ES2244825T3

ES2244825T3 - Anulador de interferencias entre simbolos.

Info

Publication number: ES2244825T3
Application number: ES02790534T
Authority: ES
Inventors: Christophe Laot; Charlotte Langlais; Maryline Helard
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2001-10-26
Filing date: 2002-10-23
Publication date: 2005-12-16
Anticipated expiration: 2022-10-23
Also published as: DE60204903D1; DE60204903T2; US20050031063A1; FR2831735A1; EP1438815B1; US7277514B2; WO2003036893A1; EP1438815A1; FR2831735B1; ATE298957T1

Abstract

Dispositivo para anular las interferencias entre símbolos en una serie de muestras de entrada de una señal numérica procedente de un canal de transmisión definido por su función de transferencia H(f) en el ámbito de la frecuencia, siendo representativa cada muestra de un símbolo complejo, comprendiendo el dispositivo: - un primer filtro (100) que converge hacia un filtro de función de transferencia H(f), cuyo primer filtro recibe, en la entrada, una serie de muestras representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dicho canal de transmisión, - un circuito restador (110) para suprimir la salida de dicho primer filtro, a dicha serie de muestras de entrada, - un segundo filtro (120), que converge hacia un filtro adaptado al canal de transmisión, cuyo segundo filtro recibe, en la entrada, la salida de dicho circuito restador (110), caracterizándose dicho dispositivo porque - comprende, además, un circuito de salida (130), destinado a combinar la salida de dicho segundo filtro (120)y la serie de las muestras, representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dicho canal de transmisión para generar una serie de símbolos complejos desembarazados de las interferencias entre símbolos, engendradas por el canal de transmisión.

Description

Anulador de interferencias entre símbolos.

La presente invención se refiere a un dispositivo para anular las interferencias entre símbolos en una señal numérica muestreada. La invención encuentra su aplicación, de una manera más particular, en el campo de las transmisiones numéricas y está prevista, principalmente, para ser incorporada en un receptor de señales numéricas con el fin de anular las interferencias entre símbolos que resultan de la presencia de trayectos múltiples en el canal de transmisión de los datos numéricos.

El documento EP-A-0 833 484 describe un dispositivo ecualizador de una señal OFDM recibida por un receptor. El ecualizador está colocado en el sistema de recepción entre un módulo de sincronización y un módulo de descodificación binario de la señal recibida. El receptor comprende un ecualizador vectorial recursivo que corrige la señal recibida en el ámbito temporal. El ecualizador vectorial recursivo comprende medios de tratamiento que estiman cada símbolo transmitido en función de una estimación del símbolo transmitido precedentemente. Un receptor asociado comprende al menos dos estimadores para tratar de manera dinámica los coeficientes de al menos dos matrices triangulares que representan la respuesta en impulsos del canal de transmisión.

La figura 1 ilustra una cadena de transmisión de símbolos complejos {d_{n}}_{n\in\mathbb{N}} emitidos por una fuente de símbolos. Cada cadena de transmisión comprende un modulador, un filtro de emisión, un medio de transmisión, un filtro de recepción, un desmodulador, un sumador que introduce muestras de ruido blanco gausiano {W_{n}}_{n\in\mathbb{N}} y un muestreador de período de muestreo T. El conjunto modulador, filtro de emisión, medio de transmisión, filtro de recepción y desmodulador forma un canal de transmisión discreto equivalente, que engendra interferencias entre símbolos (IES). La cadena de transmisión proporciona una serie de símbolos complejos {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}} definidos por la relación siguiente:

(1)r_{n} = \sum\limits^{L_{2}}_{k=-L_{1}+1} \Gamma_{k} (n)d_{n-k} + w_{n}

donde los (\Gamma_{-L_{1}+1}(n),..., \Gamma_{0}(n),..., \Gamma_{L_{2}}(n) son los coeficientes eventualmente complejos del canal de transmisión discreto equivalente al instante n, y L_{2} y L_{1}-1 representan, respectivamente, el número de símbolos complejos pasados y futuros que engendran la interferencia sobre el símbolo complejo corriente.

La función de transferencia del canal de transmisión discreta equivalente, que introduce las interferencias entre símbolos es, en el instante n:

(2)H_{n}(f) = \sum\limits^{L_{2}}_{k=-L_{1}+1} \Gamma_{k}(n) \ exp(-j2\pi fkT)

donde T es el período temporal que separa dos símbolos complejos consecutivos en la serie de los símbolos complejos {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}}.

Con objeto de simplificar, la función de transferencia H_{n}(f) se ha descrito H(f) a continuación en la descripción.

En las ecuaciones (1) y (2), se ha considerado que la respuesta en impulsos del canal de transmisión discreta equivalente (que corresponde a la transformada de Fourier inversa de la función de transferencia) definida por L = L_{1} + L_{2}.

Uno de los anuladores de interferencias entre símbolos más conocido está descrito en el documento titulado "Adaptive Cancellation of Intersymbol Interference for Data Transmission" de A. Gersho et T. L. Lim, Bell Systems technical journal, Vol. 11, nº 60, pp 1997-2021, Nov 1981.

Un esquema de la estructura de este anulador de interferencias entre símbolos ha sido representado en la figura 2 de la presente solicitud.

Este anulador de interferencias comprende un primer filtro 10, denominado filtro anterior, para tratar la serie de símbolos complejos {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}} del segundo filtro 20, denominado filtro posterior, para tratar una serie de símbolos complejos {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} y un circuito restador 30 para suprimir de la salida del filtro 10 la salida del filtro 20. El circuito restador 30 proporciona una serie de símbolos complejos {\tilde{\tilde{d}}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} desembarazados de las interferencias entre símbolos engendradas por el canal de transmisión.

La serie {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} representa bien los símbolos complejos emitidos a través del canal de transmisión por la fuente de emisión, si el sistema utiliza una secuencia de aprendizaje, o bien símbolos complejos que son una estimación de los símbolos complejos emitidos por la fuente de emisión. En este segundo caso, la serie de símbolos {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} es suministrada por otro órgano del receptor, por ejemplo un ecualizador lineal transverso o un ecualizador con un máximo de verisimilitud.

Para generalizar, se supone que el canal de transmisión varía en el tiempo. Los coeficientes de la respuesta en impulsos por lo tanto no están normalizados. Entonces se tiene la siguiente relación: \sum\limits^{L_{2}}_{k=-L_{1}+1} |\Gamma_{k}(n)|^{2} = \alpha_{n}. Se supone, por otra parte, que la señal emitida es de potencia unidad, y por lo tanto que la varianza de los símbolos emitidos \sigma^{2}_{d} es igual a 1. En esta hipótesis, \alpha_{n} corresponde a la potencia estimada del canal de transmisión.

El filtro 10 del dispositivo converge hacia un filtro adaptado al canal de transmisión. Los coeficientes óptimos, por ejemplo en el sentido del criterio del mínimo de error cuadrático medio, del filtro 10 son, por lo tanto, los del filtro adaptado al canal de transmisión. La función de transferencia óptima de este filtro es, por lo tanto, igual a
\frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} H^{*}(f). H^{*}(f) designa la conjugada de la función de transferencia H(f) y \sigma^{2}_{m} designa la varianza del ruido gausiano.

El filtro 20 está destinado, por su parte, a reconstituir las interferencias entre símbolos presentes en la salida del filtro 10. El filtro 20 converge por lo tanto hacia un filtro de función de transferencia \frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} (|H(f)|^{2} - \alpha_{n}). Los filtros 10 y 20 son, por lo tanto, respectivamente de un tamaño L y 2L-1. Los coeficientes de los filtros son suministrados a medida que se produce el tratamiento bien por un algoritmo de estimación del canal, o bien por un algoritmo de adaptación destinado a minimizar un criterio de optimación dado.

La invención se debe a una investigación realizada con relación a los anuladores de interferencias entre símbolos con vistas a reducir el tamaño de los filtros necesarios para su aplicación, lo que permitirá limitar las degradaciones aportadas por un número demasiado elevado de coeficientes y reducir el tiempo de convergencia de los coeficientes.

La invención se refiere a un dispositivo para anular las interferencias entre símbolos en una serie de muestras, de entrada de una señal numérica procedente de un canal de transmisión definido por su función de transferencia H(f) en el campo de frecuencia, siendo representativa cada muestra de un símbolo complejo, caracterizado porque
comprende:

-: un primer filtro que converge hacia un filtro de función de transferencia H(f), cuyo primer filtro recibe, en la entrada, una sucesión de muestras representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dicho canal de transmisión,

-: un circuito restador para suprimir la salida de dicho primer filtro de dicha serie de muestras de entrada,

-: un segundo filtro, que converge hacia un filtro adaptado con el canal de transmisión, cuyo segundo filtro recibe en la entrada la salida de dicho circuito restador, y

-: un circuito de salida destinado a combinar la salida de dicho segundo filtro y la serie de muestras representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dicho canal de transmisión, para generar una serie de símbolos complejos desembarazados de las interferencias entre símbolos engendrados por el canal de transmisión.

Un circuito de salida es, por ejemplo, un circuito sumador destinado a sumar la salida de dicho segundo filtro con dicha serie de muestras, representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dicho canal de transmisión.

Preferentemente, las muestras de la serie representativa de la señal numérica, emitida en la entrada del canal de transmisión, que son tratadas por el circuito sumador, están afectadas por un coeficiente corrector de amplitud.

La ventaja principal de este dispositivo de anulación de interferencias consiste en que comprende dos filtros que utilizan un número reducido de coeficientes.

Según una característica de la invención, en el caso de un canal de transmisión perturbado por un ruido aditivo, que tenga coeficientes que varían en el tiempo, el coeficiente corrector de amplitud es función de la potencia estimada del canal de transmisión y de la varianza del ruido aditivo.

La invención se refiere, igualmente, a un receptor de señales numéricas caracterizado porque comprende un dispositivo de anulación de las interferencias entre símbolos, tal como se ha descrito precedentemente, y un circuito dedicado a generar dicha serie de muestras representativa de la señal numérica, emitidas en la entrada de dicho canal de transmisión. El circuito dedicado es, por ejemplo, un ecualizador lineal transverso o un ecualizador con máximo de verisimilitud que recibe en la entrada la serie de muestras de entrada.

La invención se refiere, igualmente, a un dispositivo de turbo-ecualización, que comprende una pluralidad de módulos de turbo-ecualización en serie, caracterizado porque cada módulo de turbo-ecualización de rango mayor a 1 en dicha serie de módulos comprende un dispositivo de anulación de interferencias tal como se ha descrito precedentemente y porque, para cada dispositivo de anulación de interferencias, la serie de muestras, representativa de la señal numérica, emitida en la entrada del canal de transmisión, es proporcionada por el módulo de turbo-ecualización de rango inferior.

La invención se refiere, igualmente, a un dispositivo para anular las interferencias entre los símbolos en J series de muestras de entrada de una señal numérica que proceden de J canales de transmisión definidos por sus funciones de transferencia H^{(i)}(f) en el ámbito de la frecuencia, siendo J un número entero mayor o igual que 2, siendo representativa cada muestra de un símbolo complejo, caracterizado porque comprende:

-: un primer conjunto de J filtros, que convergen respectivamente hacia un filtro de función de transferencia H^{(j)}(f), j \in [1,...,J], recibiendo cada uno de los filtros de dicho primer conjunto, en la entrada una serie de muestras representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dichos canales de transmisión,

-: un conjunto de J circuitos restadors para suprimir las salidas de dichos J filtros del primer conjunto de dichas J series de muestras de entrada respectivamente,

-: un segundo conjunto de J filtros, que convergen hacia filtros adaptados a dichos J canales de transmisión, recibiendo cada filtro de dicho segundo conjunto en la entrada, la salida de uno de dichos J circuitos restadors, y

-: un primer circuito sumador para sumar las muestras suministradas por los J filtros al segundo conjunto,

-: un circuito de salida, destinado a combinar la salida de dicho primer circuito sumador y la serie de muestras representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dichos canales de transmisión, para generar una serie de símbolos complejos desembarazados de las interferencias entre símbolos engendradas por dichos canales de transmisión. Este dispositivo es utilizado en caso de recepciones múltiples o de recepción denominada fraccionada de los símbolos emitidos.

Como en el caso precedente, los coeficientes de los filtros de dichos conjuntos de filtros, primero y segundo, son determinados por un circuito de tratamiento numérico que utiliza un algoritmo de adaptación que se basa en un criterio de optimación destinado a minimizar la influencia de las interferencias entre símbolos a la salida de dicho dispositivo o por un circuito de estimación de los canales de transmisión.

Finalmente, la invención se refiere también a un dispositivo de turbo-ecualización que comprende una pluralidad de módulos de turbo-ecualización en serie, caracterizado porque cada módulo de turbo-ecualización de rango mayor a 1 en dicha serie de módulos, comprende un dispositivo de anulación de interferencias entre símbolos tal como se ha descrito precedentemente para una recepción múltiple o fraccionada de los símbolos y porque, para cada dispositivo de anulación de interferencias, dicha serie de muestras, representativa de la señal numérica, emitidas a la entrada del canal de transmisión, es suministrada por el módulo de turbo-ecualización de rango inferior.

Otras características y ventajas de la invención se pondrán de manifiesto por la lectura de la descripción detallada que sigue y que se ha hecho con referencia a los dibujos adjuntos, en los que:

- la figura 1, ya descrita, ilustra, esquemáticamente, un canal de transmisión discreto;

- la figura 2, ya descrita, representa el esquema de un anulador de interferencias entre símbolos del arte anterior;

- la figura 3 representa un esquema, equivalente, de la estructura de anulador de la figura 2;

- la figura 4 representa el esquema de un anulador de interferencias entre símbolos según la invención;

- la figura 5 representa un anulador de interferencias entre símbolos de acuerdo con la invención, que comprende un circuito de estimación de canal para determinar los coeficientes de los dos filtros del anulador;

- la figura 6 representa un anulador de interferencias entre símbolos de acuerdo con la invención, que comprende un circuito de tratamiento numérico que utiliza un algoritmo de adaptación para determinar los coeficientes de los dos filtros del anulador;

- la figura 7 muestra una aplicación del anulador de interferencias de la invención en un dispositivo de turbo-ecualización;

- la figura 8 muestra un modo de realización mejorado del anulador de interferencias en el ámbito de una turbo-ecualización con estimación del canal;

- la figura 9 ilustra, esquemáticamente, los canales de transmisión en caso de recepciones múltiples al nivel del anulador de interferencias de la invención;

- la figura 10 representa el esquema de un anulador de interferencias del arte anterior, empleado en caso de recepciones múltiples; y

- la figura 11 representa el esquema de un anulador de interferencias según la invención, empleado en caso de recepciones múltiples.

Como se ha indicado precedentemente, la estructura clásica del anulador de interferencias entre símbolos, mostrada en la figura 2, necesita la aplicación de un primer filtro con L coeficientes y de un segundo filtro con 2L-1 coeficientes. La invención está destinada a determinar una estructura de anulador que necesite un número menor de coeficientes.

Como se ha mostrado en la figura 3, el filtro 20 puede ser descompuesto en dos filtros 21 y 22, montados en cascada y un circuito restador 23. El filtro 21 converge hacia un filtro de función de transferencia H(f) y el filtro 22 hacia un filtro de función de transferencia \frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} H^{*}(f). Puesto que estos dos filtros son lineales, pueden ser invertidos entre sí. El circuito restador 23 está encargado de sustraer de la serie de muestras complejas, procedente de la cascada de los filtros 21 y 22, la serie de muestras complejas {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} afectadas con el coeficiente corrector de amplitud \frac{\alpha_{n}}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}}. El filtro adaptado al canal de transmisión de función de transferencia \frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} H^{*}(f) está presente en las dos ramas del anulador, a saber la rama que trata las muestras complejas {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}} y la rama que trata las muestras complejas {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}.

Según la invención, se suprime esta redundancia del filtro adaptado al canal de transmisión para disminuir el número de coeficientes necesarios para la aplicación del anulador. La figura 4 representa una estructura del anulador de interferencias de la invención.

El anulador de interferencias entre símbolos de la invención comprende un primer filtro, 100, que converge hacia un filtro de función de transferencia H(f). Este filtro 100 recibe en la entrada la serie de símbolos complejos {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} y proporciona una serie de símbolos complejos {\tilde{d'}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}. La serie de símbolos complejos {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} es suministrada, por ejemplo, por un ecualizador lineal transverso o por un ecualizador con máximo de verosimilitud previsto en el receptor. Un circuito restador 110 está previsto para sustraer de la serie de símbolos complejos {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}} la serie de símbolos complejos {\tilde{d'}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} y suministrar una serie de símbolos complejos {e_{n}}_{n\in\mathbb{N}}. Esta última se filtra a continuación por un segundo filtro 120. El filtro 120 es un filtro que converge hacia un filtro de función de transferencia \frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} H^{*}(f). La serie de símbolos complejos suministrada por este filtro, denominada {e'_{n}}_{n\in\mathbb{N}}, se suma con la serie de los símbolos complejos {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} afectados por el coeficiente corrector de amplitud \frac{\alpha_{n}}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} por medio de un circuito sumador 130, que proporciona la serie de símbolos complejos {\tilde{\tilde{d}}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}.

Esta estructura de anulador es equivalente, en términos de filtración, a la del que se ha representado en la figura 2. Ésta permite, sin embargo, disminuir sensiblemente el tamaño de los filtros del anulador. Según la invención, el anulador de interferencias comprende dos filtros, 100 y 120, con L coeficientes en lugar un filtro con L coeficientes y de un filtro con 2L-1 coeficientes.

Los coeficientes de filtración pueden ser determinados bien por el circuito de estimación del canal de transmisión, como se ha mostrado en trazos discontinuos en la figura 5, o bien por un circuito de tratamiento numérico que aplique un algoritmo de adaptación que minimice un criterio de optimación dado, como se ha mostrado en trazos discontinuos en la figura 6.

Con referencia a la figura 5, los coeficientes de los filtros 100 y 120 son determinados a partir de un circuito de estimación de canal. De una manera más exacta, la estimación del canal es utilizada para calcular los coeficientes del filtro 100 y deducir los coeficientes del filtro 120. La estimación del canal consiste en calcular los coeficientes de la respuesta en impulsos del canal de transmisión. Estos coeficientes son determinados, por ejemplo, por un método de estimación de tipo RLS (Recursive Least Square) o LMS (Least Mean Square). La estimación del canal es particularmente interesante para seguir las variaciones del canal de transmisión cuando éste varíe en el tiempo. Sin embargo, esta solución es subóptima cuando el canal de transmisión no varía o lo hace poco en el tiempo puesto que no minimiza directamente las interferencias entre símbolos a la salida del anulador.

En el caso de la figura 6, los coeficientes de los filtros del anulador son determinados de manera adaptativa por medio de un algoritmo de adaptación que calcula directamente los coeficientes de filtro basándose en un criterio de optimación dado, que trata de minimizar las interferencias entre símbolos a la salida del anulador. Puesto que este criterio está relacionado directamente con la minimización de las interferencias entre símbolos a la salida del anulador, es óptimo para la corrección de las interferencias entre símbolos cuando el canal de transmisión sea invariable en el tiempo.

El dispositivo de la invención está adaptado, de una manera más particular, para suprimir las interferencias engendradas por un canal hertziano durante la transmisión de datos numéricos.

Este puede ser empleado en un dispositivo de turbo-ecualización. El principio de la turbo-ecualización está descrito en la solicitud de patente nº97 05978 depositada por la presente solicitante. Un esquema de principio de un dispositivo de turbo-ecualización está representado en la figura 7. Este dispositivo comprende varios módulos de ecualización y de descodificación, idénticos, montados en serie. Cada módulo recibe la serie de muestras {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}} procedente del canal de transmisión y retardada en una cantidad igual al tiempo de tratamiento de los módulos precedentes y, para los módulos de rango mayor que 1, la salida del módulo precedente. Cada módulo de rango mayor que 1 comprende un anulador de interferencias entre símbolos según la invención, un desentrelazador, un convertidor M-ario/binario, un descodificador de canal, un convertidor binario/M-ario y un desentrelazador. En esta aplicación, la serie de muestras {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} necesarias para el funcionamiento del anulador de interferencias de un módulo dado, es suministrada por el módulo precedente. En la figura 7, \tilde{d}_{n,p} designa la serie de muestras suministradas por el módulo de turbo-ecualización de rango p.

En el ámbito de la turbo-ecualización, la estructura del anulador de interferencias puede ser mejorada si los coeficientes de los filtros son determinados por una estimación de canal. En esta estructura mejorada, quedan modificados el valor de la función de transferencia del filtro 120, así como el valor del coeficiente corrector de amplitud. Esta estructura mejorada, está mostrada en la figura 8, en la que G(f) designa la nueva función de transferencia del filtro 120 y g_{0}/\beta designa el coeficiente corrector de amplitud. Las expresiones de G(f), g_{0} y \beta son las siguientes:

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3

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En turbo-ecualización, la varianza 4 varía con cada iteración. De este modo, la función de transferencia G(f) y el coeficiente corrector de amplitud g_{0} varían con cada iteración hasta tender hacia las expresiones indicadas en las figuras 4 a 6.

Con esta estructura, el anulador de interferencias de los primeros módulos del dispositivo de turbo-ecualización juega también el papel de un ecualizador.

La estructura del anulador descrito hasta el presente trata una serie única de muestras {r_{n}}_{n\in\mathbb{N}}, que corresponde al caso SISO (una emisión, una recepción), siendo muestreada la señal recibida por el anulador al tiempo símbolo. El anulador de interferencias no comprendía, hasta el presente, más que una sola antena de recepción.

Este caso puede ser generalizado al caso SIMO (una emisión, varias recepciones), siendo recibidas las señales por varias antenas de recepción.

La figura 9 ilustra la cadena de transmisiones de los símbolos complejos {d_{n}}_{n\in\mathbb{N}} para este caso. Esta figura debe compararse con la figura 1. El anulador recibe una pluralidad de series de muestras r_{n}^{(j)}, j \in [1,...J], que ha sido transmitida por diferentes canales de transmisión de función de transferencia H_{n}^{(j)}(f). Como en el caso anterior, para simplificar, la función de transferencia H_{n}^{(j)}(f) se ha denominado como H^{(j)}(f) a continuación en la descripción.

La cadena de transmisión, tal como se ha representado en la figura 9, suministra las series de símbolos complejos {r_{n}^{(j)}}_{n\in\mathbb{N}}, con j \in [1,...,J], definidos por la relación siguiente:

r^{(i)}_{n} = \sum\limits^{L_{2}^{(j)}}_{I=-L_{1}^{(j)}} \Gamma_{1}^{(j)}(n) d_{n-1} + w_{n}^{(j)}

donde los (\Gamma_{1}^{(j)}(n)) son los coeficientes eventualmente complejos de la función de transferencia H^{(j)}(f) de uno de los canales de transmisión en el instante n y L^{(j)} representa el número de símbolos complejos pasados y futuros, que engendran las interferencias sobre el símbolo complejo corriente.

La figura 10 es una generalización de la figura 2 para el caso SIMO. En esta figura, el filtro 10 ha sido reemplazado por J filtros 10^{(j)} de función de transferencia P^{(j)}(f), j \in [1,...,J], cada uno de los cuales trata la serie de muestras r_{n}^{(j)} y un circuito sumador 15 para sumar los símbolos suministrados por los filtros 10^{(j)}. Q(f) designa la función de transferencia del filtro 20. Las expresiones matemáticas de las funciones de transferencia P^{(j)}(f) y Q(f) son las siguientes:

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El anulador, que permite suprimir las interferencias intersímbolos, producidas por estos canales de transmisión, ha sido representado en la figura 11. Esta figura es similar a la figura 4 (caso SISO). El filtro 100 está reemplazado por J filtros 100^{(j)} de función de transferencia H^{(j)}(f), j \in [1,...,J], cada uno de los cuales trata la serie de muestras \tilde{d}_{n}. Los símbolos a la salida de los filtros 100^{(j)}, designados como \tilde{d}_{n}^{j'} con j \in [1,...,J], son sustraídos respectivamente a los símbolos r_{n}^{(j)} por intermedio de circuitos restadors 110^{(j)}. La salida de los circuitos restadors 110^{(j)} es filtrada, a continuación, por un filtro 120^{(j)} de función de transferencia P^{(j)}(f). Los símbolos suministrados por los J filtros P^{(j)}(f), j \in [1,...,J], son sumados a continuación entre sí por un circuito sumador 125. Finalmente, los símbolos obtenidos a la salida del circuito sumador 125 son sumados a los símbolos complejos de la serie {\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}} afectados por el coeficiente corrector de amplitud g_{o} por medio del circuito sumador 130, que suministra la serie de símbolos complejos
{\tilde{\tilde{d}}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}.

Este anulador de interferencias intersímbolos presenta las mismas ventajas que el de la figura 4, a saber que comprende filtros de tamaño reducido (bajo número de coeficientes). Los coeficientes de los filtros pueden ser determinados bien por un circuito de estimación del canal de transmisión, o bien por un circuito de tratamiento numérico que utiliza un algoritmo de adaptación que minimiza un criterio de optimación dado.

Como el dispositivo de la figura 4, éste puede ser utilizado, igualmente, en un dispositivo de turbo-ecualización.

Aún cuando no se haya descrito de manera detallada, el caso denominado de recepción fraccionada es equivalente al caso SIMO. La recepción denominada fraccionada consiste en captar las señales con una antena de recepción única, produciéndose, a continuación, varias series de muestras desfasadas entre sí una fracción 1/m del período símbolo T, siendo el período de muestreo de estas series igual a T. Si m es un número entero, estas series pueden ser tratadas entonces como se ha mostrado en la figura 11.

En esta descripción hemos expresado las funciones de transferencia en forma de transformadas de Fourier (en f). Éstas pueden expresarse, igualmente, de forma más general según una transformada en z, de manera equivalente.

Claims

1. Dispositivo para anular las interferencias entre símbolos en una serie de muestras de entrada ({r_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) de una señal numérica procedente de un canal de transmisión definido por su función de transferencia H(f) en el ámbito de la frecuencia, siendo representativa cada muestra de un símbolo complejo, comprendiendo el dispositivo:

-: un primer filtro (100) que converge hacia un filtro de función de transferencia H(f), cuyo primer filtro recibe, en la entrada, una serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dicho canal de transmisión,

-: un circuito restador (110) para suprimir la salida ({\tilde{d'}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) de dicho primer filtro, a dicha serie de muestras de entrada ({r_{n}}_{n\in\mathbb{N}}),

-: un segundo filtro (120), que converge hacia un filtro adaptado al canal de transmisión, cuyo segundo filtro recibe, en la entrada, la salida ({e_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) de dicho circuito restador (110), caracterizándose dicho dispositivo porque

-: comprende, además, un circuito de salida (130), destinado a combinar la salida de dicho segundo filtro (120) y la serie de las muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dicho canal de transmisión para generar una serie de símbolos complejos ({\tilde{\tilde{d}}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) desembarazados de las interferencias entre símbolos, engendradas por el canal de transmisión.

2. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque dicho circuito de salida es un circuito sumador (130), destinado a sumar la salida de dicho segundo filtro (120) con dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dicho canal de transmisión.

3. Dispositivo según la reivindicación 2, caracterizado porque las muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) de la serie representativa de la señal numérica, emitida a la entrada del canal de transmisión, y que son tratadas por dicho circuito sumador (130), están afectadas por un coeficiente corrector de amplitud.

4. Dispositivo según la reivindicación 3, caracterizado porque, en el caso de un canal de transmisión perturbado por un ruido aditivo, que tenga coeficientes que varían en el tiempo, el coeficiente corrector de amplitud es función de la potencia estimada del canal de transmisión y de la varianza del ruido aditivo.

5. Dispositivo según la reivindicación 4, caracterizado porque, en el caso de un canal de transmisión perturbado por un ruido aditivo de varianza \sigma^{2}_{w} que tenga coeficientes \Gamma_{k}(n), que varíen en el tiempo de tal manera que, en el instante n, \sum\limits^{L_{2}}_{k=-L_{1}+1} |\Gamma_{k}(n)|^{2} = \alpha_{n}, el coeficiente corrector de amplitud afectado a la serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dicho canal de transmisión, es igual a \frac{\alpha_{n}}{\sigma^{2}_{w}+ \alpha_{n}} y la función de transferencia del filtro hacia el cual converge el segundo filtro es \frac{1}{\sigma^{2}_{w} + \alpha_{n}} (|H(f)|^{2} - \alpha_{n}).

6. Dispositivo según la reivindicación 4, caracterizado porque, en el caso de un canal de transmisión perturbado por un ruido aditivo de varianza \sigma^{2}_{w}, el coeficiente corrector de amplitud, afectado a la serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dicho canal de transmisión de varianza \sigma^{2}_{d} es igual a g_{0} = \frac{\beta \cdot \sigma^{2}_{d}}{1+\beta \cdot E \{|\tilde{d}_{n}|^{2}\}} con 9 donde T representa el período de los símbolos emitidos, y la función de transferencia del filtro, hacia el cual converge el segundo filtro
es 10

7. Dispositivo según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque los coeficientes de dichos filtros, primero y segundo (100, 120) están determinados por un circuito de tratamiento numérico que aplica un algoritmo de adaptación que se basa en un criterio de optimación destinado a minimizar la influencia de las interferencias entre símbolos a la salida de dicho dispositivo.

8. Dispositivo según una de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque los coeficientes de dichos filtros, primero y segundo (100, 120) están determinados por un circuito de estimación del canal de transmisión.

9. Dispositivo, según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque es utilizado para la recepción de datos numéricos transmitidos a través de un canal hertziano.

10. Receptor de señales numéricas, caracterizado porque comprende un dispositivo de anulación de las interferencias entre símbolos, según una de las reivindicaciones 1 a 9, y un circuito dedicado a generar dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dicho canal de transmisión.

11. Receptor según la reivindicación 10, caracterizado porque dicho circuito dedicado es un ecualizador lineal transverso o un ecualizador con un máximo de verosimilitud, que recibe a la entrada dicha serie de muestras de entrada ({r_{n}}_{n\in\mathbb{N}}).

12. Dispositivo de turbo-ecualización que comprende una pluralidad de módulos de turbo-ecualización en serie, caracterizado porque cada módulo de turbo-ecualización de rango mayor que 1 en dicha serie de módulos comprende un dispositivo de anulación de interferencias entre símbolos, según una de las reivindicaciones 1 a 9, y porque, para cada dispositivo de anulación de interferencias, dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica, emitidas a la entrada del canal de transmisión, es suministrada por el módulo de turbo-ecualización de rango
inferior.

13. Dispositivo para anular las interferencias entre símbolos en J series de muestras de entrada ({r_{n}^{(j)}}_{n\in\mathbb{N}} de una señal numérica procedente de J canales de transmisión, definidos por sus funciones de transferencia H^{(i)}(f) en el ámbito de la frecuencia, siendo J un número entero mayor o igual que 2, siendo representativa cada muestra de un símbolo complejo, que comprende:

-: un primer conjunto de J filtros (100^{(j)}), que convergen respectivamente hacia un filtro de función de transferencia H^{(j)}(f), j \in [1,...,J], recibiendo cada uno de los filtros de dicho primer conjunto, en la entrada, una serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida en la entrada de dichos canales de transmisión,

-: un conjunto de J circuitos restadors (110^{(j)}) para eliminar las salidas ({\tilde{d}_{n}^{(j)'}}_{n\in\mathbb{N}}) de dichos J filtros del primer conjunto, a dichas J series de muestras de entrada ({r_{n}^{(j)}}_{n\in\mathbb{N}}) respectivamente,

-: un segundo conjunto de J filtros (120^{(j)}), que convergen hacia filtros adaptados a dichos J canales de transmisión, recibiendo cada filtro de dicho segundo conjunto, en la entrada, la salida de uno de dichos J circuitos restadors (110^{(j)}), caracterizándose dicho dispositivo porque comprende, además:

-: un primer circuito sumador (125) para sumar las muestras suministradas por los J filtros (120^{(j)}), de dicho segundo conjunto,

-: un circuito de salida (130) destinado a combinar la salida de dicho primer circuito sumador (125) y la serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dichos canales de transmisión, para generar una serie de símbolos complejos ({\tilde{\tilde{d}}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) desembarazados de las interferencias entre símbolos, engendradas por dichos canales de transmisión.

14. Dispositivo según la reivindicación 13, caracterizado porque dicho circuito de salida es un segundo circuito sumador (130), destinado a sumar la salida de dicho primer circuito sumador (125) con dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dichos canales de transmisión.

15. Dispositivo según la reivindicación 14, caracterizado porque las muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}) de la serie representativa de la señal numérica, emitida a la entrada de dichos canales de transmisión, que son tratadas por dicho segundo circuito sumador (130), están afectadas por un coeficiente corrector de amplitud.

16. Dispositivo según una de las reivindicaciones 13 a 15, caracterizado porque los coeficientes de los filtros de dichos conjuntos, primero y segundo (100^{(j)}, 120^{(j)}), son determinados por un circuito de tratamiento numérico que aplica un algoritmo de adaptación que se basa en un criterio de optimación que trata de minimizar la influencia de las interferencias entre símbolos a la salida de dicho dispositivo.

17. Dispositivo según una de las reivindicaciones 13 a 15, caracterizado porque los coeficientes de los filtros de dichos conjuntos, primero y segundo (100^{(j)}, 120^{(j)}), se determinan por un circuito de estimación de los canales de transmisión.

18. Receptor de señales numéricas, caracterizado porque comprende un dispositivo de anulación de las interferencias entre símbolos, según una de las reivindicaciones 13 a 17, y un circuito dedicado a generar dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica emitida a la entrada de dichos canales de transmisión.

19. Receptor según la reivindicación 18, caracterizado porque dicho circuito dedicado es un ecualizador lineal transverso o un ecualizador con un máximo de verosimilitud, que recibe, en la entrada, dichas J series de muestras de entrada ({r_{n}^{(j)}}_{n\in\mathbb{N}}).

20. Dispositivo de turbo-ecualización, que comprende una pluralidad de módulos de turbo-ecualización en serie, caracterizado porque cada módulo de turbo-ecualización de rango mayor que 1, en dicha serie de módulos, comprende un dispositivo de anulación de las interferencias entre símbolos, según una de las reivindicaciones 13 a 17 y porque, para cada dispositivo de anulación de interferencias, dicha serie de muestras ({\tilde{d}_{n}}_{n\in\mathbb{N}}), representativa de la señal numérica, emitida a la entrada del canal de transmisión, es suministrada por el módulo de turbo-ecualización de rango inferior.