CN108028672B - 时域入口噪声检测和消除的相关方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种装置，包括：接收器，用于接收包括窄带噪声分量和宽带噪声分量的主信号；处理器，与所述接收器耦合，并用于在时域中实时确定所述窄带噪声分量的估值，实时确定包括所述宽带噪声分量的估值的消除的输出信号，并实时确定所述窄带噪声分量的功率电平的估值。

Description

时域入口噪声检测和消除的相关方法和装置
相关申请案交叉申请
本申请要求于2015年12月11日递交的发明名称为“时域入口噪声检测和消除”的第14/966,244号美国非临时专利申请案的权益和在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文。
背景技术
在某些信号处理方案或通信系统中，例如有线数据传输业务接口规范(data overcable service interface specification，简称DOCSIS)和基于以太网无源光网络(Ethernet passive optical network，简称EPON)协议的同轴分配网络(EPON protocolover Coaxial，简称EPOC)，上游带限数据信号被窄带入口噪声和宽带加性高斯白噪声(additive white Gaussian noise，简称AWGN)破坏。在不补偿窄带入口噪声的情况下，通信系统中接收器对数据信号的处理受到损害。因此，需要有效补偿且高效补偿被损坏的数据信号。
发明内容
在一些实施例中，本发明包括一种装置，包括：接收器，用于接收包括窄带噪声分量和宽带噪声分量的主信号；处理器，与所述接收器耦合，并用于在时域中实时确定所述窄带噪声分量的估值，实时确定包括所述宽带噪声分量估值的消除的输出信号，并实时确定所述窄带噪声分量的功率电平的估值。
在一些实施例中，所述处理器还包括解相关自适应谱线增强(adaptive lineenhancer，简称ALE)，包括：第一时延模块，用于根据所述主信号和第一时延量确定参考信号；解相关自适应滤波器，与所述第一时延模块耦合，并用于确定所述窄带噪声分量的估值；和第一求和模块，与所述解相关自适应滤波器耦合，并用于从所述主信号中减去所述窄带噪声分量的估值，以确定所述消除的输出信号。
在一些实施例中，所述解相关自适应滤波器包括：第二时延模块，用于根据所述参考信号和第二时延量确定延迟参考信号；第一乘法模块，用于根据第一滤波器系数和所述参考信号之间的关系来确定第一乘法结果；第二乘法模块，用于根据第二滤波器系数和所述延迟参考信号之间的关系来确定第二乘法结果；和第二求和模块，用于根据所述第一乘法结果与所述第二乘法结果之间的关系确定所述窄带噪声分量的估值。
在一些实施例中，所述解相关自适应滤波器还用于：根据所述消除的输出信号、所述参考信号和第一前滤波器系数之间的关系确定所述第一滤波器系数；和根据所述消除的输出信号、所述延迟参考信号和第二前滤波器系数之间的关系确定所述第二滤波器系数。
在一些实施例中，所述处理器还包括：比较器，用于当所述窄带噪声分量的功率电平的估值小于或等于阈值时，将所述窄带噪声分量的功率电平的估值与所述阈值进行比较，以形成第一比较输出信号，和当所述窄带噪声分量的功率电平的估值大于阈值时，将所述窄带噪声分量的功率电平的估值与所述阈值进行比较，以形成第二比较输出信号；第三时延模块，用于根据所述主信号和第三时延量确定延迟主信号；复用器，用于接收所述延迟主信号、所述消除的输出信号以及所述第一比较输出信号或所述第二比较输出信号，当所述第一比较输出信号指示所述窄带噪声分量的功率电平的估值小于或等于所述阈值时，输出所述延迟主信号，和当所述第二比较输出信号指示所述窄带噪声分量的功率电平的估值大于所述阈值时，输出所述消除的输出信号。
在一些实施例中，所述主信号还包括数据分量，并且所述消除的输出信号还包括所述数据分量的估值。在一些实施例中，所述处理器还用于确定相对于所述数据分量的所述窄带噪声分量的功率电平的估值。在一些实施例中，所述装置是线缆调制解调器终端系统(cable modem termination system，简称CMTS)接收器。在一些实施例中，所述通信网络包括DOCSIS。在一些实施例中，所述处理器还用于在时域中运行而不是在频域中运行。
在其它实施例中，本发明包括一种方法，所述方法包括：网元在时域中实时接收来自上游资源的数据信号；根据所述接收到的信号，所述网元在所述时域中实时确定参考信号；根据所述接收到的信号，所述网元在所述时域中实时确定误差信号；和所述网元在所述时域中实时确定所述参考信号的窄带噪声的估值。
在一些实施例中，所述接收到的信号包括数据、宽带噪声和所述窄带噪声。在一些实施例中，所述误差信号包括被宽带噪声破坏的所述数据的估值。在一些实施例中，所述参考信号包括延迟了预定延迟量的所述接收到的信号。在一些实施例中，根据所述误差信号和所述参考信号之间的关系来确定所述窄带噪声的估值。
在又一实施例中，本发明包括一种网元，包括：接收器，用于接收来自上游资源的信号；处理器，与所述接收器耦合，并用于在时域中实时确定所述信号的窄带噪声的估值，和在时域中实时确定所述窄带噪声的功率电平的估值。
在一些实施例中，所述处理器还用于根据所述窄带噪声的功率电平的估值来管理所述接收到的信号。在一些实施例中，所述管理所述接收到的信号包括：向所述上游资源传输所需信号参数。在一些实施例中，相对于所述信号的功率电平，所述窄带噪声的功率电平的估值大于或等于约–30分贝。在一些实施例中，所述处理器根据所述窄带噪声估值的平均值与所述信号的平均值之间的关系来确定所述窄带噪声的功率电平的估值。
为表述清楚，任何一个前述实施例都可以与任何一个或多个其它前述实施例结合以创建新的实施例，且落在本发明的保护范围内。
通过以下结合附图和权利要求的详细描述，这些以及其它特征将会被更清楚地理解。
附图说明
为了更透彻地理解本发明，现参阅结合附图和具体实施方式而描述的以下简要说明，其中的相同参考标号表示相同部分。
图1是一种DOCSIS网络的实施例的示意图；
图2是一种网元的实施例的示意图；
图3是一种ALE的实施例的示意图；
图4是一种解相关ALE的实施例的示意图；
图5是一种自适应滤波器的实施例的示意图；
图6是一种解相关自适应滤波器的实施例的示意图；
图7是一种入口噪声消除单元的实施例的示意图；
图8是一种采样数据符号的实施例的示意图；
图9是一种入口噪声消除方法的实施例的流程图；
图10是另一种入口噪声消除方法的实施例的流程图；
图11是一种入口噪声功率估计方法的实施例的流程图；
图12是绕过入口噪声消除第一阶段的方法的实施例的流程图；
图13是根据本发明实施例的调制误差率(modulation error ratio，简称MER)与以抽头个数量表示的滤波器长度的关系图；
图14是根据本发明实施例的预测入口噪声大小的图表；
图15是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的图表；
图16是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的图表；
图17是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的图表。
具体实施方式
首先应理解，尽管下文提供一项或多项实施例的说明性实施方案，但所公开的系统和/或方法可使用任何数目的技术来实施，无论该技术是当前已知还是现有的。本发明决不应限于下文所说明的说明性实施方案、附图和技术，包括本文所说明并描述的示例性设计和实施方案，而是可在所附权利要求书的范围以及其等效物的完整范围内修改。
一些混合接入网络可以将光网络与同轴(同轴电缆)网络组合。同轴电缆以太网(Ethernet over Coax，简称EoC)是用于描述经由同轴网络传输以太网帧的所有技术的基本名称。例如，EoC技术可以包括EPoC、DOCSIS、同轴电缆多媒体联盟(Multimedia overCoax Alliance，简称MoCA)、G.hn(由国际电信联盟(International TelecommunicationUnion，简称ITU)开发并由HomeGrid Forum推广的家庭网络技术家族的通用名称)、家庭电话线网络联盟(home phoneline networking alliance，简称HPNA)和家庭音/视频插件(audio/visual，简称A/V)。EoC技术可能已经调适以通过位于订户家中的连接的用户端设备(Customer Premises Equipment，简称CPE)运行从光网络单元(Optical Network Unit，简称ONU)到EoC首端的户外同轴电缆接入。在同轴网络中，物理层传输可以采用正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，简称OFDM)以将数字数据编码到多个载波频率上。OFDM传输的一些优点包括高频谱效率和稳固传输(例如，长同轴线中的高频衰减、窄带干扰、频率选择性噪声等)。DOCSIS网络可以在光纤同轴电缆混合网(hybrid fibercoaxial，简称HFC)上运行。所述DOCSIS网络可以包括位于本地交换机或中心局中的CMTS，其中CMTS将HFC网络连接到骨干网。所述CMTS可以服务位于最终用户位置的多个电缆调制解调器(cable modem，简称CM)。
本发明实施例在时域中实时确定和消除接收到的信号中的窄带噪声或入口噪声，且所述接收到的信号包括窄带噪声、宽带噪声和数据。当存在数据时确定和消除窄带噪声，而无需调度传输中不进行数据传输的缄默时间。为了确定窄带噪声，本发明实施例根据ALE的解相关自适应滤波器解相关过采样信号，并且根据所述ALE进一步处理该信号。对于大于或等于–20dBc的窄带噪声功率电平，本发明实施例还提供在时域中实时确定窄带噪声功率。通过仅在时域中进行确定和消除，以实时实现实时确定和消除窄带噪声以及实时确定窄带噪声功率。本发明实施例还提供了一种可选择的窄带噪声消除单元，其能够通过确定窄带噪声功率与阈值的比较来选择性地消除信号中的窄带噪声。
图1是DOCSIS网络100的实施例的示意图。所述DOCSIS网络100包括DOCSIS CM-SP-PHYv3.0-I12-150305和CM-SP-MULPIv3.0-I28-150827中规定的DOCSIS 3.0网络，其全部内容通过引用并入本文。或者，所述DOCSIS网络100包括在DOCSIS 3.1文档CM-SP-PHYv3.1-I07-150910和CM-SP-MULPIv3.1-I07-150910中规定的DOCSIS 3.1网络，其全部内容通过引用并入本文。网络100包括CMTS110、至少一个HFC节点130以及任意数量的CM150和/或机顶盒(set-top box，简称STB)152。HFC节点130经由光纤114耦合到CMTS110，并且CM150和/或STB152经由电力电缆134、一个或多个放大器(例如，放大器136和138)以及至少一个分路器140耦合到HFC节点130。
所述CMTS110是用于通过HFC节点130与CM150通信的任何设备。CMTS110充当CM150与另一个网络，例如，诸如因特网的骨干网之间的媒介。所述CMTS110将从骨干网接收的数据转发给CM150，并将从CM150接收的数据转发到骨干网。所述CMTS110包括光发射器和光接收器，其经由光纤114将消息传输给CM150或从CM150接收消息。CMTS110还包括用于与骨干网通信的发射器和/或接收器。或者，所述CMTS110包括收发器，其结合并执行光发射器和光接收器两者的功能。当骨干网采用与网络100中使用的协议不同的网络协议时，CMTS110包括将骨干网协议转换为网络100的协议的转换器。CMTS110转换器也将网络100协议转换成骨干网协议。所述CMTS110还用于通过网络100调度上游和下游传输，使得CMTS110和CM150之间的传输在时域和/或频域中分离，其允许在相关的目的地分离传输。时间和/或频率资源的分配经由上游链路媒体接入计划(uplink media access plan，简称UL-MAP)消息和/或下游链路媒体接入计划(downlink media access plan，简称DL-MAP)消息被传输到CM150。
CM150和STB152是用于与CMTS110和本地网络中的任意订户设备通信的任意设备。CM150和STB152充当CMTS110和所述订户设备之间的媒介。CM150和STB152可以是类似的设备，但是在一些实施例中可以用来耦合到不同的订户设备。例如，STB152可以用于连接电视，而CM150可以用于连接具有因特网协议(Internet Protocol，简称IP)和/或媒体接入控制(Media Access Control，简称MAC)地址的任意本地网络设备，如本地计算机、有线和/或无线路由器、本地内容服务器或电视机等。CM150将从CMTS110接收到的数据转发到订户设备，并将从订户设备接收到的数据转发到CMTS110。虽然CM150的具体作用可以根据网络100的类型而变化，但是在本实施例中，CM150包括通过HFC节点130向CMTS110发送电信号的电发射器以及通过HFC节点130从CMTS110接收电信号的电接收器。另外，CM150包括将网络100电信号转换为用于订户设备电信号的转换器，例如电气和电子工程师学会(Institute ofElectrical and Electronics Engineers，简称IEEE)802.11无线局域网(wireless localarea network，简称WLAN)协议中的信号。CM150还包括发送转换的电信号到订户设备和/或接收来自订户设备的转换的电信号的第二发射器和/或接收器。在一些实施例中，CM150和同轴网络终端(coaxial network terminal，简称CNT)类似，因此这些术语在本文中可互换使用。CM150通常位于分布式位置，例如用户端，但也可位于其它位置。CM150通过HFC节点130向CMTS110上游传输一些可配置的OFDM帧作为传输突发的一部分。OFDM帧是在指定时长包括具有多个基于频率的子载波的信号的通信突发。OFDM帧包括具有比OFDM帧更小时长的一些可配置的OFDM符号。
HFC节点130位于包括光纤114的光分配网络(optical distribution network，简称ODN)115和配电网络(electrical distribution network，简称EDN)135的交点处。所述HFC节点130可以包括电光信号转换能力(例如，开放系统互连(open systemsinterconnection，简称OSI)模型层1能力)。HFC节点130可以不用于进行路由、缓冲或其它更高层功能(例如，OSI模型层2-7)。因此，HFC节点130将从光纤114接收到的光信号转换成电信号，并将电信号转发到CM150和STB152，反之亦然。应该注意的是，HFC节点130可以远程耦合到CMTS110或驻留在CMTS110中。在一些实施例中，CMTS110配备有HFC节点130的部分或全部功能。
ODN115是包括光纤114电缆、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备的数据分配系统。在本实施例中，光纤114电缆、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备是无源光组件。光纤114电缆、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备是不需要任何电力来在CMTS110和HFC节点130之间分配数据信号的部件。应该注意的是，光纤114电缆可以被任何光学传输介质替代。在一些实施例中，ODN115包括一个或多个光放大器。在一些实施例中，跨ODN115分布的数据通过复用方案与有线电视(cable television，简称CATV)服务结合。如图1所示，ODN115从CMTS110延伸到HFC节点130，但也可以由本领域普通技术人员确定。通过ODN115传输的信号可以作为模拟信号和/或数字信号传输。
EDN135是包括电力电缆(例如同轴电缆、绞合线等)、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备的数据分配系统。在本实施例中，电力电缆、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备是无源电部件。电力电缆、耦合器、分路器、分配器和/或其它设备是不需要任何电力来在HFC节点130和CM150之间分配数据信号的部件。应该注意的是，在一些实施例中，电力电缆可以被任何电传输介质替代。在一些实施例中，EDN135包括一个或多个电放大器。如图1所示，EDN135从HFC节点130和CM150以分支配置延伸，但也可以由本领域普通技术人员确定。
CMTS110从CM150接收到的数据传输除了预期的数据之外还可以包括宽带噪声和窄带噪声。如果保持不补偿宽带噪声和窄带噪声，例如，如果不消除宽带噪声和窄带噪声，则会阻碍处理数据传输。为了消除消除宽带噪声和窄带噪声中一个或全部消除，CMTS110根据本发明各实施例实现噪声消除和功率估计。
图2是用于在光通信网络中工作的网元的实施例的示意图。例如，在一个实施例中，网元200是DOCSIS网络100中的CMTS110。本发明所述的至少部分特征/方法可在网元200中实施，例如，本发明所述的特征/方法通过硬件、固件和/或在硬件上安装运行的软件实现。网元200是通过网络、系统和/或域传输数据的设备(例如，接入点、接入点基站、路由器、交换机、网关、网桥、服务器、客户端、用户设备、移动通信设备等)或为网络中的其它设备提供服务或进行计算功能的任意设备。此外，术语“网元”、“网络节点”、“网络部件”、“网络模块”和/或类似术语可以互换使用，用于概括性地描述网络设备；并且除非本发明另有特别规定和/或声明，这些术语不具有特定或特殊含义。在本实施例中，网元200是用于实施解相关ALE400、解相关自适应滤波器600或入口噪声消除单元700以执行方法1000、1100和1200的装置。
所述网元200包括与收发器(Tx/Rx)220耦合的一个或多个下游端口210，所述收发器为传输器、接收器、或者二者的结合。所述Tx/Rx220通过下游端口210向其它网络节点发射帧和/或从其它网络节点接收帧。类似地，所述网元200可以包括与多个上游端口240耦合的另一个Tx/Rx220，其中所述Tx/Rx220可以通过所述上游端口240向其它节点发射帧和/或从其它节点接收帧。所述下游端口210和/或上游端口240可以包括电和/或光发射和/或接收部件。在另一实施例中，所述网元200包括与所述Tx/Rx220耦合的一根或多根天线。所述Tx/Rx220可以通过所述一根或多根天线无线发射数据到其它网元和/或接收其它网元的数据(例如，数据包)。
处理器230与Tx/Rx220耦合，并用于处理数据传输，以确定和消除窄带入口噪声。在本实施例中，所述处理器230包括一个或多个多核处理器和/或存储模块250，其可以充当数据存储或缓存等。处理器230被实现为通用处理器或者一个或多个专用集成电路(application-specific integrated circuit，简称ASIC)、现场可编程门阵列(fieldprogrammable gate array，简称FPGA)和/或数字信号处理器(digital signalprocessing，简称DSP)的一部分。虽然示出的是单个处理器，但处理器230不限于此，也包括多个处理器。处理器230还包括：确定和消除模块260，其用于确定并消除数据信号中的窄带入口噪声；和功率估计模块270，其用于确定在该数据信号中的窄带入口噪声的功率电平。
图2还示出了存储模块250，其与处理器230耦合，是用于存储各种类型数据的非瞬时性介质。存储模块250包括内存设备，所述内存设备包括辅助存储器、只读存储器(read-only memory，简称ROM)和随机存取存储器(random access memory，简称RAM)。辅助存储器通常包括一个或多个磁盘驱动器、光驱、固态驱动器(solid state drive，简称SSD)和/或磁带驱动器，且用于数据的非易失性存储，并且如果RAM的容量不足以存储所有工作数据，则辅助存储器用作溢流数据存储设备。当程序被选择执行时，辅助存储器用于存储加载到RAM的程序。ROM用于存储指令，并且可能还存储程序执行期间读取的数据。ROM是非易失性内存设备，通常具有相对于辅助存储器的大存储容量来说较小的内存容量。RAM用于存储易失性数据，并且可能还存储指令。访问ROM和RAM通常都快于访问辅助存储器。
存储模块250可以用于容纳用于执行本发明所述的各种实施例的指令。例如，存储模块250也包括确定和消除模块260和功率估计模块270，所述二者均根据来自处理器230的指令来执行。
应该理解的是，通过编程可执行指令和/或将可执行指令加载入网元200，处理器230和/或存储器250中的至少一个发生变化，将网元200的部分转换成特定机器或装置，例如，具有本发明所述的新颖功能的CMTS。加载可执行软件至计算机所实现的功能可以通过现有技术中公知的设计规则转换成硬件实施，这在电力工程和软件工程领域是很基础的。决定使用软件还是硬件来实施一个概念通常取决于对设计稳定性及待生产的单元数量的考虑，而不是从软件领域转换至硬件领域中所涉及的任何问题。通常，经常变化的设计可以优先在软件中实现，这是因为重编硬件实现要比重编软件设计更加昂贵。通常，稳定及大规模生产的设计更适于在硬件(如ASIC中)实施，因为运行硬件实施的大规模生产比软件实施更为便宜。设计通常可以以软件形式进行开发和测试，之后通过现有技术中公知的设计规则转变成ASIC中等同的硬件实施，该ASIC硬线软件指令。按照相同的方式，新型ASIC控制的机器为一种特定机器或装置，同样地，已编程和/或加载可执行指令的计算机也可视为一种特定的机器或装置。
本发明的任何处理可以通过使处理器(例如，通用多核处理器)执行计算机程序来实施。在这种情况下，可以使用任何类型的非瞬时性计算机可读介质向计算机或网络设备提供计算机程序产品。计算机程序产品可存储在计算机或网络设备中的非瞬时性计算机可读介质中。非瞬时性计算机可读媒体包含任何类型的有形存储媒体。非瞬时计算机可读介质的示例包括磁存储介质(例如，软盘、磁带、硬盘驱动器等)、光磁存储介质(例如，磁光盘)、只读光盘(compact disc read-only memory，简称CD-ROM)、可录光盘(compact discrecordable，简称CD-R)、可写光盘(compact disc rewritable，简称CD-R/W)、数字多功能光盘(digital versatile disc，简称DVD)、蓝光(注册商标)光盘(Blu-ray，简称BD)和半导体存储器(例如，掩膜ROM、可编程ROM(programmable ROM，简称PROM)、可擦除PROM、闪存ROM和RAM)。还可以使用任何类型的瞬时性计算机可读介质向计算机或网络设备提供计算机程序产品。瞬时性计算机可读介质的示例包括电信号、光信号和电磁波。瞬时性计算机可读介质可以经由有线通信线路(例如，电线或光纤)或无线通信线路将程序提供给计算机。
例如，在一个实施例中，网元200包括：接收模块，用于网元200在时域实时接收来自上游资源的数据信号；参考信号确定模块，用于网元200根据所述接收到的信号，在时域实时确定参考信号；误差信号确定模块，用于网元200根据接收到的信号，在时域实时确定误差信号；和估计模块，用于网元200在时域实时确定所述参考信号的窄带噪声的估值。在一些实施例中，网元200可以包括其它或者附加模块，用于执行所述实施例中描述的任一或组合的步骤。
图3是ALE300的实施例的示意图。ALE300在CMTS，例如CMTS110中实现，并且从宽带信号噪声(Bk)中提取窄带入口噪声(Nk)，其中所述宽带信号噪声与窄带入口噪声都存在于相同信号传输中，例如两个设备，比如CMTS110和CM150之间的主信号(Pk)。根据定义，宽带信号噪声是一个不相关信号，而窄带入口噪声是一个相关信号。为了从宽带信号噪声中提取窄带入口噪声，ALE300确定窄带入口噪声
Figure GDA0002311684870000071
的估值。所述估计窄带入口噪声包括：所述ALE300根据时延模块302确定参考信号(xk)，并且使用自适应滤波器304处理参考信号和误差信号(ek)。所述参考信号是基于主信号并被时延模块302延迟时间量(Δ)的延迟信号。误差信号被求和模块306确定为宽带噪声信号的近似，其中所述宽带噪声信号是从主信号中去除窄带入口噪声的估值后得到的结果。延迟主信号以形成参考信号，使主信号与参考信号之间的宽带噪声信号解相关，由此便于ALE300处理主信号和参考信号，以根据参考信号确定主信号的宽带噪声信号和窄带入口噪声。
自适应滤波器304接收来自时延模块302的参考信号和来自求和模块306的误差信号，并且基于参考信号、误差信号和多个滤波器系数(例如，滤波器抽头)确定窄带入口噪声的估值。在ALE300中使用的特定的自适应滤波器304可以是本领域普通技术人员理解的任意合适的滤波器，例如最小均方(least mean square，简称LMS)遍历滤波器。求和模块306从自适应滤波器304接收主信号和窄带入口噪声的估值，并从主信号中减去窄带入口噪声的估值以生成误差信号。之后，误差信号由求和模块306传输到自适应滤波器304。自适应滤波器304根据误差信号更新滤波器系数，以提高窄带入口噪声的估值的精确度。通过求和模块306将每个误差信号传输到自适应滤波器304，由自适应滤波器304产生的窄带入口噪声的估值收敛到窄带入口噪声，例如，窄带入口噪声的估值逐渐接近窄带入口噪声，直到窄带入口噪声的估值和窄带入口噪声大致相同。相应地，当窄带入口噪声的估值收敛到窄带入口噪声，误差信号收敛到宽带信号噪声，例如，误差信号逐渐接近宽带信号噪声，直到误差信号和宽带信号噪声大致相同。
图4是解相关ALE400的实施例的示意图。ALE400在CMTS，例如CMTS110中实现，以代替ALE300来提供用于处理接收到的信号的扩展能力。ALE400从Bk中提取Nk，并提取带限数据信号(Dk)，并且所有这些都存在于相同信号传输中，例如两个设备，如CMTS110和CM150之间的主信号(Pk)。ALE400还可以在入口噪声消除的第一阶段中实现，如在方法900的步骤912中实现。根据定义，宽带信号噪声为不相关信号，窄带入口噪声为相关信号，过采样带限数据信号为相关信号。然而，宽带噪声信号、窄带入口噪声和带限数据信号在主信号中彼此不相关。为了从宽带信号噪声中提取窄带入口噪声，并提取带限数据，ALE400确定窄带入口噪声
Figure GDA0002311684870000081
的估值。所述估计窄带入口噪声包括：所述ALE400根据时延模块402确定参考信号xk，并且使用解相关自适应滤波器404处理参考信号和误差信号ek。所述参考信号是基于主信号并被时延模块402延迟时间量Δ的延迟信号。误差信号被求和模块406确定为宽带噪声信号的近似，且所述带限数据信号是主信号去除窄带入口噪声的估值后得到的结果。误差信号还包括ALE400的消除的输出信号。延迟主信号以形成参考信号，使得主信号和参考信号之间的宽带噪声信号和带限数据信号解相关，由此便于ALE400处理主信号和参考信号，以根据参考信号确定所述主信号的宽带噪声信号和带限数据信号以及窄带入口噪声。
解相关自适应滤波器404接收来自时延模块402的参考信号和来自求和模块406的误差信号，并且基于参考信号、误差信号和多个滤波器系数(例如，滤波器抽头)确定窄带入口噪声的估值。求和模块406从解相关自适应滤波器404接收主信号和窄带入口噪声的估值，并从主信号中减去窄带入口噪声的估值以生成误差信号。之后，误差信号由求和模块406传输到解相关自适应滤波器404。解相关自适应滤波器404根据误差信号更新滤波器系数，以提高窄带入口噪声的估值的精确度。通过求和模块406将每个误差信号传输到解相关自适应滤波器404，由解相关自适应滤波器404产生的窄带入口噪声的估值收敛到窄带入口噪声，使得窄带入口噪声的估值逐渐更接近窄带入口噪声，直到窄带入口噪声的估值和窄带入口噪声大致相同。相应地，当窄带入口噪声的估值收敛到窄带入口噪声时，误差信号收敛到宽带信号噪声和带限数据信号的组合，使得误差信号逐渐变得更接近宽带信号噪声和带限数据信号的组合，直到误差信号和宽带信号噪声和带限数据信号的组合大致相同。正如求和模块406所确定的，由ALE400输出的误差信号包括消除窄带信号噪声之后的主信号，也被称为具有噪声消除的主信号。
图5是自适应滤波器500的实施例的示意图。自适应滤波器500在ALE中实现，例如可以在CMTS110中实现的ALE300中的自适应滤波器304。自适应滤波器500包括LMS遍历滤波器，而且是自适应滤波器304的一个实施例。自适应滤波器500根据滤波器算法确定窄带入口噪声的估值，例如，包括多个增量步长的LMS算法。或者，自适应滤波器500是本领域普通技术人员理解的任意合适类型的滤波器。自适应滤波器500在ALE，例如ALE300中实现，并且接收作为主信号的延迟版本的参考信号。自适应滤波器500另外接收作为ALE输出的误差信号。自适应滤波器500使用误差信号确定多个滤波器系数，其也可以被称为滤波器抽头。之后，自适应滤波器500基于参考信号和滤波器系数并根据以下公式确定窄带入口噪声的估值：
Figure GDA0002311684870000082
其中，ci，k是当前的滤波器系数，M是使用的滤波器系数的总数，并且xk-i+1是被延迟额外量的参考信号。
自适应滤波器500根据系数模块(未示出)来确定滤波器系数。系数模块基于参考信号和误差信号并根据以下公式确定滤波器系数：
Figure GDA0002311684870000091
其中，ci，k+1是由系数模块确定的下一滤波器系数，μ是LMS算法的步长，并且
Figure GDA0002311684870000092
是误差信号的共轭。在系数模块确定了滤波器系数之后，滤波器系数被传输到乘法模块504。乘法模块504从系数模块接收滤波器系数，并根据公式1的一部分将滤波器系数与从时延模块502接收到的参考信号的进一步延迟版本相乘。求和模块506接收来自乘法模块504的乘法结果，并根据公式1的一部分确定乘法模块504的乘法结果之和。乘法模块504和求和模块506被实现为一起执行公式1的完整功能的单独模块。或者，乘法模块504和求和模块506被实现为执行公式1的功能的单个模块。在确定了乘法模块504的乘法结果的和之后，求和模块506输出窄带入口噪声的估值。
图6是解相关自适应滤波器600的实施例的示意图。解相关自适应滤波器600在ALE中实现，例如，可以在CMTS110中实现的ALE400中的解相关自适应滤波器404。解相关自适应滤波器600接收作为主信号的延迟版本的参考信号。在ALE400中实现解相关自适应滤波器600，使得ALE400能够在存在数据传输的情况下，确定时域中信号的窄带侵入噪声。例如，解相关自适应滤波器600使得ALE400能够确定窄带入口噪声，而无需调度信号中暂停数据传输的缄默期。解相关自适应滤波器600另外接收作为ALE400的输出的误差信号。为了解相关ALE400的参考信号的过采样带限数据信号分量，所述解相关自适应滤波器600用于通过在滤波的迭代k期间从每个数据符号中选择不多于一个采样来选择数据符号的多个采样。尽管从不同的数据符号中选择采样将导致带限数据信号变得不相关，但由于窄带入口噪声的时间变化缓慢，窄带入口噪声仍然是相关信号。根据解相关自适应滤波器600的多个系数来确定从数据符号中选择的多个采样。例如，对于具有3个滤波器系数的解相关自适应滤波器600，选择来自3个不同数据符号的采样。对于具有4个滤波器系数的解相关自适应滤波器600，选择来自4个不同数据符号的采样。通常，对于具有M个滤波器系数的解相关自适应滤波器600，选择来自M个不同数据符号的样本。例如，就示意图800的符号进行举例，在具有5个滤波器系数的解相关自适应滤波器600的第一次迭代中，选择样本s1、s4、s7、s10和s13。在第二次迭代中，选择样本s2、s5、s8、s11和s14。在第三次迭代中，选择样本s3、s6、s9、s12和s15。应该注意的是，从样本选择符号的选择顺序是设计选择的问题。
解相关自适应滤波器600通过确定多个滤波器系数并根据误差信号和参考信号来确定窄带入口噪声的估值。之后，解相关自适应滤波器600基于参考信号和滤波器系数并根据以下公式确定窄带入口噪声的估值：
Figure GDA0002311684870000093
其中，M是使用的滤波器系数的总数，
Figure GDA0002311684870000094
是延迟附加量的参考信号，且Pj是附加延迟量。
解相关自适应滤波器600根据系数模块(未示出)来确定滤波器系数。系数模块基于参考信号和误差信号并根据以下公式确定滤波器系数：
Figure GDA0002311684870000101
其中，ci，k是由系数模块确定的前一滤波器系数，μ是LMS算法的步长，并且
Figure GDA0002311684870000102
是误差信号的共轭。在系数模块确定滤波器系数之后，滤波器系数被传输到乘法模块604。乘法模块604从系数模块接收滤波器系数，并根据公式3的一部分将滤波器系数与从时延模块602接收的参考信号的附加延迟版本进行相乘。时延模块602在公式3和4中使用的参考信号中实现附加延迟，以使解相关自适应滤波器600能够从不同的数据符号中选择样本。时延模块602根据Pi-1将参考信号延迟滤波器系数i，其中P0＝0。随后的延迟P1，P2，...，PM-1由时延模块602选择，使得相继的滤波器系数的样本不从相同的数据符号中选择。
求和模块606接收来自乘法模块604的乘法结果，并且根据公式3的一部分来确定乘法模块604的乘法结果之和。乘法模块604和求和模块606被实现为一起执行公式3的完整功能的单独模块。或者，乘法模块604和求和模块606被实现为执行公式3的功能的单个模块。在确定乘法模块604的乘法结果的和之后，求和模块606输出窄带入口噪声的估值。
尽管前面的描述已经涉及到ALE、LMS算法和LMS遍历滤波器结构，但是这样的描述仅用作可以根据本说明实现噪声消除的示例性实现方式。如本领域技术人员所理解的，本发明的噪声消除可以在多个应用、算法和过滤器结构中实现，所有这些应用、算法和过滤器结构都在本发明保护范围内。
图7是入口噪声消除单元700的实施例的示意图。入口噪声消除单元700在CMTS，例如CMTS110中实现，并且根据例如由ALE400确定的入口噪声的估值来消除从上游资源接收到的信号中的入口噪声。在一些情况下，因为窄带分量噪声的功率电平较低，所以没必要从接收到的信号，例如主信号，粗放消除也被称为窄带入口噪声的窄带分量噪声。例如，当窄带分量噪声的功率电平低于阈值时，如根据方法1100的窄带分量噪声的相对功率电平的估值，根据CMTS如CMTS110的第一阶段，如方法900的第一阶段902的粗放消除，不需要从接收到的信号中粗放消除所述窄带分量噪声。因此，入口噪声消除单元700便于在CMTS110选择进行窄带分量噪声的第一状态粗放消除。
比较器702将窄带分量噪声的相对功率电平的估值与已知的阈值进行比较。阈值指示当功率电平大时，执行第一阶段消除；当功率电平小时，不执行第一阶段消除。比较器702从入口噪声功率估计器704接收窄带分量噪声的相对功率电平的估值。当窄带分量噪声的相对功率电平的估值未超过阈值时，比较器702输出第一控制信号，例如数字逻辑“0”。当窄带分量噪声的相对功率电平的估值超过阈值时，比较器702输出第二控制信号，例如数字逻辑“1”。入口噪声功率估计器704用于根据估计方法，如方法1100，来估计窄带分量噪声的相对功率电平，并且在CMTS110中实现。
入口噪声消除单元700也包括分别基本类似于延迟单元402、解相关自适应滤波器404和求和模块406的延迟单元708、解相关自适应滤波器710和求和模块706。如上所述，为简洁起见，此处不再赘述。总的来说，延迟单元708、解相关自适应滤波器710和求和模块706被称为解相关ALE(decorrelating ALE，简称D-ALE)718，其在结构和功能上对应于解相关ALE400。时延模块714接收主信号并在将主信号传送到复用器716之前延迟主信号。时延模块714延迟主信号的时间量对应于在向复用器716提供其它输入之前由解相关ALE718和比较器702消耗的时间量。由于时延模块714实现的延迟，无论CMTS110是否进行窄带分量噪声的第一阶段粗放消除，入口噪声消除单元700的总体延迟量近似相等。
复用器716从时延模块714接收延迟的主信号、误差信号以及来自比较器702的第一或第二控制信号，其中所述误差信号包括来自解相关ALE718的完成窄带分量噪声的第一阶段粗放消除之后的主信号。根据从比较器702接收到的第一或第二控制信号，复用器716在完成窄带分量噪声的第一阶段粗放消除之后输出延迟的主信号或主信号。例如，当复用器716接收到第一控制信号“0”时，复用器716输出延迟的主信号。当多路复用器716接收到第二控制信号“1”时，复用器716在完成窄带分量噪声的第一阶段粗放消除之后输出主信号。
图8是一种采样数据符号的实施例的示意图800。在各种应用中，对数据符号进行过采样是有利的，例如，对每个数据符号进行大于一个的数据符号采样。在入口噪声消除方法的第一阶段中执行采样，例如由方法900中实现的CMTS110执行。如示意图800所示，符号802、804、806、808和810以每个符号3个采样的比率被采样。为了清楚起见，窄带入口噪声和宽带信号噪声未在示意图800上示出。但是正如本领域技术人员所理解的，这样的噪声将出现在数据符号802-810中。
802-810中的每一个符号相对于802-810中的另一个符号不相关。然而，来自802-810相同符号的每个样本与802-810同一符号的其它样本相关。例如，因为样本s1、s2和s3全部来自符号802，所以样本s1、s2和s3相关；因为样本s1、s5和s11分别来自不同的符号——符号802、符号804和符号808，所以样本s1、s5和s11不相关。通常，来自数据符号802-810的样本集合导致一组不相关的样本，其中样本集合中的每个样本是从不同的数据符号802-810中选择的。
图9是一种入口噪声消除方法900的实施例的流程图。方法900在网元，例如网元200中实现，以处理从上游资源接收的信号。例如，在诸如DOCSIS网络100中的CMTS110之类的通信系统中的接收器中实现方法900。为了消除入口噪声，方法900包括多个阶段。例如，执行粗放噪声消除的第一阶段902和执行精细噪声消除的第二阶段904。第一阶段902位于网元的数字前端部分，并以每个符号两个或更多采样的比率对多个数据符号的数据信号进行采样。第二阶段904跟随网元中的第一阶段902，并且以每个符号1个采样的采样比率来处理数据信号。
在步骤906，从网络中的上游节点接收数据信号。例如，CMTS110从CM150接收数据信号。数据信号包括构成信号的数据的多个符号。在步骤908，将数据信号从模拟数据信号转换为数字数据信号。例如，根据模数转换器(analog-to-digital converter，简称ADC)，数据信号从连续模拟信号转换成包括多个离散数据点的数字信号。在步骤910，数据信号由网元的数字前端处理。根据方法900的实施方式，数字前端的处理不同，并且包括本领域技术人员理解的功能。例如，步骤910包括对数据信号进行采样以形成每个数据符号的多个采样，例如2个采样。或者，以任何其它合适的采样率对数据符号进行采样，例如每个数据符号4个采样。在步骤912，第一入口噪声消除器确定并消除数据信号中的粗放噪声。步骤912中消除数据信号中的粗放噪声保护了执行方法900后续步骤的部件免受由可能具有高功率电平的粗放噪声造成的损害。例如，ALE，如ALE400执行步骤912。
在步骤914，对数据信号执行突发检测。突发检测，例如确定数据信号中包含的用于处理的数据突发。在步骤916，执行定时恢复。定时恢复使得网元能够同步内部时钟速率与数据信号的数据符号的频率，从而使得网元能够在数据符号具有最优值时，例如，最大值或峰值，对数据符号进行采样。例如，通过补偿数字信号中的数据符号的定时相位偏移和定时频率偏移来执行同步。在与数据符号建立同步之后，以每个数据符号1个样本的比率对数据符号进行采样。
在步骤918，执行频率和相位恢复。通过将采样的数据符号的频率和相位与网元的本地振荡器的频率和相位进行比较并进行补偿，网元执行频率和相位恢复。补偿用于频率和相位变化的采样数据符号使网元能够对数字信号中的数据符号执行解调和处理。在步骤920，第二入口噪声消除器消除数字信号中的精细入口噪声或低级入口噪声。消除精细入口噪声改善了数字信号的MER。例如，通过网元中实现的基于判定的线性预测器来执行步骤920。或者，步骤920由ALE，如ALE300执行。在步骤922，在将数据信号传输到另一个部件进行处理之前，对数据信号的数据符号执行前向纠错。例如，通过向数据信号引入冗余，前向纠错例如通过遭受了退化，高电平噪声或不可靠的传输线减少了数据传输中的误差。例如，在前向纠错的一个实现方式中，数据信号的每个数据符号被连续发送3次。在前向纠错的另一实现方式中，评估多个先前接收的数据符号以确定如何读取当前数据符号。
图10是另一种入口噪声消除方法1000的实施例的流程图。方法1000在网元，例如CMTS110中实现，以处理从上游资源接收的信号。在步骤1002，从上游资源接收信号。例如，位于中心局的CMTS110接收来自位于订户位置的CM150的信号。接收信号包括多个分量，例如，宽带分量噪声、窄带分量噪声和数据分量。在步骤1004，根据接收到的信号在时域中生成参考信号。例如，CMTS110根据接收到的信号，通过将接收到的信号延迟预定量的时间增量来确定参考信号。CMTS110根据时延模块，如时延模块402来延迟所接收的信号。
在步骤1006，基于接收到的信号在时域中确定误差信号。例如，CMTS110基于所接收到的信号来确定误差信号。例如，CMTS110根据解相关ALE，例如ALE400，通过从接收到的信号中减去窄带分量噪声的估值来确定误差信号。在CMTS110从接收到的信号中减去窄带分量噪声的估值之后，宽带分量噪声和接收到的信号的数据分量近似得到误差信号。在步骤1008，在时域中确定参考信号的窄带分量噪声的估值。例如，CMTS110根据上述讨论的公式3和4，根据解相关自适应滤波器，如解相关自适应滤波器600，来确定窄带分量噪声的估值。通过在后续迭代中处理接收到的信号，CMTS110将窄带分量噪声的估值收敛到窄带分量噪声的实际值，使得窄带分量噪声的估值大约等于窄带分量噪声的实际值。
图11是一种入口噪声功率估计方法1100的实施例的流程图。根据具有窄带分量噪声、宽带分量噪声和数据分量的信号的窄带分量噪声的估值，CMTS110可以确定窄带分量噪声的功率电平的估值。当从上游资源接收到信号时，所述CMTS实现方法1100，并且根据解相关自适应滤波器的输出，如ALE400，来确定窄带分量噪声的功率电平的估值，其也可以被称为入口噪声的功率电平的估值。或者，方法1100由本领域技术人员理解的另一自适应滤波器来实现。所述方法1100在入口噪声消除器的第一阶段、第二阶段或这两个阶段中实现。例如，方法1100在方法900的第一阶段902、第二阶段904或这两个阶段中实现。在第一阶段902和第二阶段904两者中实现方法1100，并且根据来自第一阶段902的窄带分量噪声的功率电平的估值和来自第二阶段904的窄带分量噪声的功率电平的估值来结合窄带分量噪声的功率电平的估值，以增加方法1100的精确度。
在步骤1102，从上游资源接收信号。例如，位于中心局的CMTS110接收来自位于订户位置的CM150的信号。接收信号包括多个分量，例如，宽带分量噪声、窄带分量噪声和数据分量。
在步骤1104，在时域中确定窄带分量噪声的估值。例如，如前所述，CMTS110根据本发明实施例确定窄带分量噪声的估值。例如，CMTS110通过实现ALE400和解相关自适应滤波器600来确定窄带分量噪声的估值，以执行方法1000并且估计窄带分量噪声。
在步骤1106，在时域中确定窄带分量噪声的功率电平的估值。例如，CMTS110根据窄带分量噪声的估值来估计窄带分量噪声的功率电平。因为窄带分量噪声的估值收敛于窄带分量噪声的实际值，所以根据以下公式，窄带分量噪声的方差近似等于窄带分量噪声的估值的方差：
Figure GDA0002311684870000131
其中var表示方差运算。CMTS110根据以下公式估算以分贝(decibel，简称dB)为单位的窄带分量噪声的功率电平：
Figure GDA0002311684870000132
其中log是一个对数函数。因为根据公式6的窄带分量噪声的功率电平的估值不根据接收信号的任意其它分量来确定，所以窄带分量噪声的功率电平的估值可以被称为窄带分量噪声的绝对功率电平的估值。
在具有包括数据分量和窄带分量的信号的通信系统中，需要相对于接收的信号的数据分量，以dBc为单位的窄带分量噪声的相对功率电平的估值。CMTS110通过根据以下公式确定窄带分量噪声Nk与数据分量Dk之间的关系来估计以dBc为单位的窄带分量噪声的相对功率电平，其也被称为相对于数据分量的窄带分量的功率电平：
Figure GDA0002311684870000133
并将公式7代入公式6，如下所示。为便于处理接收到的信号以确定相对功率，根据如下公式，所述接收的信号被表示为：
Pk＝Dk+Nk+Bk。 (8)
如上所述，根据定义，接收到的信号的每个分量与接收信号的其它分量不相关。结果，根据以下公式，接收信号的方差等于接收信号的每个分量的方差之和：
vnr{Pk}＝var{Dk}+var{Nk}+var{Bk} (9)
重新排列公式9以隔离数据分量的方差，并且根据公式5将窄带分量噪声的估值的方差代入窄带分量噪声的方差，使得数据分量的方差近似等于以下结果：
Figure GDA0002311684870000134
将公式10和公式5代入公式7，使得通过CMTS110计算的可用结果根据公式7进行处理。具有替代公式10和公式5的已修改的公式7根据以下公式确定窄带分量噪声与数据分量的关系：
Figure GDA0002311684870000135
CMTS110通过将公式11代入公式6，按照以下公式估算以dBc为单位的窄带分量噪声的相对功率电平：
Figure GDA0002311684870000141
在通信系统中，例如DOCSIS网络100，接收信号的宽带分量噪声的功率电平实质上低于接收信号的数据分量的功率电平。例如，宽带分量噪声的功率电平比数据分量的功率电平低25+dB。结果，修改公式12以忽略宽带分量噪声的方差，并且简化确定窄带分量噪声的相对功率电平的估值。CMTS110基于简化的公式12并根据以下公式估算以dBc为单位的窄带分量噪声的相对功率电平：
Figure GDA0002311684870000142
根据平均值，例如移动平均值或块平均值来确定窄带分量噪声和接收信号的估值的方差。或者，信号的方差被称为信号的功率。窄带分量噪声的相对功率电平的估值是实时估计的，因为估值是在时域中确定的，无需在频域中进行处理或者无需调度不进行数据传输的缄默期。
可选地，方法1100包括步骤1108，其中CMTS110根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值在时域中管理DOCSIS网络100。例如，根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值，CMTS110动态调整信号参数以控制调制阶数、前向纠错和调制速率。例如，CMTS110将一个或多个信号参数传输到CM150，其定义CMTS110从CM150接收到的信号的期望特性。另外，根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值，CMTS110动态添加或移除由CMTS110处理的一组数据信道中的数据信道。另外，根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值，CMTS110根据DOCSIS网络100中的服务要求质量来调度DOCSIS网络100中的数据信道。另外，根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值，CMTS110增加DOCSIS网络100的主动网络管理能力。另外，根据窄带分量噪声的相对功率电平的估值，CMTS110确定是否消除窄带分量噪声。
图12是绕过入口噪声消除第一阶段的方法1200的实施例的流程图。方法1200在CMTS，例如CMTS110中实现，以通过在将信号传输到CMTS的下一个信号处理块之前消除信号中的入口噪声，或通过将该信号传输到CMTS的下一个信号处理块且无需进行入口噪声消除，来处理从上游资源接收到的信号。在步骤1202，从上游资源接收信号，例如，位于中心局的CMTS110从位于用户位置的CM150接收信号。接收信号包括多个分量，例如，宽带分量噪声、窄带分量噪声和数据分量。在步骤1204，确定窄带分量噪声的估值。例如，CMTS110根据ALE，例如用于实现上述讨论的方法1000的ALE400，来确定窄带分量噪声的估值。在步骤1206，确定窄带分量噪声的相对功率电平的估值。例如，CMTS110根据还用于实现上述讨论的方法1100的ALE400来确定窄带分量噪声的相对功率电平的估值。
在判定菱形框1208处，基于窄带分量噪声的相对功率电平的估值和阈值功率电平来确定窄带分量噪声的相对功率电平的估值是否大于所述阈值。当窄带分量噪声的相对功率电平的估值不超过阈值功率电平时，在步骤1210，例如根据复用器716从入口噪声消除单元700的延迟单元714中接收的信号，CMTS110在延迟后输出接收到的信号。当窄带分量噪声的相对功率电平的估值超过阈值功率电平时，在步骤1212，在完成窄带分量噪声的第一阶段粗放消除之后，例如，根据复用器716从入口噪声消除单元700中的解相关ALE718中接收到的信号，CMTS110输出接收到的信号。
图13是根据本发明实施例的MER与以抽头数量表示的滤波器长度的关系图1300。MER也可以被称为信噪比(signal-to-noise，简称SNR)。相比非解相关或传统的ALE和自适应滤波器消除方案的性能，关系图1300示出了根据本发明，例如根据解相关ALE400、解相关自适应滤波器600、入口噪声消除单元700以及方法1000、1100和1200的性能。在关系图1300中，X轴表示滤波器的长度，例如用于噪声确定和消除的滤波器抽头的数量或滤波器系数的数量，Y轴表示在以dB为单位的MER。如关系图1300所示，对于具有以每个数据符号4个采样的比率采样的多个数据符号和+10dBc的带内入口音调电平的数据信号，本发明中所述数据信号的处理导致MER，所述MER相对于传统的ALE方案提升了2.5dB-5.5dB范围的量，这取决于滤波器长度。
图14是根据本发明实施例的预测入口噪声大小的图表1400。相比传统ALE噪声确定和消除方案，在本发明公开的处理中，例如根据解相关ALE400、解相关自适应滤波器600、入口噪声消除单元700和方法1000、1100和1200，图表1400示出了估计的窄带分量噪声相对于时间的幅度以及窄带分量噪声的实际值。在图表1400中，X轴表示测量采样数据信号的时间量，并且Y轴表示窄带分量噪声的估值的线性幅度。如图表1400所示，对于+10dBc的带内入口电平的数据信号，本发明中的数据信号的处理导致估计的窄带分量噪声的幅度，相比传统的ALE方案，其更为贴近实际的窄带分量噪声。
图15是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的图表1500。正如本发明确定的，针对具有16个滤波器抽头和0dB的信号电平的滤波器中的多个宽带噪声电平，图表1500示出了以dBc为单位的窄带分量噪声的功率电平的估值的精确度。在图表1500中，X轴表示以dBc为单位的窄带分量噪声的功率电平的实际值，并且Y轴表示以dBc为单位的窄带分量噪声的功率电平的估值，例如，根据方法1100的估值。如图表1500所示，对于大于–20dBc的窄带分量噪声的功率电平，本发明在估计窄带噪声分量的功率电平方面提供高精确度。应该注意的是，图表1500中的下限–20dBc是模拟中使用的示例性16抽头滤波器的限制，而本发明不限于此。增加滤波器中的抽头数量导致测量范围增加，其允许确定并消除低于–20dBc的窄带分量噪声。
图16是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的另一图表1600。正如本发明确定的，针对具有16个滤波器抽头和0dB的信号电平的滤波器中的多个宽带噪声电平，图表1600示出了以dB为单位的窄带分量噪声的功率电平的估值的精确度。在图表1600中，X轴表示以dB为单位的窄带分量噪声的功率电平的实际值，并且Y轴表示以dB为单位的窄带分量噪声的功率电平的估值，例如，根据方法1100的估值。如图表1600所示，对于大于0dB的窄带分量噪声的功率电平，本发明在估计窄带噪声分量的功率电平方面提供高精确度。相同的，应该注意的是，图表1600中的下限–20dBc是模拟中使用的示例性16抽头滤波器的限制，而本发明不限于此。增加滤波器中的抽头数量导致测量范围增加，其允许确定并消除低于–20dBc的窄带分量噪声。
图17是根据本发明实施例的入口噪声功率估计精确度的再一图表1700。图表1700示出了具有16个滤波器抽头以及–25dBc的宽带分量噪声的滤波器中的信号功率电平范围之外的窄带分量噪声功率电平的估值的精确度。在图表1700中，X轴表示窄带分量噪声的功率电平的实际值，而Y轴表示以dBc为单位的窄带分量噪声的功率电平的估值。如图表1700所示，对于范围从–30dB到+30dB的信号功率电平，本发明在估计窄带分量噪声的功率电平方面提供高精确度。应该注意，本发明不限于处理小于+30dB的信号。例如，在本发明实施例中，处理具有+40dB、+50dB、+60dB的功率电平或大于+30dB的任何其它功率电平的信号。
除非另有说明，否则使用术语“约”是包括以下描述的数字至少±10％的范围。虽然本发明中已提供若干实施例，但应理解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本发明所公开的系统和方法可以以许多其它特定形式来体现。本发明的实例应被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文中所给出的细节。例如，各种元件或组件可以在另一系统中组合或整合，或者某些特征可以省略或不实施。
此外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其它系统、模块、技术或方法进行组合或合并。展示或论述为彼此耦合或直接耦合或通信的其它项也可以采用电方式、机械方式或其它方式经由某一接口、设备或中间组件间接地耦合或通信。其它变化、替代和改变的示例可以由本领域的技术人员在不脱离本文精神和所公开的范围的情况下确定。

Claims (11)

1.一种信号处理装置，其特征在于，包括：
接收器，用于接收包括窄带噪声分量和宽带噪声分量的主信号；
处理器，与所述接收器耦合，并用于：
在时域中实时确定所述窄带噪声分量的估值；实时确定包括所述宽带噪声分量的估值且被消除了所述窄带噪声分量的估值的输出信号；和
实时确定所述窄带噪声分量的功率电平的估值；
其中，所述处理器还包括解相关自适应线路增强ALE，所述ALE包括：
第一时延模块，用于根据所述主信号和第一时延量确定参考信号；
解相关自适应滤波器，与所述第一时延模块耦合，并用于确定所述窄带噪声分量的估值；和
第一求和模块，与所述解相关自适应滤波器耦合，并用于从所述主信号中减去所述窄带噪声分量的估值，以确定被消除了所述窄带噪声分量的估值的输出信号；
其中，所述处理器还包括：
比较器，用于：
当所述窄带噪声分量的功率电平的估值小于或等于阈值时，将所述窄带噪声分量的功率电平的估值与所述阈值进行比较，以形成第一比较输出信号；和
当所述窄带噪声分量的功率电平的估值大于阈值时，将所述窄带噪声分量的功率电平的估值与所述阈值进行比较，以形成第二比较输出信号；
第三时延模块，用于根据所述主信号和第三时延量确定延迟主信号；和
复用器，用于：接收所述延迟主信号、所述消除的输出信号以及所述第一比较输出信号或所述第二比较输出信号；当所述第一比较输出信号指示所述窄带噪声分量的功率电平的估值小于或等于所述阈值时，输出所述延迟主信号；和，当所述第二比较输出信号指示所述窄带噪声分量的功率电平的估值大于所述阈值时，输出消除的输出信号。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述解相关自适应滤波器包括：
第二时延模块，用于根据所述参考信号和第二时延量确定延迟参考信号；
第一乘法模块，用于通过使用第一滤波器系数对所述参考信号进行滤波处理来确定第一乘法结果；
第二乘法模块，用于通过使用第二滤波器系数对所述延迟参考信号进行滤波处理来确定第二乘法结果；和
第二求和模块，用于根据所述第一乘法结果与所述第二乘法结果的和值确定所述窄带噪声分量的估值。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述主信号还包括数据分量，并且所述消除的输出信号还包括所述数据分量的功率电平的估值。
4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述处理器还用于确定所述数据分量的功率电平的估值与所述窄带噪声分量的功率电平的估值的比值。
5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述装置是线缆调制解调器终端系统CMTS接收器。
6.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述装置是线缆调制解调器终端系统CMTS接收器。
7.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置是线缆调制解调器终端系统CMTS接收器。
8.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述装置是线缆调制解调器终端系统CMTS接收器。
9.根据权利要求1-8任一项所述的装置，其特征在于，所述装置应用的通信网络包括有线数据传输业务接口规范DOCSIS网络。
10.根据权利要求1-8任一项所述的装置，其特征在于，所述处理器还用于在时域中运行而不是在频域中运行。
11.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述处理器还用于在时域中运行而不是在频域中运行。
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