EP4649586A1 - Verfahren und vorrichtung zur regelung einer elektrischen drehfeldmaschine - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur regelung einer elektrischen drehfeldmaschine

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Publication number
EP4649586A1
EP4649586A1 EP23700278.7A EP23700278A EP4649586A1 EP 4649586 A1 EP4649586 A1 EP 4649586A1 EP 23700278 A EP23700278 A EP 23700278A EP 4649586 A1 EP4649586 A1 EP 4649586A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
speed control
component
stator
field machine
Prior art date
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Pending
Application number
EP23700278.7A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Peter Landsmann
Sascha Kühl
Dirk Paulus
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kostal Drives Technology GmbH
Original Assignee
Kostal Drives Technology GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Kostal Drives Technology GmbH filed Critical Kostal Drives Technology GmbH
Publication of EP4649586A1 publication Critical patent/EP4649586A1/de
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/28—Stator flux based control

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling an electric rotating field machine, comprising a rotor and a stator, wherein the rotating field machine is controlled via clocked terminal voltages according to the pulse width modulation method and the current of the rotating field machine is measured cyclically, wherein a periodic injection voltage is superimposed on the fundamental wave voltage, and the current inductance or admittance of the rotating field machine is calculated from the applied voltage and the current measurement and a current rotor position signal is provided from this by means of a unique assignment method, which is fed back to a field-oriented current control and to a speed control.
  • the invention also relates to a device for controlling and regulating a rotating field machine using such a method and to a synchronous motor using such a device.
  • the high-performance and highly efficient control of synchronous machines that is established today is based on knowledge of the rotor position signal. This is because so-called rotor position feedback enables the use of motor control methods that are optimal in terms of efficiency and performance and also the fulfillment of higher-level tasks such as speed control or positioning.
  • the rotor position is usually measured during operation using a sensor attached to the rotor shaft - the so-called rotor position sensor or sensor for short.
  • Sensors have a number of disadvantages, such as increased system costs, reduced robustness, increased probability of failure and larger installation space requirements, which justify the great industrial interest in obtaining the position signal without using a sensor.
  • Methods that make this possible are referred to as “sensorless” or “sensorless” control and are divided into 2 classes: 1. Fundamental wave methods evaluate the voltage induced during movement, deliver very good signal properties at medium and high speeds, but fail in the lower speed range, especially when stationary. 2.
  • Anisotropy methods evaluate the position dependence of the machine's inductance, which is also possible at low speeds and when stationary, provided the anisotropy is sufficiently strong.
  • a rotor position signal is calculated on the basis of the magnetic anisotropy of the motor, which, as shown in Fig.3, is used in two ways at the same time: 1.
  • the rotor position signal is used to align the rotor-fixed dq coordinate system for field-oriented current control (FOC), whereby the current can always be impressed in the most efficient direction possible.
  • FOC field-oriented current control
  • a speed signal is obtained from the rotor position signal by derivation with respect to time (d/dt) and usually subsequent low-pass filtering (LPF), which is fed back to the speed control.
  • German laid-open specification DE102018006657 A1 shows a method according to the preamble of patent claim 1.
  • an anisotropy method is used to clearly assign the admittance or inductance to the rotor position without the presence of an additional position sensor.
  • this method can reach its limits in synchronous motors with very weak anisotropy.
  • the rotor position signal can then be subject to errors, which can cause problems in both types of use. In the case of large errors, the current can be impressed in the wrong direction by the field-oriented current control and the motor can get stuck or accelerate in the wrong direction.
  • the speed controller also reacts to medium errors with a torque demand and consequently wave movement/trembling, because these errors are more pronounced in the speed signal due to the time derivative.
  • the weaker the anisotropy the more noticeable the above undesirable effects become.
  • the anisotropy is so weak in the lower single-digit percentage range) that the shaft unrest is unacceptably strong for the desired applications, or the control even hangs up at the wrong current operating points.
  • pre-current This inventive injection of an additional d-current is referred to below as "pre-current”.
  • pre-current a variable "pre-current law" is used to ensure that a minimum current amount is injected at all times, even for small torques. This can also lead to independence from possible errors in the anisotropy method used and thus make good control behavior available even in the critical range.
  • the method presented offers the advantages that in certain embodiments it can have the good dynamic properties of a field-oriented control with superimposed PI speed control and/or no load limitation.
  • the quality of the rotor position signal can also decrease with pre-current in sensorless processes with clear rotor position assignment if a current vector of a certain amount is aligned parallel to the rotor position. This is because the quality of the position signal from sensorless processes with clear rotor position assignment tends to be highest in the current angle range with the highest torque generation (close to MTPA). Therefore, in an advantageous development of the method according to the invention, the law for calculating the additional d-current setpoint is mathematically structured in such a way that the rotor position signal ⁇ ⁇ has no effect on the amount and angle in stator coordinates of the setpoint current vector set by the I component of the speed control.
  • the target current values ⁇ ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ ⁇ when represented in stator coordinates ⁇ ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ ⁇ are independent of the rotor position signal ⁇ ⁇ and thus also independent of possible errors in the anisotropy-based rotor position calculation.
  • sufficiently large pre-current for the minimum value of the target current ⁇ ⁇ often about half the nominal current is sufficient
  • target currents close to the conventional target current trajectory e.g.
  • an embodiment can be selected in which the pre-current is deactivated and operation continues on the conventional target current trajectory if the angle of the current vector set by the I component of the speed control to the d-axis is greater than that of the conventional target current trajectory (e.g. q-axis or MTPA).
  • Fig.1 illustrates by way of example how the trigonometric law (1) - (4) (dashed line) uses currents of a minimum amount ⁇ ⁇ to completely cover the range of small torques, while for larger torques the usual target current trajectory (solid line, here for example MTPA) is continued.
  • the critical range of small torques on the target current trajectory (dotted line) is therefore not used in the method presented.
  • an offset in the I component must be used on the conventional target current trajectory, which can be designed as follows in the example of ⁇ -axis operation where ⁇ ⁇ is the conventional speed controller I-gain.
  • a P component has no claim to integral accuracy and can therefore also be calculated in the lower speed range, including standstill, on the basis of fundamental wave signals, i.e. without using an anisotropy method.
  • the actual speed value ⁇ ⁇ fed back to the P component can be calculated exclusively from fundamental wave signals at all speeds and therefore does not contain any anisotropy influence.
  • the stator voltage equation can, for example, be solved for ⁇ ⁇ where ⁇ ⁇ ⁇ is the stator voltage, ⁇ ⁇ ⁇ is the stator current, ⁇ ⁇ is the stator resistance, ⁇ ⁇ is the stator inductance and is the stator flux, each in stator coordinates.
  • the inner voltage vector is a comparatively slowly changing signal and is used in (10) to project the inner voltage vector in brackets onto the direction influenced by the speed.
  • the inner voltage vector contains the actual speed information. What is characteristic of this is that the speed signal is calculated in direct dependence (zeroth time derivative) on the stator voltage, ie without integration or differentiation, and in particular without deriving a rotor position signal.
  • the speed signal fed back to the P-component of the speed control results either directly from the fundamental shaft-based speed value or ⁇ ⁇ can be obtained from ⁇ ⁇ , for example, by low-pass filtering, as shown in Fig.2, in order to obtain the usual dynamic properties of the P-part of the speed control.
  • ⁇ ⁇ is also (ie like the I-part of the speed control described above) independent of possible errors of an anisotropy method, whereby ⁇ ⁇ also at zero speed for a P-component of the speed control has sufficient validity (but not for an I-component, because this would require integral accuracy).
  • the method presented can therefore use a conventional law for the P-component of the speed control for dynamic stabilization, which does not contain any pre-current, but runs along the conventional target current trajectory (tangent, see Fig.2).
  • the P and I components thus represent separate partial current setpoints, which are only finally added together to form the total current setpoint.
  • a current vector required by the P component of the speed control is calculated.
  • the respective P component differs fundamentally from a scaled time derivative of the associated I component because both were calculated using different laws and using different feedback signals.
  • List of reference symbols ⁇ ⁇ Inductance in d-direction (direction of permanent magnet) ⁇ ⁇ Inductance in q-direction (perpendicular to the permanent magnet) ⁇ ⁇ ⁇ Speed setpoint ⁇ ⁇ Speed signal as actual value for I-component of speed control Integral of speed error over time ⁇ ⁇ Minimum value for the amount of the setpoint current ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ d- and q-component of the setpoint current vector required by the I-component of speed control in estimated rotor coordinates ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Components of the above setpoint current vector after transformation into stator coordinates ⁇ ⁇ Rotor position signal, calculated/estimated by the sensorless method ⁇ ⁇ I-gain of the conventional I-component of speed control ⁇

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Drehfeldmaschine, umfassend einen Rotor und einen Stator, wobei die Drehfeldmaschine über getaktete Klemmspannungen nach dem Verfahren der Pulsweitenmodulation angesteuert wird und der Strom der Drehfeldmaschine zyklisch gemessen wird, wobei der Grundwellenspannung eine periodische Injektionsspannung überlagert ist, und aus der angelegten Spannung und der Strommessung die aktuelle Induktivität oder Admittanz der Drehfeldmaschine berechnet und daraus mittels eines eindeutigen Zuordnungsverfahrens ein aktuelles Rotorlagesignal bereitgestellt wird, welches zu einer feldorientierten Stromregelung und zu einer Drehzahlregelung rückgeführt wird, ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, dass in feldorientierter Stromregelung durch variable Einprägung eines zusätzlichen d-Stroms, sichergestellt wird, dass bei kleinen Lasten der eingeprägte Strombetrag nicht unter einen festgelegten Minimalwert absinkt.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Regelung einer elektrischen Drehfeldmaschine Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Drehfeldmaschine, umfassend einen Rotor und einen Stator, wobei die Drehfeldmaschine über getaktete Klemmspannungen nach dem Verfahren der Pulsweitenmodulation angesteuert wird und der Strom der Drehfeldmaschine zyklisch gemessen wird, wobei der Grundwellenspannung eine periodische Injektionsspannung überlagert ist, und aus der angelegten Spannung und der Strommessung die aktuelle Induktivität oder Admittanz der Drehfeldmaschine berechnet und daraus mittels eines eindeutigen Zuordnungsverfahrens ein aktuelles Rotorlagesignal bereitgestellt wird, welches zu einer feldorientierten Stromregelung und zu einer Drehzahlregelung rückgeführt wird. Außerdem betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Steuerung und Regelung einer Drehfeldmaschine mit einem solchen Verfahren sowie einen Synchronmotor mit einer solchen Vorrichtung. Die heute etablierte, performante und hocheffiziente Ansteuerung von Synchronmaschinen beruht auf der Kenntnis des Rotorlagesignals. Denn ein sog. Rotorlage-Feedback ermöglicht den Einsatz von Effizienz- und Leistungs-optimalen Motorregelverfahren und zudem die Erfüllung von übergeordneten Aufgaben, wie Drehzahlregelung oder Positionierung. Üblicherweise erfolgt die Messung der Rotorlage im Betrieb mittels eines Sensors, der an der Rotorwelle angebracht ist – der sogenannte Rotorlagegeber oder kurz Geber. Geber bringen eine Reihe von Nachteilen mit sich, wie z.B. erhöhte Systemkosten, verringerte Robustheit, erhöhte Ausfallwahrscheinlichkeit und größerer Bauraumbedarf, die das große industrielle Interesse begründen, das Lagesignal ohne Verwendung eines Gebers zu gewinnen. Verfahren, die dies ermöglichen, werden als „geberlose“ oder „sensorlose“ Regelung bezeichnet und teilen sich in 2 Klassen auf: 1. Grundwellenverfahren werten die unter Bewegung induzierte Spannung aus, liefern bei mittleren und hohen Drehzahlen sehr gute Signal-Eigenschaften, aber versagen im unteren Drehzahlbereich, insbesondere bei Stillstand. 2. Anisotropieverfahren werten die Lageabhängigkeit der Induktivität der Maschine aus, was auch bei kleinen Drehzahlen und auch im Stillstand möglich ist, sofern die Anisotropie ausreichend stark ausgeprägt ist. Bestimmte Drehstrommotoren, wie beispielsweise manche Synchronmotoren mit Oberflächen-montierten Permanentmagneten, weisen aber eine nur so schwache Anisotropie auf, dass eine geberlose Regelung im unteren Drehzahlbereich nicht oder nur mit schlechten Eigenschaften möglich ist. In diesem Fall können herkömmliche Anisotropieverfahren [1] [2] [3] [4] den Motor im kleinen Drehzahlbereich nicht Regeln und Verfahren mit eindeutiger Rotorlagezuordnung [5] in der Regel erst, wenn ein Mindestwert an Drehmoment (z.B. mittels q-Strom) gestellt wird. D.h. auch im letzten Fall ist ein bestimmter Betriebsbereich, nämlich der kleiner Drehzahl- und Drehmomentwerte, nicht beobachtbar und regelbar. Im Stand der Technik wird zur geberlosen Drehzahlregelung von Drehstrommotoren im unteren Drehzahlbereich (üblicherweise <10% Nenndrehzahl) auf Basis der magnetischen Anisotropie des Motors ein Rotorlagesignal berechnet, welches, wie in Fig.3 dargestellt, zeitgleich in zwei Weisen genutzt wird: 1. Das Rotorlagesignal wird zur Ausrichtung des rotorfesten dq-Koordinatensystems für die feldorientierte Stromregelung (FOC) verwendet, wodurch der Strom immer in möglichst effizienter Richtung eingeprägt werden kann. 2. Weiterhin wird aus dem Rotorlagesignal durch Ableitung nach der Zeit (d/dt) und i.d.R. anschließender Tiefpassfilterung (LPF) ein Drehzahlsignal gewonnen, welches zur Drehzahlregelung rückgeführt wird. Die deutsche Offenlegungsschrift DE102018006657 A1 zeigt ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Bei diesem Verfahren zur Regelung eines Synchronmotors erfolgt unter Verwendung eines Anisotropieverfahrens, ohne das Vorhandensein eines zusätzlichen Lagegebers, eine eindeutige Zuordunung der Admittanz oder Induktivität zur Rotorlage. Bei Synchronmotoren mit sehr schwach ausgeprägter Anisotropie kann dieses Verfahren jedoch an seine Grenzen stoßen. Das Rotorlagesignal kann dann fehlerbehaftet sein, wodurch es in beiden Nutzungsweisen zu Problemen kommen kann. Bei großen Fehlern kann der Strom durch die feldorientierte Stromregelung in falscher Richtung eingeprägt werden und der Motor festhängen oder in falscher Richtung beschleunigen. Aber auch auf mittlere Fehler reagiert der Drehzahlregler mit Drehmomentforderung und folglich Wellenbewegung/-zittern, weil diese Fehler aufgrund der Zeitableitung im Drehzahlsignal verstärkt vorliegen. Je schwächer die Anisotropie ist, desto stärker machen sich die obigen unerwünschten Effekte bemerkbar. Bei bestimmten Motoren mit sehr schwacher Anisotropie, wie beispielsweise manchen Oberflächen-montierten Permanentmagnet-Synchronmotoren teilweise mit konzentrierter Wicklung, ist die Anisotropie so schwach im unteren einstelligen Prozentbereich), dass die Wellenunruhe für die gewünschten Anwendungen inakzeptabel stark ist, oder die Regelung sich sogar in falschen Strombetriebspunkten aufhängt. In diesen Fällen wird dann entweder der ursprünglich für die Anwendung vorgesehene Motortyp durch einen stärker anisotropen ersetzt, auch wenn letzterer für die Anwendung weniger gut geeignet sein sollte; oder für diese Anwendung der Einsatz eines Gebers (mit all seinen Nachteilen) in Kauf genommen. Der vorliegenden Erfindung ist es gelungen, ein Verfahren anzugeben, welches bei der geberlosen Drehzahlregelung von Drehstrommotoren mit eindeutiger Rotorlagezuordnung auch bei Motoren mit schwacher Anisotropie vergleichbar gute Regelungseigenschaften bietet, wie es herkömmliche Verfahren nur bei Motoren mit stärkerer Anisotropie können. Dies wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren dadurch erreicht, dass in feldorientierter Stromregelung durch variable Einprägung eines zusätzlichen d-Stroms sichergestellt wird, dass bei kleinen Lasten der eingeprägte Strombetrag nicht unter einen festgelegten Minimalwert absinkt. Diese erfindungsgemäße Einprägung eines zusätzlichen d-Stroms wird im Folgenden als „Vorbestromung“ bezeichnet. Im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens wird somit mittels eines variablen „Vorbestromungsgesetzes“ erreicht, dass auch für kleine Drehmomente zu jeder Zeit ein Mindeststrombetrag einprägt ist. Dies kann darüber hinaus auch zu einer Unabhängigkeit von möglichen Fehlern des verwendeten Anisotropieverfahrens führen und dadurch ein gutes Regelverhalten auch im kritischen Bereich verfügbar machen. Gegenüber Verfahren mit gesteuertem Hochlauf [6, p.37], welche ebenfalls Motoren mit schwacher Anisotropie im unteren Drehzahlbereich betreiben können, bietet das vorgestellte Verfahren die Vorteile, dass es in bestimmten Ausführungsformen einerseits die guten dynamischen Eigenschaften einer feldorientierten Regelung mit überlagerter PI- Drehzahlregelung und/oder andererseits keine Lastbeschränkung aufweisen kann. In Sonderfällen kann auch mit Vorbestromung bei Geberlosverfahren mit eindeutiger Rotorlagezuordnung die Qualität des Rotorlagesignals abnehmen, wenn ein Stromvektor bestimmten Betrages parallel zur Rotorlage ausgerichtet ist. Denn tendenziell ist im Stromwinkelbereich mit höchster Drehmomentbildung (nahe MTPA) auch die Qualität des Lagesignals von Geberlosverfahren mit eindeutiger Rotorlagezuordnung am höchsten. Deshalb ist in einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens vorgesehen, das Gesetz zur Berechnung des zusätzlichen d-Stromsollwerts mathematisch so zu strukturieren, dass das Rotorlageisignal ^^^ keine Auswirkung auf den Betrag und den Winkel in Statorkoordinaten des vom I-Anteil der Drehzahlregelung gestellten Sollstromzeigers hat. Dies ist beispielsweise dann gegeben, wenn der I-Anteil der Drehzahlregelung die Vorbestromung durch folgendes trigonometrisches Gesetz generiert wobei der Minimalwert für den Betrag des Sollstroms ^^^^^ nach Bedarf eingestellt werden kann. Als Drehzahlsignal ^^ூ kann hier die ungefilterte Ableitung des berechneten Rotorlagesignals ^^^ nach der Zeit verwendet werden Dies ist möglich, da die nachfolgende Integration des I-Anteils zu einer ausreichenden Unterdrückung der relevanten Rauschanteile führt, und in diesem Signalpfad das übliche Tiefpassfilter folglich keine Vorteile bringt. Im Ergebnis dieses Gesetzes (1) - (4) sind die Sollstromwerte ^^ௗ ∗ und ^^^ ∗ bei Darstellung in Statorkoordinaten ^^ఈ ∗ und ^^ఉ ∗ unabhängig vom Rotorlagesignal ^^^ und damit auch unabhängig von möglichen Fehlern der Anisotropie-basierten Rotorlageberechnung. Bei ausreichend großer Vorbestromung (für den Minimalwert des Sollstroms ^^^^^ genügt hierbei häufig schon etwa der halbe Nennstrom) ergibt sich für Sollströme nahe der herkömmlichen Sollstromtrajektorie (z.B. ^^-Achse oder MTPA) | ^^ గ ఠ| ≈ ଶ dann für Geberlosverfahren mit eindeutiger Rotorlagezuordnung wieder eine gute Qualität des Rotorlagesignals, sodass einerseits dieser Punkt sicher erkannt werden kann und andererseits von diesem Punkt an hin zu größeren Strömen auf der herkömmlichen Sollstromtrajektorie fortgefahren werden kann. Zum Erreichen beliebiger Belastbarkeit (kein Kippen bei zu großen Lastmomenten, wie es beim gesteuerten Hochlauf auftritt) kann deshalb eine Ausführungsform gewählt werden, in der die Vorbestromung deaktiviert und mit einem Betrieb auf der herkömmlichen Sollstromtrajektorie fortgefahren wird, wenn der Winkel des von I-Anteil der Drehzahlregelung gestellten Stromzeigers zur d-Achse größer ist, als der der herkömmlich Sollstromtrajektorie (z.B. q-Achse oder MTPA). Fig.1 veranschaulicht beispielhaft, wie das trigonometrische Gesetz (1) - (4) (gestrichelte Linie) Ströme eines Mindestbetrags ^^^^^ verwendet um den Bereich kleiner Drehmomente vollständig abzudecken, während für größere Drehmomente auf der üblichen Sollstromtrajektorie (durchgezogene Linie, hier beispielsweise MTPA) fortgefahren wird. Der auf der Sollstromtrajektorie kritische Bereich kleiner Drehmomente (gepunktet) wird folglich im vorgestellten Verfahren nicht genutzt. Für einen stetigen Übergang ist dabei auf der herkömmlichen Sollstromtrajektorie ein Offset im I-Anteil zu verwenden, welcher im Beispiel des ^^-Achsen-Betriebs wie folgt gestaltet werden kann wobei ^^ூ die herkömmliche Drehzahlregler I-Verstärkung ist. Es ist aber auch ein Übergang auf beliebige Sollstromtrajektorien möglich, wofür analog zu obigem Vorgehen geprüft wird, ob der Stromwinkel in Rotorkoordinaten ^^ ^^ ^^ die Ausrichtung der Trajektorie überschreitet und ggf. wird auf der Trajektorie mit entsprechendem Offset fortgefahren. Durch obiges Regelgesetz kann der I-Anteil einer Drehzahlregelung mit integralgenauer Eigenschaft umgesetzt werden. Bei kleinen Drehmomenten (dem kritischen Bereich) ist das Gesetz unabhängig von Fehlern des Anisotropie/Admittanz-basierten Rotorlagesignals, während es bei hohem Drehmoment (dem unkritischen Bereich) auf herkömmliche Weise arbeitet und folglich keine Prinzip-bedingte Lastbeschränkung im unteren Drehzahlbereich aufweist. Obiges Gesetz eignet sich jedoch nicht zur Realisierung eines P-Anteils, welcher aber für die dynamischen Eigenschaften der Drehzahlregelung essenziell ist. Ein P-Anteil hat wiederum keinen Anspruch auf Integralgenauheit und kann folglich auch im unteren Drehzahlbereich, einschließlich Stillstand, auf Basis von Grundwellensignalen, also ohne Verwendung eines Anisotropieverfahrens, berechnet werden. Dazu kann bei allen Drehzahlen der zum P-Anteil rückgeführte Drehzahlistwert ^^^ ausschließlich aus Grundwellensignalen berechnet werden und enthält folglich keinen Anisotropie-Einfluss. Hierfür kann beispielsweise die Statorspannungsgleichung nach ^^^ aufgelöst werden worin ^^^ ^ die Statorspannung, ^^^ ^ der Statorstrom, ^^^ der Statorwiderstand, ^^^ die Statorinduktivität und der Statorfluss ist, jeweils in Statorkoordinaten. ist vergleichsweise langsam veränderliches Signal und dient in (10) zur Projektion des in Klammern stehenden inneren Spannungsvektors auf die von der Drehzahl beeinflusste Richtung. Der innere Spannungsvektor hingegen enthält die eigentliche Drehzahlinformation. Charakteristisch hieran ist, dass das Drehzahlsignal in direkter Abhängigkeit (nullte Zeitableitung) von der Statorspannung berechnet wird, d.h. ohne Integration oder Differentiation, und insbesondere ohne ein Rotorlagesignal abzuleiten. Das zum P-Anteil der Drehzahlregelung rückgeführte Drehzahlsignal ergibt sich entweder direkt aus dem Grundwellen-basierten Drehzahlwert oder kann ^^^ z.B. per Tiefpass-Filterung aus ^^^^^ gewonnen werden, wie in Fig.2 dargestellt, um die üblichen dynamischen Eigenschaften des P-Anteil der Drehzahlregelung zu erhalten. Weil das Drehzahlsignal ^^^^^ aus (10) lediglich Grundwellensignale enthält, ist ^^^ ebenfalls (d.h. wie auch der oben beschriebene I-Anteil der Drehzahlregelung) unabhängig von möglichen Fehlern eines Anisotropieverfahrens, wobei ^^^^^ auch bei Drehzahl Null für einen P-Anteil der Drehzahlregelung hinreichende Gültigkeit besitzt (nicht aber für einen I-Anteil, weil dieser Integralgenauheit erfordern würde). Das vorgestellte Verfahren kann deshalb zur dynamischen Stabilisierung ein übliches Gesetz für den P-Anteil der Drehzahlregelung verwenden, was keine Vorbestromung enthält, sondern entlang der herkömmliche Sollstromtrajektorie (Tangente, vgl. Fig.2) verläuft. Im Beispiel reiner ^^-Achsen-Regelung könnte dies wie folgt umgesetzt werden: ^^ௗ ∗ ^ = 0 (11) wobei essenziell ist, dass die rückgeführte Istdrehzahl ^^^ lediglich auf Basis von Grundwellensignalen berechnet wird und frei von Anisotropie-Informationen ist. Schlußendlich können die Ströme aus P- und I-Anteil addiert werden und ergeben damit die vollständige Stellgröße des Drehzahlreglers ^^ௗ ∗ und ^^^ ∗ ^^ௗ ∗ = ^^ௗ ∗ ^ + ^^ௗ ∗ ூ (13) ^^^ ∗ = ^^ ^ ∗ ^ + ^^ ^ ∗ ூ (14) Im Unterschied zu herkömmlichen Verfahren (siehe etwa Fig.3 zum Stand der Technik) stellen damit P- und I-Anteil separate Teilstromsollwerte, die erst final zum Gesamtstromsollwert aufsummiert werden. Wie in Fig.2 dargestellt, wird zusätzlich zu dem vom I-Anteil der Drehzahlregelung geforderten Stromvektor ein vom P-Anteil der Drehzahlregelung geforderter Stromvektor berechnet. Dabei ist insbesondere charakteristisch, dass der jeweilige P-Anteil sich grundlegend von einer skalierten Zeitableitung des zugehörigen I-Anteils unterscheidet, weil beide durch verschiedenartige Gesetze und unter Verwendung verschiedener Rückführsignale berechnet wurden. Bezugszeichenliste ^^ௗ Induktivität in d-Richtung (Richtung Permanentmagnet) ^^^ Induktivität in q-Richtung (quer zum Permanentmagnet) ^^ ∗ Drehzahl Sollwert ^^ூ Drehzahlsignal als Istwert für I-Anteil der Drehzahlregelung Integral des Drehzahlfehlers über der Zeit ^^^^^ Minimalwert für den Betrag des Sollstroms ^^ௗ ∗ ூ , ^^^ ∗ ூ d- und q-Komponente des vom I-Anteil der Drehzahlregelung geforderten Sollstromvektors in geschätzten Rotorkoordinaten ^^ఈ ∗ ூ , ^^ఉ ∗ ூ Komponenten des obigen Sollstromvektors nach Transformation in Statorkoordinaten ^^^ Rotorlagesignal, berechnet/geschätzt durch das Geberlosverfahren ^^ூ I-Verstärkung des herkömmlichen I-Anteil der Drehzahlregelung ^^^ ^ Statorspannung in Statorkoordinaten (2x1 Vektor) ^^^ ^ Statorstrom in Statorkoordinaten (2x1 Vektor, Komponenten ^^ఈ , ^^ఉ) ^^^ Statorwiderstand ^^^ ^ Statorinduktivität in Statorkoordinaten (2x2 Matrix) ^^^ ^ Statorflussverkettung oder kurz Statorfluss (2x1 Vektor) ^^^ Rotordrehzahl tatsächlich ^^^^^ Rotordrehzahl berechnet ausschließlich mittels Grundwellensignalen ^^^ Drehzahlsignal als Istwert für P-Anteil der Drehzahlregelung ^^ௗ ∗ ^ , ^^^ ∗ ^ d- und q-Komponente des vom P-Anteil der Drehzahlregelung geforderten Sollstromvektors in geschätzten Rotorkoordinaten ^^ூ P-Verstärkung des herkömmlichen P-Anteils der Drehzahlregelung ^^ௗ ∗ , ^^^ ∗ d- und q-Komponente des Gesamt-Sollstromvektors in geschätzten Rotorkoordinaten Literaturverzeichnis [1] M. Schrödl, „Detection of the rotor position of a permanent magnet synchronous machine at standstill,“ IEEE Conf. ICEM, p.51–56, 1988. [2] M. Schrödl und R. Ensbacher, „Verfahren und schaltungsanordnungen zur bestimmung maschinenbezogener elektromagnetischer und mechanischer zustandsgrössen an über umrichter gespeisten elektrodydynamischen drehfeldmaschinen“. US EP DE Patent WO1992019038A1, 08041992. [3] P. L. Jansen und R. D. Lorenz, „Method and apparatus for transducerless flux, position and velocity estimation in drives for ac machines“. US EP JA KR CA DE Patent WO1995017780A1, 16121994. [4] M. J. Corley und R. D. Lorenz, „Rotor position and velocity estimation for a permanent magnet synchronous machine at standstill and high speeds,“ in IEEE Industry Applications Conference, San Diego, USA, 1998. [5] P. Landsmann, D. Paulus und S. Kühl, „Verfahren und Vorrichtung zur Regelung eines Synchronmotors ohne Lagegeber mittels eindeutiger Zuordunung der Admittanz oder Induktivität zur Rotorlage“. DE102018006657 A1, 1782018. [6] J. Kiel, Regelung permanenterregter Synchronmaschinen ohne mechanischen Geber für den industriellen Einsatz, Cuvillier Verlag, 2005.

Claims

Patentansprüche 1. Verfahren zur Regelung einer elektrischen Drehfeldmaschine, umfassend einen Rotor und einen Stator, wobei die Drehfeldmaschine über getaktete Klemmspannungen nach dem Verfahren der Pulsweitenmodulation angesteuert wird, und der Strom der Drehfeldmaschine zyklisch gemessen wird, wobei der Grundwellenspannung eine periodische Injektionsspannung überlagert ist, und aus der angelegten Spannung und der Strommessung die aktuelle Induktivität oder Admittanz der Drehfeldmaschine berechnet und daraus mittels eines eindeutigen Zuordnungsverfahrens ein aktuelles Rotorlagesignal ( ^^^) bereitgestellt wird, welches zu einer feldorientierten Stromregelung (FOC) und zu einer Drehzahlregelung rückgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass in feldorientierter Stromregelung (FOC) durch variable Einprägung eines zusätzlichen d-Stroms (i∗ ^୍ ) sichergestellt wird, dass bei kleinen Lasten der eingeprägte Strombetrag nicht unter einen festgelegten Minimalwert absinkt. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwert des zusätzlichen d-Stroms (i∗ ^୍ ) durch den I-Anteil der Drehzahlregelung generiert wird, mittels eines Gesetzes, in dem das Rotorlagesignal ( ^^^) keine Auswirkung auf den Betrag und den Winkel in Statorkoordinaten des vom I-Anteil der Drehzahlregelung gestellten Sollstromzeigers hat. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die ungefilterte Ableitung des Rotorlagesignals ( ^^^) nach der Zeit als Drehzahlsignal ( ^^ூ) zum I-Anteil der Drehzahlregelung rückgeführt wird. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einprägung des zusätzlichen d-Stroms (i∗ ^୍ ) deaktiviert und mit einem Betrieb auf der herkömmlichen Sollstromtrajektorie fortgefahren wird, wenn der Winkel des vom I-Anteil der Drehzahlregelung gestellten Stromzeigers zur d-Achse größer ist, als der der herkömmlich Sollstromtrajektorie. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich zu dem vom I-Anteil der Drehzahlregelung geforderten Stromvektor ein vom P- Anteil der Drehzahlregelung geforderter Stromvektor berechnet wird, der sich grundlegend von einer skalierten Zeitableitung des I-Anteils unterscheidet, und durch Summation mit dem Stromvektor des I-Anteils den Gesamtstromsollwert ergibt. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Gesetz für den P-Anteil der Drehzahlregelung keine Vorbestromung enthält, sondern entlang einer herkömmlichen Sollstromtrajektorie verläuft. 7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass der zum P-Anteil rückgeführte Drehzahlistwert sich ausschließlich aus Grundwellensignalen berechnet und keinen Anisotropie-Einfluss enthält. 8 Verfahren nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der zum P-Anteil rückgeführte Drehzahlistwert in direkter Abhängigkeit von der Statorspannung berechnet wird, also ohne Integration oder Differentiation, und insbesondere ohne ein Rotorlagesignal abzuleiten. Vorrichtung zur Steuerung und Regelung einer Drehfeldmaschine, umfassend einen Stator und einen Rotor, mit einem steuerbaren PWM-Umrichter zur Ausgabe von getakteten Klemmspannungen, mit einer Einrichtung zur Erfassung einer Anzahl von Phasenströmen und mit einem Controller zur Ansteuerung des PWM-Umrichters, der zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche eingerichtet und ausgebildet ist. 0 Synchronmaschine, umfassend einen Stator und einen Rotor mit oder ohne Permanent- magnete, mit einer Vorrichtung zur Steuerung und/oder Regelung nach Anspruch 9.
EP23700278.7A 2023-01-12 2023-01-12 Verfahren und vorrichtung zur regelung einer elektrischen drehfeldmaschine Pending EP4649586A1 (de)

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