ES2243938T3 - Sistema de identificacion electronico de sensibilidad mejorada. - Google Patents
Sistema de identificacion electronico de sensibilidad mejorada.Info
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Abstract
EL SISTEMA DE IDENTIFICACION ELECTRONICA PROPORCIONA DOS FORMAS DE COMUNICACIONES ENTRE LECTORES (1) Y ETIQUETAS (3) QUE USAN CAMPOS MAGNETICOS ALTERNATIVOS ESTABLECIDOS POR EL LECTOR (1) Y REPARTIDOR (3). LAS COMUNICACIONES SON EFECTUADAS UTILIZANDO BIEN UN PROCESO DE MODULACION DE UNA O DOS ETAPAS EN LA CUAL LA INFORMACION QUE VA A SER TRANSMITIDA BIEN MODULA UN CAMPO MAGNETICO ALTERNANTE DIRECTAMENTE O MODULA UNA SEÑAL PERIODICA QUE MODULA UN CAMPO MAGNETICO ALTERNATIVO. LA BOBINA (5), CONDENSADORES (9), Y CIRCUITERIA DE ACOPLAMIENTO SON MANTENIDOS EN UNA CONDICION DE SINTONIA PARA AJUSTAR CONTINUAMENTE LA FRECUENCIA DE CONTROL, LA INDUCTANCIA DE LA BOBINA, O LA CAPACIDAD DEL CONDENSADOR DURANTE LAS COMUNICACIONES. UNA ETIQUETA (3) UTILIZA UNA BOBINA (50) PARA ACOPLAR CON LOS CAMPOS MAGNETICOS ALTERNATIVOS DE LOS DISPOSITIVOS Y UN CONDENSADOR (55) PARA RESONAR LA BOBINA (50), EXTRAYENDO DE ESE MODO ENERGIA DEL CAMPO MAS EFECTIVAMENTE. LA BOBINA (50), CONDENSADOR (55), Y LA CIRCUITERIA DEACOPLAMIENTO PUEDEN SER MANTENIDOS EN LA CONDICION RESONANTE POR AJUSTE CONTINUO DE LA INDUCTANCIA DE LA BOBINA, O LA CAPACIDAD DEL CONDENSADOR DURANTE LAS COMUNICACIONES.
Description
Sistema de identificación electrónico de
sensibilidad mejorada.
Esta invención se refiere a sistemas cooperativos
de identificación (que tuvieron sus inicios electrónicos en la
Segunda Guerra Mundial como Sistemas de Identificación - Amigo o
Enemigo) en los que la agencia identificante y el objeto a
identificar cooperan en el proceso de identificación según un
esquema preestablecido. Más específicamente, la invención se refiere
a sistemas que constan genéricamente de un interrogador (o
"lector") acoplado de forma inductiva a un transpondor (o
"etiqueta") donde el lector está asociado con la agencia
identificante y la etiqueta está asociada con el objeto a
identificar.
Tales sistemas descritos en
EP-A-0 281 470, que muestran las
características precaracterizantes de la reivindicación 1, están
siendo usados o tienen la posibilidad de ser utilizados para
identificar peces, pájaros, animales, u objetos inanimados tales
como tarjetas de crédito. Algunas de las aplicaciones más
interesantes implican objetos de pequeño tamaño, lo que significa
que el transpondor debe ser diminuto. En muchos casos es deseable
unir permanentemente la etiqueta al objeto, lo que significa el
implante del dispositivo en los tejidos de seres vivos y en algún
punto debajo de las superficies de objetos inanimados. En este
casos, el implante de la etiqueta dentro del objeto excluye el uso
de fuentes de potencia convencionales para alimentar la etiqueta. La
luz solar no penetrará generalmente en la superficie del objeto. Las
fuentes químicas tales como baterías se desgastan y no pueden
sustituirse fácilmente. Las fuentes radioactivas podrían presentar
riesgos inaceptables para el objeto sometido a identificación. Un
acercamiento a alimentar la etiqueta que se ha puesto en práctica
con éxito durante muchos años es suministrar a la etiqueta potencia
desde el lector por medio de un campo magnético alternativo generado
por el lector. Este acercamiento da lugar a una pequeña etiqueta
altamente fiable de duración indefinida y es actualmente el
acercamiento elegido.
Para muchas aplicaciones, la conveniencia y
utilidad dictan que el lector sea portátil, lo que se traduce en el
uso de baterías para alimentar la unidad. Sin embargo, el tamaño y
el peso de las baterías con la capacidad necesaria para efectuar la
función de identificación a rangos razonables sin interrupción
desafía el mismo concepto de portabilidad a mano. La doble finalidad
de facilidad de uso y rendimiento del sistema han sido objeto de
compromisos nada fáciles en el pasado. Hay que agrupar los avances
recientes en tecnología del diseño de sistemas de uso eficiente de
energía para realizar la plena posibilidad de los sistemas de
identificación en base a acoplamiento
\hbox{inductivo.}
A medida que proliferan los sistemas de
identificación de este tipo y se multiplican los usuarios, es
importante reconocer este entorno cambiante en el diseño de aparato
de identificación de la próxima generación. Los lectores de nuevo
modelo deberán ser capaces de leer etiquetas de los modelos
antiguos. Los intereses de privacidad y seguridad de los usuarios
deben ser respetados: un usuario no deberá ser capaz de leer las
etiquetas de otro usuario. Y finalmente, en este mundo movido por
los ordenadores, debe ser posible realizar una interface conveniente
de los lectores con el ordenador.
El sistema electrónico de identificación con
mejor sensibilidad proporciona comunicación bidireccional entre el
lector y la etiqueta por un proceso de modulación de uno o dos pasos
en el que la información a comunicar modula directamente un campo
magnético alternativo o modula una señal periódica que modula un
campo magnético alternativo.
En general, para obtener la mayor sensibilidad de
comunicación posible, la bobina y el condensador en el lector y la
etiqueta se mantienen en o cerca de un estado de resonancia mientras
las comunicaciones están teniendo lugar regulando intermitente o
continuamente la frecuencia de la señal de excitación de bobina, la
inductancia de la bobina, o la capacitancia del condensador en el
lector y la inductancia de la bobina o la capacitancia del
condensador en la etiqueta. Puede ser deseable en algunas
situaciones realizar el mejor rendimiento de comunicación, para
mantener la bobina y el condensador cerca de resonancia pero no en
un estado de resonancia.
Para maximizar el campo magnético alternativo
producido por la bobina del lector, la señal de excitación se adapta
a las características del circuito resonante de manera que se logre
la mayor corriente de bobina posible. A este respecto, la bobina es
excitada en contrafase por medio de transistores de efecto de campo
de alta potencia conectados en una disposición puente. Se logra
adaptación de impedancia altamente efectiva acoplando por
transformador la bobina y el excitador y los condensadores.
El acoplamiento por transformador de la bobina de
etiqueta a los otros dispositivos y circuitos en la etiqueta se
utiliza para cumplir los diversos requisitos de adaptación impuestos
por estos otros dispositivos y circuitos.
El sistema utiliza procedimientos de probabilidad
máxima para identificar los bits representados por las señales
transmitidas por el lector y la etiqueta. Los procedimientos de
probabilidad máxima requieren un conocimiento exacto del comienzo y
el final de cada período de bits que se lleva a cabo por una señal
de reloj de temporización de bits que se origina en un lector y se
comunica por el lector a cada etiqueta con la que comunica. El
lector y la etiqueta utilizan esta señal común de reloj de
temporización de bits para temporizar sus transmisiones de bits.
La figura 1 es el diagrama de bloques del lector
de identificación y etiqueta.
La figura 2 es el dibujo esquemático de la
realización de conexión directa de los medios de acoplamiento que se
utilizan en el lector.
La figura 3 es el dibujo esquemático de la
primera realización de los medios de acoplamiento por transformador
de devanado doble que se utilizan en el lector.
La figura 4 es el dibujo esquemático de la
segunda realización de los medios de acoplamiento por transformador
de devanado doble que se utilizan en el lector.
La figura 5 es el dibujo esquemático de la
realización de transformador de tres devanados de los medios de
acoplamiento que se utilizan en el lector.
La figura 6 es el diagrama de bloques de la
primera realización del demodulador de rastreo de resonancia en el
lector.
La figura 7 es el diagrama de bloques de la
segunda realización del demodulador de rastreo de resonancia en el
lector.
La figura 8 es el diagrama de bloques de la
realización preferida del excitador en el lector.
La figura 9 es el diagrama de flujo de la
realización preferida de la subrutina que controla las operaciones
del microprocesador en el lector cuando el lector está enviando un
mensaje a la etiqueta.
La figura 10 es el diagrama de flujo de la
primera realización de la subrutina que controla las operaciones del
microprocesador en el lector cuando el lector está recibiendo un
mensaje de la etiqueta.
La figura 11 es el diagrama de flujo de la
segunda realización de la subrutina que controla las operaciones del
microprocesador en el lector cuando el lector está recibiendo un
mensaje de la etiqueta.
La figura 12 es el dibujo esquemático de la
realización de conexión directa de los medios de acoplamiento que se
utilizan en la etiqueta.
La figura 13 es el dibujo esquemático de la
primera realización de los medios de acoplamiento por transformador
de devanado doble que se utilizan en la etiqueta.
La figura 14 es el dibujo esquemático de la
segunda realización de los medios de acoplamiento por transformador
de devanado doble que se utilizan en la etiqueta.
La figura 15 es el dibujo esquemático de la
realización de transformador de tres devanados de los medios de
acoplamiento que se utilizan en la etiqueta.
La figura 16 es el dibujo esquemático de la
realización de transformador de cuatro devanados de los medios de
acoplamiento que se utilizan en la etiqueta.
La figura 17 es el dibujo esquemático de la
realización de transformador de cinco devanados de los medios de
acoplamiento que se utilizan en la etiqueta.
La figura 18 es el diagrama de bloques de la
realización preferida del módem de rastreo de resonancia en la
etiqueta.
La figura 19 es el diagrama de flujo para un
método de determinar la frecuencia de un ciclo único de una señal
con modulación por desplazamiento de frecuencia.
La figura 20 es el diagrama de flujo para un
método de determinar la frecuencia de una señal con modulación por
desplazamiento de frecuencia durante un período de bits.
El diagrama de bloques funcionales para la
realización preferida del sistema electrónico de identificación con
mejor sensibilidad se representa en la figura 1. La base de
comunicaciones entre el lector 1 y la etiqueta 3 es un campo
magnético alternativo establecido por la bobina 5 del lector. Para
maximizar el campo magnético y el rango de comunicación, la bobina
está conectada por medio del circuito de acoplamiento 7 a
condensadores 9 para formar un circuito resonante serie. Se utilizan
dos condensadores para facilitar el uso de un excitador en
contrafase 11 que suministra corriente alterna al circuito resonante
serie.
La frecuencia de la corriente alterna
suministrada por el excitador 11, típicamente entre 100 y 400 kHz,
se deriva de la frecuencia de la señal suministrada por el oscilador
controlado por voltaje/circuito generador de reloj (VCO/CGC) 13 que
a su vez se controla por una señal suministrada por el demodulador
de rastreo de resonancia 15. El control general del demodulador de
rastreo de resonancia lo realiza el microprocesador 17.
El demodulador de rastreo de resonancia 15
realiza dos funciones. Una función es mantener el circuito resonante
serie incluyendo la bobina 5 y los condensadores 9 en un estado de
resonancia o cerca de un estado de resonancia. Cuando el lector
envejece o experimenta cambios del entorno, como cuando cambia la
temperatura, o cuando el lector se desplaza en busca de una
etiqueta, la frecuencia resonante de la bobina/circuito condensador
puede cambiar. Si la frecuencia de excitación es fija, el circuito
puede estar operando en una condición de sintonización no óptima,
afectando por lo tanto negativamente al rango de comunicación del
sistema.
Para lograr mejor rendimiento, el demodulador de
rastreo de resonancia 15 mantiene la bobina/circuito condensador en
una condición resonante o casi resonante (1) regulando la frecuencia
de la señal suministrada al excitador 11 por el VCO/CGC 13 de manera
que la frecuencia de excitación de la bobina/circuito condensador
sea la misma o casi la misma que la frecuencia resonante del
circuito o (2) regulando la inductancia de la bobina 5 o la
capacitancia de los condensadores 9 (como se indica con las líneas
de control de trazos) para mantener la frecuencia resonante de la
bobina/circuito condensador la misma o casi la misma que la
frecuencia de excitación.
El demodulador de rastreo de resonancia 15
determina el estado de resonancia de la bobina/circuito condensador
variando la frecuencia del VCO en el VCO/CGC 13, la inductancia de
la bobina 5, o la capacitancia de los condensadores 9 y observando
la amplitud y/o la fase de las señales que aparecen en los
terminales 1 y 4 del circuito de acoplamiento 7.
La segunda función del demodulador de rastreo de
resonancia 15 es extraer las variaciones de amplitud o fase de la
señal que aparece a través de la bobina 5, usándose la información
extraída al mantener la bobina/circuito condensador en resonancia o
cerca de resonancia y al extraer los datos transmitidos por la
etiqueta 3 al lector 1.
La etiqueta 3 transmite datos al lector 1
modulando el campo magnético producido por la bobina 5 según los
datos a transmitir. Esta modulación se manifiesta en los terminales
1 y 4 del circuito de acoplamiento 7 y la desmodulación la lleva a
cabo el demodulador de rastreo de resonancia 15 usando las señales
en los terminales 1 y 4 y señales suministradas por el VCO/CGC
13.
Un usuario realiza el control general del lector
1 por medio de una interface RS-232C al
microprocesador 17 o por medio de una interface táctil ejercida por
el usuario a la unidad de control 21 que conecta con el
microprocesador.
Una unidad de visualización 23 excitada por el
microprocesador 17 proporciona información al usuario sobre el
estado del sistema y visualiza los datos recibidos de una
etiqueta.
La estructura de circuito de la etiqueta 3
equivale en muchos aspectos a la del lector 1. La bobina 50 se
acopla mediante el circuito de acoplamiento 53 al condensador 55,
formando por ello un circuito resonante.
Cuando la etiqueta 3 está transmitiendo datos al
lector 1, el módem de rastreo de resonancia 57 suministra señales al
excitador 59 que excita la bobina/circuito condensador resonante a
la frecuencia del campo magnético alternativo según los datos
suministrados al módem de rastreo de resonancia por el
microprocesador 61.
Cuando la etiqueta 3 está recibiendo datos del
lector 1, el módem de rastreo de resonancia 57 demodula las señales
que aparecen en los terminales 5 y 10 del circuito de acoplamiento
53 y suministra la señal binaria resultante al microprocesador
61.
Para mejor rendimiento en el modo de transmisión
o recepción, la bobina/circuito condensador en la etiqueta deberá
estar operando a o cerca de resonancia. Esta condición se logra por
medio del módem de rastreo de resonancia 57 que comprueba la señal
originada en lector que aparece en los terminales 5 y 10 del
circuito de acoplamiento 53, determinando por ello la corrección
apropiada a hacer en la inductancia de la bobina o la capacitancia
del condensador para lograr una condición de resonancia.
Un terminal de interface de ordenador está
dispuesto en la etiqueta al objeto de instalar programas y datos en
el microprocesador 61 y verificar la circuitería de la etiqueta.
El convertidor de frecuencia CA/CC 63 convierte
la señal recibida del lector que aparece en los terminales 1 y 4 del
circuito de acoplamiento 53 a CC que se utiliza para alimentar todos
los otros circuitos activos en la etiqueta 3.
Cuatro realizaciones alternativas del circuito de
acoplamiento de lector 7 se muestran en las figuras 2 a 5. Los
números de terminal corresponden a los números de terminal mostrados
en el circuito de acoplamiento 7 en la figura 1.
El circuito de acoplamiento de la figura 2
conecta directamente la bobina 5 y los condensadores 9.
El demodulador de rastreo de resonancia 15 se
conecta directamente a través de la bobina 5.
Los circuitos de acoplamiento de las figuras 3 y
4 utilizan un transformador para lograr una mejor adaptación entre
el excitador 11 y la carga representada por la etiqueta 3 cuando el
campo generado por la bobina de lector 5 acopla con la bobina de
etiqueta 50, logrando por ello una mayor transferencia de potencia,
entre el lector 1 y la etiqueta 3. El demodulador de rastreo de
resonancia 15 se puede conectar al devanado primario del
transformador (figura 3) o el devanado secundario (figura 4),
dependiendo del requisito de voltaje del demodulador de rastreo de
resonancia.
El circuito de acoplamiento de la figura 5
proporciona un devanado separado para activar el demodulador de
rastreo de resonancia 15 permitiendo por ello que el voltaje a
través de la bobina 5 se adapte en magnitud a las necesidades del
dispositivo.
Una realización del demodulador de rastreo de
resonancia 15 que utiliza una señal de onda cuadrada, de media cero,
de modulación de frecuencia C_{fm} aplicada al terminal de control
de frecuencia del VCO/CGC 13 para descubrir el estado de resonancia
de la bobina/circuito condensador 5, 7 y 9 se representa en la
figura 6. El VCO/CGC suministra C_{fm} al sumador de señal
analógica 73, que la pasa al terminal de control de frecuencia del
VCO/CGC, con el resultado de que la frecuencia del VCO alterna entre
dos valores a la frecuencia modulante f_{fm} que es un submúltiplo
de la frecuencia f_{drive} de la señal de excitación suministrada
por el excitador 11 a la bobina/circuito condensador 5, 7 y 9. La
diferencia entre los dos valores de frecuencia VCO es típicamente
igual a la frecuencia f_{vco} del VCO dividida por 2Q, donde Q es
el Q de la bobina/circuito condensador 5, 7 y 9.
El demodulador de amplitud 75 extrae una señal
proporcional a la amplitud de la señal que aparece a través de la
bobina 5, y la señal extraída se trata junto con la C_{fm}
suministrada por el VCO/CGC 13 en el mezclador equilibrado 77 donde
se invierte el signo de la señal extraída cada vez que C_{fm}
asume un valor particular de sus dos valores.
La señal de salida del mezclador equilibrado 77
es desviada por el voltaje de polarización fijo antes de alimentarse
al integrador muestreado 79.
El integrador muestreado 79 integra continuamente
la señal del mezclador equilibrado 77, muestrea la integración según
el reloj de tasa de bits C_{br} suministrado por el VCO/CGC 13, y
mantiene cada valor de integración muestreado en su puerto de salida
hasta que se obtiene la muestra siguiente. El reloj de tasa de bits
C_{br} tiene una frecuencia f_{br} igual a la tasa a la que se
transmiten bits entre el lector 1 y una etiqueta 3. Las cantidades
f_{fm} y f_{br} se eligen de tal forma que f_{fm}/f_{br} sea
un entero.
La salida del integrador muestreado 79 se combina
con C_{fm} en el sumador de señal analógica 73 y la señal de suma
controla la frecuencia instantánea del VCO en el VCO/CGC 13. El
componente integrador muestreado de la salida del sumador de señal
analógica controla la frecuencia media del VCO. El valor de estado
de régimen de la integración muestreada corresponde al voltaje de
control VCO para el que la frecuencia del excitador 11 f_{drive}
es desviada de la frecuencia resonante de la bobina/circuito
condensador una cantidad determinada por la magnitud del voltaje de
polarización y en una dirección determinada por el signo del voltaje
de polarización.
Si la frecuencia resonante de la bobina/circuito
condensador 5, 7 y 9 cambia como resultado de un cambio en el
acoplamiento del campo de la bobina de lector 5 a la bobina de
etiqueta 50, la integración muestreada cambiará para producir un
cambio equivalente en la frecuencia media del excitador 11.
En un montaje alternativo, la señal del
integrador muestreado 79, en lugar de entrar en el sumador de señal
analógica 73 y controlar la frecuencia del VCO en el VCO/CGC 13,
mantiene la bobina/circuito condensador 5, 7 y 9 en resonancia
controlando la inductancia de la bobina 5 o la capacitancia de los
condensadores 9. En estas circunstancias, la frecuencia media del
VCO se mantiene continuamente a algún valor constante.
En otro montaje alternativo, C_{fm} modula la
inductancia de la bobina 5 (por ejemplo, por medio de un reactor
saturable en el campo de la bobina) o las capacitancias de los
condensadores 9 (por ejemplo, conectando selectivamente
condensadores individuales en paralelo o por una pluralidad de
condensadores controlados por voltaje) en lugar de la frecuencia del
VCO.
Una etiqueta puede usar manipulación por
desplazamiento de fase o manipulación por desplazamiento de
frecuencia para transmitir datos a un lector. En el caso de
manipulación por desplazamiento de fase, los datos transmitidos por
una etiqueta aparecen como modulación de amplitud de la señal del
circuito de acoplamiento 7 a una frecuencia f_{dm0} que, como
f_{fm}, también es un submúltiplo de la frecuencia de excitación
f_{drive}. El cociente f_{dm0}/f_{br}, como f_{fm}/f_{br},
también es un entero. Se identifica un bit determinando la fase de
la modulación de amplitud con referencia al inicio del período de
bits. Un bit "0" está asociado con modulación de amplitud de
fase cero- -modulación de amplitud que es alta para el primer
semiperíodo de la forma de onda de modulación. Un bit "1" está
asociado con una modulación de amplitud de fase de 180
grados- -modulación de amplitud que es baja para el primer
semiperíodo de la forma de onda de modulación.
En el caso de manipulación por desplazamiento de
frecuencia, los datos transmitidos por una etiqueta aparecen como
modulación de amplitud de la señal del circuito de acoplamiento 7 a
una frecuencia f_{dm0} cuando se está transmitiendo un bit
"0" y a una frecuencia f_{dm1} cuando se está transmitiendo
un bit "1". Las frecuencias f_{dm0} y f_{dm1}, como
f_{fm}, también son submúltiplos de la frecuencia de excitación
f_{drive}. Los cocientes f_{dm0}/f_{br} y f_{dm1}/f_{br},
como f_{fm}/f_{br}, también son enteros. Un bit se identifica
determinando la frecuencia de la modulación de amplitud con
referencia al inicio del período de bits. Un bit "0" está
asociado con la frecuencia f_{dm0} y un bit "1" está asociado
con la frecuencia f_{dm1}.
La determinación de fase se hace multiplicando en
el mezclador equilibrado 81 la señal del demodulador de amplitud 75
por una onda cuadrada de media cero y fase cero C_{dm0} de la
frecuencia f_{dm0} suministrada por el VCO/CGC 13 e integrando el
producto en cada período de bits en el integrador muestreado 83,
manteniéndose el valor de integración durante cada período de bits
en el puerto de salida del integrador muestreado hasta que esté
disponible la integración durante el período de bits siguiente. El
inicio y final de los períodos de integración los indica el reloj de
tasa de bits C_{br} puesto que la etiqueta transmite sus bits en
sincronismo con el reloj de tasa de bits C_{br}.
El uso de modulación de frecuencia requiere dos
mezcladores equilibrados 81 y 82 y dos integradores muestreados 83 y
84. La determinación de frecuencia se hace multiplicando en el
mezclador equilibrado 81 la señal del demodulador de amplitud 75 por
una onda cuadrada de media cero y fase cero C_{dm0} de la
frecuencia f_{dm0} suministrada por el VCO/CGC 13 e integrando el
producto durante cada período de bits en el integrador muestreado
83, manteniéndose el valor de integración durante cada período de
bits en el puerto de salida del integrador muestreado hasta que esté
disponible la integración durante el período de bits siguiente.
Además, la señal procedente del demodulador de amplitud 75 se
multiplica en el mezclador equilibrado 82 por una onda cuadrada de
media cero y fase cero C_{dm1} de frecuencia f_{dm1}
suministrada por el VCO/CGC 13 e integrando el producto durante cada
período de bits en el integrador muestreado 84, manteniéndose el
valor de integración durante cada período de bits en el puerto de
salida del integrador muestreado hasta que esté disponible la
integración durante el período de bits siguiente. El inicio y final
de los períodos de integración los indica el reloj de tasa de bits
C_{br} puesto que la etiqueta transmite sus bits en sincronismo
con el reloj de tasa de bits C_{br}.
Las señales de reloj C_{dm0} y C_{dm1} son
ondas cuadradas con valores medios cero, y en consecuencia, una
señal con frecuencia f_{dm0} del demodulador de amplitud 75 dará
lugar a un valor positivo en el puerto de salida del integrador
muestreado 83 y a un valor cero en el puerto de salida del
integrador muestreado 84. Igualmente, una señal con frecuencia
f_{dm1} del demodulador de amplitud 75 dará lugar a un valor cero
en el puerto de salida del integrador muestreado 83 y a un valor
positivo en el puerto de salida del integrador muestreado 84. Así,
el microprocesador 17 puede identificar un bit recibido de las
magnitudes de las señales en las salidas de los integradores
muestreados 83 y 84.
Las frecuencias f_{fm}, f_{dm0} y f_{dm1}
se eligen de tal forma que los cocientes f_{fm}/f_{br},
f_{dm0}/f_{br} y f_{dm1}/f_{br} difieran en un entero de
manera que el proceso de rastreo de resonancia y los procesos de
extracción de datos no interferirán.
Hay muchas etiquetas existentes que utilizan
manipulación por desplazamiento de frecuencia para enviar datos a un
lector y no están sincronizadas en bits con el lector. El detector
de cruce por cero 85 junto con rutinas de software en el
microprocesador 17 sirve para extraer los datos de tales señales. El
detector de cruce por cero produce una señal de onda cuadrada donde
los cruces por cero coinciden con los de la señal salida del
demodulador de amplitud 75. Las rutinas de demodulación por software
se explicarán más tarde.
Una realización alternativa del módem de rastreo
de resonancia 15 que utiliza un bucle de enganche de fase para
mantener un estado de resonancia o casi resonancia en la
bobina/circuito condensador se representa en la figura 7.
Cuando la bobina/circuito condensador 5, 7 y 9 no
está en resonancia, el voltaje a través de la bobina 5 está
aproximadamente en fase o un semiciclo fuera de fase con el voltaje
de excitación del excitador 11. Esta situación se reconoce pasando
la señal a los terminales 1 y 4 del circuito de acoplamiento 7
mediante un limitador duro 95 que quita las variaciones de amplitud
y mezclando después el resultado con la señal de reloj de onda
cuadrada y media cero C_{drive} que tiene la misma frecuencia
f_{drive} y sincronizada con la señal de excitación en el
mezclador equilibrado 97. La salida del mezclador equilibrado es
positiva o negativa dependiendo de si la frecuencia resonante de la
bobina/circuito condensador es superior o inferior a la frecuencia
de la señal de excitación.
La salida del mezclador equilibrado, desviada por
el voltaje de polarización, se integra en el integrador muestreado
99 que produce en su puerto de salida una muestra de la integración
a intervalos del período de bits y mantiene cada muestra en su
puerto de salida hasta que está disponible una nueva muestra. La
salida del integrador muestreado controla la frecuencia del VCO en
el VCO/CGC 13, haciendo por ello que la frecuencia del VCO y la
frecuencia de la señal de excitación (que se deriva de la frecuencia
del VCO) aumente o disminuya hasta que la frecuencia de la señal de
excitación se desvíe de la frecuencia resonante de la
bobina/condensador una cantidad determinada por la magnitud del
voltaje de polarización y en una dirección determinada por el signo
del voltaje de polarización.
Cuando la bobina/circuito condensador llega a un
estado de resonancia o casi resonancia, la señal de la bobina está
aproximadamente un cuarto de ciclo fuera de fase con la señal de
excitación, la salida del mezclador equilibrado es cero, y la salida
del integrador muestreado permanece constante hasta que cambia la
frecuencia resonante de la bobina/circuito condensador.
Los datos transmitidos desde una etiqueta 3 al
lector 1 son extraídos de la señal que aparece en los terminales 1 y
4 del circuito de acoplamiento 7 por dispositivos 103, 105, 106,
107, 108 y 109 exactamente de la misma forma que los dispositivos
75, 81, 82, 83, 84, y 85 de la figura 6 realizaron la misma
función.
La realización preferida del excitador 11 se
representa en la figura 8. Esta realización utiliza el
microprocesador 113, los cuatro desplazadores de nivel 115, 116, 117
y 118, y el circuito de excitación 119 para generar una forma de
onda escalonada. La forma de onda generada puede ser una onda
cuadrada simple de dos niveles o una forma de onda más complicada de
tres niveles. La forma de onda preferida es la forma de onda de tres
niveles para la que las regiones centradas en los cruces por cero de
una onda sinusoidal se representan con un nivel cero, las regiones
de valor negativo de la onda sinusoidal se representan con un nivel
negativo, y las regiones de valor positivo de la onda sinusoidal se
representan con un nivel positivo, siendo iguales los valores
absolutos de los niveles negativo y positivo.
Los niveles de las cuatro formas de onda de dos
niveles F_{P1}(n \Deltat), F_{N1} (n \Deltat),
F_{P2} (n \Deltat), y F_{N2} (n \Deltat) para un ciclo se
almacenan en el microprocesador 113 y recuperan a intervalos de
\Deltat y suministran respectivamente a los desplazadores de nivel
115, 116, 117 y 118 que convierten las formas de onda de entrada de
dos niveles en formas de onda de salida de dos niveles, siendo tales
los niveles de las formas de onda de salida de dos niveles que los
transistores de efecto de campo asociados en el circuito de
excitación 119 conduzcan corriente o no conduzcan. Las formas de
onda con subíndices P excitan los dispositivos de canal P y las que
tienen subíndices N excitan los dispositivos de canal N en el
circuito de excitación 119.
Un ciclo de las formas de onda de dos niveles
está representado por valores de n que van desde 0 a
N-1, donde N es un entero predeterminado. Así, N
\Deltat es el período de la señal de excitación. La señal de reloj
C_{m1} con frecuencia f_{m1} es suministrada por el VCO/CGC 13
al microprocesador 113 y hace que el microprocesador produzca
niveles en su salida a la tasa f_{m1}. La frecuencia f_{m1}
dividida por N es igual a la frecuencia f_{drive} de la señal de
salida del excitador 11. La dirección n de un nivel se obtiene por
el contador 121 contando módulo N los ciclos de la señal de reloj
C_{m1}.
La amplitud de la señal de salida del excitador
11 es controlada por el microprocesador 113 según las señales de
reloj C_{dm0} y C_{dm1} suministradas por VCO/CGC 13 y la serie
de bits de datos D suministrados por el microprocesador 17. El
lector 1 puede utilizar manipulación por desplazamiento de fase,
manipulación por desplazamiento de frecuencia, o una combinación de
las dos al transmitir datos a la etiqueta.
La manipulación por desplazamiento de fase se
lleva a cabo de la forma siguiente. Si los valores bajo y alto de
las señales de reloj se representan por "0" y "1",
respectivamente, interruptores 120 y 122 conectan V_{DD1} y
V_{SS1} al circuito de excitación 119 siempre que (C_{dm0} +
D)_{módulo2} = 1. Los interruptores 120 y 122 conectan
V_{DD2} y V_{SS2} al circuito de excitación 119 siempre que
(C_{dm} + D)_{módulo2} = 0. Alternativamente, se podría
usar C_{dm1} en lugar de C_{dm0} al implementar manipulación por
desplazamiento de fase. La diferencia entre V_{DD1} y V_{SS1} es
aproximadamente 10 voltios. La diferencia entre V_{DD2} y
V_{SS2} es aproximadamente 12 voltios.
La manipulación por desplazamiento de frecuencia
se lleva a cabo accionando los interruptores 120 y 122 con C_{dm0}
o C_{dm1} dependiendo del valor del bit a transmitir a la
etiqueta.
Se puede realizar el doble de la capacidad de
comunicación seleccionando C_{dm0} o C_{dm1} según un primer
flujo de bits y seleccionando la fase de C_{dm0} o C_{dm1}
seleccionado según un segundo flujo de bits.
El circuito de excitación 119 consta de los dos
transistores de efecto de campo de canal P de manipulación de
potencia 125 y 127 y los dos transistores de efecto de campo de
canal N de manipulación de potencia 129 y 131. Si los voltajes
aplicados a las puertas de los transistores 125 y 131 permiten a los
transistores conducir corriente, fluirá corriente desde el
suministro V_{DD} mediante el transistor 125 al terminal 2 del
acoplamiento y desde el terminal 3 del circuito de acoplamiento
mediante el transistor 131 al suministro V_{SS}.
Igualmente, si los voltajes aplicados a las
puertas de los transistores 127 y 129 permiten a los transistores
conducir corriente, fluirá corriente desde el suministro V_{DD}
mediante el transistor 127 al terminal 3 del acoplamiento y desde el
terminal 2 del circuito de acoplamiento mediante el transistor 129
al suministro V_{SS}.
Puesto que todos los transistores 125, 127, 129 y
131 son controlados individualmente, cada transistor puede estar
activado o desactivado en cualquier tiempo particular.
Todos los transistores de efecto de campo 125,
127, 129 y 131 pueden ser dispositivos de canal N que son más
pequeños, menos caros, tienen menor resistencia de
"activación", y abundan más en el mercado que los dispositivos
de canal P. Para acomodar los dispositivos de canal N, las puertas
estarían acopladas a desplazadores de nivel 115, 116, 117 y 118 por
transformadores. Es posible generar señales de excitación menos
sofisticadas con un solo transformador que tiene un devanado
primario y cuatro devanados secundarios, uno para cada período de
transistor. Se usaría un desplazador de nivel para excitar el
devanado primario del transformador.
Se puede generar una clase de señales de
excitación donde las formas de onda suministradas por el
microprocesador 113 a los desplazadores de nivel 116 y 117 son
simplemente versiones invertidas de las formas de onda suministradas
a los desplazadores de nivel 115 y 118, respectivamente. De hecho,
hay muchas alternativas posibles para generar las señales a aplicar
a las puertas de los transistores de efecto de campo 125, 127, 129 y
131 y lograr los objetivos de la presente invención.
Las resistencias 133, 135, 137 y 139 evitan la
oscilación transitoria en los circuitos puerta a la activación de
los transistores y ralentizan el tiempo de activación. Los diodos
141, 143, 145 y 147 protegen las puertas de los transistores de
efecto de campo y la manipulación de frecuencia de los picos de
voltaje que podrían originar daño progresivo en la puerta y fallo
eventual.
El microprocesador 17 es un microprocesador
comercializado que tiene un nivel de rendimiento igual o superior a
un 80051 o 87C51. Los datos y/o las órdenes se introducen en el
microprocesador por medio de un teclado o interruptores en la unidad
de control 21 o por medio de una interface RS-232C
con el microprocesador. Un mensaje introducido para transmisión a
una etiqueta se almacena en la memoria de microprocesador. Cuando se
introduce una orden de "enviar mensaje", el microprocesador
lleva a cabo la subrutina representada en la figura 9.
En la ausencia de órdenes del microprocesador 17,
el microprocesador 113 en el excitador 11 proporciona entradas a los
desplazadores de nivel 115, 116, 117 y 118 que dan lugar a voltajes
en sus puertos de salida que evitan que fluya corriente mediante los
terminales 2 y 3 del circuito de acoplamiento 7. El microprocesador
17, al recibir la orden de "enviar mensaje", realiza el paso
161 en la figura 9 haciendo por ello que el microprocesador 113 en
el excitador 11 ponga a cero el contador 121 y después genere las
formas de onda de dos o tres niveles. El microprocesador 17
transmite una configuración de sincronización que consta de
"0"s y "1"s alternativos durante el paso 163 durante un
período de tiempo suficiente para que la etiqueta logre
sincronización de bits. Después, en el paso 165, el microprocesador
17 comienza a enviar los datos de mensaje D almacenados en memoria
al microprocesador 113 en el excitador 11. El microprocesador 17
realiza continuamente el programa "enviar mensaje" mientras el
usuario introduce la orden de "enviar mensaje" en el
microprocesador. El microprocesador 17 apaga el excitador después de
que la transmisión de mensajes ha terminado si la orden de "enviar
mensaje" ya no aparece en el puerto de entrada del
microprocesador.
La sincronización y validación de etiquetas, como
se describe en el material que sigue, permite recibir datos de
etiqueta que pueden contener configuraciones de sincronización
embebidas. Esta capacidad es importante porque permite utilizar todo
el espacio de datos de etiqueta para la transmisión de datos
arbitrarios. Sin esta capacidad, habría que usar otros medios tales
como relleno de bits o filtración de sincronización para quitar
configuraciones de sincronización de los datos de etiqueta
transmitidos. Tales procesos son indeseables porque ellos restringen
el posible espacio de datos de etiqueta o imponen una carga alta al
número de bits disponibles para la transmisión de datos.
Cuando el usuario introduce la orden de
"recibir mensaje" en el microprocesador 17, el microprocesador
realiza las operaciones indicadas en la figura 10 o la figura
11.
El proceso de la figura 10 comienza con el paso
167, donde el microprocesador 17 activa el excitador 11 y establece
un campo magnético alternativo por medio de la bobina 5 y transmite
la configuración de sincronización de bits durante un período de
tiempo suficiente para que la etiqueta logre sincronización de bits.
La etiqueta 3, si determina que el campo magnético alternativo no
lleva datos después de cesar la transmisión de la configuración de
sincronización de bits, transmite repetidas veces un mensaje de 96
bits almacenado en la memoria del microprocesador 61 hasta que el
campo magnético alternativo ya no sea generado por el lector 1. Los
96 bits se componen de un preámbulo de 2 bits (01), una secuencia de
sincronización de 8 bits (01111110), un protocolo de 6 bits, y una
versión encriptada de 80 bits de 64 bits de etiqueta datos y una
suma de verificación de 16 bits para los datos de etiqueta que
permite detección de errores por el lector. La palabra protocolo
identifica el proceso a usar al convertir la secuencia de datos de
etiqueta y la suma de verificación encriptada de 80 bits en datos de
etiqueta significativos. La suma de verificación se determina según
el sistema de control de errores independiente de código CCITT
V.41.
El microprocesador 17 espera en el paso 169 una
combinación 01 (que puede ser o no el preámbulo de 2 bits) a recibir
del integrador muestreado 83 en el módem de rastreo de resonancia
15, indicando que la etiqueta ha logrado sincronización de bits y
que se está recibiendo datos. Después, en el paso 171, el
microprocesador 17 acumula otros 94 bits, para un total de 96 bits
incluyendo la combinación inicial 01 (numerada de 0 a 95 según el
orden de llegada) y los almacena en memoria.
En el paso 173, los bits 2-9 se
comparan con la secuencia de sincronización. Si hay coincidencia,
los bits 10-15 se comparan con la secuencia de
protocolo en el paso 175. Si hay coincidencia, se desencripta la
secuencia de datos de etiqueta de 80 bits en el paso 177 y se hace
un control de redundancia cíclica (CRC) en el paso 179 dividiendo el
polinomio
D_{79}X^{79} +
D_{78}X^{78} + D_{77}X^{77} +... \
D_{0}X^{0}
por el polinomio
generador
X^{16} +
X^{12} + X^{5} +
1.
Si hay un resto cero, el CRC indica una ausencia
de errores, en cuyo caso el microprocesador 17 termina la generación
del campo magnético alternativo y hace que los datos de etiqueta se
visualicen en la pantalla 23.
Si los resultados de cualquiera de los pasos 173,
175 y 181 son negativos, el microprocesador 17 espera en el paso 185
el bit siguiente a determinar por el demodulador de manipulación por
desplazamiento de fase incluyendo el mezclador equilibrado 81 y el
integrador muestreado 83 o el demodulador de manipulación por
desplazamiento de frecuencia incluyendo los mezcladores equilibrados
81 y 82 y los integradores muestreados 83 y 84, asigna a este bit el
número 96, desecha el bit número 0, y reduce en 1 los números de
todos los bits restantes. El microprocesador repite después los
pasos comenzando en el paso 173 a no ser que el número de bits
recibido exceda de 192 (paso 189) en cuyo caso el microprocesador
vuelve al inicio del programa.
El proceso alternativo representado en la figura
11 es más complejo que el representado en la figura 10 pero es menos
exigente en lo que se refiere a procesado en tiempo real. El proceso
comienza con el paso 201 donde el microprocesador 17 activa el
excitador 11 y establece un campo magnético alternativo por medio de
la bobina 5.
El microprocesador 17 espera en el paso 203 una
combinación 01 a recibir del integrador muestreado 83 en el módem de
rastreo de resonancia 15, indicando que la etiqueta ha logrado
sincronización de bits y que se está recibiendo datos. Después, en
el paso 205, el microprocesador 17 acumula los 8 bits siguientes
(numerados de 0 a 7) y los compara en el paso 207 con la secuencia
de sincronización. Si no hay coincidencia, el microprocesador espera
en el paso 209 a que el bit siguiente esté disponible. En el paso
211, los números de bits se incrementan en 1, se desecha el bit más
antiguo (numerado 8), se añade el bit más nuevo y se le asigna el
número 0, y se repite el proceso comenzando en el paso 207 a no ser
que el número total de bits recibido exceda de 96 (paso 213) en cuyo
caso el microprocesador vuelve al inicio del programa.
Si en el paso 207 hay coincidencia entre los bits
0-7 y la secuencia de sincronización, se acumulan en
el paso 217 88 bits adicionales, numerados de 8 a 95. Los bits
8-13 se comparan con la secuencia de protocolo en el
paso 219. Si hay coincidencia, los 80 bits siguientes son
desencriptados en el paso 221, y el control de redundancia cíclica
se realiza en el paso 223. Si el resto es cero (indicando que no hay
errores), el microprocesador termina la generación del campo
magnético alternativo y hace que los datos de etiqueta aparezcan en
la pantalla 23.
Si alguno los pasos 219 o 225 da resultados
negativos, en el paso 227 los números asociados con los 96 bits
procesados se incrementan en 1 a excepción del bit numerado 95 que
se renumera 0. Si el número total de pasadas por el paso 227 es
inferior a 96 (paso 229), los bits 0-7 se comparan
con la secuencia de sincronización en el paso 231, y si hay
coincidencia, el proceso se repite comenzando en el paso 219.
Si en el paso 229 el número total de pasadas por
el paso 227 no es inferior a 96, el microprocesador vuelve al inicio
del programa.
La realización preferida del circuito de
acoplamiento 53 en la etiqueta 3 depende de las características de
los componentes a los que se conecta, la necesidad de lograr la
mayor transferencia de potencia posible de la fuente a los
colectores, y la sensibilidad de los clientes de etiquetas a los
costos de las etiquetas y los lectores.
La realización más simple se representa en la
figura 12, donde todos los terminales representados a la izquierda
del circuito de acoplamiento 53 en la figura 1 están conectados
conjuntamente y todos los terminales a la derecha están conectados
conjuntamente. Hay pocos medios de optimización con esta disposición
y, como resultado, es probable que se sacrifique el rango de
comunicación entre el lector y la etiqueta. Por otra parte, es la
realización menos costosa de la bobina/circuito de
acoplamiento/circuito condensador 50, 53 y 55.
Las realizaciones mostradas en las figuras 13 y
14 proporcionan unos medios de mejorar la eficiencia de
transferencia de potencia entre el lector y la etiqueta utilizando
las características de transformación de impedancia de un
transformador. Además, las propiedades de transformación de
impedancia de un transformador permiten una mayor libertad al
diseñar la bobina 50 y seleccionar el condensador 55.
Añadir un tercer devanado al transformador, como
se representa en la figura 15, proporciona oportunidades adicionales
para optimización de la bobina/circuito de acoplamiento/circuito
condensador 50, 53 y 55. Todavía es necesario con este circuito que
el módem de rastreo de resonancia 57 y el convertidor de frecuencia
CA/CC 63 compartan un devanado de transformador e igualmente para el
condensador 55 y el excitador 59.
Añadir un cuarto devanado al transformador, como
se representa en la figura 16, permite cumplir los requisitos
dispares del módem de rastreo de resonancia 57 y el convertidor de
frecuencia CA/CC 63.
Finalmente, la adición de un quinto devanado al
transformador, como se representa en la figura 17, permite que cada
dispositivo que toma potencia de la bobina 50 tenga su propio
devanado individual adaptado a sus propias necesidades.
La elección de una realización del circuito de
acoplamiento 53 se hace en base a la disponibilidad de componentes,
los requisitos de rendimiento impuestos por la aplicación, y el
costo. El diseño de transformadores de devanados múltiples al objeto
de optimizar la transferencia de potencia o de lograr otros
objetivos lo entienden bien por los expertos en la técnica.
El módem de rastreo de resonancia 57 realiza tres
funciones. Extrae los datos transmitidos por el lector 1 de la señal
que aparece en la bobina 50 y suministra estos datos al
microprocesador 61. Acepta datos del microprocesador para
transmisión al lector y genera para ello formas de onda apropiadas
que se suministran al excitador 59. Y mantiene la combinación de
bobina/circuito de acoplamiento/condensador 50, 53 y 55 en
resonancia o cerca de resonancia.
La realización preferida del módem de rastreo de
resonancia 57 se representa en la figura 18. La señal que aparece en
los terminales 5 y 10 del circuito de acoplamiento 53 entra en el
demodulador de amplitud 251, el divisor de frecuencia 253, el
divisor de frecuencia 255, y el divisor de frecuencia 285. El
demodulador de amplitud quita la modulación de amplitud de la señal
que llega, bloquea el componente CC, y alimenta la modulación de
amplitud CC bloqueada resultante a los dos mezcladores equilibrados
257 y 259.
El divisor de frecuencia 253 genera una señal de
onda cuadrada CC bloqueada de frecuencia f_{fm} dividiendo la
señal de entrada que tiene la frecuencia f_{drive}. Esta onda
cuadrada se sincroniza con modulación de amplitud a partir del
demodulador de amplitud 251 como resultado de las señales
introducidas en la parte inferior del bloque divisor de frecuencia
253.
La onda cuadrada producida por el divisor de
frecuencia 253 constituye la segunda entrada al mezclador
equilibrado 257 y hace que se invierta el signo de la modulación de
amplitud CC bloqueada siempre que la onda cuadrada sea negativa. La
salida del mezclador equilibrado 257, desviada por el voltaje de
polarización, entra en el integrador muestreado 261 que integra
continuamente la señal entrante y proporciona en su puerto de salida
el valor de la integración a intervalos del período de bits. Las
señales de sincronización de bits se introducen en la parte inferior
del bloque integrador muestreado 261.
El integrador muestreado 261 mantiene el valor de
integración más reciente en su terminal de salida hasta que se
determina un valor nuevo de integración. La salida del integrador
muestreado controla la capacitancia de condensador 55 o,
alternativamente, la inductancia de la bobina 50, siendo la
capacitancia o la inductancia, según sea el caso, una función
monotónicamente creciente o decreciente de la magnitud de la señal
de control.
Si el condensador 55 incluye una pluralidad de
condensadores selectivamente conectados en paralelo para obtener un
valor de capacitancia deseado, la salida del integrador muestreado
261 se convierte en una pluralidad de señales binarias, cada una de
las cuales controla un interruptor asociado con cada uno de la
pluralidad de condensadores que pueden estar conectados en una
configuración paralela. Los valores de los condensadores
individuales se eligen y las señales de conmutación se diseñan de
manera que la capacitancia total de los condensadores conectados en
paralelo sea una función creciente o decreciente de la salida del
integrador muestreado.
Las operaciones realizadas por el mezclador
equilibrado 257 y el integrador muestreado 261 dan lugar a un cambio
de la cantidad de integración durante un período de bits de
KA/f_{br} donde K es una constante positiva, A es el valor (un
número positivo o negativo) de la modulación de amplitud CC
bloqueada cuando la onda cuadrada CC bloqueada del divisor de
frecuencia 253 es positiva, y f_{br} es la tasa de bits.
Cuando el lector 1 inicia una transmisión, su
frecuencia modula la señal de excitación a una frecuencia de
f_{fm} que también da lugar a un componente f_{fm} en la
modulación de amplitud si la bobina 5, el circuito de acoplamiento
7, y los condensadores 9 en el lector no están en resonancia. Sin
embargo, el demodulador de rastreo de resonancia 15 en el lector
ajusta rápidamente la frecuencia de excitación de manera que
coincida con la frecuencia resonante del circuito y para cuando la
etiqueta 3 está conectada y preparada para operar, no hay
esencialmente ningún componente f_{fm} en la modulación de
amplitud del campo magnético alternativo producido por la bobina del
lector 5.
Si la bobina 50, el circuito de acoplamiento 53,
y el condensador 55 en la etiqueta 3 no están en resonancia, la
modulación de onda cuadrada de la frecuencia de excitación por el
lector hará que aparezca un componente f_{fm} en la modulación de
amplitud de la señal que aparece a través de los terminales 5 y 10
del circuito de acoplamiento 53. Como resultado, la salida del
integrador muestreado 261 incrementará si A es positivo y disminuirá
si A es negativo, haciendo por ello que la capacitancia del
condensador 55 o la inductancia de la bobina 50 cambien de una forma
que ponga la bobina 50, el circuito de acoplamiento 53, y el
condensador 55 en resonancia o cerca de resonancia, dependiendo del
valor del voltaje de desvío aplicado al mezclador equilibrado 257.
En estado de régimen, el componente f_{fm} que aparece en la
modulación de amplitud de la señal a través de los terminales 5 y 10
del circuito de acoplamiento 53 es igual al voltaje de polarización
y la salida del integrador muestreado ya no aumenta ni
disminuye.
Si la bobina, el circuito de acoplamiento y el
condensador empiezan a salirse de resonancia o del punto elegido de
casi resonancia, cambia el componente f_{fm} en la modulación de
amplitud, y el integrador muestreado cambia automáticamente la
capacitancia o inductancia para poner de nuevo el circuito en
resonancia o en el punto deseado de casi resonancia.
Cuando el lector 1 inicia una transmisión,
también comienza a modular el campo magnético alternativo en
amplitud con la onda cuadrada de frecuencia f_{dm0} y desplazar la
fase 180 grados al comienzo de cada período de bits. La modulación
de amplitud que resulta de la señal f_{dm0} es mayor que la
modulación de amplitud que resulta de la modulación de frecuencia en
un factor de al menos dos o tres.
La señal de salida del demodulador de amplitud
251 pasa mediante el interruptor 262 y entra en el generador de
pulsos 263. Cada vez que la señal cruza el eje cero, el generador de
pulsos 263 genera un pulso que tiene una duración igual a
aproximadamente 1/2f_{dm0}. La onda cuadrada CC bloqueada de
frecuencia f_{dm0} del divisor de frecuencia 255 pasa por el
interruptor de pulsos 265 y entra en el generador de pulsos 267. El
generador de pulsos 267 genera un pulso que tiene una duración igual
a aproximadamente 1/2f_{dm0} por cada transición negativa a
positiva de la onda cuadrada del divisor de frecuencia 255.
Los pulsos de los generadores de pulsos 263 y 267
se combinan en la puerta Y 269 y el pulso de generador de pulsos 263
y la inversa del pulso de generador de pulsos 267 se combinan en la
puerta Y 271. Una sucesión ininterrumpida de pulsos coincidentes de
los dos generadores de pulsos hace que el contador 273 cuente hasta
cuatro, punto en el que el contador produce una señal que pasa por
el interruptor 275 y establece el flip-flop 277
haciendo que la salida Qbar del flip-flop pase a
cero y que los interruptores 262, 265, 275, y 279 conecten con los
otros terminales. La salida del contador proporciona una garantía
razonable de que la onda cuadrada de frecuencia f_{dm0} producida
por el divisor de frecuencia 255 está en sincronismo con la señal de
reloj de onda cuadrada de frecuencia f_{dm0} generada en el lector
1.
Sin embargo, si un pulso producido por el
generador de pulsos 263 no va acompañado de un pulso del generador
de pulsos 267, la puerta Y 271 produce un pulso puesto que el
flip-flop 280 se reposiciona cuando una etiqueta 3
es activada en primer lugar y Qbar permanece igual a 1 hasta que el
contador 273 establece el flip-flop. El pulso de
salida de la puerta Y 271 pone a cero el contador de cualquier
recuento que se haya acumulado y también pasa por el interruptor 279
y pone a cero el divisor de frecuencia 255 de manera que el pulso
siguiente generado por el generador de pulsos 267 deberá coincidir
con el pulso siguiente generado por el generador de pulsos 263 y dar
lugar a sincronización f_{dm0}.
El divisor de frecuencia 255 genera una onda
cuadrada CC bloqueada de frecuencia f_{dm0} de la señal entrante y
esta onda cuadrada hace que la modulación de amplitud CC bloqueada
extraída por el demodulador de amplitud 251 de la señal entrante
invierta el signo en el mezclador equilibrado 259 siempre que la
onda cuadrada CC bloqueada sea negativa. El resultado es una señal
de onda cuadrada en el puerto de salida del mezclador equilibrado
259 que cruza el eje cero a la tasa de bits f_{br}.
La señal de onda cuadrada procedente del
mezclador equilibrado 259 pasa por el interruptor 262 y entra en el
generador de pulsos 263 después haber logrado sincronización
f_{dm0}. Cada vez que la onda cuadrada del mezclador equilibrado
259 cruza el eje cero, el generador de pulsos 263 genera un pulso
que tiene una duración igual a aproximadamente 1/2f_{dm}.
La onda cuadrada CC bloqueada de frecuencia
f_{dm} procedente del divisor de frecuencia 255 se divide además
en el divisor de frecuencia 281 dando una onda cuadrada de
frecuencia f_{br}. La onda cuadrada f_{br} pasa por el
interruptor 265 y entra en el generador de pulsos 267 que genera un
pulso que tiene una duración igual a aproximadamente 1/2f_{dm0}
para cada transición negativa a positiva de la onda cuadrada del
divisor de frecuencia 281.
Los pulsos de los generadores de pulsos 263 y 267
se combinan en la puerta Y 269 y el pulso del generador de pulsos
263 y la inversa del pulso de generador de pulsos 267 se combinan en
la puerta Y 271. Una sucesión ininterrumpida de pulsos coincidentes
de los dos generadores de pulsos hace que el contador 273 cuente
hasta cuatro, punto en el que el contador produce una señal que pasa
por el interruptor 275 y pone el flip-flop 280
haciendo que la salida Qbar del flip-flop sea cero.
La salida del contador proporciona una garantía razonable de que la
onda cuadrada de frecuencia f_{br} producida por el divisor de
frecuencia 281 está en sincronismo con la señal de reloj de onda
cuadrada de frecuencia f_{br} generada en el lector 1. En otros
términos, una salida del contador 273 indica sincronización de bits
entre el lector 1 y una etiqueta 3.
Sin embargo, si un pulso producido por el
generador de pulsos 263 no va acompañado de un generador de pulsos
267, la puerta Y 271 produce un pulso puesto que el
flip-flop 280 se reposiciona cuando una etiqueta 3
es activada en primer lugar y Qbar permanece igual a 1 hasta que el
contador 273 ponga el flip-flop. El pulso de salida
de la puerta Y 271 pone a cero el contador de cualquier recuento que
se haya acumulado y también pasa por el interruptor 279 y pone a
cero el divisor de frecuencia 281 de manera que el pulso siguiente
generado por el generador de pulsos 267 deberá coincidir con el
pulso siguiente generado por el generador de pulsos 263 y dar lugar
a sincronización de bits.
Los pulsos que ponen a cero el divisor de
frecuencia 281 también ponen a cero el divisor de frecuencia 253.
Como resultado, el último pulso que pone a cero el divisor de
frecuencia 281 y produce sincronización de bits también produce
sincronización f_{fm} poniendo a cero el divisor de frecuencia
253.
Los pulsos que ponen a cero el divisor de
frecuencia 281 también ponen a cero el divisor de frecuencia 285 que
genera una onda cuadrada CC bloqueada de frecuencia f_{dm1} de la
señal entrante que se sincroniza con la señal f_{dm1} en el lector
1. Esta onda cuadrada hace que se invierta el signo de la modulación
de amplitud CC bloqueada extraída por el demodulador de amplitud 251
de la señal entrante en el mezclador equilibrado 260 siempre que la
onda cuadrada CC bloqueada sea negativa.
Después de dejar tiempo para que una etiqueta 3
logre sincronización de bits, el lector 1 comienza a enviar datos.
Los bits entrantes se identifican por medio de los mezcladores
equilibrados 259 y 260 y los integradores muestreados 282 y 284 de
la misma manera que la tarea similar se realizó en el lector con
mezcladores equilibrados 81 y 82 e integradores muestreados 83 y 84
(véase la figura 6).
Los pulsos procedentes del generador de pulsos
267 son utilizados por el integrador muestreado 261 como índices de
los inicios y finales de los períodos de integración antes de lograr
la sincronización de bits.
Después de lograr la sincronización de bits y no
está transmitiendo datos el lector 1, una etiqueta 3 transmite datos
al lector. Los datos se almacenan en el microprocesador 61 y envían
al módem de rastreo de resonancia 57 según la señal de reloj de tasa
de bits generada por el divisor de frecuencia 281.
El microprocesador 61 se puede programar
utilizando manipulación por desplazamiento de fase, manipulación por
desplazamiento de frecuencia, o una combinación de las dos. La
manipulación por desplazamiento de fase se lleva a cabo manteniendo
el interruptor 287 en la posición representada en la figura 18 y la
fase de la señal f_{dm0} del divisor de frecuencia 255 se desplaza
en fase 0 o 180 grados por el modulador equilibrado 283 dependiendo
de si el bit suministrado por el microprocesador 61 es "0" o
"1", respectivamente. La señal salida del interruptor 287
proporciona la entrada al excitador 59.
La manipulación por desplazamiento de frecuencia
se lleva a cabo manteniendo las entradas del microprocesador 61 a
los moduladores equilibrados 283 y 289 a niveles positivos y
cambiando la posición del interruptor 285 según el valor de bits a
transmitir.
Se puede realizar el doble de la capacidad de
comunicación utilizando manipulación por desplazamiento de fase y
manipulación por desplazamiento de frecuencia simultáneamente
suministrando un primer flujo de bits a los moduladores equilibrados
283 y 289 y un segundo flujo de bits al conmutador 287.
Se mencionó anteriormente que se ha previsto
medios en el lector 1 de la figura 1 para demodular las señales de
manipulación por desplazamiento de frecuencia (FSK) que se producen
por muchas etiquetas existentes. El proceso de demodulación lo lleva
a cabo el microprocesador 17 según las rutinas representadas en las
figuras 19 y 20.
En la figura 19 se representa la rutina para
determinar el período de la modulación de amplitud de la señal
recibida por el lector 1. El detector de cruce por cero 85 (figura
6) produce una interrupción del microprocesador 17 (figura 1) cada
vez se produce un cruce por cero positivo en la modulación de
amplitud de la señal recibida. Esta interrupción hace que se ejecute
la rutina de la figura 19.
En el paso 301 el tiempo desde que se produjo la
última interrupción se copia del registro de temporizador de
ejecución libre 303 al registro temporal 305 y después se pone a
cero el registro de temporizador. El valor en el registro temporal
se compara con un valor alto predeterminado alto_L para la
frecuencia FSK baja L en el paso 307. Si el valor es inferior o
igual a alto_L, el valor se compara con el valor bajo predeterminado
bajo_H de la frecuencia FSK alta H en el paso 309. Si el valor es
mayor que bajo_H, se declara un error en el paso 311 y la rutina
vuelve al inicio en el paso 313 para esperar la interrupción
siguiente.
Si se halla que el valor es mayor que alto_L en
el paso 307, el valor se compara con el valor alto predeterminado
alto_H de la frecuencia FSK alta H en el paso 315. Si el valor es
mayor que alto_H, se declara un error en el paso 311 y la rutina
vuelve al inicio en el paso 313 en espera de la interrupción
siguiente.
Si se halla que el valor es inferior o igual a
bajo_H en el paso 309 e inferior o igual al valor bajo
predeterminado bajo_L de la frecuencia FSK baja L en el paso 317, se
declara un error en el paso 311 y la rutina vuelve al inicio en el
paso 313 en espera de la interrupción siguiente.
Si se halla que el valor es inferior o igual a
alto_H en el paso 315, se concluye que la frecuencia FSK alta se
transmitió por la etiqueta y la variable de bit FSK se establece a
UNOS en el paso 319. El contador de UNOS 321 y el contador MUESTRAS
323 se incrementan en el paso 325 y la rutina vuelve al inicio en el
paso 313 en espera de la interrupción siguiente.
Si se halla que el valor es mayor que
bajo-L en el paso 317, se concluye que la frecuencia
FSK baja se transmitió por la etiqueta y la variable de bit FSK se
reposiciona a CERO en el paso 319. El contador MUESTRAS 323 se
incrementa en el paso 329 y la rutina vuelve al comienzo en el paso
313 en espera de la interrupción siguiente.
La rutina representada en la figura 20 comienza
cuando el lector inicia una interrogación de una etiqueta. El
microprocesador espera en el paso 331 hasta que la variable FSK sea
CERO y después espera en el paso 333 hasta que la variable FSK sea
UNOS. Una transición de CERO a UNOS indica el inicio de un período
de bits y el temporizador de tasa de bits 335 se pone en marcha
cuando esto se produce.
El microprocesador espera en el paso 337 el
inicio del período siguiente de bits como se indica con el
temporizador de tasa de bits 335 y después prosigue en el paso 339
para comparar la mitad del valor en el contador MUESTRAS 323 de la
figura 19 con el valor en el contador UNOS 321 de la figura 19. Si
el valor MUESTRAS dividido por dos es mayor que el valor UNOS, el
bit recibido durante el período corriente de bits se registra como
un CERO en el paso 341. Si el valor MUESTRAS dividido por dos es
inferior o igual al valor UNOS, el bit recibido durante el período
corriente de bits se registra como un UNOS en el paso 343.
El contador UNOS 321 y el contador MUESTRAS 321
se borran en el paso 345 y la rutina vuelve en el paso 347 al paso
337 en espera del inicio del período de bits siguiente.
La realización preferida se ha descrito en
términos de una etiqueta 3 que recibe su potencia del campo
magnético alternativo generado por el lector 1. El sistema de
lector-etiqueta descrito en la presente memoria
también funciona satisfactoriamente si la etiqueta es alimentada por
una fuente de alimentación independiente tal como una batería.
Tampoco es esencial que la etiqueta transmita su información
mientras el lector esté generando un campo magnético alternativo.
Por ejemplo, el lector puede disparar una etiqueta generando un
campo magnético alternativo durante un período de tiempo
suficientemente largo para que la etiqueta obtenga información de
temporización. Después, el lector deja de generar su campo magnético
alternativo y escucha una respuesta de la etiqueta.
En la realización preferida, el lector 1 y la
etiqueta 3 comunican datos entre sí por manipulación por
desplazamiento de fase y/o manipulación por desplazamiento de
frecuencia de una señal periódica que a su vez modula la amplitud de
una señal portadora. Otras formas aceptables de comunicar datos son
manipulación por desplazamiento de fase y/o manipulación por
desplazamiento de frecuencia de una señal periódica que a su vez
modula la fase o frecuencia de la señal portadora, y manipulación
por desplazamiento de fase y/o manipulación por desplazamiento de
frecuencia de la señal portadora directamente.
Claims (7)
1. Una etiqueta (3) para uso con un lector de
radiofrecuencia (1), estableciendo el lector (1) un campo magnético
alternativo cerca de la etiqueta (3), incluyendo la etiqueta
(3):
un circuito resonante incluyendo una bobina (50)
acoplada a al menos un condensador (55);
medios (53) para emitir una señal de acoplamiento
desde el circuito resonante; y
unos medios resonantes (57) para mantener
automáticamente el circuito resonante en una condición sintonizada
donde la diferencia entre la frecuencia resonante y la frecuencia
del campo magnético alternativo se mantiene en un rango
predeterminado,
caracterizado porque
el lector (1) comunica una secuencia de bits a la
etiqueta (3) transmitiendo una primera señal durante un período de
bits en el que se ha de comunicar un bit "0" y una segunda
señal durante un período de bits en el que se ha de comunicar un
"1", embebiendo el lector (1) una señal de reloj de
temporización de bits en las señales de transmisión, incluyendo
además la etiqueta (3):
medios (257) para generar una señal de reloj de
temporización de bits que se sincroniza con la señal de reloj de
temporización de bits embebida en las señales de transmisión;
al menos un integrador muestreado (261) para
identificar el bit que se transmite durante cada período de bits,
indicándose el comienzo y el final de cada período de bits por la
señal de reloj de temporización de bits.
2. Una etiqueta según la reivindicación 1 para
uso con un lector de comunicación de datos (1), incluyendo además la
etiqueta (3):
medios de excitación (59) para activar la bobina
(50);
unos medios transformadores para acoplar el
condensador (55) y los medios de excitación (59) y para emitir una
señal de acoplamiento;
medios para extraer datos comunicados por el
lector (1) de la señal de acoplamiento; y
medios (63) para extraer potencia de la señal de
acoplamiento para operar la etiqueta (3).
3. Una etiqueta según la reivindicación 1 para
uso con un lector, transmitiendo el lector (1) una señal de reloj de
temporización de bits a la etiqueta, incluyendo además la etiqueta
(3):
medios (53) para acoplar el condensador (55) a la
bobina (50);
medios (59) para generar una señal de excitación
para mover la bobina (50);
medios (257) para generar una señal de reloj de
temporización de bits sincronizada con la señal de reloj de
temporización de bits del lector;
medios para embeber una secuencia de bits a
comunicar al lector (1) en la señal de excitación, controlándose el
comienzo de cada bit por la señal de reloj de temporización de
bits.
4. Un método para responder al establecimiento de
un campo magnético alternativo por un lector (1), embebiendo el
lector (1) una señal de reloj de temporización de bits en el campo
magnético alternativo y comunicando una secuencia de bits modulando
el campo magnético alternativo, incluyendo el método los pasos:
derivar una señal del campo magnético
alternativo;
generar una señal de reloj de temporización de
bits que se sincroniza con la señal de reloj de temporización de
bits embebida en el campo magnético alternativo;
realizar al menos una integración muestreada de
la señal derivada durante un período de bits usando la señal de
reloj de temporización de bits para identificar el comienzo y el
final de un período de bits;
identificar el bit transmitido durante cada
período de bits utilizando la(s) integración(es)
muestrada(s).
5. Un método de comunicación entre un
interrogador (1) y un respondor (3), incluyendo el método realizado
por el interrogador (1) los pasos de:
generar un campo magnético alternativo;
embeber una señal de reloj de temporización de
bits en el campo magnético alternativo;
embeber datos a comunicar al respondor (3) en el
campo magnético alternativo;
incluyendo el método realizado por el respondor
(3) los pasos de:
extraer una señal de reloj de temporización de
bits del campo magnético alternativo generado por el interrogador
(1);
realizar al menos una integración muestreada de
una señal derivada del campo magnético alternativo generado por el
interrogador (1) durante un período de bits usando la señal de reloj
de temporización de bits para identificar el comienzo y el final de
un período de bits;
identificar el bit transmitido durante cada
período de bits utilizando la(s) integración(es)
muestrada(s).
6. La etiqueta de la reivindicación 3, donde la
señal de excitación se genera por cuatro transistores (125, 127,
129, 131) conectados en una disposición puente, estando conectadas
dos uniones opuestas del puente a una fuente de alimentación,
estando disponible la señal de excitación a las dos uniones opuestas
restantes del puente, controlándose el flujo de corriente mediante
los transistores por una señal de control aplicada a la puerta de
cada transistor.
7. Un sistema de identificación que consta de un
lector (1) y al menos un etiqueta (3) según cualquiera de las
reivindicaciones 1-3.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US262157 | 1994-06-20 | ||
| US08/262,157 US6472975B1 (en) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | Electronic identification system with improved sensitivity |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2243938T3 true ES2243938T3 (es) | 2005-12-01 |
Family
ID=22996390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES95923951T Expired - Lifetime ES2243938T3 (es) | 1994-06-20 | 1995-06-19 | Sistema de identificacion electronico de sensibilidad mejorada. |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US6472975B1 (es) |
| EP (1) | EP0766893B1 (es) |
| AT (1) | ATE295579T1 (es) |
| AU (1) | AU703914B2 (es) |
| CY (1) | CY2536B1 (es) |
| DE (1) | DE69534200T2 (es) |
| DK (1) | DK0766893T3 (es) |
| ES (1) | ES2243938T3 (es) |
| WO (1) | WO1995035609A1 (es) |
Families Citing this family (44)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6472975B1 (en) * | 1994-06-20 | 2002-10-29 | Avid Marketing, Inc. | Electronic identification system with improved sensitivity |
| US6362737B1 (en) | 1998-06-02 | 2002-03-26 | Rf Code, Inc. | Object Identification system with adaptive transceivers and methods of operation |
| JP3392016B2 (ja) * | 1996-09-13 | 2003-03-31 | 株式会社日立製作所 | 電力伝送システム並びに電力伝送および情報通信システム |
| SG54559A1 (en) * | 1996-09-13 | 1998-11-16 | Hitachi Ltd | Power transmission system ic card and information communication system using ic card |
| JPH10320519A (ja) | 1997-05-19 | 1998-12-04 | Rohm Co Ltd | Ｉｃカード通信システムにおける応答器 |
| DE10002501B4 (de) * | 2000-01-21 | 2006-04-27 | Atmel Germany Gmbh | Integrierte Schaltungsanordnung zur NF-Signalgewinnung bei kontaktloser Datenübertragung |
| DE10004922A1 (de) * | 2000-02-04 | 2001-08-09 | Giesecke & Devrient Gmbh | Transponder, insbesondere für eine kontaktlose Chipkarte |
| JP2001344574A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-14 | Mitsubishi Materials Corp | 質問器のアンテナ装置 |
| US6947860B2 (en) * | 2002-08-09 | 2005-09-20 | Sensormatic Electronics Corporation | Electronic article surveillance system stationary tag response canceller |
| US7158754B2 (en) | 2003-07-01 | 2007-01-02 | Ge Medical Systems Global Technology Company, Llc | Electromagnetic tracking system and method using a single-coil transmitter |
| US20050012597A1 (en) * | 2003-07-02 | 2005-01-20 | Anderson Peter Traneus | Wireless electromagnetic tracking system using a nonlinear passive transponder |
| US8354837B2 (en) * | 2003-09-24 | 2013-01-15 | Ge Medical Systems Global Technology Company Llc | System and method for electromagnetic tracking operable with multiple coil architectures |
| US7015859B2 (en) * | 2003-11-14 | 2006-03-21 | General Electric Company | Electromagnetic tracking system and method using a three-coil wireless transmitter |
| US9623208B2 (en) * | 2004-01-12 | 2017-04-18 | Varian Medical Systems, Inc. | Instruments with location markers and methods for tracking instruments through anatomical passageways |
| KR20080088649A (ko) * | 2004-01-19 | 2008-10-02 | 세이코 엡슨 가부시키가이샤 | 전자 장치 및 무선 통신 단말 |
| US7181562B1 (en) * | 2004-03-31 | 2007-02-20 | Adaptec, Inc. | Wired endian method and apparatus for performing the same |
| US8594567B2 (en) * | 2004-08-16 | 2013-11-26 | Giesecke & Devrient Gmbh | Controlled wireless charging of an accumulator in a chipcard |
| US8131342B2 (en) * | 2004-08-24 | 2012-03-06 | General Electric Company | Method and system for field mapping using integral methodology |
| GB2419777B (en) * | 2004-10-29 | 2010-02-10 | Hewlett Packard Development Co | Power transfer for transponder devices |
| US7519325B2 (en) * | 2004-12-30 | 2009-04-14 | Nokia Corporation | Docking of short-range wireless communication tags with mobile terminals |
| EP1869612B1 (en) | 2005-04-08 | 2011-03-16 | Nxp B.V. | Rfid reader with an antenna and method for operating the same |
| US20070129629A1 (en) * | 2005-11-23 | 2007-06-07 | Beauregard Gerald L | System and method for surgical navigation |
| GB0525623D0 (en) * | 2005-12-16 | 2006-01-25 | Hill Nicholas P R | RFID reader |
| CA2634075C (en) | 2005-12-16 | 2014-10-14 | Nicholas Patrick Roland Hill | Resonant circuits |
| US20070208251A1 (en) * | 2006-03-02 | 2007-09-06 | General Electric Company | Transformer-coupled guidewire system and method of use |
| US20070218837A1 (en) * | 2006-03-14 | 2007-09-20 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | Data communication in an electronic device |
| US7439860B2 (en) | 2006-03-22 | 2008-10-21 | Assa Abloy Ab | Auto-tuned RFID reader antenna |
| US7471202B2 (en) | 2006-03-29 | 2008-12-30 | General Electric Co. | Conformal coil array for a medical tracking system |
| US7532997B2 (en) | 2006-04-17 | 2009-05-12 | General Electric Company | Electromagnetic tracking using a discretized numerical field model |
| EP1860838B1 (de) * | 2006-05-24 | 2013-08-14 | Infineon Technologies AG | Datenübertragung durch Phasenmodulation über zwei Signalpfaden |
| US20080117021A1 (en) * | 2006-11-20 | 2008-05-22 | Kevin Michael Brunski | Method of placing and using an electronic identification transponder |
| US8193916B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-06-05 | Cambridge Resonant Technologies Ltd. | RFID transmitter |
| GB0709575D0 (en) | 2007-05-18 | 2007-06-27 | Cambridge Resonant Technologie | RFIC Iterrogator |
| US20090062739A1 (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | General Electric Company | Catheter Guidewire Tracking System and Method |
| JP4874919B2 (ja) * | 2007-10-01 | 2012-02-15 | 株式会社東芝 | 無線装置 |
| US8391952B2 (en) | 2007-10-11 | 2013-03-05 | General Electric Company | Coil arrangement for an electromagnetic tracking system |
| GB0800819D0 (en) | 2008-01-17 | 2008-02-27 | Cambridge Resonant Technologie | Improved rfid pet door |
| JP4759610B2 (ja) * | 2008-12-01 | 2011-08-31 | 株式会社豊田自動織機 | 非接触電力伝送装置 |
| IL199272A0 (en) * | 2009-06-10 | 2012-07-16 | Nds Ltd | Protection of secret value using hardware instability |
| GB2489002A (en) * | 2011-03-14 | 2012-09-19 | Nujira Ltd | Delay adjustment to reduce distortion in an envelope tracking transmitter |
| US9246725B2 (en) * | 2011-09-06 | 2016-01-26 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method of generating and receiving packets in low energy critical infrastructure monitoring system |
| US10002266B1 (en) | 2014-08-08 | 2018-06-19 | Impinj, Inc. | RFID tag clock frequency reduction during tuning |
| US10340752B2 (en) * | 2015-06-23 | 2019-07-02 | Witricity Corporation | Systems, methods and apparatuses for guidance and alignment in electric vehicles wireless inductive charging systems |
| US10411524B2 (en) | 2015-06-23 | 2019-09-10 | Witricity Corporation | Systems, methods and apparatuses for guidance and alignment in electric vehicles wireless inductive charging systems |
Family Cites Families (51)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3223779A (en) * | 1962-01-23 | 1965-12-14 | Robertshaw Controls Co | Combined frequency shift and phase shift keying |
| US3587017A (en) * | 1966-11-29 | 1971-06-22 | Fujitsu Ltd | Overvoltage protecting arrangement for an rf amplifier |
| US3689885A (en) | 1970-09-15 | 1972-09-05 | Transitag Corp | Inductively coupled passive responder and interrogator unit having multidimension electromagnetic field capabilities |
| US3970824A (en) * | 1975-01-13 | 1976-07-20 | Schlage Electronics, Inc. | Electronic recognition and identification system for identifying a family of codes |
| US4017798A (en) * | 1975-09-08 | 1977-04-12 | Ncr Corporation | Spread spectrum demodulator |
| JPS54128653A (en) * | 1978-03-30 | 1979-10-05 | Nippon Gakki Seizo Kk | Antenna unit for receiver |
| FR2442452A1 (fr) * | 1978-11-27 | 1980-06-20 | Alsthom Cgee | Dispositif de reconnaissance a distance d'un mobile porteur d'un dispositif repondeur code |
| US4333072A (en) | 1979-08-06 | 1982-06-01 | International Identification Incorporated | Identification device |
| US4494545A (en) | 1980-05-27 | 1985-01-22 | Cordis Corporation | Implant telemetry system |
| US4388524A (en) * | 1981-09-16 | 1983-06-14 | Walton Charles A | Electronic identification and recognition system with code changeable reactance |
| US4525713A (en) * | 1983-03-01 | 1985-06-25 | Lockheed Electronics Co., Inc. | Electronic tag identification system |
| US4561443A (en) | 1983-03-08 | 1985-12-31 | The Johns Hopkins University | Coherent inductive communications link for biomedical applications |
| US4758836A (en) | 1983-06-20 | 1988-07-19 | Rockwell International Corporation | Inductive coupling system for the bi-directional transmission of digital data |
| US4912471A (en) * | 1983-11-03 | 1990-03-27 | Mitron Systems Corporation | Interrogator-responder communication system |
| JPS60171475A (ja) | 1984-02-15 | 1985-09-04 | アイデンティフィケ−ション・デバイセス・インコ−ポレ−テッド | 識別システム |
| JPH0652878B2 (ja) * | 1985-01-08 | 1994-07-06 | ソニー株式会社 | アンテナ入力回路 |
| US4941201A (en) | 1985-01-13 | 1990-07-10 | Abbott Laboratories | Electronic data storage and retrieval apparatus and method |
| US4839642A (en) * | 1985-01-22 | 1989-06-13 | Northern Illinois Gas Company | Data transmission system with data verification |
| US4681111A (en) | 1985-04-05 | 1987-07-21 | Siemens-Pacesetter, Inc. | Analog and digital telemetry system for an implantable device |
| GB8530930D0 (en) * | 1985-12-16 | 1986-01-29 | Mansfield P | Inductive circuit arrangements |
| US4805232A (en) * | 1987-01-15 | 1989-02-14 | Ma John Y | Ferrite-core antenna |
| FR2612026B1 (fr) * | 1987-03-02 | 1989-06-09 | Telemecanique Electrique | Dispositif inductif d'echange rapide de donnees entre deux supports |
| NL8700861A (nl) * | 1987-04-13 | 1988-11-01 | Nedap Nv | Lees-, schrijfsysteem met miniatuur informatiedrager. |
| US4758940A (en) | 1987-05-04 | 1988-07-19 | General Electric Company | Control circuit for insuring super-resonant operation of resonant converter |
| EP0301127B1 (en) * | 1987-07-31 | 1993-12-01 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Transponder arrangement |
| JPH03502032A (ja) | 1987-11-18 | 1991-05-09 | ユニスキャン リミテッド | トランスポンダ |
| US5302954A (en) | 1987-12-04 | 1994-04-12 | Magellan Corporation (Australia) Pty. Ltd. | Identification apparatus and methods |
| US4942393A (en) * | 1988-05-27 | 1990-07-17 | Lectron Products, Inc. | Passive keyless entry system |
| US5012236A (en) | 1989-05-26 | 1991-04-30 | Trovan Limited | Electromagnetic energy transmission and detection apparatus |
| US5084699A (en) | 1989-05-26 | 1992-01-28 | Trovan Limited | Impedance matching coil assembly for an inductively coupled transponder |
| NL8901659A (nl) * | 1989-06-30 | 1991-01-16 | Nedap Nv | Multipassysteem. |
| US5260701A (en) | 1990-01-19 | 1993-11-09 | Societe Bertin & Cie | Bidirectional inductive transmission of data with slave station supplied by the master |
| AT395224B (de) | 1990-08-23 | 1992-10-27 | Mikron Ges Fuer Integrierte Mi | Kontaktloses, induktives datenuebertragungssystem |
| US5250944A (en) | 1990-10-29 | 1993-10-05 | Bio Medic Data Systems, Inc. | Antenna and driving circuit for transmitting and receiving images to and from a passive transponder |
| NL9100176A (nl) * | 1991-02-01 | 1992-03-02 | Nedap Nv | Antenne met transformator voor contactloze informatieoverdracht vanuit integrated circuit-kaart. |
| US5235326A (en) | 1991-08-15 | 1993-08-10 | Avid Corporation | Multi-mode identification system |
| US5276910A (en) * | 1991-09-13 | 1994-01-04 | Resound Corporation | Energy recovering hearing system |
| US5382952A (en) * | 1992-01-22 | 1995-01-17 | Indala Corporation | Transponder for proximity identification system |
| ATE167317T1 (de) * | 1992-03-31 | 1998-06-15 | Micro Sensys Gmbh | Verfahren zur übertragung serieller datenstrukturen für informationsträgeridentifikationssysteme, danach arbeitendes übertragungssystem und informationsträger |
| NL9202069A (nl) * | 1992-11-30 | 1994-06-16 | Nedap Nv | Identificatiesysteem met verbeterde identificatie-algorithme. |
| US5499017A (en) * | 1992-12-02 | 1996-03-12 | Avid | Multi-memory electronic identification tag |
| US5410315A (en) * | 1992-12-08 | 1995-04-25 | Texas Instruments Incorporated | Group-addressable transponder arrangement |
| US5491715A (en) * | 1993-06-28 | 1996-02-13 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Automatic antenna tuning method and circuit |
| US5517194A (en) * | 1994-02-10 | 1996-05-14 | Racom Systems, Inc. | Passive RF transponder and method |
| US5446447A (en) * | 1994-02-16 | 1995-08-29 | Motorola, Inc. | RF tagging system including RF tags with variable frequency resonant circuits |
| US6472975B1 (en) * | 1994-06-20 | 2002-10-29 | Avid Marketing, Inc. | Electronic identification system with improved sensitivity |
| JPH08102701A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-04-16 | Toshiba Corp | 磁気結合回路駆動方式 |
| US7123129B1 (en) * | 1995-08-14 | 2006-10-17 | Intermec Ip Corp. | Modulation of the resonant frequency of a circuit using an energy field |
| TW424210B (en) * | 1999-04-30 | 2001-03-01 | Holtek Semiconductor Inc | Battery-free circuit device for RF identification marking |
| EP1327958B1 (en) * | 2000-08-15 | 2008-04-23 | Omron Corporation | Non contact communication medium and system |
| DE60208047T2 (de) * | 2001-08-03 | 2006-08-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transponder mit energiesparmodus während belastungsmodulation |
-
1994
- 1994-06-20 US US08/262,157 patent/US6472975B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
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