ES2249733T3 - Procedimiento para la correccion y desmodulacion de una señal de datos transmitida a traves de un canal variable en el tiempo. - Google Patents

Abstract

Procedimiento para la corrección y desmodulación de una señal de datos transmitida a un receptor a través de un canal variable en el tiempo según un procedimiento de transmisión de datos con portadora individual o con portadoras múltiples caracterizado porque en el receptor se determinan de la señal de datos recibida los coeficientes de dispersadores atenuación, retardo y frecuencia de Doppler de los dispersadores que originan las distorsiones de la señal en el canal y con estos coeficientes de dispersadores determinados de esta manera se corrige y se desmodula a continuación la señal de datos.

Description

Procedimiento para la corrección y desmodulación de una señal de datos transmitida a través de un canal variable en el tiempo.

La invención se refiere a un procedimiento para la corrección y la desmodulación de una señal de datos transmitida a un receptor a través de un canal variable en el tiempo.

Los modernos procedimientos de transmisión de datos a través de canales variables en el tiempo (canales fading) son sensibles frente a interferencias entre símbolos (ISI) o interferencias entre canales (ICI). Por lo tanto se necesitan una estimación y corrección de los canales.

Los procedimientos convencionales para la estimación y corrección de canales se basan en la estimación de la respuesta del canal a un impulso como función del tiempo o en el dominio espectral. Esta función se estima en general directamente por medio de secuencias de entrenamiento. El modelo del canal en el que se basa la estimación puede modelar una sola función del tiempo o puede tener en cuenta diversas rutas con distintos retardos mediante el modelo convencional de una línea de retardo con tomas. Los modelos y por lo tanto también los procedimientos de estimación tienen en común de pasar por alto la geometría de los dispersadores (Scatterer) que originan la distorsión.

En los procedimientos con portadoras múltiples, como por ejemplo OFDM, los diferentes desplazamientos de Doppler en las rutas individuales del canal producen interferencias ICI, es decir, las portadoras adyacentes influyen en una determinada portadora. Cuando el canal real posee varias rutas con distintos desplazamientos de Doppler, un procedimiento convencional con la estimación directa del canal mediante su respuesta a un impulso no puede determinar estos desplazamientos de Doppler diferentes. Como consecuencia, sigue existiendo ICI y el receptor no puede recibir y procesar la señal de forma óptima.

Las suposiciones convencionales sobre la variación del canal en función del tiempo se basan en que la respuesta del canal a un impulso sólo varía poco o de forma determinista entre las secuencias de entrenamiento y que los algoritmos de estimación y de seguimiento de los canales converjan lo suficientemente.

En procedimientos con portadoras múltiples, como por ejemplo OFDM, se presupone de forma implícita que el canal sea constante en un bloque OFDM. Un procedimiento para la corrección de DVB-T en base a la suposición de la constancia se describe por ejemplo en Burow-R; Fazel-K; Hoeher-P; Klank-O; Kussmann-H; Pogrzeba-P; Robertson-P; Ruf-M-J; "On the performance of the DVB-T system in mobile environments" IEEE GLOBECOM 1998.

En el caso de canales muy rápidamente variables, los modos de proceder anteriormente mencionados condicionan una rápida sucesión de secuencias de entrenamiento o una convergencia peor de la estimación del canal. La constancia en un bloque anteriormente mencionada ya no se garantiza en los procedimientos con portadoras múltiples, de modo que disminuye fuertemente el rendimiento de los procedimientos.

El objetivo de la invención consiste por lo tanto en crear un procedimiento para la corrección y para la desmodulación de una señal de datos transmitida a través de este tipo de canal de transmisión variable en el tiempo que evite estas desventajas y limitaciones mencionadas con respecto a las características del canal.

Este objetivo se consigue partiendo de un procedimiento conforme al preámbulo de la reivindicación principal por medio de sus características caracterizadoras. Variantes ventajosas se desprenden de las reivindicaciones dependientes.

En el procedimiento conforme a la invención ya no se utiliza la respuesta del canal a un impulso, sino más bien los llamados coeficientes de dispersadores, es decir la atenuación compleja, el retardo y el desplazamiento de Doppler en el canal. Las reflexiones originadas por los llamados dispersadores (Scatterer) de una señal emitida entre emisor y receptor determinan la calidad del canal de transmisión, tal como se describe por ejemplo en el libro de Raymond Steele "Mobile Radio Communication", Pentech Press, London, 1992, apartado 2.3.1. Estos dispersadores como por ejemplo edificios o vehículos distorsionan la señal de datos transmitida entre emisor y receptor. De la señal de datos distorsionada pueden determinarse en el receptor los coeficientes de dispersadores, originados por los dispersadores, con los cuales es posible corregir y, finalmente, desmodular la señal de datos distorsionada. Las características del canal se definen conforme a la invención por medio de estos coeficientes de dispersadores que en el sentido de la siguiente descripción pueden determinarse de manera sencilla de las señales de datos distorsionadas recibidas.

La invención se explica a continuación más detalladamente con referencia a dibujos esquemáticos y ejemplos de realización. En el dibujo se muestran:

Fig. 1 Disposición bidimensional de los dispersadores con frecuencias de Doppler y retardos convertidos en valores discretos.

Fig. 2 Árbol de búsqueda.

Fig. 3 Árbol derivado del árbol de búsqueda según la figura 2 teniendo en cuenta la codificación.

En la figura 1 se muestra con referencia a un campo bidimensional la conversión en valores discretos de la frecuencia de Doppler f_{d} y del retardo \tau en el canal de transmisión para diferentes dispersadores. Esta representación gráfica puede transformarse inmediatamente en una matriz S de dispersadores con los coeficientes S(m, k) de dispersadores, tal como se utiliza en las siguientes ecuaciones (1) a (4). Los coeficientes de la matriz S representan los valores complejos de la atenuación (amplitud y fase). La cuantificación en la dirección del retardo \tau y en la dirección del desplazamiento de Doppler f_{d} depende del canal y del procedimiento de transmisión de datos. Los valores máximos K del desplazamiento de Doppler discreto normalizado y M del retardo discreto normalizado resultan de los parámetros físicos del canal. Como se puede apreciar, es ventajoso y razonable sin restricción de la validez general que las cuantificaciones tanto en la dirección del retardo como en la dirección del desplazamiento de Doppler sean equidistantes. En la matriz para el dispersador correspondiente se introduce simplemente un cero cuando para una determinada entrada no existe ningún dispersador físico.

En la figura 1 se muestran cinco dispersadores cuyos índices corresponden a la posición en la matriz de dispersadores; la numeración se inicia aquí con 1.

La simetría con respecto al desplazamiento de Doppler (valores positivos y negativos) no se requiere a priori, sino que depende del canal.

Por lo tanto, este modelo físico tiene en consideración la geometría del modelo de propagación del canal en vez de las respuestas a un impulso. Esta geometría y de esta manera el retardo \tau y el desplazamiento de Doppler f_{d} asignados al dispersador correspondiente se mantienen prácticamente constantes durante tiempos lo suficientemente largos, debido a que los emisores y/o receptores no pueden moverse con velocidad arbitraria o efectuar variaciones del movimiento con velocidad arbitraria.

A diferencia de lo anteriormente expuesto, la respuesta del canal a un impulso puede variar en principio arbitrariamente dentro de los límites físicos admisibles. La respuesta discreta a un impulso se calcula de los coeficientes complejos de los dispersadores S(m, k) como se indica a continuación:

h(m,i) = \frac{1}{\sqrt{N}} \sum\limits^{K}_{k=-K} \ S(m,k)e^{j2\pi \tfrac{ki}{N}}

h(i) = \sum\limits^{M}_{m=0} \ h(i,m)

(1)

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En esta ecuación son K la frecuencia máxima de Doppler, m el índice variable del retardo e i es la variable discreta para el tiempo. h(i) es la respuesta resultante discreta en función del tiempo del canal a un impulso. Se tiene en cuenta con una longitud N.

La respuesta continua, variable en el tiempo h(\tau, t) del canal a un impulso está físicamente limitada en \tau y f_{d}. Por lo tanto, para la función del dispersador S(\tau, f_{d}) como la transformación de Fourier de h(\tau, t) sobre t se encuentra en vigor S(\tau, f_{d}) = 0 para \tau \geq \tau_{máx}, |f_{d}| \geq f_{d}, máx. En analogía al teorema de muestreo es posible representar la respuesta h(\tau, t) a un impulso completamente por valores de muestreo en el dominio de la frecuencia, de modo que se obtiene la ecuación (1) como representación discreta del canal.

El principio de probabilidad máxima para la determinación de la matriz S de coeficientes de dispersadores en el dominio del tiempo resulta de la minimización de la siguiente ecuación con respecto a los coeficientes de dispersadores:

(2)\sum\limits^{N-1}_{i=0} \left|\left|r(i) - \frac{1}{\sqrt{N}} \sum\limits^{M}_{m=0} d(i-m) \sum\limits^{K}_{K=-K} S(m,k)e^{j2\pi\tfrac{ki}{N}}\right|\right|^{2}

En la ecuación anterior se presupone de forma implícita que los símbolos de datos d(i-m) emitidos sean conocidos. r(i) es una muestra de la señal recibida.

Las variables r(i) y d(i-m) están definidas en el dominio del tiempo.

Los símbolos de datos son directamente conocidos y se presuponen como secuencia de entrenamiento, o se determinan de la señal recibida por medio de los procedimientos que se describen a continuación.

La estimación de los coeficientes de dispersadores en el dominio del tiempo se utiliza preferentemente en procedimientos de transmisión de datos que trabajan en el dominio del tiempo. Procedimientos de este tipo son por ejemplo procedimientos de una sola portadora con modulación PSK o QAM.

\newpage

En el caso de señales de portadoras múltiples con símbolos emitidos conocidos, la estimación podría llevarse a cabo también en el dominio del tiempo, ya que se conoce a priori la señal de emisión.

Los procedimientos de modulación pueden tenerse en cuenta en la ecuación (2) de tal modo que los símbolos de datos d(i-m) tengan la forma de señal correspondiente del tipo de modulación utilizado, en caso dado con formación parcial de los impulsos de respuesta. Los canales con gran memoria, es decir, con larga duración del impulso, pueden corregirse mediante la selección apropiada del retardo máximo M. Naturalmente, también la duración de observación N será apropiadamente larga.

De forma análoga a la ecuación (2) puede llevarse a cabo una estimación en el dominio de la frecuencia. Se obtiene la siguiente ecuación:

(3)\sum\limits^{N-1}_{n=0} \left|\left|R(n) - \frac{1}{\sqrt{N}} \sum\limits^{K}_{K=-K} \sum\limits^{M-1}_{m=0} D(n-k)S(m,k)e^{-j2\pi m \tfrac{n-k}{N}}\right|\right|^{2}

Las variables R(n) y D(n-k) utilizadas en la ecuación (3) están definidas en el dominio de la frecuencia.

La estimación de los coeficientes de dispersadores en el dominio de la frecuencia se utiliza preferentemente en procedimientos de transmisión de datos que trabajan en el dominio de la frecuencia. Procedimientos de este tipo son por ejemplo procedimientos con portadoras múltiples como OFDM en el procedimiento DVB-T.

Igual que en la estimación en el dominio del tiempo, el símbolo de datos D(n-k) puede llevar la forma de la señal del tipo de modulación utilizado, en este caso representado en el dominio de la frecuencia.

Como se desprende de las ecuaciones (2) y (3), se presupone que los datos emitidos sean conocidos para la estimación de los coeficientes de dispersadores. La estimación se extiende por N muestras en el dominio del tiempo o N componentes espectrales en el dominio de la frecuencia, respectivamente.

En el caso normal de una transmisión se emite al principio una secuencia de símbolos conocida que sirve para la sincronización. A continuación, el receptor debe seguir la estimación del canal en el caso de secuencias de datos desconocidas o, cuando se emiten nuevamente informaciones de sincronización o símbolos de entrenamiento, estimar el canal de nuevo o adaptar el comportamiento de convergencia del algoritmo de estimación y seguimiento.

La estimación de los coeficientes de dispersadores se lleva a cabo preferentemente con un algoritmo recursivo de Kalman o un algoritmo RLS según el cual se realiza, después de la inicialización mediante la secuencia de datos conocida, un seguimiento del canal incluso cuando la secuencia por el momento sea desconocida. Un algoritmo RLS de este tipo para la determinación de los coeficientes de dispersadores es por ejemplo:

K(i) = P(i-1) \cdot D^{T}(i)(D(i) \cdot P(i-1) \cdot D^{T}(i) + W(i))^{-1}

\quad

P(i) = P(i-1)-K(i) \cdot D(i) \cdot P(i-1)

\quad

e(i|i-1) = r(i) - D(i) \cdot \hat{S}(i-1)

\hat{S}(i) = \hat{S}(i-1) + K(i) \cdot e (i|i-1)

(4)

En esta ecuación es K(i) la ganancia de Kalman, P la matriz de covariancia del estado de predicción, D la matriz de datos obtenida de (2) o (3), W la matriz de covariancia del ruido y \hat{S} el vector de los coeficientes de dispersadores estimados que se obtiene de la matriz S disponiendo los dispersadores en un vector lineal. r(i) es la muestra de la señal recibida (en el dominio del tiempo o de la frecuencia), i es el índice en la dirección del tiempo o de la frecuencia.

Los procedimientos de la estimación recursiva son de por sí conocidos y se describen por ejemplo en S. Haykin "Adaptive Filter Theory", 1ª edición, Englewood Cliffs, New Jersey, Prentice Hall 1986.

Debería mencionarse que el algoritmo RLS descrito sólo se menciona a título de ejemplo del elevado número de variantes distintas.

Después de la estimación inicial del canal mediante símbolos de entrenamiento se selecciona un criterio de probabilidad máxima (ML) según el cual se lleva a cabo para secuencias de datos desconocidas una minimización de las ecuaciones (2) y (3) sobre todas las secuencias de datos posibles y todas las disposiciones posibles de los dispersadores.

En combinación con la estimación del canal puede utilizarse ventajosamente un procedimiento de búsqueda arborescente. El receptor establece según este procedimiento, partiendo del canal estimado mediante la secuencia de entrenamiento, para cada una de las secuencias de datos potencialmente posibles una ruta dentro de un árbol. Para cada una de estas rutas se lleva a cabo una estimación del canal con la estimación de los dispersadores y se calcula una métrica según (2) o (3). La secuencia de datos con la mejor métrica se emite como la probablemente recibida. Debido al criterio ML utilizado, la métrica es una métrica ML.

En vez de las métricas según las ecuaciones (2) o (3), que se determinan en un bloque sobre el intervalo N de observación completo, puede utilizarse una métrica incremental teniendo en cuenta (4):

(5)\Lambda(i) = \Lambda(i-1) + e(i|i-1) \cdot \left(r(i)- D(i)^{H} \hat{S}(i)\right)

Este procedimiento de búsqueda arborescente se representa esquemáticamente en la figura 2 para símbolos binarios, con \lambda(x,... y) se denomina la métrica para los símbolos x... y supuestos, \hat{S} es la matriz de los dispersadores determinados para la ruta correspondiente. El número de índices indica la profundidad del árbol, en el ejemplo hasta un máximo de tres. La ruta adicionalmente marcada señala la mejor ruta actualmente seleccionada por medio de la métrica.

El algoritmo descrito es un algoritmo "soft output" que, además de los datos desmodulados, puede proporcionar también una medida de la calidad de la desmodulación en forma de la métrica. Por lo tanto, también es posible emitir no sólo la secuencia de datos determinada como la más probable, sino también secuencias menos probables. De esta manera, etapas de procesamiento intercaladas a continuación en el receptor, por ejemplo descodificadores, pueden recibir informaciones adicionales que tienen consecuencias positivas para la calidad de la recepción.

De esta manera es posible procesar varias secuencias de datos en las siguientes etapas de procesamiento, y sólo a continuación se toma una decisión acerca de la secuencia realmente recibida.

El procedimiento puede combinarse ventajosamente con un código de convolución o también con un código de bloque como código único o interior en una estructura concadenada de códigos. Es conocido que los códigos de convolución y de bloque pueden representarse en forma de estructuras arborescentes. Un código influye en la estructura arborescente anteriormente mencionada de tal manera que no existen realmente todas las rutas que serían posibles sin tener en cuenta el código. Por lo tanto, un árbol de este tipo no comprende todas las rutas cuando se tienen en cuenta informaciones de códigos.

Con esta combinación se obtiene una estimación y corrección, desmodulación y descodificación combinada del canal, denominada "descodificación secuencial". Este procedimiento es conocido, nueva es la aplicación en combinación con la determinación de los coeficientes de dispersadores.

En la figura 3 se representa un árbol derivado del ejemplo según la figura 2. De la comparación de ambos árboles se desprende que determinadas rutas no existen a causa del código.

En el caso de símbolos de datos polivalentes o de largas secuencias de datos se obtiene un muy elevado número de rutas en el transcurso del procesamiento para las cuales se deben calcular y guardar las métricas y las matrices de dispersadores, así como otras magnitudes auxiliares para los algoritmos. Para reducir el volumen de cálculos y la memoria requerida es posible reducir el número de rutas que se tienen en consideración. El número total de rutas se limita a un tamaño máximo en función de la capacidad de cálculo disponible y de la memoria requerida por el receptor. Es posible aplicar los algoritmos conocidos "primero la métrica", "primero la anchura" o también "primero la profundidad".

Los procedimientos específicos conocidos de corrección con búsqueda arborescente tienen desventajas en canales con respuestas largas a un impulso en los cuales gran parte de la energía de un símbolo de datos se sitúa al final de la respuesta a un impulso, por lo que esta energía a priori no se tiene en cuenta en la estimación del símbolo recibido. En este caso es preciso esperar primero mediante un retardo adicional apropiado la respuesta completa a un impulso, o tenerla en cuenta mediante procedimientos de estimación adicionales con modelación de estas influencias en forma de ruido. Según la primera variante aparecen numerosas rutas adicionales que deben tenerse en cuenta en el cálculo, incluso cuando se desestiman posteriormente. Cuando el procedimiento se aplica en canales generales y desconocidos, es preciso tener en cuenta siempre la longitud máxima de impulso en el canal y dimensionar el algoritmo a priori con respecto a la misma.

El procedimiento según la invención no evita a priori estas desventajas. Debido a que el canal se modela por medio de los dispersadores, mediante determinación de los dispersadores relevantes es posible determinar el retardo máximo que aparece y de esta manera la dimensión de la matriz de dispersadores. Mientras que en los procedimientos conocidos es preciso tener en cuenta siempre esta longitud máxima, el procedimiento conforme a la invención permite considerar de forma adaptativa el retardo máximo del canal y ajustar de forma apropiada el retardo necesario en la desmodulación y descodificación. Por lo tanto, sólo en canales especiales con dispersadores relevantes con retardos elevados será necesario el gran retardo adicional durante la desmodulación y codificación. Debido a que la geometría de los dispersadores no varía de forma repentina es posible aumentar de forma adaptativa la dimensión de la matriz de dispersadores cuando aparece un dispersador con elevado retardo. De forma inversa es posible reducir también de forma adaptativa la dimensión de la matriz cuando desaparece un dispersador de este tipo.

La decisión puede representarse conforme a (2) en la siguiente ecuación:

3

En esta ecuación, L es el retardo requerido. El mínimo se determina sobre todas las hipótesis d posibles de datos y todos los dispersadores S posibles.

Además de una optimización de la dimensión de la matriz de dispersadores con respecto al retardo puede llevarse a cabo también una optimización con respecto al desplazamiento de Doppler que aparece como máximo.

Durante la corrección y desmodulación de procedimientos con una sola portadora, los datos emitidos sólo pueden originar ISI en dirección del tiempo, es decir, los datos emitidos en el pasado influyen en los emitidos posteriormente.

En la recepción de señales con portadoras múltiples, por ejemplo OFDM,, una determinada portadora sufre, debido a las interferencias ICI en el dominio de la frecuencia, influencias de portadoras adyacentes tanto en dirección positiva como en dirección negativa de la frecuencia.

Adicionalmente debe tenerse en cuenta que en el dominio de la frecuencia aparece una continuación cíclica de las portadoras. Esta continuación cíclica puede tenerse en cuenta en la matriz D de datos introduciendo con índice negativo los símbolos de datos D(n-k) que aparecen en (3).

Mediante una consideración similar de acontecimientos "futuros", es decir, datos de frecuencias más altas, mediante retardo apropiado de las decisiones, igual que en la consideración de largos retardos en la respuesta del canal a un impulso en el procesamiento en el dominio del tiempo, es posible tener en cuenta y compensar esta influencia. También en este caso es posible ajustar de forma adaptativa la matriz de dispersadores.

Introduciendo (3) en (6) se obtiene una decisión análoga para procedimientos con portadoras múltiples.

El procedimiento descrito puede trabajar también sin la inicialización por medio de secuencias de entrenamiento. En este caso se inicializa el procesamiento con valores por defecto, por ejemplo, como matriz P en (4) se utiliza la matriz unitaria y el vector de dispersadores \hat{S} se inicializa con cero. El algoritmo convergirá en este caso en general más lentamente. Asimismo, es preciso tener en cuenta todas las configuraciones iniciales posibles con respecto a las secuencias de datos.

Claims (28)

1. Procedimiento para la corrección y desmodulación de una señal de datos transmitida a un receptor a través de un canal variable en el tiempo según un procedimiento de transmisión de datos con portadora individual o con portadoras múltiples caracterizado porque en el receptor se determinan de la señal de datos recibida los coeficientes de dispersadores atenuación, retardo y frecuencia de Doppler de los dispersadores que originan las distorsiones de la señal en el canal y con estos coeficientes de dispersadores determinados de esta manera se corrige y se desmodula a continuación la señal de datos.

2. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 1 caracterizado porque la determinación de los coeficientes de dispersadores y la corrección de la señal de datos se llevan a cabo en el dominio del tiempo.

3. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 2 caracterizado por su aplicación en procedimientos de transmisión de datos con portadora individual.

4. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 2 caracterizado por su aplicación en procedimientos de transmisión de datos con portadoras múltiples en la recepción de secuencias de datos conocidas.

5. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 1 caracterizado porque la determinación de los coeficientes de dispersadores y la corrección de la señal de datos se llevan a cabo en el dominio de la frecuencia.

6. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 5 caracterizado por su aplicación en procedimientos de transmisión de datos con portadoras múltiples.

7. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones anteriores caracterizado porque los coeficientes de dispersadores se determinan por medio de un criterio de probabilidad máxima.

8. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 7 caracterizado porque los coeficientes de dispersadores se determinan como el mínimo de la distancia euclídica entre la señal de recepción así como los datos de la señal de recepción desmodulados en el receptor y todos los coeficientes posibles de dispersadores (ecuaciones 2 y 3).

9. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones anteriores caracterizado porque una primera determinación de los coeficientes de dispersadores se lleva a cabo con ayuda de una secuencia conocida de datos.

10. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 9 caracterizado porque la primera determinación de los coeficientes de dispersadores se lleva a cabo por bloques sobre una secuencia completa de datos.

11. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones anteriores 1 a 6 así como 9 y 10 caracterizado porque para la determinación de los coeficientes de dispersadores se utiliza de forma iterativa un algoritmo de Kalman.

12. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones anteriores 1 a 6 así como 9 y 10 caracterizado porque para la determinación de los coeficientes de dispersadores se utiliza de forma iterativa un algoritmo recursivo de mínimos cuadrados.

13. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 9 ó 10 caracterizado porque los coeficientes de dispersadores obtenidos en la primera determinación se utilizan para la recepción posterior de datos útiles, corrigiendo y desmodulando los datos por bloques sobre una secuencia completa de datos y con los datos corregidos y desmodulados de esta manera por bloques se corrigen los coeficientes de dispersadores obtenidos en la primera determinación.

14. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 9 ó 10 caracterizado porque los coeficientes de dispersadores obtenidos en la primera determinación se utilizan para la recepción posterior de datos útiles, corrigiendo los coeficientes de dispersadores obtenidos en la primera determinación con los datos corregidos y desmodulados mediante un algoritmo de Kalman o un algoritmo recursivo de mínimos cuadrados.

15. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 13 ó 14 caracterizado porque para la corrección de los coeficientes de dispersadores así como para la desmodulación de datos se utiliza un procedimiento de búsqueda arborescente según el cual se determinan los coeficientes de dispersadores y las métricas respectivos para todas las posibles secuencias de datos y de la estructura arborescente se seleccionan las secuencias de datos que posean la mejor métrica de probabilidad máxima.

16. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 15 caracterizado porque los coeficientes de dispersadores que corresponden a las secuencias mejores seleccionadas de datos se utilizan a continuación para la corrección y desmodulación.

17. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 15 ó 16 caracterizado porque la selección de las secuencias de datos se lleva a cabo por bloques para la secuencia de datos completa considerada.

18. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 15 ó 16 caracterizado porque la selección de las secuencias de datos se lleva a cabo una vez alcanzada una profundidad especificada de rutas del árbol.

19. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 18 caracterizado porque en el procedimiento de búsqueda arborescente se utiliza un algoritmo "primero la métrica".

20. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 18 caracterizado porque en el procedimiento de búsqueda arborescente se utiliza un algoritmo "primero la anchura".

21. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 18 caracterizado porque en el procedimiento de búsqueda arborescente se utiliza un algoritmo "primero la profundidad".

22. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 21 caracterizado porque en el procedimiento de búsqueda arborescente se varía de forma adaptativa la profundidad de rutas o el número de rutas conforme a los coeficientes de dispersadores determinados.

23. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 22 caracterizado porque en la salida de la secuencia desmodulada de datos se emite también el valor de la métrica.

24. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 22 caracterizado porque adicionalmente a la secuencia de datos con la mejor métrica de probabilidad máxima se emiten también otras secuencias de datos segundas mejores con segunda mejor métrica de probabilidad máxima.

25. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 15 a 24 caracterizado porque en la recepción de señales de datos codificados según un código sólo se tienen en cuenta en el procedimiento de búsqueda arborescente las secuencias de datos que corresponden a códigos válidos.

26. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 25 caracterizado porque en el procedimiento de búsqueda arborescente con consideración de los códigos se utiliza adicionalmente un algoritmo de Viterbi o APP.

27. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones anteriores caracterizado porque la primera determinación de los coeficientes de dispersadores sólo se lleva a cabo con secuencias desconocidas de datos útiles y en la inicialización de los algoritmos se utilizan valores por defecto en vez de secuencias de entrenamiento y de sincronización.

28. Procedimiento de acuerdo con una de las reivindicaciones 7 a 10 caracterizado porque el número máximo de los coeficientes de dispersadores a tener en cuenta en los algoritmos se adapta a base de los coeficientes de dispersadores anteriormente determinados.