-PREC} están representados como extremo superior de las barras. La longitud de las barras indica entonces la ganancia que puede obtenerse. Claramente pueden observarse grandes ganancias, especialmente en situaciones en las cuales los procedimientos conocidos proporcionan resultados muy malos.

Lista de referencias

A_{k}

Distancia entre puntos de señal para el símbolo de emisión a_{k}

AGC

Automatic Gain Control (control automático de ganancia)

a

vector de datos

ak

k =símbolo de datos número k, con k de 1...K

a_{r}

vector de datos de valores reales

B

matriz triangular inferior con 1 en las diagonales principales

BC

canal de radiodifusión para la transmisión digital de mensajes

BER

tasa de errores de bits

CT

emisor central

DR_{k}

receptor descentralizado

E_{b}

energía media de emisión por cada bit

EIIP

Even-Integer-Interference-Precoding (precodificación de interferencias de números enteros y pares)

F

matriz unitaria (ortogonal)

g

factor de amplificación

H

matriz de canal

H_{red}

matriz de canal reducida

I

matriz unitaria

I,k

índice de abonado

K

cantidad de abonados o bien receptores

M_{k}

número de etapas de la constelación de señales para el símbolo de emisión a_{k}

MIMO

Multiple Input Multiple Ouput (entrada múltiple salida múltiple)

MOD

reducción de módulo no lineal

n_{k}

señal de ruido número k con k de 1...K

o

Offset (deriva)

P

matriz de permutación

PREC

procedimiento de precodificación

QAM

modulación de amplitud en cuadratura

R

matriz de interferencias residuales

SR_{k}

señal de recepción

ST_{k}

señal de abonado

THP

Precodificación de Tomlinson-Harashima

x_{r}

vector real de emisión

y_{k}

señal de abonado número k con 1...K

z

valor entero positivo o negativo inclusive cero

Claims (3)

1. Procedimiento de precodificación no lineal en base a una aritmética de módulo para la distorsión previa por el lado emisor de K señales de abonado simultáneas y de la misma frecuencia a transmitir en un canal de radiodifusión digital establecido entre una estación emisora central (CT) y K estaciones receptoras DR_{k} periféricas que no están unidas entre sí, con comportamiento de transmisión conocido, a partir de símbolos de datos a_{k} con k de 1 a K a partir de una constelación de señales de M_{k} etapas que presenta una distancia entre puntos de señal A_{k}, con una representación múltiple periódica de los símbolos de datos a_{k} a transmitir sin perturbaciones en intervalos de símbolos de datos congruentes para K decisores de módulo por el lado receptor de una selección, que se lleva a cabo para lograr una potencia mínima de emisión, de representantes v_{k} del conjunto de valores a_{k} + A_{k} \cdot M_{k} \cdot Z_{kk} con z_{kk} procedentes del conjunto de los números enteros y una eliminación previa de la distorsión lineal de los representantes elegidos v_{k} formando señales de emisión xk a transmitir,

caracterizado porque

los símbolos de interferencia que se presentan en el canal de radiodifusión (BC), que se superponen en los símbolos de datos a_{k} a su representación múltiple periódica, en base a las señales de abonado con conversaciones superpuestas ST_{k} por el lado emisor, se incluyen mediante una representación múltiple periódica adaptada en la representación múltiple periódica de los símbolos de datos a_{k} y son eliminados por los K decisores de módulo del lado receptor, asignándose a los símbolos de interferencia entre los símbolos de datos a_{I} con I de 1 a K y distinto de k y al símbolo de datos a_{k} representantes periódicos del conjunto de valores A_{k} \cdot M_{k} \cdot z_{Ik} con z_{Ik} a partir del conjunto de los números enteros.

2. Procedimiento de precodificación según la reivindicación 1,

caracterizado porque

matemáticamente se logra el procedimiento de transmisión deseado del canal de radiodifusión (BC) mediante un fraccionamiento factorial de la matriz de canal H conocida en el lado emisor que describe el actual comportamiento de transmisión, en una matriz de canal reducida, a distorsionar previamente, H_{red} y una matriz de interferencias residuales R según:

H = R\ H_{red}

asumiendo la matriz de interferencias residuales R en las diagonales principales sólo el valor 1 y siendo todos los otros elementos, por líneas, múltiplos enteros de la cantidad de etapas M_{k} de la constelación de señales utilizada y obteniéndose la matriz de canal reducida H_{red} mediante un fraccionamiento factorial en una matriz F con columnas ortogonales, una matriz triangular inferior B y una matriz de permutación P, introduciendo un factor de amplificación escalar g por el lado receptor, según:

P^{T}H_{red} = 1/g\ B\ F^{1},

3. Procedimiento de premodificación no lineal según la reivindicación 1 ó 2,

caracterizado porque ya en el lado emisor se realiza una compensación de deriva (o) en las señales a transmitir.