EP4473647A1 - Verlustarmer gleichspannungswandler und zugehöriges ansteuerungsverfahren - Google Patents

Verlustarmer gleichspannungswandler und zugehöriges ansteuerungsverfahren

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Publication number
EP4473647A1
EP4473647A1 EP23702028.4A EP23702028A EP4473647A1 EP 4473647 A1 EP4473647 A1 EP 4473647A1 EP 23702028 A EP23702028 A EP 23702028A EP 4473647 A1 EP4473647 A1 EP 4473647A1
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EP
European Patent Office
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voltage
converter
switch
sub
input
Prior art date
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Pending
Application number
EP23702028.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Günter ACHLEITNER
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Fronius International GmbH
Original Assignee
Fronius International GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fronius International GmbH filed Critical Fronius International GmbH
Publication of EP4473647A1 publication Critical patent/EP4473647A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices

Definitions

  • the present invention relates to an electrical DC voltage converter with an input, an output and a reference potential for converting an input DC voltage dropping between the input and the reference potential into an output DC voltage dropping between the output and the reference potential.
  • the DC-DC converter comprises a first and a second sub-voltage converter, in each of which an electrical choke, each with a choke input and a choke output, a switch switched at a predetermined switching frequency, each with a switch input and a switch output, and in each case a flow control valve, each with a flow control valve input and a flow control valve output, are provided.
  • the chokes provided in the sub-voltage converters are connected via the respective choke input to the input of the DC-DC converter and via the respective choke output via a node of the respective sub-voltage converter to the switch input of the respective switch and to the current valve input of the respective flow control valve is electrically conductively connected.
  • the switch output of the respective switch is electrically conductively connected to the reference potential, and the respective current valve output of the respective current valve is electrically conductively connected to the output of the DC voltage converter.
  • switching losses are those electrical power losses that are converted at an electronic switch when it is switched on and off.
  • electrical power is defined as the product of electrical current and electrical voltage.
  • switching losses are to be understood as the product of the voltage drop across the switch and the current flowing through the switch.
  • a switch is in the non-conducting, ie blocking or switched off or open state, a (usually not negligible) voltage drops across the switch.
  • the blocking state the voltage drop across the switch is maximum, while the current through the semiconductor switch is minimal - ideally zero. In the ideal case, accordingly, no power loss is converted at an open switch.
  • a switch is in the conducting, i.e. switched on or closed, state, the current flowing through the switch is at a maximum, while the voltage drop across the switch is at a minimum - ideally zero again. This means that even when the switch is conductive (little to) no power loss is converted.
  • switching frequency ie the frequency with which a switch is switched on and off
  • the number of switching processes that occur in a given time interval switching losses are also directly proportional to the given switching frequency. This circumstance is particularly relevant in the case of DC-DC converters, since in the case of DC-DC converters it is only possible to use small and inexpensive components, such as small and inexpensive chokes, i.e. smaller and inexpensive coils, and/or small and inexpensive capacitors, by switching at high switching frequencies.
  • a direct voltage converter also known as a “DC-DC converter” and well known from the prior art, is known to allow the conversion of an input direct voltage applied to the input of the direct current converter into an output direct voltage output at the output of the direct current converter.
  • the output DC voltage can have a higher, lower, inverted, but also the same voltage level compared to the input DC voltage. Due to the diverse areas of application of DC-DC converters, e.g. in PC power supplies, Household appliances, electric motors, etc., the problem of reducing switching losses in DC/DC converters is still an important research question in the field of power electronics.
  • One way of reducing the switching losses of a DC-DC converter is to reduce the above-mentioned switching times of the switches used in a DC-DC converter. This can be done, for example, by increasing the drive currents used. However, increased control currents usually result in a deterioration in the EMC properties ("electromagnetic compatibility") of a DC-DC converter, which is why this approach often cannot be used in practice.
  • WO 2020/011786 A1 discloses a topology of a DC voltage converter in which the switches used for DC voltage conversion are followed by a compensation capacitor and another bidirectional short-circuit switch to reduce switching losses. Due to the interaction of the chokes provided in the DC-DC converter, the compensation capacitor mentioned and the bidirectional short-circuit switch mentioned, the current and voltage at the switches are time-shifted from one another in such a way that there is only a slight overlap of large voltage values and large current values at the switches, as a result of which the switching losses that occur be reduced as a direct consequence.
  • the bidirectional short-circuit switch additionally provided in WO 2020/011786 A1 for switching relief entails increased costs and, in particular, increased control complexity. Furthermore, the bidirectional short-circuit switch introduces another source of switching losses into the DC/DC converter under consideration. In the concept described in WO 2020/011786 A1, an evaluation or detection circuit must also be provided, which determines or defines the times at which the bidirectional short-circuit switch is to be switched.
  • CN 103095114 B also describes a topology of a DC voltage converter for low-loss use at high switching frequencies. For this purpose, CN 103095114 B proposes an additional load-relief circuit, which also entails additional costs and increased circuit complexity.
  • the independent claims describe a DC-DC converter and an associated control method.
  • the DC-DC converter according to the invention has an input, an output and a reference potential for converting an input DC voltage dropping between the input and the reference potential into an output DC voltage dropping between the output and the reference potential, as well as a first and a second sub-voltage converter.
  • each of the sub-voltage converters are an electrical choke, each with a choke input and a choke output, a switch each, which is switched in a switching period that recurs at a predetermined switching frequency, each with a switch input and a switch output, as well as in each case a flow control valve, in particular in the form of a suitably selected diode, such as a Schottky diode or a Zener diode or another diode, each having a flow control valve input and a flow control valve output.
  • a flow control valve in particular in the form of a suitably selected diode, such as a Schottky diode or a Zener diode or another diode, each having a flow control valve input and a flow control valve output.
  • the chokes provided in the voltage sub-converters are electrically conductively connected via the respective choke input to the input of the DC-DC converter and via the respective choke output via a node of the respective sub-voltage converter to the switch input of the respective switch and to the current valve -Input of the respective current valve electrically conductively connected.
  • the switch output of the respective switch is electrically conductively connected to the reference potential, and the respective current valve output of the respective current valve is electrically conductively connected to the output of the DC voltage converter.
  • the chokes provided in the voltage sub-converters are magnetically coupled by means of a magnetic core and wound in opposite directions.
  • the opposite winding of the chokes ie opposite winding sense, winding beginning and end of the winding of the respective chokes are arranged in opposite directions) ensures that the directions of the magnetic fluxes caused by the chokes in the magnetic core are opposite.
  • the transformation ratio between the chokes provided in the sub-voltage converters, which describes in particular the relation of the number of turns of the chokes, and the leakage inductances formed by these chokes are chosen according to the invention such that the effect of Main inductance, which is formed by the coupled chokes, is eliminated on the currents flowing in the respective sub-voltage converters.
  • the dynamics of the currents flowing in the respective voltage sub-converters can be specified solely by the leakage inductances that form due to the magnetic coupling of the chokes in the respective voltage sub-converter. Since stray inductances are much smaller (typically 1% - 5% of the total inductance) than the main inductances that are usually given, a much faster current dynamic can be achieved in this way.
  • the leakage inductances which form due to the magnetic coupling of the chokes in the respective sub-voltage converter, are also adapted to the specified switching frequency in such a way that there is a gap phase in the currents flowing through the chokes during the switching periods for switching the switches.
  • a gap phase is to be understood as a time phase or a time interval in which the currents flowing through the inductors become zero at at least one point in time.
  • the leakage inductances that form depend on the core size of the magnetic core, the core geometry, the number of windings in the chokes and also on the power to be transmitted. Using numerical and/or simulation-based design methods, which are known to a person skilled in the field of electrical engineering, these parameters can be suitably selected and optimized in order to design the resulting leakage inductances accordingly.
  • a snubber capacitor can sometimes contribute to significant further improvements in the operating behavior of the DC-DC converter according to the invention.
  • the coupled chokes and a snubber capacitor that is advantageously connected in between act synergistically and jointly determine the resulting current dynamics of the choke currents flowing through the chokes:
  • the inductance values of the chokes have an influence on the steepness of the resulting current edges, and on the other hand, the capacitance of the snubber capacitor determines , how quickly the voltages dropping at the chokes change.
  • the relieving capacitor and the chokes can therefore be matched to one another in an advantageous manner in order to implement the gap phases according to the invention.
  • the snubber capacitor can also be matched to the switching frequency for operating the DC-DC converter or to the leakage inductances of the chokes in order to be able to guarantee the best possible operating behavior of the DC-DC converter.
  • a target transformation ratio adapted to the switching frequency can be specified.
  • the chokes, their windings and their number of turns, and the remaining electronic components provided in the DC-DC converter can be designed in such a way that the transmission ratio that actually occurs in practical implementation corresponds as closely as possible to the specified target transmission ratio.
  • Reasons for a deviation of the actual gear ratio from a predetermined target gear ratio can lie, for example, in manufacturing tolerances, in dirt effects, in component variations or in other non-linear effects.
  • a maximum deviation can also be specified for the transmission ratio, which defines the maximum upward and downward deviation of a transmission ratio that actually occurs in practical implementation from the specified target transmission ratio. In the practical implementation of the DC-DC converter according to the invention is then to ensure that the deviation between actual transmission ratio and target transmission ratio does not exceed the specified maximum deviation.
  • the value 1 for the setpoint transmission ratio corresponds to a ratio of the number of turns of the chokes provided in the sub-voltage converters of 1:1.
  • a relative value of 10% can preferably be selected as the maximum deviation from such a target transmission ratio. In such a case, the transmission ratio must not deviate from the selected target transmission ratio (ideally the value 1) by more than ⁇ 10%. Likewise, a relative value of 20% or even 30% can be selected for the maximum deviation from the target transmission ratio.
  • the transformation ratio is equal to the value 1, a particularly effective elimination of the effect of the main inductance on the curves or the dynamics of the currents is possible, as a result of which the desired gap phases can be ensured simply by suitably selecting the leakage inductances.
  • a target ratio can also be specified for the ratio of the leakage inductances, and a tolerable maximum deviation can also be specified for this target ratio, such as 10%, or 20%, or 30%.
  • smoothing capacitors can be connected parallel to the output of the DC-DC converter but also parallel to the input of the DC-DC converter in the DC-DC converter according to the invention.
  • the output voltage and also the input voltage can be additionally smoothed and, for example, voltage ripples that otherwise remain in the output voltage can be reduced.
  • the DC-DC converter according to the invention can be activated in accordance with an activation sequence.
  • the switch of the first voltage sub-converter and the switch of the second voltage sub-converter are closed at the same time. Then the switch of the first sub-voltage converter is opened and after that the switch of the second sub-voltage converter is also opened. Subsequently, the switch of the first sub-voltage converter and the switch of the second sub-voltage converter are closed simultaneously again. Then the switch of the second sub- Voltage converter opened and ultimately opened the switch of the first sub-voltage converter.
  • Such a control sequence for controlling the electrical DC-DC converter is preferably carried out cyclically by starting a new, further control sequence with the closing of the switches of the two voltage sub-converters after the switch of the second sub-voltage converter has opened.
  • a predetermined waiting time can be waited between two sequentially executed control sequences, which in turn can be selected as a function of the switching frequency and the load on the DC-DC converter.
  • a further advantageous aspect of the present invention allows an additional improvement in the efficiency of the DC-DC converter according to the invention over and above the advantages already mentioned.
  • the fact that an advantageously provided snubber capacitor is not short-circuited by a short-circuit switch within the scope of the present invention can lead to small but still present voltages forming on the snubber capacitor even in the gap phases provided according to the invention. It was recognized here that these voltages are usually present in the form of oscillations, since the snubber capacitor forms a circuit capable of oscillating with the chokes of the voltage sub-converters.
  • the switches can always be closed at points in time at which a voltage oscillation dropping across the snubber capacitor assumes a local minimum with regard to its course over time.
  • the voltage swing dropping at the snubber capacitor can be detected by measurement and it can be determined whether the measured voltage swing assumes a local minimum or is close to a local minimum.
  • FIGS. 1 to 10 show advantageous configurations of the invention by way of example, schematically and not restrictively. while showing
  • Fig. 9 Points over time of a voltage drop across a switch, at which the switches of the DC-DC converter can be switched with particularly low losses
  • the DC-DC converter 300 has an input E, an output A and a reference potential G for converting an input DC voltage Ue falling between the input E and the reference potential G into an output DC voltage U a falling between the output A and the reference potential G, as well as a first voltage sub-converter 11A and a second voltage sub-converter 11B.
  • the basic mode of operation of a DC-DC converter 300 is well known here, which is why it is not discussed in detail at this point.
  • the provided in the sub-voltage converters 11 A, 11 B chokes Li, L2 are electrically conductively connected via the respective choke input LE1, LE2 to the input E of the DC-DC converter and via the respective choke output LAi, LA2 via a node K1, K2 of the respective sub-voltage converter 11A, 11B is electrically conductively connected to the switch input SE1, SE2 of the respective switch Si, S2 and to the current valve input DE1, DE2 of the respective current valve Di, D2.
  • the switch output SA1, SA2 of the respective switch Si, S2 is electrically conductively connected to the reference potential G, and the respective current valve output DA1, DA2 of the respective current valve Di, D2 is electrically conductively connected to the output A of the DC voltage converter.
  • FIG. 1 shows a load RL, which can be supplied by the DC-DC converter 300 and is therefore not part of the DC-DC converter 300 itself is. For this reason, the (resistive) load R is shown as a broken line.
  • Fig. 2 shows an example of a circuit of a DC-DC converter 100 according to the invention.
  • Features such as the switches Si, S2, the chokes Li, L2, or the current valves Di, D2, which are provided in the same way in the DC-DC converter 300 shown in FIG assigned the same reference number in FIG. Also shown in FIG.
  • the DC-DC converter 100 can also supply a resistive load R, which is indicated by dashed lines in FIG.
  • the DC-DC converter 300 shown in FIG. 1 and the DC-DC converter 100 shown in FIG. 2 differ by the coupling of the chokes Li, L2 by an iron core Fe, by the opposite winding of the chokes Li, L2, by a special tuning of the resulting leakage inductances L ffl , L ff2 , and by omitting the bidirectional unloader switch SB.
  • the smoothing capacitors C e , C a shown in FIG. 1 are not provided since they are not essential for the function of the DC-DC converter 100 according to the invention. However, these can be supplemented without restricting the functionality of the DC-DC converter 100 according to the invention.
  • a snubber capacitor CB can be provided in order to also enable the switches Si, S2 to be opened without voltage.
  • the bidirectional short-circuit switch SB shown in FIG. 1 can be dispensed with, since the snubber capacitor CB is always automatically almost completely free of voltage as a result of the coupling of the chokes according to the invention. This circumstance also represents a significant advantage for practical application.
  • the snubber capacitor CB influences the current dynamics of the currents i Li , ii2 flowing through the inductors Li, L2, so that the snubber capacitor CB offers a further possibility of intervention in the edge gradients ⁇ i L2 of these streams i L i, ii_2.
  • a snubber capacitor CB can therefore not only be used to enable the switches Si, S2 to be opened without voltage, but also be matched, for example, to the leakage inductances L ffl , L ff2 in order to achieve a specified current dynamic or specified edge gradients to realize and bring about the desired gap phases.
  • the chokes Li, L2 that are provided delay the build-up of the switch currents i Si , is2 flowing through the switches Si, S2, starting from a current-free state (“intermittent phase”, currents through the chokes Li, L2 are zero) in such a way that that the switch currents i Si , is2 only reach their maximum values when the switch voltages usi, us2 dropping across the switches Si , S2 have long dropped.
  • gap phases occur in each switching period Ts is here, as described, determined by a suitable choice of the leakage inductances resulting in the voltage sub-converters
  • a design of the chokes Li, L2 can preferably be derived from a previously performed design of the leakage inductances L ffl , L ff2 , since the main inductance Lh, as described, has no effect on the currents i Li , ii_2 and the focus in the design is therefore initially on the Leakage inductances L ffl , L ff2 can be laid.
  • the leakage inductances L ffl , L ff2 of the chokes Li, L2 can be calculated on the basis of specified parameters (e.g.: output voltage, power, switching frequency, ). If one wants to cover a specified input voltage range with a specified minimum input voltage U e ,min and a specified maximum input voltage U e ,max, in the case of a resistive load R of the DC-DC converter 100 depending on the input voltage U e, the so-called critical inductance can be adjusted accordingly the formula to be determined.
  • D represents the duty cycle, which is well known from power electronics and which, as is known, describes the switch-on duration of a switch in relation to the switching period T s .
  • the input loop also provided for in the above formula
  • Direct voltage U e the output direct voltage U a and the load resistance R also correspond to the quantities known from the previous statements.
  • the critical inductance L C rit specifies a limit value for the inductances used, below which discontinuous operation occurs in a DC-DC converter 100 and above which continuous operation occurs.
  • Leakage inductances L ffl , L ff2 can be selected by first calculating the smallest possible critical inductance L critimin for all possible input voltage values U e according to the above formula. This results for the smallest input voltage U e min j D 2 R L ii Ug üf m ilL i L n iL
  • the stray inductances L ffl , L ff2 can now be selected by dividing this smallest possible critical inductance L critimin among the stray inductances L ffl , L ff2 , i.e is chosen. This choice ensures that the leakage inductances L ffl , L ff2 for each input voltage U e are below the critical inductance L crit resulting for the respective input voltage U e .
  • a target transmission ratio a* can be specified.
  • the target transmission ratio a* is chosen to be equal to 1, ie a ratio of the number of turns of the chokes Li, L2 of 1:1 is chosen.
  • deviations in the transmission ratio a from the specified target transmission ratio a* can often be tolerated, particularly if these deviations are less than a specified maximum deviation.
  • a relative value of 10% can preferably be selected as the maximum deviation from a target transmission ratio a*.
  • a relative value of 20%, or even 30% can be selected for the maximum deviation from the target transmission ratio a*.
  • Symmetry with regard to the inductor currents i Li , ii_2 means that the time curves of the inductor currents i Li , ii_2 do not differ except for a time shift.
  • CCM continuous current mode
  • the value 1 is also ideally assigned to the ratio of the leakage inductances L ffl , L ff2 of the respective sub-voltage converters 11 A, 11 B. Deviations in the ratio of leakage inductances L ffl , L ff2 from a predetermined target ratio (e.g. the value 1) of less than ⁇ 20%, but preferably less than ⁇ 10%, can be tolerated in the usual practical cases, so that despite deviations low-loss operation of the DC-DC converter 100 according to the invention can be ensured.
  • a predetermined target ratio e.g. the value 1
  • FIGS. 3-8 show example curves of currents and voltages as can occur during operation of a DC-DC converter 100 according to the invention with a snubber capacitor CB.
  • the activation sequence of the switches Si, S2 used to generate the illustrated current and voltage curves will also be discussed.
  • a first control step 1 the switch S1 of the first voltage sub-converter 11A and the switch S2 of the second voltage sub-converter 11B are closed.
  • the choke outputs LAi, LA2 are electrically connected to the reference potential G, as shown in FIG. 3a (left).
  • the entire input DC voltage U e at the inductors Li, L2 drops and the inductor currents i Li , ii_2 in the inductors Li, L2 increase.
  • the associated current curves are shown in Fig. 3b in the interval Ai.
  • a second control step 2 the switch S1 of the first sub-voltage converter 11A is opened, which is shown in FIG. 4a. This results in the first sub-voltage converter, the current path via the initially uncharged snubber capacitor CB. The current curves that are established in this way are shown in FIG. 4b, the associated interval is now A21.
  • a third control step 3 the switch S2 of the second voltage sub-converter 11B is now also opened, as a result of which the current path shown in FIG. 6a is initially established.
  • the current path shown in FIG. 6a initially runs via the snubber capacitor CB.
  • the associated time interval in Figure 7b is A3.
  • the inductor currents i Li , ii_2 flowing through the inductors Li , L2 decrease.
  • the slope of the inductor currents i Li , ii_2 is defined by the leakage inductances L ffl , L ff2 in the sub-voltage converters.
  • the gradients must be so great that the currents can be brought to zero before the end of a control period T s . Only in this way is it possible to switch on or close the switches Si, S2 without current, which is precisely ensured by the topology according to the invention.
  • FIG. 8 shows how a new switching period can be started by closing the switches Si 1 , S2 again.
  • the only difference between the sequence of the first to third activation steps 1-3 and the sequence of the fourth to sixth activation steps 4-6 is that in a fifth activation step 5 first the switch S2 of the second sub-voltage converter 11 B and only in a sixth Driving step 6 the switch S1 of the first sub-voltage converter 11A is opened.
  • the switch current iSi would increase and the switch current is2 go to zero, and not vice versa as in the second activation step 2.
  • the time interval A3 begins at the point in time when the snubber capacitor CB is discharged.
  • a capacitor is discharged when it no longer holds any electrical charge and when, as a result, no more electrical voltage drops across it. If there is no longer a voltage drop across the snubber capacitor CB, this means that the nodes K1, K2 have the same electrical potential.
  • both inductor currents i Li , ii_2 reach the value zero at the same time. This means that there is at least one point in time when both inductor currents i Li , ii_2 and thus also the total current across both inductors Li , L2 are zero at the same time.
  • the total current across both inductors L1, L2 is at the same time the input current in the DC/DC converter 100, which therefore becomes zero at least at one point in time, which also contributes to a reduction in losses.
  • a particularly advantageous embodiment can be achieved in that the inductor currents i L i , ii_2 flowing through the inductors Li, L2 simultaneously increase at at least one point in time during the intermittent phases A L provided according to the invention be brought to zero.
  • the electrical state of the snubber capacitor CB ie the electrical charge it holds or the electrical voltage drop across it, is advantageously taken into account during the operation of the DC-DC converter 100 .
  • the point in time of the simultaneous closing of the switches Si, S2 can be selected depending on the snubber capacitor CB and/or its electrical state, or the pause between the opening of the switches Si, S2 can be adapted to the snubber capacitor CB and/or its electrical state become.
  • a control unit can be provided in the DC-DC converter 100 for driving the switches Si , S2 .
  • a control unit of this type can determine ignition pulses or control signals in a manner that is well known in the field of power electronics and feed them to the switches Si, S2 in order to control them.
  • a control unit can also be implemented separately from a DC-DC converter 100 and only be wired to the switches Si, S2 in order to control them. Possible implementations of such a control unit are given, among other things, by microprocessor-based hardware, such as microcontrollers and integrated circuits (ASIC, FPGA).
  • a further aspect of the present invention allows, beyond the advantages mentioned, an additional improvement in the efficiency TJ of the DC-DC converter 100.
  • a discharge capacitor CB is not short-circuited by a short-circuit switch SB within the scope of the present invention can also occur in the gap phases mentioned small but still present voltages u c at the snubber capacitor CB, which is shown in FIG. 9 shows a gap interval A L taken from the previous figures.
  • the voltages u c are present in the gap interval A L shown in the form of oscillations, since the snubber capacitor CB forms an oscillating circuit with the inductors Li, L2.
  • oscillations in the switch voltages usi, us2 can be used to close the switches Si, S2 with particularly low losses.
  • the first and fourth activation steps 1 and 4 of the activation sequence described above, i.e. the closing of the switches Si, S2, can take place at switching times VP (“Valley Points”, “Valley Switching”), in which the switch voltages usi , us2 assume only low voltage values compared to the input voltage U e .
  • the points in time at which the switch voltages usi, us2 assume only low values are, in particular, those points in time at which the switch voltages usi, us2 are in a trough of the corresponding (sinusoidal) oscillation.
  • the switch voltages usi, us2 assume local minima in oscillation troughs with regard to their time curves, which is shown as an example in FIG. 9b.
  • the switch voltages usi, us2 dropping at the switches Si, S2 can be measured. Measured values of the switch voltages usi, us2 can subsequently be transmitted to a control unit, in which it can be checked whether the switch voltages usi, us2 are sufficiently low, or whether they even assume a local minimum, or whether they are close one local minimus lie.
  • the switch voltages usi, us2 dropping at the switches Si, S2 can be measured in a form of valley switching applied to the DC-DC converter 100 according to the invention.
  • the measured switch voltages usi, us2 can be transmitted to a control unit via a suitable interface and a comparator signal UK can be determined or generated in the control unit from the measured switch voltages usi, us2, for example by comparing one of the switch voltages usi , us2 with a predetermined threshold U x .
  • a comparator signal UK can also correspond to one of the measured switch voltages usi, us2.
  • a comparator signal can also correspond to a filtered, for example low-pass filtered, version of one of the measured switch voltages usi, us2.
  • the switch voltages usi, us2 can also be combined to form a comparator signal, for example by averaging between the two switch voltages usi, us2.
  • a circuit for implementing the steps described above is shown in Figure 9a.
  • a measured switch voltage usi, us2 is first compared with a predetermined limit U x .
  • the result of this comparison is also logically ANDed with the signal UPWM.
  • the signal UPWM is a pulsed control signal with a predetermined switching frequency, with which the switches Si, S2 are opened and closed as part of a PWM (pulse width modulation).
  • PWM pulse width modulation
  • another control method could also be used, such as PFM (pulse frequency modulation).
  • the limit U x can be specified, for example, in the form of a relative value of the input voltage U e .
  • a limit U x in the form of a relative value of the input voltage U e it can be required that the comparator signal has to fall below the limit in order to be able to switch the switches Si , S2 .
  • a relative value of 30% of the input voltage U e can be specified for the barrier, or a relative value of 20% of the input voltage U e can be specified, or a relative value of 10% of the input voltage U e can be specified, or preferably also a Relative value of 1% of the input voltage U e be specified. If the comparator signal UK falls below this limit, the switches Si, S2 can be closed.
  • FIG. 10 shows how the described measures can affect the efficiency of a DC-DC converter 100 . It shows achievable efficiencies TJ over an input power P in fed into a DC-DC converter 100, 300.
  • the efficiency J/ 100 that can be achieved with the DC-DC converter 100 according to the invention is shown as a solid line, while the efficiency J/ 300 that is possible with a DC-DC converter 300 according to the prior art is shown as a dashed line. It can be seen that significant improvements in the efficiency TJ are possible, particularly in the lower power range.

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Abstract

Es wird ein verlustarmer Gleichspannungswandler (100) angegeben, dessen Drosseln (L1, L2) gegensinnig gewickelt und mittels eines magnetischen Kerns (Fe) magnetisch gekoppelt sind, und dessen Streuinduktivitäten (LSig1, LSig2), welche sich aufgrund der magnetisch gekoppelten Drosseln (L1, L2) ausbilden, derart an die vorgegebene Schaltfrequenz (fs) zum Schalten der Schalter (S1, S2) des Gleichspannungswandlers (100) angepasst sind, dass sich in den sich aus der Schaltfrequenz (fs) ergebenden Schaltperioden (Ts) stets zumindest eine Lückphase (ΔL) einstellt.

Description

Verlustarmer Gleichspannungswandler und zugehöriges Ansteuerungsverfahren
Die gegenständliche Erfindung betrifft einen elektrischen Gleichspannungswandler mit einem Eingang, einem Ausgang und einem Bezugspotential zur Wandlung einer zwischen dem Eingang und dem Bezugspotential abfallenden Eingangs-Gleichspannung in eine zwischen dem Ausgang und dem Bezugspotential abfallende Ausgangs-Gleichspannung. Der Gleichspannungswandler umfasst einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler, in denen jeweils eine elektrische Drossel mit je einem Drossel-Eingang und einem Drossel- Ausgang, jeweils ein mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz geschalteter Schalter mit je einem Schalter-Eingang und einem Schalter-Ausgang, sowie jeweils ein Stromventil mit je einem Stromventil-Eingang und einem Stromventil-Ausgang vorgesehen sind. Die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln sind dabei über den jeweiligen Drossel- Eingang mit dem Eingang des Gleichspannungswandlers und über den jeweiligen Drossel- Ausgang über einen Knotenpunkt des jeweiligen Sub-Spannungswandlers mit dem Schalter- Eingang des jeweiligen Schalters sowie mit dem Stromventil-Eingang des jeweiligen Stromventils elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang des jeweiligen Schalters ist mit dem Bezugspotential elektrisch leitend verbunden, und der jeweilige Stromventil- Ausgang des jeweiligen Stromventils ist mit dem Ausgang des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden.
Unter Schaltverlusten versteht man in der Leistungselektronik jene elektrischen Verlustleistungen, die an einem elektronischen Schalter während des Ein- und Ausschaltens umgesetzt werden. Bekanntermaßen ist elektrische Leistung als das Produkt von elektrischem Strom und elektrischer Spannung definiert. Auf einen elektronischen Schalter bezogen, wie insbesondere einen Halbleiterschalter, sind Schaltverluste demnach als das Produkt der am Schalter abfallenden Spannung mit dem durch den Schalter fließenden Strom aufzufassen.
Befindet sich ein Schalter im nichtleitenden, also sperrenden oder ausgeschalteten oder geöffneten Zustand, fällt eine (üblicherweise nicht vernachlässigbare) Spannung am Schalter ab. Im sperrenden Zustand wird die am Schalter abfallende Spannung maximal, der Strom durch den Halbleiterschalter demgegenüber minimal - im Idealfall null. Im Idealfall wird an einem geöffneten Schalter dementsprechend keine Verlustleistung umgesetzt. Befindet sich ein Schalter im leitenden, also eingeschalteten oder geschlossenen Zustand, wird der durch den Schalter fließende Strom maximal, die am Schalter abfallende Spannung demgegenüber minimal - im Idealfall wiederum null. Somit wird auch im leitenden Zustand am Schalter (wenig bis) keine Verlustleistung umgesetzt.
Zwischen dem leitenden und dem nichtleitenden Zustand, wo gemäß den vorgehenden Ausführungen Minima hinsichtlich der entstehenden Verlustleistung auftreten, sind bei einem realen Schalter jedoch üblicherweise weder die am Schalter abfallende Spannung, noch der durch den Schalter fließende Strom gleich null, wodurch es während dieser sogenannten „Umschaltzeiten“ zu teils signifikanten Verlustleistungen kommen kann.
In diesem Zusammenhang ist wesentlich, dass reale elektronische Schalter, wie beispielsweise Bipolartransistoren, IGBTs („Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren“), Feldeffekttransistoren, oder auch Thyristoren, endliche Umschaltzeiten aufweisen, also nicht augenblicklich von einem leitenden in einen nichtleitenden Zustand und umgekehrt umgeschaltet werden können. Das gilt unabhängig vom in den elektronischen Schaltern verwendeten Halbleitermaterial. Sowohl siliciumbasierte (Si) elektronische Schalter, als auch mit neuen Halbleitermaterialien, wie Siliciumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN), aufgebaute elektronische Schalter weisen endliche Umschaltzeiten auf.
Beim Ein- bzw. Ausschalten eines Schalters wird folglich zwangsläufig jener Bereich durchlaufen, in dem sowohl Spannung als auch Strom ungleich null sind und demnach Verlustleistungen auftreten. Für dieses reale Verhalten, dass ein Schalter während eines Umschaltvorgangs weder vollständig sperrt noch vollständig leitet und demnach Verlustleistungen ausbildet, existiert eine Vielzahl von Gründen, die dem Fachmann auf dem Gebiet der Leistungselektronik hinlänglich bekannt sind. So muss beispielsweise bei Feldeffekttransistoren erst die Gatekapazität umgeladen werden, ehe der Feldeffekttransistor ein- bzw. ausschalten kann. Bei Bipolartransistoren müssen z.B. beim Ausschalten zunächst die noch freien Ladungsträger aus der Basis geräumt werden, wodurch das Ausschalten verzögert wird.
Da die Schaltfrequenz, also jene Frequenz, mit der ein Schalter ein- und ausgeschaltet wird, die Anzahl der in einem vorgegebenen Zeitintervall auftretenden Umschaltvorgänge festlegt, sind Schaltverluste weiters direkt proportional zur vorgegebenen Schaltfrequenz. Dieser Umstand ist speziell bei Gleichspannungswandlern relevant, da bei Gleichspannungswandlern erst durch das Schalten mit hohen Schaltfrequenzen eine Verwendung kleiner und kostengünstiger Bauteile, wie kleiner und kostengünstiger Drosseln, also kleiner und kostengünstiger Spulen, und/oder kleiner und kostengünstiger Kondensatoren, möglich wird.
Ein Gleichspannungswandler, auch „DC-DC-Wandler“ genannt und aus dem Stand der Technik hinlänglich bekannt, erlaubt bekanntermaßen die Wandlung einer am Eingang des Gleichspannungswandlers angelegten Eingangs-Gleichspannung in eine am Ausgang des Gleichspannungswandlers ausgegebene Ausgangs-Gleichspannung. Die Ausgangs- Gleichspannung kann dabei im Vergleich zur Eingangs-Gleichspannung ein höheres, niedrigeres, invertiertes, aber auch gleiches Spannungsniveau aufweisen. Aufgrund der vielfältigen Einsatzgebiete von Gleichspannungswandlern, z.B. in PC-Netzteilen, Haushaltsgeräten, Elektromotoren usw., stellt das Problem der Schaltverlustreduktion bei Gleichspannungswandlern eine nach wie vor wesentliche Forschungsfrage auf dem Gebiet der Leistungselektronik dar.
Eine Möglichkeit, um Schaltverluste eines Gleichspannungswandlers zu reduzieren, ist hierbei durch die Verringerung der oben genannten Umschaltzeiten der in einem Gleichspannungswandler eingesetzten Schalter gegeben. Das kann beispielsweise durch eine Erhöhung der eingesetzten Ansteuerungsströme erfolgen. Erhöhte Ansteuerungsströme haben jedoch meist eine Verschlechterung der EMV-Eigenschaften („Elektromagnetische Verträglichkeit“) eines Gleichspannungswandlers zur Folge, weshalb dieser Ansatz in der Praxis oft nicht angewandt werden kann.
Die Problemstellung der Schaltverlustreduktion bei gleichzeitiger Erhöhung der Schaltfrequenz bei Gleichspannungswandlern ist im Stand der Technik bekannt. So offenbart die WO 2020/011786 A1 eine Topologie eines Gleichspannungswandlers, bei der den Schaltern, die zur Gleichspannungswandlung eingesetzt werden, zur Reduktion von Schaltverlusten ein Ausgleichskondensator sowie ein weiterer, bidirektionaler Kurzschlussschalter nachgeschaltet sind. Durch das Zusammenspiel der im Gleichspannungswandler vorgesehenen Drosseln, des genannten Ausgleichskondensators und des genannten bidirektionalen Kurzschlussschalters werden Strom und Spannung an den Schaltern zeitlich derart voneinander verschoben, dass eine nur noch geringe Überlappung von großen Spannungswerten und großen Stromwerten an den Schaltern auftritt, wodurch die auftretenden Schaltverluste in unmittelbarer Konsequenz reduziert werden. Der in der WO 2020/011786 A1 zusätzlich vorgesehene bidirektionale Kurzschlussschalter zur Schaltentlastung bringt jedoch erhöhte Kosten und insbesondere eine gesteigerte Ansteuerungskomplexität mit sich. Überdies wird durch den bidirektionalen Kurzschlussschalter eine weitere Quelle für Schaltverluste in den betrachteten Gleichspannungswandler eingeführt. Im in der WO 2020/011786 A1 beschriebenen Konzept muss überdies zusätzlich eine Auswerte- bzw. Erfassungsschaltung vorgesehen werden, welche ermittelt bzw. festlegt, zu welchen Zeitpunkten der bidirektionale Kurzschlussschalter zu schalten ist.
Auch die CN 103095114 B beschreibt eine Topologie eines Gleichspannungswandlers für einen verlustarmen Einsatz bei hohen Schaltfrequenzen. Zu diesem Zweck schlägt die CN 103095114 B einen zusätzlichen Entlastungskreis vor, welcher ebenfalls zusätzliche Kosten sowie eine gesteigerte Schaltungskomplexität mit sich bringt.
Sämtliche in den zitierten Druckschriften vorgeschlagenen Ansätze führen demzufolge zu einer erhöhten Schaltungskomplexität sowie zu erhöhten Kosten. Es ist demnach eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, einen kostengünstigen, verlustarmen sowie einfach zu steuernden Gleichspannungswandler und ein zugehöriges Ansteuerungsverfahren anzugeben, um eine verlustarme Wandlung einer Eingangs- Gleichspannung in eine Ausgangs-Gleichspannung zu ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die unabhängigen Ansprüche beschreiben hierbei einen Gleichspannungswandler sowie ein zugehöriges Ansteuerungsverfahren.
Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler weist einen Eingang, einen Ausgang und ein Bezugspotential zur Wandlung einer zwischen dem Eingang und dem Bezugspotential abfallenden Eingangs-Gleichspannung in eine zwischen dem Ausgang und dem Bezugspotential abfallende Ausgangs-Gleichspannung auf, sowie einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler.
In den Sub-Spannungswandlern sind jeweils eine elektrische Drossel mit je einem Drossel- Eingang und einem Drossel-Ausgang, jeweils ein Schalter, welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz wiederkehrenden Schaltperiode geschaltet wird, mit je einem Schalter-Eingang und einem Schalter-Ausgang, sowie weiters jeweils ein Stromventil, insbesondere in Form einer geeignet gewählten Diode, wie einer Schottky-Diode oder einer Zener-Diode oder einer anderen Diode, mit je einem Stromventil-Eingang und einem Stromventil-Ausgang vorgesehen. Die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln sind über den jeweiligen Drossel-Eingang mit dem Eingang des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden und über den jeweiligen Drossel- Ausgang über einen Knotenpunkt des jeweiligen Sub-Spannungswandlers mit dem Schalter- Eingang des jeweiligen Schalters sowie mit dem Stromventil-Eingang des jeweiligen Stromventils elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang des jeweiligen Schalters ist elektrisch leitend mit dem Bezugspotential verbunden, und der jeweilige Stromventil- Ausgang des jeweiligen Stromventils ist elektrisch leitend mit dem Ausgang des Gleichspannungswandlers verbunden.
Erfindungsgemäß sind die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln mittels eines magnetischen Kerns magnetisch gekoppelt und gegensinnig gewickelt. Durch die gegensinnige Wicklung der Drosseln (d.h. entgegengesetzter Wickelsinn, Wicklungsanfang und Wicklungsende der jeweiligen Drosseln sind entgegengesetzt angeordnet), wird sichergestellt, dass die Richtungen der durch die Drosseln im magnetischen Kern verursachten magnetischen Flüsse entgegengesetzt sind. Das Übersetzungsverhältnis zwischen den in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln, das insbesondere die Relation der Windungszahlen der Drosseln beschreibt, und die von diesen Drosseln gebildeten Streuinduktivitäten sind erfindungsgemäß derart gewählt, dass die Wirkung der Hauptinduktivität, welche von den gekoppelten Drosseln gebildet wird, auf die in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern fließenden Ströme eliminiert wird. Auf diese Weise kann die Dynamik der in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern fließenden Ströme alleine durch die Streuinduktivitäten, welche sich aufgrund der magnetischen Kopplung der Drosseln in den jeweiligen Sub-Spannungswandler ausbilden, vorgegeben werden. Da Streuinduktivitäten wesentlich kleiner sind (typischerweise bei 1% - 5% der Gesamtinduktivität) als die üblicherweise gegebenen Hauptinduktivitäten, kann auf diese Weise eine wesentlich schnellere Stromdynamik erreicht werden.
Die Streuinduktivitäten, welche sich aufgrund der magnetischen Kopplung der Drosseln in den jeweiligen Sub-Spannungswandler ausbilden, sind weiters derart an die vorgegebene Schaltfrequenz angepasst, dass sich während der Schaltperioden zum Schalten der Schalter eine Lückphase in den durch die Drosseln fließenden Ströme einstellt. Als Lückphase ist hierbei bekanntermaßen eine zeitliche Phase bzw. ein zeitliches Intervall zu verstehen, in welchem die durch die Drosseln fließenden Ströme an zumindest einem Zeitpunkt null werden. Durch die Sicherstellung einer Lückphase im Verlauf der in den Sub- Spannungswandlern fließenden Ströme wird es ohne einen weiteren bidirektionalen Kurzschlussschalter, ohne dafür erforderliche Auswerte- bzw. Erfassungsschaltung und ohne erhöhte Ansteuerungskomplexität möglich, die vorgesehenen Schalter stromfrei, zumindest jedoch annähernd stromfrei, einzuschalten. So können Schaltverluste auf eine kostengünstige und einfach umzusetzende Weise unterbunden werden bzw. zumindest merklich reduziert werden. Der Wirkungsgrad des Gleichspannungswandlers kann so signifikant erhöht werden.
Höher werdende Schaltfrequenzen führen zu kürzer werdenden Schaltperioden. Lückphasen können in kurzen Schaltperioden nur noch durch steile Stromanstiege und Stromabstiege erreicht werden. Diese steilen Stroman- und abstiege werden erfindungsgemäß dadurch ermöglicht, dass die Dynamik der gegebenen Ströme durch die wesentlich kleineren Streuinduktivitäten festgelegt wird, anstelle der ansonsten vergleichsweise großen Hauptinduktivitäten.
Die sich ausbildenden Streuinduktivitäten hängen von der Kerngröße des magnetischen Kerns, der Kerngeometrie, der Wicklungszahl der Drosseln und darüber hinaus auch von der zu übertragenden Leistung ab. Anhand numerischer und/oder simulationsgestützter Entwurfsmethoden, die einem Fachmann auf dem Gebiet der Elektrotechnik bekannt sind, können diese Parameter geeignet gewählt und optimiert werden, um die sich ergebenden Streuinduktivitäten entsprechend auszulegen.
In einer bevorzugten Weise kann zwischen dem Knotenpunkt des ersten Sub- Spannungswandlers und dem Knotenpunkt des zweiten Sub-Spannungswandlers ein Entlastungskondensator geschaltet werden, um die gegebenen Schalter auch annähernd spannungsfrei ausschalten zu können.
Ein Entlastungskondensator kann zu mitunter wesentlichen weiteren Verbesserungen des Betriebsverhaltens des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers beitragen. Konkret wirken die gekoppelten Drosseln und ein vorteilhafterweise dazwischen geschalteter Entlastungskondensator synergistisch zusammen, und legen gemeinsam die resultierende Stromdynamik der durch die Drosseln fließenden Drossel-Ströme fest: Einerseits haben die Induktivitätswerte der Drosseln Einfluss auf die Steilheit der resultierenden Stromflanken, andererseits bestimmt die Kapazität des Entlastungskondensators, wie schnell sich die an den Drosseln abfallenden Spannungen ändern.
Bekanntermaßen gilt für die Änderung eines Drossel-Stromes i durch eine Drossel L i = u, mit der an der Drossel abfallenden Spannung u, sodass durch eine Wahl der Induktivitätswerte L der Drosseln und des Kapazitätswertes des Entlastungskondensators (der die Spannung u beeinflusst), sämtliche Größen beeinflusst werden können, die sich auf die Dynamik, also das zeitliche Verhalten, der Drossel-Ströme auswirken.
In einer vorteilhaften Weise können der Entlastungskondensator und die Drosseln demnach aufeinander abgestimmt werden, um die erfindungsgemäßen Lückphasen zu realisieren. Der Entlastungskondensator kann auch auf die Schaltfrequenz zum Betrieb des Gleichspannungswandlers oder an die Streuinduktivitäten der Drosseln abgestimmt sein, um ein bestmögliches Betriebsverhalten des Gleichspannungswandlers garantieren zu können.
Für das Übersetzungsverhältnis zwischen den in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln, also die Relation von deren Windungszahlen, kann ein an die Schaltfrequenz angepasstes Soll-Übersetzungsverhältnis vorgegebenen werden. Ausgehend von einem vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis können die Drosseln, deren Wicklungen und deren Windungszahlen, sowie die restlichen im Gleichspannungswandler vorgesehenen elektronischen Bauteile derart ausgelegt werden, dass das sich in der praktischen Umsetzung tatsächlich einstellende Übersetzungsverhältnis möglichst genau dem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis entspricht. Gründe für ein Abweichen des sich tatsächlich einstellenden Übersetzungsverhältnisses von einem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis können beispielsweise in Fertigungstoleranzen, in Schmutzeffekten, in Bauteilstreuungen oder in sonstigen nichtlinearen Effekten liegen. Zusätzlich kann für das Übersetzungsverhältnis auch eine Maximai-Abweichung vorgegeben werden, welche festlegt, wie weit ein sich in der praktischen Umsetzung tatsächlich einstellendes Übersetzungsverhältnis vom vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis maximal nach oben und nach unten abweichen darf. Bei der praktischen Umsetzung des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist dann dafür Sorge zu tragen, dass die Abweichung zwischen tatsächlichem Übersetzungsverhältnis und Soll-Übersetzungsverhältnis die vorgegebene Maximai-Abweichung nicht überschreitet.
Konkret erweist es sich in diesem Zusammenhang als vorteilhaft, für das Soll- Übersetzungsverhältnis den Wert 1 zu wählen. Das entspricht einem Verhältnis der Windungszahlen der in den Subspannungswandlern vorgesehenen Drosseln von 1 :1. Als Maximai-Abweichung von einem solchen Soll-Übersetzungsverhältnis kann vorzugsweise ein Relativwert von 10% gewählt werden. Das Übersetzungsverhältnis darf in einem solchen Fall um nicht mehr als ±10% vom gewählten Soll-Übersetzungsverhältnis (ideal dem Wert 1) abweichen. Ebenso kann für die Maximai-Abweichung vom Soll-Übersetzungsverhältnis ein Relativwert von 20%, oder aber auch von 30% gewählt werden.
Ist das Übersetzungsverhältnis gleich dem Wert 1, wird eine besonders effektive Eliminierung der Wirkung der Hauptinduktivität auf die Verläufe bzw. die Dynamik der Ströme möglich, wodurch die gewünschten Lückphasen alleine durch geeignete Wahl der Streuinduktivitäten sichergestellt werden können.
Genauso kann für das Verhältnis der Streuinduktivitäten ein Soll-Verhältnis vorgegeben werden, und es kann auch für dieses Soll-Verhältnis eine tolerierbare Maximai-Abweichung vorgebeben werden, wie etwa 10%, oder 20%, oder 30%. Hierbei erweist es sich als vorteilhaft, das Verhältnis der Streuinduktivitäten in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern ebenso möglichst nahe dem Wert 1 zu wählen, also ein Verhältnis der Streuinduktivitäten von 1:1 zu wählen. So wird sichergestellt, dass sich in den Sub-Spannungswandlern eine ähnliche, ideal sogar idente, Stromdynamik einstellt.
In einer ebenso vorteilhaften Weise können beim erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler parallel zum Ausgang des Gleichspannungswandlers aber auch parallel zum Eingang des Gleichspannungswandlers Glättungskondensatoren geschaltet werden. So können die Ausgangsspannung aber auch die Eingangsspannung zusätzlich geglättet werden, und beispielsweise ansonsten in der Ausgangsspannung verbleibende Spannungsrippei verringert werden.
Eine Ansteuerung des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers kann entsprechend einer Ansteuerungsabfolge erfolgen. In einer vorteilhaften Weise werden dazu zuerst gleichzeitig der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers und der Schalter des zweiten Sub-Spannungswandlers geschlossen. Dann wird der Schalter des ersten Sub- Spannungswandlers geöffnet und danach wird der Schalter des zweiten Sub- Spannungswandlers ebenfalls geöffnet. Darauffolgend werden neuerlich der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers und der Schalter des zweiten Sub-Spannungswandlers gleichzeitig geschlossen. Dann wird zuerst der Schalter des zweiten Sub- Spannungswandlers geöffnet und letztlich der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers geöffnet.
Bevorzugt wird eine solche Ansteuerungsabfolge zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers zyklisch durchgeführt, indem nach dem Öffnen des Schalters des zweiten Sub-Spannungswandlers eine neue, weitere Ansteuerungsabfolge mit dem Schließen der Schalter der beiden Sub-Spannungswandler begonnen wird. In einer vorteilhaften Weise kann zwischen zwei nacheinander ausgeführten Ansteuerungsabfolgen eine vorgegebene Wartezeit gewartet werden, die wiederum in Abhängigkeit von Schaltfrequenz und Belastung des Gleichspannungswandlers gewählt werden kann.
Ein weiterer vorteilhafter Aspekt der gegenständlichen Erfindung erlaubt über die bereits genannten Vorteile hinaus eine zusätzliche Verbesserung des Wirkungsgrades des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers. So kann der Umstand, dass ein vorteilhafterweise vorgesehener Entlastungskondensator im Rahmen der gegenständlichen Erfindung nicht durch einen Kurzschlussschalter kurzgeschlossen wird, dazu führen, dass sich am Entlastungskondensator auch in den erfindungsgemäß vorgesehenen Lückphasen kleine, aber doch vorhandene Spannungen ausbilden. Hier wurde erkannt, dass diese Spannungen üblicherweise in Form von Schwingungen vorliegen, da der Entlastungskondensator mit den Drosseln der Sub-Spannungswandler eine schwingfähige Schaltung bildet. In einer besonders vorteilhaften Weise kann das Schließen der Schalter hierbei stets zu Zeitpunkten erfolgen, in denen eine am Entlastungskondensator abfallende Spannungsschwingung ein hinsichtlich ihres zeitlichen Verlaufs lokales Minimum annimmt. Dazu kann die am Entlastungskondensator abfallende Spannungsschwingung messtechnisch erfasst werden und es kann ermittelt werden, ob die gemessene Spannungsschwingung ein lokales Minimum annimmt oder sich in der Nähe eines lokalen Minimums befindet. Mit einer solchen Optimierung der Schaltzeitpunkte beim Schließen der Schalter kann der Wirkungsgrad des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers insbesondere im Teillastbereich verbessert werden.
Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 10 näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt
Fig. 1 einen Gleichspannungswandler nach Stand der Technik,
Fig. 2 einen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler,
Fig. 3-8 eine erfindungsgemäße Abfolge von Ansteuerungsschritten, Fig. 9 Punkte im Zeitverlauf einer an einem Schalter abfallenden Spannung, bei denen die Schalter des Gleichspannungswandlers besonders verlustarm geschaltet werden können,
Fig. 10 zwei messtechnisch ermittelte Wirkungsgradverläufe.
Fig. 1 zeigt einen Gleichspannungswandler 300 nach Stand der Technik, wie er insbesondere in der WO 2020/011786 A1 beschrieben ist. Der Gleichspannungswandler 300 weist einen Eingang E, einen Ausgang A und ein Bezugspotential G zur Wandlung einer zwischen dem Eingang E und dem Bezugspotential G abfallenden Eingangs- Gleichspannung Ue in eine zwischen dem Ausgang A und dem Bezugspotential G abfallende Ausgangs-Gleichspannung Ua auf, sowie einen ersten Sub-Spannungswandler 11A und einen zweiten Sub-Spannungswandler 11 B. Die grundsätzliche Funktionsweise eines Gleichspannungswandlers 300 ist hierbei hinlänglich bekannt, weswegen darauf an dieser Stelle nicht näher eingegangen wird.
In den Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B des Gleichspannungswandlers 300 sind jeweils eine elektrische Drossel Li , l_2 mit je einem Drossel-Eingang LEi , LE2 und einem Drossel- Ausgang LAi , LA2, jeweils ein Schalter Si , S2, welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz fs wiederkehrenden Schaltperiode Ts geschaltet wird, mit je einem Schalter- Eingang SEI , SE2 und einem Schalter-Ausgang SAI , SA2, sowie weiters jeweils ein Stromventil Di , D2 mit je einem Stromventil-Eingang DEI , DE2 und einem Stromventil-Ausgang DA1, DA2 vorgesehen. Die in den Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B vorgesehenen Drosseln Li, L2 sind über den jeweiligen Drossel-Eingang LE1 , LE2 mit dem Eingang E des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden und über den jeweiligen Drossel- Ausgang LAi , LA2 über einen Knotenpunkt K1 , K2 des jeweiligen Sub-Spannungswandlers 11A, 11 B mit dem Schalter-Eingang SE1, SE2 des jeweiligen Schalters Si, S2 sowie mit dem Stromventil-Eingang DE1, DE2 des jeweiligen Stromventils Di, D2 elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang SA1, SA2 des jeweiligen Schalters Si , S2 ist elektrisch leitend mit dem Bezugspotential G verbunden, und der jeweilige Stromventil-Ausgang DA1, DA2 des jeweiligen Stromventils Di , D2 ist elektrisch leitend mit dem Ausgang A des Gleichspannungswandlers verbunden.
Weitere Merkmale des in Fig. 1 gezeigten und aus dem Stand der Technik bekannten Gleichspannungswandlers 300 sind der Entlastungskondensator CB sowie der bidirektionale Kurzschlussschalter SB. Darüber hinaus sind in Fig. 1 die Glättungskondensatoren Ce und Ca dargestellt, die für die Funktionsweise des gegenständlichen Gleichspannungswandlers 300 aber keine zwingende Voraussetzung darstellen. Weiters zeigt Fig. 1 eine Last RL, die vom Gleichspannungswandler 300 versorgt werden kann und demnach kein Bestandteil des Gleichspannungswandlers 300 selbst ist. Die (ohmsche) Last R ist aus diesem Grund strichliert dargestellt.
Fig. 2 zeigt beispielhaft eine Schaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100. Merkmalen, wie den Schaltern Si , S2, den Drosseln Li , L2, oder den Stromventilen Di , D2, die in gleicher Weise im in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandler 300 vorgesehen sind, wird in Fig. 2 das gleiche Bezugszeichen zugewiesen. In Fig. 2 sind weiters die durch die Drosseln Li , L2 fließenden Drossel-Ströme iLi , ii2, die durch die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme isi , is2, die durch die Stromventile Di , D2 fließenden Ventil-Ströme iDi , io2, die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 und die am grundsätzlich optionalen, in diesem Ausführungsbeispiel aber vorgesehenen, Entlastungskondensator CB abfallende Spannung Uc sowie der in den Entlastungskondensator CB fließende Strom ic eingezeichnet. Auch der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler 100 kann eine ohmsche Last R versorgen, die wie in Fig. 1 strichliert angedeutet ist.
Demnach unterscheiden sich der in Fig. 1 gezeigte Gleichspannungswandler 300 und der in Fig. 2 gezeigte Gleichspannungswandler 100 durch die Kopplung der Drosseln Li , L2 durch einen Eisenkern Fe, durch die gegensinnige Wicklung der Drosseln Li , L2, durch eine spezielle Abstimmung der resultierenden Streuinduktivitäten Lffl,Lff2, sowie durch das Weglassen des bidirektionalen Entlastungsschalters SB. Darüber hinaus sind die in Fig. 1 gezeigten Glättungskondensatoren Ce, Ca nicht vorgesehen, da diese nicht wesentlich für die Funktion des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 sind. Diese können jedoch ohne Beschränkung der Funktionalität des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ergänzt werden.
Zentral für den erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ist, dass mithilfe der magnetischen Kopplung der Drosseln Li , L2, deren gegensinniger Wicklung und der Wahl eines geeigneten Übersetzungsverhältnisses a die Wirkung der Hauptinduktivität Lh, welche von den gekoppelten Drosseln Li, L2 gebildet wird, auf die in den jeweiligen Sub- Spannungswandlern 11 A, 11 B fließenden Ströme iLi, ii_2 verschwindet.
Dieser Effekt wird insbesondere bei Betrachtung der Kirchhoffschen Maschengleichung für den ersten Subspannungswandler 11A deutlich. Konkret ergibt sich die entsprechende Spannungsgleichung hier als in welche der zweite Drossel-Strom ii_2 aufgrund der gegensinnigen Wicklung mit negativem Vorzeichen eingeht. Ist nun die zeitliche Änderung der Ströme iLi und ii_2 gleich, gilt also ^iL1 = was gerade durch eine geeignete Vorgabe gleicher Streuinduktivitäten sichergestellt werden kann, ergibt sich für die Dynamik des Stromes iLi
Da Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 wesentlich geringer sind als Hauptinduktivitäten Lh, können auf die beschriebene Weise wesentlich steilere Stromanstiege ^iL1 erreicht werden und letztlich auch in nur noch kurzen Schaltperioden Ts Lückphasen sichergestellt werden. Damit wird alleine durch eine geeignete Parametrierung / Auslegung der Drosseln Li , l_2 ein annähernd stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht.
Dieser für die gegenständliche Erfindung wichtige Aspekt, das stromfreie Einschalten, ist auch ohne Entlastungskondensator CB möglich, weswegen der Entlastungskondensator CB in Fig. 2 als „optional“ gekennzeichnet ist. In einer vorteilhaften Weise kann jedoch ein Entlastungskondensator CB vorgesehen werden, um auch ein spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen. In diesem Fall kann aber auf den in Fig. 1 gezeigten bidirektionalen Kurzschlussschalter SB verzichtet werden, da durch die erfindungsgemäße Kopplung der Drosseln der Entlastungskondensator CB stets automatisch annähernd spannungsfrei wird. Auch dieser Umstand stellt für die praktische Anwendung einen signifikanten Vorteil dar.
Darüber hinaus beeinflusst der Entlastungskondensator CB die Stromdynamik der durch die Drosseln Li , L2 fließenden Ströme iLi , ii2, sodass durch den Entlastungskondensator CB eine weitere Eingriffsmöglichkeit auf die Flankensteigungen ^iL2 dieser Ströme iLi, ii_2 besteht. Ein Entlastungskondensator CB kann demnach nicht nur herangezogen werden, um ein spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen, sondern auch auf z.B. die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 abgestimmt sein, um eine vorgegebene Stromdynamik bzw. vorgegebene Flankensteigungen zu realisieren und die gewünschten Lückphasen herbeizuführen.
Im erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 verzögern die vorgesehenen Drosseln Li , L2 ausgehend von einem stromfreien Zustand („Lückphase“, Ströme durch die Drosseln Li , L2 sind null) den Aufbau der durch die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme iSi , is2 derart, dass die Schalter-Ströme iSi , is2 ihre Maximalwerte erst erreichen, wenn die über die Schalter Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 längst eingebrochen sind. Dass in jeder Schaltperiode Ts Lückphasen auftreten, wird hierbei wie beschrieben durch eine geeignete Wahl der sich in den Sub-Spannungswandlern ergebenden Streuinduktivitäten Beim Öffnen der Schalter S1 , S2 ist es demgegenüber vorteilhaft, den Aufbau der über die Schalter abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 zu verzögern. Dies kann, wie beschrieben, in einer bevorzugten Weise durch den Verbau des Entlastungskondensators CB zwischen den Knotenpunkten Ki , K2 des ersten sowie des zweiten Sub-Spannungswandlers 11 A, 11 B erfolgen. Zum Aufbau einer über einen Schalter Si , S2 abfallenden Schalter- Spannung usi, us2 muss erst der Entlastungskondensator CB geladen werden, weswegen der Aufbau der über den Schaltern abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 erst abgeschlossen ist, wenn die über die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme iSi , is2 bereits eingebrochen sind.
Damit die beschriebenen Ansätze zur Schaltverlustreduktion bestmöglich funktionieren, ist dafür Sorge zu tragen, dass jene Energiespeicher (Drosseln Li, L2, Entlastungskondensator CB), die zur Verschiebung von Strömen iSi, is2 und Schalter-Spannungen usi, us2 an den Schaltern Si, S2 eingesetzt werden, bei den entsprechenden Schaltvorgängen (möglichst) ungeladen sind. Dadurch kann im Fall der Verwendung eines Entlastungskondensators CB zur Reduktion von Ausschaltverlusten sichergestellt werden, dass der Entlastungskondensator CB stets zur Spannungsverzögerung und damit zur Reduktion der Schaltverluste beitragen kann, ohne selbst eine zu Verlusten führende Spannung einzubringen.
Wie die Drosseln Li, L2 abgestimmt werden können, um ein stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 sowie ein annähernd spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen ist, wird nachfolgend erklärt. Eine Auslegung der Drosseln Li , L2 kann bevorzugt von einer zuvor erfolgten Auslegung der Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 abgeleitet werden, da die Hauptinduktivität Lh wie beschrieben keine Wirkung auf die Ströme iLi , ii_2 entfaltet und das Augenmerk bei der Auslegung demnach zunächst auf die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 gelegt werden kann. Konkret können die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 der Drosseln Li, L2 ausgehend von vorgegebenen Parametern (z.B.: Ausgangsspannung, Leistung, Schaltfrequenz, ...) berechnet werden. Will man einen vorgegebenen Eingangs- Spannungsbereich mit einer vorgegebenen Minimal-Eingangsspannung Ue,min und einer vorgegebenen Maximai-Eingangsspannung Ue,max abdecken, kann im Fall einer ohmschen Belastung R des Gleichspannungswandlers 100 in Abhängigkeit der Eingangsspannung Ue die sogenannte kritische Induktivität entsprechend der Formel bestimmt werden. Dabei stellt D den aus der Leistungselektronik hinlänglich bekannten Tastgrad (englisch „Duty cycle“) dar, welcher bekanntermaßen die Einschaltdauer eines Schalters in Relation zur Schaltperiode Ts beschreibt. Der Kehrwert der Schaltperiode Ts legt hierbei die Schaltfrequenz fs = — fest. Die weiters in obiger Formel vorgesehene Eingangsös
Gleichspannung Ue, die Ausgangs-Gleichspannung Ua und der Lastwiderstand R entsprechen weiters den aus den vorgehenden Ausführungen bekannten Größen.
Die kritische Induktivität LCrit gibt einen Grenzwert für die eingesetzten Induktivitäten an, unter dem sich in einem Gleichspannungswandler 100 lückender Betrieb einstellt, und über dem sich nicht-lückender Betrieb einstellt. In einer vorteilhaften Weise können die
Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 gewählt werden, indem nach obiger Formel zunächst für alle möglichen Eingangsspannungswerte Ue die kleinste mögliche kritische Induktivität Lcritimin berechnet wird. Diese ergibt sich für die kleinste Eingangsspannung Ue min j D2RL i-i Ug üfmilLiLniL
CViM = Ua(Ua - Ue,min)2fs
Die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 können nun gewählt werden, indem diese kleinste mögliche kritische Induktivität Lcritimin auf die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 aufgeteilt wird, also gewählt wird. Bei dieser Wahl ist sichergestellt, dass die Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 für jede Eingangsspannung Ue unter der sich für die jeweilige Eingangsspannung Ue ergebenden kritischen Induktivität Lcrit liegen.
Zur Festlegung des Übersetzungsverhältnisses a zwischen den in den Sub-
Spannungswandlern 11 A, 11 B vorgesehenen Drosseln Li , L2, welches das Verhältnis der
Windungszahlen der beiden Drosseln Li , L2 beschreibt, kann ein Soll- Übersetzungsverhältnis a* vorgegeben werden. Idealerweise wird das Soll- Übersetzungsverhältnis a* gleich dem Wert 1 gewählt, also ein Verhältnis der Windungszahlen der Drosseln Li , L2 von 1 :1 gewählt.
In der praktischen Umsetzung kann das sich tatsächlich einstellende Übersetzungsverhältnis a allerdings vom vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis a* (bevorzugt a*=1) abweichen. Abweichungen des Übersetzungsverhältnisses a vom vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis a* können hierbei vielfach aber toleriert werden, insbesondere wenn diese Abweichungen geringer als eine vorgegebene Maximai-Abweichung sind. Als Maximai- Abweichung von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a* kann, wie erwähnt, vorzugsweise ein Relativwert von 10% gewählt werden. Das Übersetzungsverhältnis a darf in einem solchen Fall um nicht mehr als ±10% vom gewählten Soll-Übersetzungsverhältnis a* (ideal a*=1) abweichen. Ebenso kann für die Maximai-Abweichung vom Soll-Übersetzungsverhältnis a* ein Relativwert von 20%, oder aber auch von 30% gewählt werden. Bei der Auslegung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ist darauf zu achten, dass eine vorgegebene Maximai-Abweichung nicht überschritten wird.
Bei Übersetzungsverhältnissen a in einem Wertebereich von 0,9 bis 1 ,1 - also bei Abweichungen von weniger als 10% von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a*=1 - wird nahezu Symmetrie hinsichtlich der Drossel-Ströme iLi , ii_2 erreicht. Symmetrie hinsichtlich der Drossel-Ströme iLi , ii_2 bedeutet, dass die Zeitverläufe der Drossel-Ströme iLi , ii_2 sich bis auf eine zeitliche Verschiebung nicht unterscheiden. Bei einem Übersetzungsverhältnis a von 0,5, also bei einer Abweichung von 50% von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a*=1 , geht die genannte Symmetrie demgegenüber jedoch verloren. In solchen Fällen kann ein lückender Betrieb nicht mehr mit Sicherheit garantiert werden. Im Gegenteil kann es in solchen Fällen zu einem sogenannten „nicht-lückenden Betrieb“ (englisch „Continuous Current Mode“ (CCM), kontinuierlicher Stromfluss) kommen, in dem die Drossel-Ströme iLi , ii_2 durch die Drosseln Li, l_2 nicht aufhören zu fließen. Hinsichtlich der gegenständlich betrachteten Schaltverluste ist ein derartiger Zustand aus offensichtlichen Gründen nachteilig, insbesondere weil in einem solchen Szenario kein stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 mehr garantiert werden kann.
Dem Verhältnis der Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 der jeweiligen Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B wird idealerweise ebenso der Wert 1 zugewiesen. Abweichungen des Verhältnisses Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 von einem vorgegebenen Soll-Verhältnis (z.B. dem Wert 1) von weniger als ±20%, bevorzugt aber von weniger als ±10%, können in den üblichen praktischen Fällen aber toleriert werden, sodass trotz Abweichungen ein verlustarmer Betrieb des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 sichergestellt werden kann.
In den Figuren 3-8 sind exemplarisch Verläufe von Strömen und Spannungen gezeigt, wie sie im Betrieb eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 mit Entlastungskondensator CB auftreten können. Im Rahmen der nachfolgenden Diskussion wird auch auf die zur Erzeugung der dargestellten Strom- und Spannungsverläufe herangezogene Ansteuerungsabfolge der Schalter Si , S2 eingegangen.
Entsprechend der genannten Ansteuerungsabfolge werden in einem ersten Ansteuerungsschritt 1 der Schalter S1 des ersten Sub-Spannungswandlers 11A und der Schalter S2 des zweiten Sub-Spannungswandlers 11 B geschlossen. In dieser Situation sind die Drossel-Ausgänge LAi , LA2 elektrisch mit dem Bezugspotential G verbunden, wie in Fig. 3a (links) gezeigt. Dadurch fällt die gesamte Eingangs-Gleichspannung Ue an den Drosseln Li , L2 ab und die Drossel-Ströme iLi , ii_2 in den Drosseln Li , L2 steigen. Die zugehörigen Stromverläufe sind in Fig. 3b im Intervall Ai gezeigt.
In einem zweiten Ansteuerungsschritt 2 wird der Schalter S1 des ersten Sub- Spannungswandlers 11 A geöffnet, was in Fig. 4a dargestellt ist. Dadurch ergibt sich für den ersten Sub-Spannungswandler der Strompfad über den zunächst noch ungeladenen Entlastungskondensator CB. Die sich hierbei einstellenden Stromverläufe sind in Fig. 4b dargestellt, das zugehörige Intervall ist nun A21.
Während des zweiten Ansteuerungsschrittes 2 kommt es weiters zu einer Änderung des Strompfades für den Sub-Spannungswandler 11A, was in Fig. 5a gezeigt ist. Sobald der Entlastungskondensator CB geladen ist, also das Potential am Knotenpunkt K1 des Sub- Spannungswandler 11A über das des Ausgangs A steigt, wird das Stromventil D1 leitend, was zur in Fig. 5a dargestellten Situation führt. Die entsprechenden Ströme sind wiederum Fig. 5b zu entnehmen, wo die zugehörigen Verläufe im Intervall A22 hervorgehoben sind.
In einem dritten Ansteuerungsschritt 3 wird nun auch der Schalter S2 des zweiten Sub- Spannungswandlers 11 B geöffnet, wodurch sich zunächst der in Fig. 6a gezeigte Strompfad einstellt. Der in Fig. 6a gezeigte Strompfad verläuft zunächst über den Entlastungskondensator CB. Auch während des dritten Ansteuerungsschrittes 3 kommt es wie im Zuge des zweiten Ansteuerungsschritts 2 zu einer Änderung des Strompfades.
Demnach ergibt sich, sobald der Entlastungskondensator CB entladen ist und das Stromventil D2 leitend wird, die in Fig. 7a dargestellte Situation. Das zugehörige Zeitintervall in Fig. 7b ist A3. Im Zeitintervall A3 sinken die durch die Drosseln Li , L2 fließenden Drossel- Ströme iLi , ii_2. Die Steigung der Drossel-Ströme iLi , ii_2 ist hierbei durch die sich in den Sub- Spannungswandlern gegebenen Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 festgelegt. Die Steigungen müssen dabei so groß sein, dass noch vor Ende einer Ansteuerungsperiode Ts die Ströme zu Null gebracht werden können. Nur so wird ein stromloses Einschalten bzw. Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht, was gerade durch die erfindungsgemäße Topologie sichergestellt wird.
Nach dem dritten Ansteuerungsschritt 3 werden im Wesentlichen der erste bis dritte Ansteuerungsschritt 1 bis 3 wiederholt, was in den Figuren 3-8 durch die geklammerten Ziffern 4-6 und die geklammerten Intervalle 14-6 zur Kennzeichnung eines vierten bis sechsten Ansteuerungsschritt 4 bis 6 angedeutet ist. Fig. 8 zeigt diesbezüglich, wie durch ein erneutes Schließen der Schalter Si , S2 eine neue Schaltperiode begonnen werden kann. Der einzige Unterschied zwischen der Abfolge des ersten bis dritten Ansteuerungsschritts 1-3 und der Abfolge der vierten bis sechsten Ansteuerungsschritts 4-6 besteht darin, dass in einem fünften Ansteuerungsschritt 5 zuerst der Schalter S2 des zweiten Sub- Spannungswandlers 11 B und erst in einem sechsten Ansteuerungsschritt 6 der Schalter S1 des ersten Sub-Spannungswandlers 11A geöffnet wird. In diesem Sinn würde beispielsweise im fünften Ansteuerungsschritt 5 der Schalter-Strom iSi ansteigen und der Schalter-Strom is2 auf null gehen, und nicht umgekehrt wie im zweiten Ansteuerungsschritt 2. Wie beschrieben beginnt das Zeitintervall A3 zu jenem Zeitpunkt, an dem der Entlastungskondensator CB entladen ist. Bekanntermaßen ist ein Kondensator dann entladen, wenn er keine elektrische Ladung mehr hält und wenn folglich keine elektrische Spannung mehr an ihm abfällt. Fällt keine Spannung mehr am Entlastungskondensator CB ab, bedeutet das, dass die Knotenpunkte K1 , K2 das gleiche elektrische Potential aufweisen. Da damit auch die jeweiligen Drossel-Ausgänge LAi, LA2 das gleiche elektrische Potential aufweisen, und da die jeweiligen Drossel-Eingänge LE1 , LE2 aufgrund ihrer elektrisch leitenden Verbindung mit dem Eingang E ohnehin das gleiche elektrische Potential aufweisen, fällt von diesem Zeitpunkt an an beiden Drosseln Li , L2 die gleiche elektrische Spannung ab.
Sind die Induktivitäten der Drosseln Li , L2 überdies ident, ergeben sich idente, fallende Stromflanken der Drossel-Ströme iLi , ii_2. Wenn die Drossel-Ströme iLi , ii_2 zu Beginn des Zeitintervalls A3 überdies den gleichen Wert aufweisen, was im Rahmen der Erfindung üblicherweise der Fall ist, erreichen beide Drossel-Ströme iLi , ii_2 gleichzeitig den Wert Null. Das bedeutet, dass es zumindest einen Zeitpunkt gibt, in dem beide Drossel-Ströme iLi , ii_2 und damit auch der Summenstrom über beide Drosseln Li , L2 gleichzeitig bei null liegen. Der Summenstrom über beide Drosseln Li , L2 ist gleichzeitig der Eingangsstrom in den Gleichspannungswandler 100, der damit zu zumindest einem Zeitpunkt zu Null wird, was zusätzlich zu einer Reduktion von Verlusten beiträgt.
Losgelöst von den gegenständlichen Ausführungsformen gilt für die Erfindung allgemein, dass eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung erreicht werden kann, indem die durch die Drosseln Li, L2 fließenden Drossel-Ströme iLi, ii_2 während der erfindungsgemäß vorgesehenen Lückphasen AL zu zumindest einem Zeitpunkt gleichzeitig zu Null gebracht werden.
Aus den obigen Ausführungen geht ebenso hervor, dass der elektrische Zustand des Entlastungskondensators CB, also die von ihm gehaltene elektrische Ladung bzw. die an ihm abfallende elektrische Spannung, in einer vorteilhaften Weise beim Betrieb des Gleichspannungswandler 100 berücksichtigt wird. Insbesondere kann der Zeitpunkt des gleichzeitigen Schließens der Schalter Si , S2 in Abhängigkeit des Entlastungskondensators CB und/oder dessen elektrischem Zustand gewählt werden, oder es kann die Pause zwischen dem Öffnen der Schalter Si , S2 an den Entlastungskondensators CB und/oder dessen elektrischem Zustand angepasst werden.
Zu Ansteuerung der Schalter Si , S2 kann im Gleichspannungswandler 100 eine Steuereinheit vorgesehen sein. Eine derartige Steuereinheit kann in einer auf dem Gebiet der Leistungselektronik hinlänglich bekannten Weise Zündimpulse bzw. Ansteuersignale ermitteln, und diese den Schaltern Si , S2 zu deren Ansteuerung zuführen. Eine Steuereinheit kann aber auch separat von einem Gleichspannungswandler 100 ausgeführt sein, und lediglich mit den Schaltern Si , S2 verkabelt sein, um diese anzusteuern. Mögliche Realisierungen einer derartigen Steuereinheit sind hierbei unter anderem durch mikroprozessorbasierte Hardware gegeben, wie beispielsweise Mikrocontroller und integrierte Schaltungen (ASIC, FPGA).
Ein weiterer Aspekt der gegenständlichen Erfindung erlaubt über die genannten Vorteile hinaus eine zusätzliche Verbesserung des Wirkungsgrades TJ des Gleichspannungswandlers 100. So kann der Umstand, dass ein Entlastungskondensator CB im Rahmen der gegenständlichen Erfindung nicht durch einen Kurzschlussschalter SB kurzgeschlossen wird, auch in den erwähnten Lückphasen zu kleinen, aber doch vorhandenen Spannungen uc am Entlastungskondensator CB führen, was in Fig. 9 dargestellt ist. Fig. 9 zeigt dabei ein aus den in den vorhergehenden Figuren herausgegriffenes Lückintervall AL. Die Spannungen uc liegen im gezeigten Lückintervall AL in Form von Schwingungen vor, da der Entlastungskondensator CB mit den Drosseln Li , L2 eine schwingfähige Schaltung bildet. Da der Entlastungskondensator CB wiederum zwischen die Schaltereingänge SE1, SE2 der Schalter Si , S2 geschaltet ist, wirken sich Schwingungen in der am Entlastungskondensator CB abfallenden Spannung Uc unmittelbar auf die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 aus, sodass auch in den Schalter-Spannungen usi, us2 Schwingungen auftreten.
In einer vorteilhaften Weise können Schwingungen in den Schalter-Spannungen usi, us2 aber dazu verwendet werden, die Schalter Si , S2 besonders verlustarm zu schließen. So können der erste und der vierte Ansteuerungsschritt 1 und 4 der oben beschriebenen Ansteuerungsabfolge, also das Schließen der Schalter Si , S2, zu Schaltzeitpunkten VP („Valley-Points“, „Valley-Switching“) erfolgen, in denen die Schalter-Spannungen usi, us2 im Vergleich zur Eingangsspannung Ue nur geringe Spannungswerte annehmen. Liegen die Schalter-Spannungen usi, us2 in Form einer (sinusförmigen) Schwingung vor, sind als Zeitpunkte, zu denen die Schalter-Spannungen usi, us2 nur geringe Werte annehmen, insbesondere jene Zeitpunkte zu nennen, zu denen sich die Schalter-Spannungen usi, us2 in einem Schwingungstal der entsprechenden (sinusförmigen) Schwingung befinden. Die Schalter-Spannungen usi, us2 nehmen in Schwingungstälern hinsichtlich ihrer zeitlichen Verläufe lokale Minima an, was exemplarisch in Fig. 9b dargestellt ist.
Um geeignete Schaltzeitpunkte VP zu ermitteln, können die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 messtechnisch erfasst werden. Messwerte der Schalter-Spannungen usi, us2 können in weiterer Folge einer Steuerungseinheit übermittelt werden, in welcher geprüft werden kann, ob die Schalter-Spannungen usi, us2 ausreichend gering sind, oder ob sie sogar ein lokales Minimum annehmen, oder ob sie in der Nähe eines lokalen Minimus liegen. Mit einer solchen Optimierung der Schaltzeitpunkte VP beim Schließen der Schalter Si , S2 kann der Wirkungsgrad TJ des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 insbesondere im Teillastbereich verbessert werden.
Zur konkreten Umsetzung der genannten Schritte zur Optimierung der Schaltzeitpunkte VP können bei einer auf den erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 angewandten Form des Valley Switchings die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 gemessen werden. Über eine geeignete Schnittstelle können die gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 einer Steuereinheit übermittelt werden und es kann in der Steuereinheit aus den gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 ein Komparatorsignal UK ermittelt bzw. erzeugt werden, beispielsweise durch Vergleich einer der Schalter- Spannungen usi, us2 mit einer vorgegebenen Schwelle Ux. Ein Komparatorsignal UK kann auch einer der gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 entsprechen. Ein Komparatorsignal kann aber auch einer gefilterten, beispielsweise tiefpassgefilterten, Version einer der gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 entsprechen. Die Schalter- Spannungen usi, us2 können aber auch zu einem Komparatorsignal kombiniert werden, beispielsweise durch Mittelwertbildung zwischen den beiden Schalter-Spannungen usi, us2.
Eine Schaltung zur Implementierung der oben beschriebenen Schritte ist in Fig. 9a dargestellt. Eine gemessene Schalter-Spannungen usi, us2 wird hierbei zunächst mit einer vorgegeben Schranke Ux verglichen. Das Ergebnis dieses Vergleichs wird weiters mit dem Signal UPWM logisch Und-verknüpft. Das Signal UPWM ist hierbei ein gepulstes Ansteuersignal mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz mit dem die Schalter Si , S2 im Rahmen einer PWM (Pulsweitenmodulation) geöffnet und geschlossen werden. Genauso könnte aber auch ein anderes Ansteuerverfahren eingesetzt werden, wie beispielsweise eine PFM (Pulsfrequenzmodulation). Das Ergebnis dieser Und-Verknüpfung wird im nachfolgenden Flip-Flop allerdings erneut mit der Inversen des Signals UPWM verknüpft, sodass das tatsächliche Ansteuersignal erst tatsächlich an die Schalter Si , S2 weitergegeben wird, wenn das Ansteuersignal UPWM und das Komparatorsignal UK gleichzeitig einen logischen High- Pegel annehmen. Die dabei entstehenden Signalverläufe sowie das resultierende Ansteuersignal uc sind in Fig. 9b dargestellt.
Die Schranke Ux kann beispielsweise in Form eines Relativwertes der Eingangsspannung Ue vorgegeben werden. Für eine Schranke Ux in Form eines Relativwertes der Eingangsspannung Ue kann verlangt werden, dass die Schranke durch das Komparatorsignal unterschritten werden muss, um die Schalter Si , S2 schalten zu können. Für die Schranke kann beispielsweise ein Relativwert von 30% der Eingangsspannung Ue vorgegeben werden, oder ein Relativwert von 20% der Eingangsspannung Ue vorgegeben werden, oder aber auch ein Relativwert von 10% der Eingangsspannung Ue vorgegeben werden, oder aber bevorzugt auch ein Relativwert von 1% der Eingangsspannung Ue vorgegeben werden. Wenn das Komparatorsignal UK diese Schranke unterschreitet, können die Schalter Si , S2 geschlossen werden. Durch das Unterschreiten einer Schranke Ux durch des Komparatorsignal kann auf eine einfache und robuste Weise sichergestellt werden, dass die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 nur geringe Werte aufweisen und demnach ein verlustarmes Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht wird.
Wie sich die beschriebenen Maßnahamen auf den Wirkungsgrad eines Gleichspannungswandlers 100 auswirken können, ist abschließend in Fig. 10 gezeigt. Darin sind erreichbare Wirkungsgrade TJ über einer in einen Gleichspannungswandler 100, 300 gespeiste Eingangsleistung Pin dargestellt. Der mit dem erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 erreichbare Wirkungsgrad J/100 ist hierbei durchgezogen dargestellt, der mit einem Gleichspannungswandler 300 nach Stand der Technik mögliche Wirkungsgrad J/300 strichliert. Man erkennt, dass insbesondere im unterem Leistungsbereich deutliche Verbesserungen des Wirkungsgrades TJ möglich sind.

Claims

Patentansprüche
1. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) mit einem Eingang (E), einem Ausgang (A) und einem Bezugspotential (G) zur Wandlung einer zwischen dem Eingang (E) und dem Bezugspotential (G) abfallenden Eingangs-Gleichspannung (Ue) in eine zwischen dem Ausgang (A) und dem Bezugspotential (G) abfallende Ausgangs-Gleichspannung (Ua), umfassend einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler (11A, 11 B), in denen jeweils eine elektrische Drossel (Li , L2) mit je einem Drossel-Eingang (LE1 , LE2) und einem Drossel-Ausgang (LAi , LA2), jeweils ein Schalter (Si , S2), welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz (fs) wiederkehrenden Schaltperiode (Ts) geschaltet wird, mit je einem Schalter-Eingang (SE1, SE2) und einem Schalter-Ausgang (SA1, SA2), sowie jeweils ein Stromventil (Di , D2) mit je einem Stromventil-Eingang (DE1, DE2) und einem Stromventil- Ausgang (DA1, DA2), vorgesehen sind, wobei die in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) über den jeweiligen Drossel-Eingang (LE1, LE2) mit dem Eingang (E) des Gleichspannungswandlers (100) elektrisch leitend verbunden sind und über den jeweiligen Drossel-Ausgang (LAi, LA2) über einen Knotenpunkt (Ki, K2) des jeweiligen Sub-Spannungswandlers (11 A, 11 B) mit dem Schalter-Eingang (SE1, SE2) des jeweiligen Schalters (Si, S2) sowie mit dem Stromventil-Eingang (DE1, DE2) des jeweiligen Stromventils (Di , D2) elektrisch leitend verbunden sind, und wobei der Schalter-Ausgang (SA1, SA2) des jeweiligen Schalters (Si , S2) mit dem Bezugspotential (G) elektrisch leitend verbunden ist und wobei der jeweilige Stromventil-Ausgang (DA1, DA2) des jeweiligen Stromventils (Di, D2) mit dem Ausgang (A) des Gleichspannungswandlers (100) elektrisch leitend verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li , L2) gegensinnig gewickelt und mittels eines magnetischen Kerns (Fe) magnetisch gekoppelt sind, dass das Übersetzungsverhältnis a zwischen den in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) sowie die Streuinduktivitäten (LSigi , LSig2), welche sich aufgrund der magnetisch gekoppelten Drosseln (Li, L2) in den jeweiligen Sub-Spannungswandler (11A, 11 B) ausbilden, derart an die vorgegebene Schaltfrequenz (fs) angepasst sind, dass die Wirkung der Hauptinduktivität (Lh), welche von den gekoppelten Drosseln (Li, L2) gebildet wird, auf in den jeweiligen Sub- Spannungswandlern (11A, 11 B) fließende Drossel-Ströme (i i, ii_2) eliminiert wird und dass sich während der Schaltperioden (Ts) zum Schalten der Schalter (Si , S2) zumindest eine Lückphase ( A L) einstellt, in welcher die durch die Drosseln fließenden Drossel-Ströme (i i , ii_2) an zumindest einem Zeitpunkt zu Null werden, und dass die in den Sub- Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Schalter (Si, S2) in einer solchen Lückphase ( A L) geschlossen werden.
2. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Knotenpunkt (K1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und den Knotenpunkt (K2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) ein Entlastungskondensator (CB) geschaltet ist.
3. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Übersetzungsverhältnis a zwischen den in den Sub- Spannungswandlern (11A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) um nicht mehr als eine vorgegebene Maximai-Abweichung von einem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis a* abweicht.
4. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Soll- Übersetzungsverhältnis a* einem Wert 1 entspricht und dass die vorgegebene Maximai-Abweichung vom Soll- Übersetzungsverhältnis a* einem Relativwert von 30%, oder einem Relativwert von 20%, oder einem Relativwert von 10% entspricht.
5. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) um nicht mehr als eine vorgegebene Maximai-Abweichung von einem vorgegebenen Soll-Verhältnis abweicht.
6. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Soll-Verhältnis der Streuinduktivitäten Lffl,Lff2 einem Wert 1 entspricht und dass die vorgegebene Maximai-Abweichung vom Soll-Verhältnis einem Relativwert von 30%, oder einem Relativwert von 20% oder einem Relativwert von 10% entspricht.
7. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Ausgang (A) und das Bezugspotential (G) ein Glättungskondensator (Ca) geschaltet ist, um die vom Gleichspannungswandler (100) erzeugte Ausgangs-Gleichspannung (Ua) zu glätten.
8. Verfahren zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Gleichspannungswandler (100) gemäß einer Ansteuerungsabfolge angesteuert wird, bei welcher der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) gleichzeitig geschlossen werden (1), dann zuerst der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11 A) geöffnet wird (2), dann der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) geöffnet wird (3), dann neuerlich der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) gleichzeitig geschlossen werden (4), dann zuerst der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) geöffnet wird (5), und dann der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11 A) geöffnet wird (6).
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerungsabfolge zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers (100) zyklisch durchgeführt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Si , S2) der jeweiligen Sub-Spannungswandler (11A, 11 B) zu Schaltzeitpunkten (VP) geschlossen werden, in denen ein Komparatorsignal (UK), welches aus den an den Schaltern (Si , S2) abfallenden Schalter-Spannungen (usi, US2) ermittelt worden ist, eine vorgegebene Schranke (Ux) unterschreitet.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Schranke (Ux) als Relativwert der Eingangsspannung (Ue) als 1 % der Eingangsspannung (Ue), oder als 10% der Eingangsspannung (Ue), oder als 20% der Eingangsspannung (Ue), vorgegeben wird.
12. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Si , S2) der jeweiligen Sub-Spannungswandler (11 A, 11 B) zu Schaltzeitpunkten (VP) geschlossen werden, in denen die Zeitverläufe der an den Schaltern (Si , S2) abfallenden Schalter- Spannungen (usi, us2) in ihrem zeitlichen Verlauf ein lokales Minimum annehmen oder in denen die Schalter-Spannungen (usi, US2) um nicht mehr als 10% von einem lokalen Minimum in ihrem zeitlichen Verlauf abweichen.
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