EP4423902A1 - Verfahren und system zur regelung einer elektrischen maschine - Google Patents

Verfahren und system zur regelung einer elektrischen maschine

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EP4423902A1
EP4423902A1 EP22808802.7A EP22808802A EP4423902A1 EP 4423902 A1 EP4423902 A1 EP 4423902A1 EP 22808802 A EP22808802 A EP 22808802A EP 4423902 A1 EP4423902 A1 EP 4423902A1
Authority
EP
European Patent Office
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stator
phase
orthogonal
determined
fluxes
Prior art date
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Pending
Application number
EP22808802.7A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mohamed Ayeb
Florian Bethke
Ludwig Brabetz
Thomas Waldmann
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Volkswagen AG
Original Assignee
Volkswagen AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Volkswagen AG filed Critical Volkswagen AG
Publication of EP4423902A1 publication Critical patent/EP4423902A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/28—Stator flux based control
    • H02P21/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the invention relates to a method and a system for controlling an electrical machine using measuring coils which are arranged in an air gap between a stator and a rotor of the electrical machine, with a number of phase windings being present which have different to which electrical phases are assigned.
  • electromobility In many industrial areas of application and increasingly also in mobile applications (“electromobility”), electrical machines are used as drive motors with a high level of efficiency and high specific power and power density.
  • control methods which take into account a measured rotor position.
  • optical, inductive position sensors or position sensors based on the Hall effect are used, which i. i.e. R. are arranged outside of the electrical machine and measure a rotation angle of the rotor relative to the stator on the rotor axis.
  • approaches for controlling the electrical machine are also known which do not require a position sensor. According to the state of the art, they are based on an estimate of the position of the rotor relative to the stator using mathematical calculation models of the electrical machine and some easily measurable machine variables, such as voltage setpoints and measured phase currents.
  • the publication WO 2013/079502 A describes, for example, a Hall magnetic field sensor using thin-film technology, which is applied to a surface of a stator pole.
  • the sensor can be used to measure a magnetic flux density in the air gap, which can be used as a control variable for a flux-supported, model-based control.
  • a Hall magnetic field sensor using thin-film technology
  • the sensor can be used to measure a magnetic flux density in the air gap, which can be used as a control variable for a flux-supported, model-based control.
  • Even a production-related fluctuation in the parameters from machine to machine makes a sufficiently accurate estimate of the position of the rotor inadequate for many applications.
  • many of the parameters included in the mathematical calculation model are subject to the influence of different operating conditions, above all the influence of the operating temperature.
  • the operating condition cannot be adequately taken into account in the mathematical calculation model in all cases, or the operating condition cannot be measured with sufficient accuracy in order to be able to be taken into account.
  • the latter applies, for example, to the rotor temperature, which can only be determined precisely during operation with a great deal of technical effort.
  • a measuring coil within an air gap between the rotor and stator of an electrical machine is known in order to determine various properties of the electrical machine during operation.
  • the property of the electrical machine is determined on the one hand using a measured impedance of the measuring coil and on the other hand using an induced voltage in the measuring coil.
  • a rotational position and/or a rotational speed of the rotor relative to the stator can be determined.
  • Magnetic fields from permanent magnets in the rotor can also be determined in permanently excited synchronous or asynchronous machines, which indirectly allow conclusions to be drawn about temperatures in the rotor.
  • the variables obtained in this way can be used within the framework of a model-based control method for the electrical machine.
  • the measuring coil arranged in the air gap can be formed, for example, by a film conductor with imprinted induction loops.
  • a control method can thus advantageously be implemented with a simple and inexpensive sensor.
  • the disadvantage is that a stored computational model of the electrical machine must also be used here, on the basis of which the controlled variables can be approximately determined using the measured values.
  • the consideration e.g. B. a determined rotor temperature improves the quality of the approximation, but does not make it unavoidable.
  • a further object is to describe a system with an electrical machine and such a controller.
  • a method according to the invention of the type mentioned at the outset has the following steps: Magnetic linkage fluxes in the air gap are measured using the measuring coils and magnetic linkage fluxes of the multiple phase windings of the different phases are determined.
  • the magnetic linkage fluxes determined in this way are transformed into a stator-fixed orthogonal coordinate system in order to obtain orthogonal magnetic linkage fluxes.
  • phase currents flowing through the multiple phase windings are measured and transformed into the orthogonal coordinate system fixed to the stator in order to obtain orthogonal phase currents. From this, an instantaneous torque and/or a flux-forming component is determined and the electric machine is controlled based on the instantaneous torque and/or the flux-forming component.
  • the magnetic interlinkage fluxes of the multiple phase windings of the different phases are determined from the measured values of the plurality of measuring coils, preferably taking into account a previously known winding scheme of the phase windings around the stator teeth.
  • the electric machine can be controlled without requiring a position sensor to measure the rotor position and without these variables being estimated using models and possibly being inaccurate.
  • the instantaneous torque is determined using the cross product of the orthogonal magnetic chain flows and the orthogonal phase currents are determined.
  • the instantaneous torque can be compared with a specified torque setpoint value for the purpose of regulation.
  • the flux-forming component of the phase current vector is determined by projecting the phase current vector onto a phase-to-phase flux vector formed from the orthogonal magnetic phase-to-phase fluxes.
  • the flux-forming component of the phase current vector can be compared with a target value for this component, which is determined using the target value of the torque, for example using a specified table.
  • the control can be designed as a field-oriented control or as a direct torque control. These two methods are known in principle--with a different determination of the controlled variables--which means that established control circuits can advantageously be used.
  • a rotor position and/or a rotor speed can also be determined from the orthogonal magnetic linkage fluxes.
  • a plurality of measuring coils are used, each of which is arranged on a stator tooth of the stator.
  • the measuring coils can preferably be planar coils that are applied to foils.
  • Such measuring coils can be made so thin that they can be used in electrical machines with typical air gap widths.
  • the measured phase currents and/or magnetic linkage fluxes are compared with one another, with expected values and/or with previously determined values for diagnostic purposes. In this way, a diagnosis of the electrical machine or its activation can also be carried out while the control method is being executed.
  • the magnitude of the interlinking magnetic fluxes result from the interaction of the energization of the stator windings and the magnetization of the rotor. If there are differences in the relationship between the values or in comparison to earlier measurements, this can indicate errors in the measurement of the currents and/or changes in the rotor magnetization, eg demagnetization. Asymmetries with regard to the various phases can also indicate faults, eg possible interturn faults or line breaks.
  • a system according to the invention for controlling an electrical machine using measuring coils which are arranged in an air gap between a stator and a rotor of the electrical machine, has an evaluation unit for evaluating measured values of the measuring coils and a controller that is value inputs is connected to the evaluation unit.
  • the system is characterized in that the evaluation unit and the controller are set up to carry out an aforementioned method.
  • 1a shows a schematic representation of the principle of an electrical machine
  • FIG. 1b shows a more detailed schematic representation of a pole pitch of the electrical machine shown in FIG. 1;
  • FIG. 2a shows the pole pitch according to FIG. 1b in a representation with magnetic field lines
  • FIG. 2b shows a detail from FIG. 2a with a more detailed representation of the field lines
  • FIG. 3 shows an oblique view of a stator tooth with a measuring coil
  • FIG. 4 shows a schematic representation of a winding diagram of an electrical machine
  • FIG. 6 shows an electrical machine with a control system for carrying out field-oriented control in a block diagram
  • FIG. 7 shows an electrical machine with a control system for carrying out field-oriented control in a block diagram for direct torque control.
  • Figures 1a, b and 2a, b first show an electrical machine 1, which can be controlled with the control method according to the invention.
  • FIG. 1a shows the electrical machine 1 in a cross section in a very schematic representation.
  • the electrical machine 1 has a stator 2, which is designed approximately in the form of a hollow cylinder. Within the stator 2, a rotor 4 is rotatably mounted, with an air gap 3 running around between the stator 2 and the rotor 4.
  • the electrical machine 1 is designed as an internal rotor - the stator 2 is stationary and is outside, while the rotor 4 is rotatably mounted inside the stator 2 .
  • the control method presented as part of this application can also be used for an external rotor machine in which the stator is on the inside in a rotationally fixed manner and the rotor is on the outside in the form of a hollow cylinder and rotates around the stator.
  • the rotor 4 rotates relative to the stator 2 by a magnetic interaction between a magnetic rotor field and a magnetic stator field.
  • the rotor and stator fields are superimposed in the air gap 3 , as a result of which a torque is built up on the rotor 4 in relation to the stator 2 .
  • Stray fields in the rotor 4 or stator 2 which do not close via the air gap 3 and the respective other component, ie the stator 2 and rotor 4, do not contribute to the formation of a torque.
  • control method described below is suitable for an electrical machine 1 designed as a three-phase machine, for example an asynchronous machine or a synchronous machine.
  • FIG. 1a a segment of the electric machine 1 is shown, which is referred to as the pole pitch 5.
  • This pole pitch 5 is shown in more detail in FIG. 1b.
  • FIG. 1b shows that the stator 2 includes a stator yoke 21 and has a plurality of stator teeth 22 directed radially inwards, between which grooves 23 are correspondingly formed.
  • Stator windings 24 which generate the stator magnetic field are arranged in these slots 23 .
  • a stator winding 24 is only indicated in one of the slots 23 in FIG. 1b.
  • the rotor 4 has a rotor yoke 41 in which permanent magnets 42 are embedded.
  • the permanent magnets 42 are surrounded by cavities 43 in the rotor yoke 41 in the radial direction.
  • the electric machine 1 shown is a permanently excited synchronous machine with embedded magnets. This is purely exemplary. It is noted that the control method according to the application can also be used for other types of three-phase machines, for example synchronous machines with separate excitation, synchronous machines with embedded magnets and surface magnets, reluctance machines and asynchronous machines.
  • stator windings 24 are used, which are arranged over the circumference of the stator 2 in the slots 23.
  • Each of the three windings which are also called phase windings, can include several coils.
  • the three phase windings are azimuthally offset from one another, although they can partially overlap.
  • magnetic poles are formed along the circumference of the stator 2, specifically at least one pooled pair, usually a plurality of pole pairs. The azimuthal extent of half a pair of poles corresponds precisely to the pole pitch 5 indicated in FIG. 1a and reproduced in FIG. 1b.
  • FIG. 2a shows pole pitch 5 from FIG. 1b in a representation with magnetic field lines during operation of electrical machine 1.
  • Stator field lines 20 in stator 2 and rotor field lines 40 in rotor 4 can be seen.
  • FIG. 2b shows a detail from FIG. 2a in the area of three stator teeth 22.
  • the stator field lines 20 and the rotor field lines 40 are drawn in with greater density and in more detail.
  • the figure clearly shows the bundling of the rotor field lines 40 by the permanent magnet 42 and the routing of the rotor field lines 40 around the cavities 43 .
  • the guidance of the stator field lines 20 through the stator teeth 22 can also be seen.
  • FIG. 2b also shows flat measuring coils 31 arranged on the stator teeth 22, specifically on their tooth flanks. The extend in the axial direction Measuring coils 31 preferably over the entire length of the stator tooth 22. As the air gap field lines 30 in the air gap 3 show, the measuring coils 31 essentially detect all, but at least all, torque-relevant magnetic fields.
  • a stator tooth 22 is shown separately in a schematic representation in FIG. 3 in order to clarify the arrangement of the measuring coil 31 on the tooth flank of the stator tooth 22 .
  • the measuring coil 31 is designed as a so-called “radial coil”, ie a coil with a number of turns that lie within one plane.
  • the measuring coil 31 preferably has a thin (plastic) film as the carrier material, onto which the conductor loops that form the coil are vapour-deposited.
  • the measuring coil 31 can thus use the technology and the established manufacturing processes of flexible printed circuit boards (FPC—Flexible Printed Circuits).
  • a single coil is formed, which essentially extends over the entire surface of the tooth flank of the stator tooth 22 .
  • FIG. 4 illustrates a winding diagram of the electrical machine 1 shown above. It is noted that the winding scheme shown is purely exemplary and serves to derive and explain the method according to the application. The relationships shown below can be transferred to any other winding scheme, e.g. B. also to those that have multi-layer or long-stretched windings. Purely by way of example, the stator 2 of the electrical machine 1 shown in FIG. 4 has exactly one pair of poles with twelve stator teeth. However, the method according to the application described below can also be transferred analogously to electrical machines with a plurality of pole pairs.
  • FIG. 4 shows the twelve stator teeth 22 with stator windings 24.
  • the stator 2 of the electrical machine 1 is shown unrolled, so that the stator teeth 22 are shown linearly along a line.
  • the twelve stator teeth 22 are assigned to the one pair of poles mentioned and thus to two pole pitches 5 .
  • the electrical machine 1 is a three-phase machine operated on three electrical phases u, v and w. It has three phase windings 24 accordingly.
  • the designation of the phases u, v, w is used as an index for identifying the three phase windings 24 and all measured or calculated parameters that depend on the respective phase winding 24 or the respective electrical phase u, v , w are.
  • the phase windings 24 of the three phases u, v, w each consist of two concentric coils with a number of turns N 1 and N 2 .
  • the stator windings 24 belonging to one coil are connected to a box labeled N 1 or N 2 in FIG. 4 in order to indicate the association of the corresponding stator windings 24 (shown in section) with one another.
  • the stator teeth 22 of the pole pair are numbered consecutively from 1-12 in FIG. 4, the numbering being used below to indicate the stator teeth 22 . Due to the linearly unwound representation of the stator 2, the connecting lines starting from the phase windings 24 of the phase w on the left in FIG .
  • An outer coil of the phase u thus includes the stator teeth 22 with the index 1-7 and an inner coil of the phase u the stator teeth 22 with the index 2-6.
  • the phase v and w coils are each offset by four teeth, which corresponds to one third of the number of teeth in a pole pair.
  • the coils of phase w are in turn offset by four teeth compared to phase v (their outgoing conductors are in slots 9 and 10 and the return conductors in slots 3 and 4). They are formed with windings of adjacent pairs of poles, not shown in FIG. 4, if the machine has several pairs of poles.
  • a measuring coil 31 (not shown in FIG. 4) is arranged on each of the twelve stator teeth 22, with which a magnetic linkage flux ⁇ can be measured in each case.
  • the individually measured linkage fluxes ⁇ , which are measured on the respective stator tooth 22, are referred to below as ⁇ 1 - ⁇ 12 using the index of the stator tooth 22.
  • the factor k indicates the ratio of the linkage flux ⁇ 1 - ⁇ 12 to the (actual) magnetic flux in the respective stator tooth 22 .
  • the factor k depends on the geometry of the measuring coil 31 on the stator tooth 22, for example on the number of windings and the associated area. It can be determined, for example, in a no-load test with stator windings 24 without current by comparing induced voltages at connections of the electrical machine 1 with calculated voltages according to the formulas given above, induced voltages being used in the formulas instead of the magnetic fluxes .
  • ⁇ a 2/3 ( ⁇ u + ⁇ v cos(2/3 ⁇ ) + ⁇ w cos(4/3 ⁇ ))
  • ⁇ b 2/3 ( ⁇ v sin(2/3 ⁇ ) + ⁇ w sin(4/3 ⁇ ))
  • M actual 3/2 p ( ⁇ a xl b - ⁇ b xl a ) where p indicates the number of pole pairs of the electric machine 1.
  • stator fluxes which are referred to below as “stator fluxes” for the sake of simplicity, only represent a main flux of the stator 2 .
  • a stray flux component is not determined, since the magnetic fields measured by the measuring sensors 31 do not detect stray fluxes.
  • the leakage flux component does not contribute to the torque either, it can be neglected for the control purposes explained below. It is noted that for other purposes, e.g. B. to calculate a terminal voltage on the electrical machine 1 in motor or generator operation, the contribution of the leakage flux component would have to be taken into account. This is to be distinguished from no-load operation, in which no stator stray fluxes occur without a stator current, which is why the method given above can be used to find k.
  • the instantaneous torque M actual determined in this way can be used as a controlled variable in a control method for the electrical machine 1 and, for example, currents can be controlled in such a way that a specified torque M setpoint is achieved.
  • each of the twelve stator teeth 22 shown is provided with a measuring coil 31 .
  • every stator tooth 22 of the electrical machine 1 needs to be equipped with a measuring coil 31, since the symmetrical structure of the electrical machine 1 allows the magnetic field in the air gap 3 to be determined by measurements on a few selected stator teeth 22 over the entire circumference of the Stators 2 to reconstruct.
  • the number of required measuring coils 31 can be reduced to two, which are then attached to two stator teeth 22 offset by half a pole pitch 5 should.
  • the components of the stator flux ⁇ a , ⁇ b and the phase currents la , lb are shown as examples of a snapshot over the axes a, b.
  • the current position of the vector of the stator flux ⁇ is specified as the angular position ⁇ relative to the coordinate axis a. Compared to the coordinate system fixed to the stator (i.e.
  • the resulting vectors of the stator flux ⁇ and the phase current I have different phase positions, which are at an angle ⁇ between the vector of the phase current I and the vector of the stator flux ⁇ utter.
  • FIG. 5 also shows the projection of the vector of the phase current I onto the vector of the stator flux ⁇ , in other words the vector of the phase current I has been divided into a component parallel to the vector of the stator flux ⁇ and a component perpendicular thereto.
  • the abbreviation I d ( ⁇ ) is assigned to the parallel component and the abbreviation l q ( ⁇ ) to the vertical component. Since only the vertical component l q ( ⁇ ) results in a torque, it is also referred to below as the “torque-generating component l q ( ⁇ ) ”.
  • the component I d ( ⁇ ) aligned parallel to the direction of the stator flux vector ⁇ represents a flux-forming component of the current vector I.
  • the two components of the current vector I, the flux-forming component I d ( ⁇ ) and the torque-forming component l q ( ⁇ ) can thus be measured in the method described above without further approximations using the measuring coils 31 on the stator teeth 22 and a measurement of the phase currents l u , l v , I w can be determined.
  • variables are also manipulated variables in known control methods for electrical machines.
  • the previously indicated way of directly determining these variables correspondingly allows an electric machine to be controlled without the need to determine these variables from a rotor position measured using a position sensor or without the inadequacy of determining these variables from model-based estimates.
  • FIG. 6 shows an arrangement for controlling an electrical machine 1 using the direct measurement of torque M and stator flux ⁇ .
  • the arrangement includes a converter 6 with phase current outputs 61, via which the stator windings 24 of the electrical machine 1 are energized.
  • the String current outputs 61 are followed by string current sensors 62 which record (time-dependent) measured values for the string currents l u , l v , l w .
  • the evaluation unit 7 includes inputs 71 for the measuring coils 31 and inputs 72 for the phase currents l u , l v , l w .
  • An instantaneous (actual) torque M actual and the speed n are output at outputs 73, as well as an instantaneous stator flux vector T'actual, present in the form of its absolute value
  • control arrangement 8 which includes the actual controller 81 and a coordinate transformer 85 .
  • controller 81 the supplied actual values of torque M actual and stator flux
  • the torque setpoint value M setpoint is supplied directly and represents the control specification for the electric machine 1.
  • the setpoint value for the stator flux ⁇ setpoint is calculated from the torque setpoint value M setpoint and with the aid of a specification unit 9 of the speed n is calculated, the specification unit 9 including a desired speed-dependent relationship between the torque setpoint value M setpoint and the stator flux setpoint value ⁇ setpoint in a predefined and stored family of characteristics.
  • controller 81 outputs voltages U d , U q for the phase windings of the electrical machine as manipulated variables. These voltages are output in the d/q coordinate system at the control outputs 84 and are converted in the coordinate transformer 85 into the actual defaults for phase voltages U u , U v , U w for the inverter 6 , which are made available at phase control outputs 86 become.
  • FIG. 6 thus shows a field-oriented control for the electrical machine 1 based on a direct measurement of the controlled variables.
  • FIG. 7 shows a modification of this field-oriented control, the control principle of which is known as direct torque control (DTC—Direct Torque Control).
  • DTC Direct Torque Control
  • the same reference symbols identify elements that are the same or have the same effect as in FIG.
  • the converter 6 is not controlled via specifications for the phase voltages U u , U v , U w for the phase windings 24, but rather via switching states S u , S v , S w , which directly control switching elements Which control the phase windings 24 in a pulse width modulation process.
  • a switching table 87 is provided instead of the coordinate transformer 85, with the switching states S u , S v , S w being selected on the basis of the control output 84 of the controller 81 .
  • the actual value of the torque M is and the actual value of the stator flux ⁇ is determined directly from the measured values of the measuring sensors 31 and the measured winding currents l u , l v , l w . It is not necessary to estimate these values or to take into account other machine parameters that could change during operation.
  • I phase current (in vector representation) ⁇ 1 - ⁇ 12 measured magnetic interlinking flux ⁇ u , ⁇ v , ⁇ w magnetic interlinking flux
  • ⁇ is instantaneous magnetic linkage flux (in vectorial

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Regeln einer elektrischen Maschine (1) unter Verwendung von Messspulen (31), die in einem zwischen einem Stator (2) und einem Rotor (4) der elektrischen Maschine liegenden Luftspalt (3) angeordnet sind, wobei mehrere Strangwicklungen (24) vorhanden sind, die verschiedenen elektrischen Phasen (u, v, w) zugeordnet sind. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf: - Messen von magnetischen Verkettungsflüssen (Ψ1 - Ψ12) in dem Luftspalt (3) mithilfe der Messspulen (31); - Bestimmen von magnetischen Verkettungsflüssen (Ψu, Ψv, Ψw) der mehreren Strangwicklungen (24) der verschiedenen Phasen (u, v, w); - Transformieren der bestimmten magnetischen Verkettungsflüsse (Ψu, Ψv, Ψw) in ein statorfestes orthogonales Koordinatensystem, um orthogonale magnetische Verkettungsflüsse (Ψa, Ψb) zu erhalten; - Messen von Strangströmen (Iu, Iv, Iw), die durch die mehreren Strangwicklungen (24) fließen; - Transformieren der gemessenen Strangströme (Iu, Iv, Iw) in das statorfeste orthogonale Koordinatensystem, um orthogonale Strangströme (Ia, Ib) zu erhalten; - Ermitteln eines momentanen Drehmoments (Mist) und/oder einer flussbildenden Komponente (Id) eines aus den orthogonalen Strangströme (Ia, Ib) gebildeten Strangstromvektors (I) aus den orthogonalen magnetischen Verkettungsflüssen (Ψa, Ψb) und den orthogonalen Strangströmen (Ia, Ib); und - Regeln der elektrischen Maschine (1) basierend auf dem so bestimmten momentanen Drehmoment (Mist) und/oder der flussbildenden Komponente (Id). Die Erfindung betrifft weiterhin ein System zum Regeln einer elektrischen Maschine (1) unter Verwendung dieses Verfahrens.

Description

VERFAHREN UND SYSTEM ZUR REGELUNG EINER ELEKTRISCHEN MA- SCHINE
Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie ein System zum Regeln einer elektri- schen Maschine unter Verwendung von Messspulen, die in einem zwischen ei- nem Stator und einem Rotor der elektrischen Maschine liegenden Luftspalt an- geordnet sind, wobei mehrere Strangwicklungen vorhanden sind, die verschie- denen elektrischen Phasen zugeordnet sind.
In vielen industriellen Einsatzbereichen und zunehmend auch in mobilen An- wendungen („Elektromobilität“) werden elektrische Maschinen als Antriebsmo- toren mit hohem Wirkungsgrad und hoher spezifischer Leistung und Leistungs- dichte eingesetzt.
Bei vielen Anwendungen wird eine zuverlässige und kostengünstig umsetzbare Regelung der Antriebsmotoren im Hinblick auf Drehzahlen und/oder Drehmo- mente benötigt. Dabei sind Regelverfahren bekannt, die eine gemessene Ro- torposition berücksichtigen. Zu dem Zweck werden optische, induktiv arbeiten- de oder auf dem Hall-Effekt basierende Positionssensoren eingesetzt, die i. d. R. außerhalb der elektrischen Maschine angeordnet sind und einen Drehwinkel des Rotors gegenüber dem Stator an der Rotorachse messen.
Um die Kosten eines solchen Lage- und/oder Drehzahlsensors einzusparen, sind zudem Ansätze für eine Regelung der elektrischen Maschine bekannt, die ohne Positionssensor auskommen. Sie basieren gemäß dem Stand der Tech- nik auf einer Schätzung der Lage des Rotors gegenüber dem Stator mithilfe von mathematischen Rechenmodellen der elektrischen Maschine und einigen leicht messbaren Maschinengrößen, wie beispielsweise Spannungssollwerte und gemessenen Phasenströmen.
Die Druckschrift WO 2013/079502 A beschreibt beispielsweise einen Hall- Magnetfeldsensor in Dünnschichttechnologie, der auf eine Oberfläche eines Statorpols aufgebracht wird. Mit dem Sensor kann eine magnetische Flussdich- te im Luftspalt gemessen werden, die als Regelgröße für eine flussgestütze modellbasierte Regelung eingesetzt werden kann. Typischerweise ermöglicht jedoch erst eine genaue Kenntnis vieler Maschinen- parameter eine ausreichend genaue Schätzung der Lage des Rotors, um die elektrische Maschine zuverlässig und energieeffizient zu betreiben. Bereits eine produktionsbedingte Schwankung der Parameter von Maschine zu Maschine macht eine ausreichend genaue Schätzung der Lage des Rotors für viele An- wendungszwecke unzulänglich. Zudem unterliegen viele der in das mathemati- sche Rechenmodell eingehenden Parameter einem Einfluss unterschiedlicher Betriebsbedingungen, vor allem dem Einfluss der Betriebstemperatur. Nicht in allen Fällen kann die Betriebsbedingung adäquat im mathematischen Rechen- modell berücksichtigt werden oder es kann die Betriebsbedingung nicht ausrei- chend genau gemessen werden, um berücksichtigt werden zu können. Letzte- res gilt beispielsweise für die Rotortemperatur, die nur mit großem messtechni- schen Aufwand im Betrieb genau bestimmt werden kann.
Aus der Druckschrift WO 2019/101688 A1 ist der Einsatz einer Messspule in- nerhalb eines Luftspalts zwischen Rotor und Stator einer elektrischen Maschine bekannt, um verschiedene Eigenschaften der elektrischen Maschine im Betrieb zu ermitteln. Bei dem beschriebenen Verfahren wird die Eigenschaft der elektrischen Maschine zum einen anhand einer gemessenen Impedanz der Messspule und zum anderen anhand einer induzierten Spannung in der Mess- spule bestimmt. Als Ergebnis der Messungen kann beispielsweise eine Dreh- position und/oder eine Drehzahl des Rotors gegenüber dem Stator ermittelt werden. Auch können Magnetfelder von Permanentmagneten im Rotor bei permanenterregten Synchron- oder Asynchronmaschinen ermittelt werden, die indirekt einen Rückschluss auf Temperaturen im Rotor zulassen. Die so ge- wonnenen Größen können im Rahmen eines modellbasierten Regelverfahrens für die elektrische Maschine eingesetzt werden. Die im Luftspalt angeordnete Messspule kann beispielsweise durch einen Folienleiter mit aufgedruckten In- duktionsschleifen gebildet sein. Vorteilhaft kann so mit einem einfachen und kostengünstigen Sensor ein Regelverfahren umgesetzt werden. Nachteilig ist, dass auch hierbei ein hinterlegtes Rechenmodell der elektrischen Maschine eingesetzt werden muss, auf dessen Basis die Regelgrößen anhand der ge- messenen Werte näherungsweise bestimmt werden können. Die Berücksichti- gung z. B. einer ermittelten Rotortemperatur verbessert zwar die Güte der Nä- herung, macht sie aber nicht unumgänglich.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Regelverfahren und ein Regelsystem anzugeben, das auf den Ergebnissen von Messwerten eines Messsensors innerhalb des Luftspalts zwischen Rotor und Stator einer elektri- sehen Maschine basiert und dabei Regelgrößen einsetzt, die unmittelbar und konkret und nicht nur näherungsweise bestimmt werden. Es ist eine weitere Aufgabe, ein System mit einer elektrischen Maschine und einem derartigen Regler zu beschreiben.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren und ein System mit den jeweiligen Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltung und Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweiligen abhängigen Ansprüche.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren der eingangs genannten Art weist die fol- genden Schritte auf: Es werden magnetische Verkettungsflüsse in dem Luft- spalt mithilfe der Messspulen gemessen und magnetische Verkettungsflüsse der mehreren Strangwicklungen der verschiedenen Phasen bestimmt. Die so bestimmten magnetischen Verkettungsflüsse werden in ein statorfestes ortho- gonales Koordinatensystem transformiert, um orthogonale magnetische Verket- tungsflüsse zu erhalten. Weiter werden Strangströme, die durch die mehreren Strangwicklungen fließen, gemessen und in das statorfeste orthogonale Koor- dinatensystem transformiert, um orthogonale Strangströme zu erhalten. Daraus wird ein momentanes Drehmoment und/oder eine flussbildende Komponente bestimmt und die elektrische Maschine basierend auf dem momentanen Dreh- moment und/oder der flussbildenden Komponente geregelt.
Die beiden Komponenten des Stromvektors, die flussbildende Komponente und die drehmomentbildende Komponente (und damit das aktuelle Drehmoment) können durch dieses Verfahren ohne weitere Näherungen messtechnisch mit- hilfe der Messspulen im Luftspalt sowie der Messungen der Strangströme be- stimmt werden. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt die Bestimmung der magnetischen Verkettungsflüsse der mehreren Strangwicklungen der ver- schiedenen Phasen aus den Messwerten der Mehrzahl der Messspulen bevor- zugt unter Berücksichtigung eines vorbekannten Wicklungsschemas der Strangwicklungen um die Statorzähne.
Durch die direkte Bestimmung dieser Größen kann die elektrische Maschine geregelt werden, ohne dass ein Positionssensor zur Messung der Rotorposition erforderlich ist, und ohne dass diese Größen anhand von Modellen geschätzt werden und unter Umständen ungenau sind.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens wird das momentane Drehmoment anhand des Kreuzprodukts der orthogonalen magnetischen Ver- kettungsflüsse und der orthogonalen Strangströme bestimmt. Für die Regelung kann das momentane Drehmoment mit einem vorgegebenen Sollwert des Drehmoments verglichen werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens wird die flussbil- dende Komponente des Strangstromvektors durch eine Projektion des Strangstromvektors auf einen aus den orthogonalen magnetische Verkettungs- flüssen gebildeten Verkettungsflussvektors bestimmt. Für die Regelung kann die flussbildende Komponente des Strangstromvektors mit einem Sollwert für diese Komponente verglichen werden, der anhand des Sollwerts des Drehmo- ments bestimmt wird, beispielsweise mithilfe einer vorgegebenen Tabelle.
Die Regelung kann als feldorientierte Regelung oder als direkte Drehmoment- regelung ausgebildet sein. Diese beiden Verfahren sind - mit anderer Bestim- mung der Regelgrößen - grundsätzlich bekannt, wodurch vorteilhaft auf etab- lierte Regelkreise zurückgegriffen werden kann. Dabei können zudem aus den orthogonalen magnetische Verkettungsflüssen eine Rotorposition und/oder ei- ne Rotordrehzahl ermittelt werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens wird eine Mehr- zahl von Messspulen eingesetzt, die jeweils auf einem Statorzahn des Stators angeordnet sind. Bevorzugt können die Messspulen Planarspulen sein, die auf Folien aufgebracht sind. Derartige Messspulen können so dünn gefertigt sein, dass sie in elektrischen Maschinen mit typischen Luftspaltbreiten eingesetzt werden können.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens werden die ge- messenen Strangströme und/oder magnetischen Verkettungsflüsse unterei- nander, mit Erwartungswerten und/oder mit zuvor ermittelten Werten zu Diag- nosezwecken verglichen. So kann während der Ausführung des Regelverfah- rens zusätzlich eine Diagnose der elektrischen Maschine oder seiner Ansteue- rung erfolgen. Die Größe der magnetischen Verkettungsflüsse ergeben sich aus dem Zusammenwirken der Bestromung der Statorwicklungen und der Magnetisierung des Rotors. Wenn sich hier im Verhältnis der Werte unterei- nander oder im Vergleich zu früheren Messungen Unterschiede zeigen, kann das auf Fehler in der Messung der Ströme und/oder Änderungen der Rotor- Magnetisierung, z.B. auf eine Entmagnetisierung, hinweisen. Auch Asymmet- rien im Hinblick auf die verschiedenen Phasen können Fehler andeuten, z.B. eventuelle Windungsschlüsse oder Leitungsbrüche. Ein erfindungsgemäßes System zum Regeln einer elektrischen Maschine unter Verwendung von Messspulen, die in einem zwischen einem Stator und einem Rotor der elektrischen Maschine liegenden Luftspalt angeordnet sind, weist ei- ne Auswerteeinheit zum Auswerten von Messwerten der Messspulen und einen Regler auf, der mit Ist-Wert Eingängen mit der Auswerteeinheit verbunden ist. Das System zeichnet sich dadurch aus, dass die Auswerteeinheit und der dem Regler zur Durchführung eines zuvor genannten Verfahrens eingerichtet ist. Es ergeben sich die im Zusammenhang mit dem Verfahren genannten Vorteile.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mithilfe von Figuren näher erläutert. Die Figuren zeigen:
Fig. 1a eine schematische Prinzipdarstellung einer elektrischen Maschi- ne;
Fig. 1 b eine detailliertere schematische Darstellung einer Polteilung der in Fig. 1 dargestellten elektrischen Maschine;
Fig. 2a die Polteilung gemäß Fig. 1 b in einer Darstellung mit magneti- schen Feldlinien;
Fig. 2b ein Ausschnitt aus Fig. 2a mit einer detaillierteren Darstellung der Feldlinien;
Fig. 3 eine Schrägansicht eines Statorzahns mit einer Messspule;
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Wicklungsschemas einer elektrischen Maschine;
Fig. 5 eine Darstellung einer Flussverkettung und Strangströmen einer elektrischen Maschine;
Fig. 6 eine elektrische Maschine mit einem Regelsystem zur Durchfüh- rung einer feldorientierten Regelung in einem Blockschaltbild;
Fig. 7 eine elektrische Maschine mit einem Regelsystem zur Durchfüh- rung einer feldorientierten Regelung in einem Blockschaltbild für eine direkte Momenten-Regelung. Die Figuren 1 a, b und 2a, b zeigen zunächst eine elektrische Maschine 1 , die mit dem erfindungsgemäßen Regelverfahren geregelt werden kann.
Die Figur 1 a zeigt die elektrische Maschine 1 in einem Querschnitt in einer sehr schematischen Darstellung. Die elektrische Maschine 1 weist einen Stator 2 auf, der in etwa hohlzylinderförmig ausgebildet ist. Innerhalb des Stators 2 ist ein Rotor 4 drehbar gelagert, wobei zwischen dem Stator 2 und dem Rotor 4 sich ein um laufender Luftspalt 3 befindet. Bei dem hier dargestellten Beispiel ist die elektrische Maschine 1 als Innenläufer ausgebildet - der Stator 2 ist ortsfest und liegt außerhalb, während Rotor 4 innerhalb des Stators 2 drehbar gelagert ist. Das im Rahmen dieser Anmeldung vorgestellte Regelverfahren kann auch für eine Außenläufermaschine eingesetzt werden, bei der der Stator drehfest innen liegt und der Rotor in Form eines Hohlzylinders sich außen befindet und um den Stator dreht.
Im Betrieb wird eine Drehung des Rotors 4 gegenüber dem Stator 2 durch eine magnetische Wechselwirkung zwischen einem magnetischen Rotorfeld und ei- nem magnetischen Statorfeld erreicht. Im Luftspalt 3 überlagern sich Rotor- und Statorfeld, wodurch ein Drehmoment am Rotor 4 gegenüber dem Stator 2 aufgebaut wird. Streufelder im Rotor 4 bzw. Stator 2, die sich nicht über den Luftspalt 3 und die jeweils andere Komponente, also Stator 2 und Rotor 4, schließen, tragen nicht zur Bildung eines Drehmoments bei.
Das nachfolgend beschriebene Regelverfahren ist für eine als Drehstromma- schine ausgebildete elektrische Maschine 1 geeignet, beispielsweise eine Asynchronmaschine oder eine Synchronmaschine.
In Figur 1 a ist ein Segment der elektrischen Maschine 1 eingezeichnet, das als Polteilung 5 bezeichnet wird. Diese Polteilung 5 ist in Figur 1 b detaillierter wie- dergegeben.
Figur 1 b zeigt, dass der Stator 2 ein Statorjoch 21 umfasst und eine Mehrzahl von radial nach innen gerichteten Statorzähnen 22 aufweist, zwischen denen entsprechend Nuten 23 ausgebildet sind. In diesen Nuten 23 sind Statorwick- lungen 24 angeordnet, die das Statormagnetfeld erzeugen. Beispielhaft ist in Figur 1 b der Übersicht halber nur in einer der Nuten 23 eine Statorwicklung 24 angedeutet. Der Rotor 4 weist ein Rotorjoch 41 auf, in das Permanentmagnete 42 eingebet- tet sind. In radialer Richtung sind die Permanentmagnete 42 durch Kavitäten 43 im Rotorjoch 41 umgeben.
Die dargestellte elektrische Maschine 1 ist eine permanenterregte Synchron- maschine mit eingebetteten Magneten. Dieses ist rein beispielhaft. Es wird an- gemerkt, dass das anmeldungsgemäße Regelverfahren auch für andere Arten von Drehstrommaschinen, beispielsweise Synchronmaschinen mit Fremderre- gung, Synchronmaschinen mit eingebetteten Magneten und Oberflächenmag- neten, Reluktanzmaschinen und Asynchronmaschinen verwendet werden kann.
Bei Drehstrommaschinen werden i. d. R. drei in einer Stern- oder Dreieckschal- tung miteinander verschaltete Statorwicklungen 24 eingesetzt, die über den Umfang des Stators 2 in den Nuten 23 angeordnet sind. Jede der drei Wicklun- gen, die auch Strangwicklungen genannt werden, kann mehrere Spulen umfas- sen. Gegeneinander sind die drei Strangwicklungen azimutal versetzt, wobei sie sich jedoch teilweise überlappen können. Mithilfe der Strangwicklungen werden entlang des Umfangs des Stators 2 magnetische Pole gebildet, konkret mindestens ein Poolpaar, üblicherweise mehrere Polpaare. Die azimutale Aus- dehnung eines halben Polpaares entspricht gerade der in der Figur 1 a angege- benen und in Figur 1 b wiedergegebenen Polteilung 5.
In der Figur 2a ist die Polteilung 5 der Figur 1 b in einer Darstellung mit magne- tischen Feldlinien im Betrieb der elektrischen Maschine 1 gezeigt. Zu erkennen sind Statorfeldlinien 20 im Stator 2 und Rotorfeldlinien 40 im Rotor 4.
Figur 2b zeigt einen Ausschnitt aus Figur 2a im Bereich von drei Statorzähnen 22. In dieser Darstellung sind die Statorfeldlinien 20 und die Rotorfeldlinien 40 in größerer Dichte und detaillierter eingezeichnet. Die Figur zeigt gut die Bün- delung der Rotorfeldlinien 40 durch den Permanentmagneten 42 und die Füh- rung der Rotorfeldlinien 40 um die Kavitäten 43 herum. Ebenso ist die Führung der Statorfeldlinien 20 durch die Statorzähne 22 zu erkennen.
In der Figur 2b ist der Verlauf der magnetischen Feldlinien auch im Luftspalt 3 zu erkennen, wiedergegeben durch Luftspaltfeldlinien 30.
Weiter zeigt die Figur 2b auf den Statorzähnen 22, konkret auf deren Zahnflan- ken angeordnete flache Messspulen 31 . In axialer Richtung erstrecken sich die Messspulen 31 bevorzugt über die gesamte Länge des Statorzahns 22. Wie die Luftspaltfeldlinien 30 im Luftspalt 3 zeigen, werden von den Messspulen 31 im Wesentlichen alle, zumindest aber alle drehmomentrelevanten magnetischen Felder erfasst.
In Figur 3 ist ein Statorzahn 22 in einer schematischen Darstellung separat dargestellt, um die Anordnung des Messspule 31 auf der Zahnflanke des Statorzahns 22 zu verdeutlichen. Die Messspule 31 ist als sog. „Radialspule“ ausgebildet, also aus einer Spule mit mehreren Windungen, die innerhalb einer Ebene liegen. Bevorzugt weist die Messspule 31 eine dünne (Kunststoff-) Folie als Trägermaterial auf, auf die Leiterschleifen, die die Spule bilden, aufge- dampft sind. Der Messspule 31 kann sich somit der Technologie und den etab- lierten Herstellungsverfahren von flexiblen Leiterplatten (FPC -Flexible Printed Circuits) bedienen.
Bei dem dargestellten Beispiel ist eine einzige Spule ausgebildet, die sich im Wesentlichen über die gesamte Fläche der Zahnflanke des Statorzahns 22 er- streckt. In alternativen Ausgestaltungen ist es möglich, in axialer Richtung ent- lang der Zahnflanke mehrere getrennt kontaktierbare Spulen vorzusehen. Die- ses ist dann von Interesse, wenn der Rotor 4 der elektrischen Maschine als sog. „segmentierter Rotor“ ausgebildet ist, der in axialer Richtung mehrere hin- tereinander angeordnete und um einen bestimmten Winkelbetrag verdrehte Ro- torsegmente aufweist.
Figur 4 verdeutlicht in einer schematischen Darstellung ein Wickelschema der zuvor gezeigten elektrischen Maschine 1 . Es wird angemerkt, dass das darge- stellte Wickelschema rein beispielhaft ist und der Herleitung und Erläuterung des anmeldungsgemäßen Verfahrens dient. Die nachfolgend gezeigten Zu- sammenhänge sind auf beliebige andere Wickelschemata übertragbar, z. B. auch auf solche, die mehrschichtige oder gesehnte Wicklungen aufweisen. Rein beispielhaft weist der Stator 2 der in Figur 4 gezeigten elektrischen Ma- schine 1 genau ein Polpaar mit zwölf Statorzähne auf. Das nachfolgend be- schriebene anmeldungsgemäße Verfahren lässt sich analog aber auch auf elektrische Maschinen mit mehreren Polpaaren übertragen.
Die Figur 4 stellt die zwölf Statorzähne 22 mit Statorwicklungen 24 dar. Zur ein- facheren Darstellung ist der Stator 2 der elektrischen Maschine 1 abgerollt dar- gestellt, so dass die Statorzähne 22 entlang einer Linie linear wiedergegeben sind. Die zwölf Statorzähne 22 sind dem genannten einen Polpaar und damit zwei Polteilungen 5 zugeordnet. Wie bereits erwähnt, ist die elektrische Maschine 1 eine Dreiphasenmaschine, betrieben an drei elektrischen Phasen u, v und w. Sie weist entsprechend drei Strangwicklungen 24 auf. Im Rahmen dieser An- meldung wird die Bezeichnung der Phasen u, v, w als Index zur Kennzeich- nung der drei Strangwicklungen 24 sowie aller gemessenen oder berechneten Parameter verwendet, die abhängig von der jeweiligen Strangwicklungen 24 bzw. der jeweiligen elektrischen Phase u, v, w sind.
Bei dem Beispiel der Figur 4 bestehen die Strangwicklungen 24 der drei Pha- sen u, v, w jeweils aus zwei konzentrischen Spulen mit Windungszahlen N1 bzw. N2. Die zu jeweils einer Spule gehörenden Statorwicklungen 24 sind in der Figur 4 mit einem als N1 bzw. N2 bezeichneten Kästchen verbunden, um die Zugehörigkeit der entsprechenden (geschnitten dargestellten) Statorwicklungen 24 zueinander anzuzeigen. Weiter sind in der Figur 4 die Statorzähne 22 der Polpaarung von 1-12 durchnummeriert, wobei die Nummerierung nachfolgend zur Indizierung der Statorzähne 22 verwendet wird. Aufgrund der linear abge- wickelten Darstellung des Stators 2 sind die links in der Figur 4 von den Strangwicklungen 24 der Phase w ausgehenden Verbindungsstriche mit den rechts in der Figur 4 angegebenen Kästchen mit den Windungszahlen N1 bzw. N2 gedanklich zu verbinden.
Eine äußere Spule der Phase u umfasst somit die Statorzähne 22 mit dem In- dex 1-7 und eine innere Spule der Phase u die Statorzähne 22 mit dem Index 2-6. Die Spulen der Phase v und w sind hier jeweils um vier Zähne versetzt, was einem Drittel der Anzahl der Zähne eines Polpaars entspricht. Die Strang- spulen der Phase w sind wiederum um vier Zähne gegenüber der Phase v ver- setzt (deren Hinleiter befinden sich in den Nuten 9 und 10 und die Rückleiter in den Nuten 3 und 4). Sie werden mit Wicklungen aus sich anschließenden, in der Fig. 4 nicht dargestellten Polpaaren gebildet, wenn die Maschine mehrere Polpaare hat.
Auf jedem der zwölf Statorzähne 22 ist eine in der Figur 4 nicht gezeigte Mess- spule 31 angeordnet, mit der jeweils ein magnetischer Verkettungsfluss Ψ ge- messen werden kann. Die einzelnen gemessenen Verkettungsflüsse Ψ, die auf dem jeweiligen Statorzahn 22 gemessen werden, werden nachfolgend anhand des Index des Statorzahns 22 als Ψ1 - Ψ12 bezeichnet. Anhand der Messwerte der Verkettungsflüsse Ψ1 - Ψ12 können den Strangspu- len bzw. Phasen u, v, w zugeordnete magnetische Verkettungsflüsse Ψu, Ψv und Ψw unter Berücksichtigung der Windungszahlen N1 und N2 wie folgt be- stimmt werden (Gleichungen 1 ): Ψu= k [N1 (Ψ1 + Ψ2 + Ψ3 + Ψ4 + Ψ5 + Ψ6 + Ψ7) + N2 ( Ψ2 + Ψ3 + Ψ4 + Ψ5 + Ψ6)] Ψv= k [N1 (Ψ5 + Ψ6 + Ψ7 + Ψ8 + Ψ9 + Ψ10 + Ψ11) + N2 (Ψ6 + Ψ7 + Ψ8 + Ψ9 + Ψ10)] Ψw= k [N1 (Ψ9 + Ψ10 + Ψ11 + Ψ12 + Ψ1 + Ψ2 + Ψ3) + N2 (Ψ10 + Ψ11 + Ψ12 + Ψ1 + Ψ2)]
Dabei gibt der Faktor k das Verhältnis des Verkettungsflusses Ψ1 - Ψ12 zum (ei- gentlichen) magnetischen Fluss im jeweiligen Statorzahn 22 an. Der Faktor k ist von der Geometrie der Messspule 31 am Statorzahn 22, z.B. von der Anzahl der Windungen und der dazugehörigen Fläche, abhängig. Er kann beispiels- weise in einem Leerlaufversuch mit unbestromten Statorwicklungen 24 durch Vergleich von induzierten Spannungen an Anschlüssen der elektrischen Ma- schine 1 mit berechneten Spannungen nach den oben angegebenen Formeln bestimmt werden, wobei in den Formeln statt den magnetischen Flüssen indu- zierte Spannungen eingesetzt werden.
Für die nachfolgende Verarbeitung der gewonnenen Informationen ist es zweckmäßig, die drei den einzelnen Phasen u, v, w zugeordneten Verkettungs- flüsse Ψu, Ψv und Ψw gemäß den Gleichungen 1 in orthogonale Komponenten mit dem Index a, b zu transformieren. Dazu kann beispielsweise die Clarke- Transformation verwendet werden (Gleichungen 2):
Ψa= 2/3 (Ψu + Ψv cos(2/3 π ) + Ψw cos(4/3 π))
Ψb = 2/3 (Ψv sin(2/3 π ) + Ψw sin(4/3 π ))
Neben den magnetischen Flüssen werden auch die Ströme durch die Strang- wicklungen der Phasen u, v, w als lu, lv, Iw gemessen und auf dieselben ortho- gonalen Komponenten a, b transferiert (Gleichungen 3): la = 2/3 ( lu + lv cos(2/3 π ) + Iw cos(4/3 π )) lb = 2/3 (lv sin(2/3 π ) + Iw sin(4/3 π ))
Mithilfe der jetzt orthogonal zueinanderstehenden magnetischen Flussverket- tungen Ψa, Ψb und den entsprechenden Strangströme la, lb lässt sich über das Kreuzprodukt ein tatsächliches, momentanes Drehmoment Mist der elektrischen Maschine bestimmen: Mist = 3/2 p ( Ψa x lb - Ψb x la) wobei p die Polpaaranzahl der elektrischen Maschine 1 angibt.
Es wird angemerkt, dass die so bestimmten magnetischen Flussverkettungen
Ψa, Ψb, die nachfolgend der einfacheren Darstellung halber als „Statorflüsse“ bezeichnet werden, nur einen Hauptfluss des Stators 2 wiedergeben. Ein Streuflussanteil wird nicht bestimmt, da die gemessenen magnetischen Felder durch die Messsensoren 31 Streuflüsse nicht erfassen. Da der Streuflussanteil aber auch nicht zum Drehmoment beiträgt, kann er für die nachfolgend erläu- terten Regelzwecke durchaus vernachlässigt werden. Es wird angemerkt, dass für andere Zwecke, z. B. zur Berechnung einer Klemmenspannung an der elektrischen Maschine 1 im motorischen oder generatorischen Betrieb der Bei- trag des Streuflussanteils zu berücksichtigen wäre. Hiervon zu unterscheiden ist der Leerlaufbetrieb, in dem ohne Statorstrom auch keine Stator-Streuflüsse entstehen, weswegen die oben angegebene Methode zum Auffinden von k durchgeführt werden kann.
Das so bestimmte momentane Drehmoment Mist kann in einem Regelverfahren für die elektrische Maschine 1 als Regelgröße dienen und z.B. Ströme so gere- gelt werden, dass ein vorgegebenes Drehmoment Msoll erreicht wird.
Im Beispiel der Figur 4 ist jeder der dargestellten zwölf Statorzähne 22 mit einer Messspule 31 versehen. Es braucht jedoch nicht jeder Statorzahn 22 der elektrischen Maschine 1 mit einer Messspule 31 bestückt zu sein, da der sym- metrische Aufbau der elektrischen Maschine 1 es zulässt, das magnetische Feld im Luftspalt 3 durch Messungen an einigen ausgewählten Statorzähnen 22 über den gesamten Umfang des Stators 2 zu rekonstruieren. Unter Annah- me eines symmetrischen Aufbaus der elektrischen Maschine 1 und eines si- nusförmigen Verlaufs des Drehfelds im Luftspalt 3 kann die Anzahl der benötig- ten Messspulen 31 auf zwei reduziert werden, die dann auf zwei um eine halbe Polteilung 5 versetzten Statorzähnen 22 angebracht werden sollen.
In Figur 5 sind die Komponenten des Statorflusses Ψa, Ψb und der Strangströ- me la, lb beispielhaft für eine Momentaufnahme über den Achsen a, b darge- stellt. Die Achsen a und b bilden ein statorfestes Koordinatensystem, in dem resultierende Vektoren Ψ = ( Ψa, Ψb) und I = (la, lb) bei Drehung des Rotors der elektrischen Maschine rotieren. Die aktuelle Lage des Vektors des Statorflus- ses Ψ ist als Winkellage ε gegenüber der Koordinatenachse a angegeben. Ge- genüber dem statorfesten Koordinatensystem (also gegenüber den Achsen a, b in Figur 5) weisen die resultierenden Vektoren des Statorflusses Ψ und des Strangstroms I unterschiedliche Phasenlagen auf, die sich in einem Winkel Φ zwischen dem Vektor des Strangstroms I und dem Vektor des Statorflusses Ψ äußern.
In Figur 5 ist weiter die Projektion des Vektors des Strangstroms I auf den Vek- tor des Statorflusses Ψ dargestellt, mit anderen Worten ist der Vektor des Strangstroms I in eine Parallelkomponente zum Vektor des Statorflusses Ψ und eine dazu senkrechte Komponente aufgeteilt worden. Der Parallelkomponente ist das Kürzel Id (Ψ) und der senkrechten Komponente das Kürzel lq (Ψ) zugeord- net. Da nur die senkrechte Komponente lq (Ψ) in einem Drehmoment resultiert, wird sie nachfolgend auch als „drehmomentbildende Komponente lq (Ψ)“ be- zeichnet. Die parallel zur Richtung des Statorflussvektors Ψ ausgerichtete Komponente Id (Ψ) stellt eine flussbildende Komponente des Stromvektors I dar.
Die beiden Komponenten des Stromvektors I, die flussbildende Komponente Id (Ψ) und die drehmomentbildende Komponente lq (Ψ) können somit in dem zuvor beschriebenen Verfahren ohne weitere Näherungen messtechnisch mithilfe der Messspulen 31 auf den Statorzähnen 22 sowie einer Messung der Strangströ- me lu, lv, Iw bestimmt werden.
Diese Größen sind zudem Stellgrößen in bekannten Regelverfahren für elektri- sche Maschinen. Der zuvor aufgezeigte Weg der direkten Bestimmung dieser Größen erlaubt entsprechend eine Regelung einer elektrischen Maschine ohne die Notwendigkeit, diese Größen aus einer mittels eines Positionssensors ge- messenen Rotorposition zu bestimmen oder ohne die Unzulänglichkeit der Be- stimmung dieser Größen aus modellbasierten Schätzungen.
Figur 6 zeigt in einem schematischen Blockschaltbild eine Anordnung zur Re- gelung einer elektrischen Maschine 1 unter Verwendung der direkten Messung von Drehmoment M und Statorfluss Ψ.
Die Anordnung umfasst einen Umrichter 6 mit Strangstromausgängen 61 , über die die Statorwicklungen 24 der elektrischen Maschine 1 bestromt werden. Den Strangstromausgängen 61 sind Strangstromsensoren 62 nachgeschaltet, die (zeitabhängige) Messwerte für die Strangströme lu, lv, Iw erfassen.
Weiter ist eine Auswerteeinheit 7 vorhanden, in der das zuvor beschriebene Verfahren zur Bestimmung des Statorflussvektors Ψ, des Drehmoments M und auch einer Drehzahl n durchführt. Die Auswerteeinheit 7 umfasst Eingänge 71 für die Messspulen 31 und Eingänge 72 für die Strangströme lu, lv, Iw. An Aus- gängen 73 werden ein momentanes (aktuelles) Drehmoment Mist und die Dreh- zahl n ausgegeben sowie ein momentaner Statorflussvektor T'ist, vorliegend in Form seines Absolutwertes |Ψ ist| sowie seiner Winkellage ε.
Diese Werte werden einer Regelanordnung 8 zugeführt, die den eigentlichen Regler 81 sowie einen Koordinatentransformator 85 umfasst. Im Regler 81 werden die zugeführten Ist-Werte des Drehmoments Mist und Statorfluss |Ψ ist| mit entsprechenden Soll-Werten des Drehmoments Msoll und Ψsoll verglichen, die an Soll-Wert-Eingängen 82, 83 zugeführt werden. Üblicherweise wird dabei der Drehmoment-Soll-Wert Msoll unmittelbar zugeführt und stellt die Regelvor- gabe für die elektrische Maschine 1 dar. Der Soll-Wert für den Statorfluss Ψsoll wird mithilfe einer Vorgabeeinheit 9 aus dem Drehmoment-Soll-Wert Msoll und der Drehzahl n berechnet, wobei die Vorgabeeinheit 9 eine gewünschte dreh- zahlabhängige Beziehung zwischen dem Drehmoment-Soll-Wert Msoll und dem Statorfluss-Soll-Wert Ψsoll in einem vorgegebenen und abgespeicherten Kennli- nienfeld umfasst.
Der Regler 81 gibt an Regelausgängen 84 als Stellgrößen Spannungen Ud, Uq für die Strangwicklungen der elektrischen Maschine aus. An den Regelausgän- gen 84 werden diese Spannungen im d/q-Koordinatensystem ausgegeben und im Koordinatentransformator 85 in die eigentlichen Vorgaben für Strangspan- nungen Uu, Uv, Uw für den Wechselrichter 6 umgewandelt, die an Strang- Regelausgängen 86 diesen bereitgestellt werden.
Die Figur 6 zeigt somit eine feldorientierte Regelung für die elektrische Maschi- ne 1 auf Basis einer direkten Messung der Regelgrößen.
Figur 7 zeigt eine Abwandlung dieser feldorientierten Regelung, deren Regel- prinzip als Direkt-Momentregelung (DTC - Direct Torque Control) bekannt ist. Gleiche Bezugszeichen kennzeichnen in dieser Figur gleiche oder gleich wir- kende Elemente wie bei Figur 6. Im Unterschied zu dem Beispiel der Figur 6 wird der Umrichter 6 nicht über Vorgaben für die Strangspannungen Uu, Uv, Uw für die Strangwicklungen 24 angesteuert, sondern über Schaltzustände Su, Sv, Sw, die unmittelbar Schaltor- gange ansteuern, die die Strangwicklungen 24 in einem Pulsweitenmodulati- onsverfahren ansteuern. Zu diesem Zweck ist anstelle des Koordinatentrans- formators 85 eine Schalttabelle 87 vorgesehen, wobei eine Auswahl der Schaltzustände Su, Sv, Sw anhand des Regelausgangs 84 des Reglers 81 er- folgt.
Auch hierbei ist relevant, dass der Ist-Wert des Drehmoments Mist und der Ist- Wert des Statorflusses Ψist unmittelbar aus den Messwerten der Messsensoren 31 sowie der gemessenen Strangströme lu, lv, Iw bestimmt werden. Eine Schät- zung dieser Werte oder eine Berücksichtigung von sonstigen Maschinenpara- metern, die sich im Betrieb verändern könnten, wird nicht benötigt.
Bezugszeichenliste
1 elektrische Maschine
2 Stator
20 Statorfeldlinien
21 Statorjoch
22 Statorzahn
23 Statornut
24 Strangwicklung
3 Luftspalt
30 Luftspaltfeldlinien
31 Messspule
4 Rotor
40 Rotorfeldlinien
41 Rotorjoch
42 Permanentmagnet
43 Kavität
5 Polteilung
6 Umrichter
61 Umrichterausgang
62 Strangstromsensor
7 Auswerteeinheit
71 Messsensoreingänge
72 Strangstromeingänge
73 Parameterausgänge
8 Reglerkomponente
81 Regler
82 Drehmoment-Sollwerteingang
83 Flussverkettungs-Sollwerteingang
84 Regelausgang
85 Koordinatentransformator
86 Strang-Regelausgang 9 Vorgabeeinheit u, v, w Phase (bzw. Strangindex) N1, N2 Wicklungszahl lu, lv, Iw Strangstrom la, lb Strangstrom (im orthogonalen a/b-Koordinatensystem)
Id, lq Strangstrom (im mitrotierenden d/q-Koordinatensystem)
I Strangstrom (in vektorieller Darstellung) Ψ1 - Ψ12 gemessener magnetischer Verkettungsfluss Ψu, Ψv, Ψw magnetischer Verkettungsfluss
Ψa, Ψb magnetischer Verkettungsfluss (im orthogonalen a/b-
Koord inatensystem )
Ψ magnetischer Verkettungsfluss (in vektorieller Darstellung)
Ψist momentaner magnetischer Verkettungsfluss (in vektorieller
Darstellung) |Ψ ist| Absolutwert des momentanen magnetischen Verkettungsflus- ses ε Winkellage Ψsoll Sollwert des magnetischer Verkettungsflusses
M Drehmoment Mist momentanes Drehmoment Msoll Sollwert des Drehmoments
N Drehzahl
U u, Uv, Uw Strangspannung
Su, Sv, Sw Schaltzustand

Claims

Ansprüche 1. Verfahren zum Regeln einer elektrischen Maschine (1 ) unter Verwendung von Messspulen (31 ), die in einem zwischen einem Stator (2) und einem Rotor (4) der elektrischen Maschine liegenden Luftspalt (3) angeordnet sind, wobei mehrere Strangwicklungen (24) vorhanden sind, die verschie- denen elektrischen Phasen (u, v, w) zugeordnet sind, aufweisend die fol- genden Schritte:
- Messen von magnetischen Verkettungsflüssen (Ψ1 - Ψ12) in dem Luft- spalt (3) mithilfe der Messspulen (31 );
- Bestimmen von magnetischen Verkettungsflüssen (Ψu, Ψv, Ψw) der mehreren Strangwicklungen (24) der verschiedenen Phasen (u, v, w);
- Transformieren der bestimmten magnetischen Verkettungsflüsse (Ψu, Ψv, Ψw) in ein statorfestes orthogonales Koordinatensystem, um ortho- gonale magnetische Verkettungsflüsse (Ψa, Ψb) zu erhalten;
- Messen von Strangströmen (lu, lv, Iw), die durch die mehreren Strang- wicklungen (24) fließen;
- Transformieren der gemessenen Strangströme (lu, lv, Iw) in das stator- feste orthogonale Koordinatensystem, um orthogonale Strangströme (la, lb) zu erhalten;
- Ermitteln eines momentanen Drehmoments (Mist) und/oder einer fluss- bildenden Komponente (Id) eines aus den orthogonalen Strangströme (la, lb) gebildeten Strangstromvektors (I) aus den orthogonalen magne- tischen Verkettungsflüssen (Ψa, Ψb) und den orthogonalen Strangströ- men (la, lb); und
- Regeln der elektrischen Maschine (1 ) basierend auf dem so bestimm- ten momentanen Drehmoment (Mist) und/oder der flussbildenden Kom- ponente (Id).
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem das momentane Drehmoment (Mist) anhand des Kreuzprodukts der orthogonalen magnetischen Verkettungs- flüsse (Ψa, Ψb) und der orthogonalen Strangströme (la, lb) bestimmt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das momentane Drehmoment (Mist) mit einem vorgegebenen Sollwert des Drehmoments (Msoll) vergli- chen wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die flussbildende Komponente (Id) des Strangstromvektors (I) durch eine Projektion des Strangstromvektors (I) auf einen aus den orthogonalen magnetische Ver- kettungsflüssen (Ψa, Ψb) gebildeten Verkettungsflussvektors (T) bestimmt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die flussbildende Komponente (Id) des Strangstromvektors (I) mit einem Sollwert für diese Komponente ver- glichen wird, der anhand des Sollwerts des Drehmoments (Msoll) bestimmt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Sollwert für diese Komponente anhand einer vorgegebenen Tabelle anhand des Sollwerts des Drehmo- ments (Msoll) bestimmt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Regelung als feldorientierte Regelung ausgebildet ist.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Regelung als di- rekte Drehmomentregelung ausgebildet ist.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem aus den orthogona- le magnetische Verkettungsflüsse (Ψa, Ψb) eine Rotorposition und/oder ei- ne Rotordrehzahl ermittelt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem eine Mehrzahl von Messspulen (31 ) eingesetzt wird, die jeweils auf einem Statorzahn (22) des Stators (2) angeordnet sind.
11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die Messspulen (31 ) Planarspulen sind, die auf Folien aufgebracht sind.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11 , bei dem die magnetischen Verket- tungsflüssen (Ψu, Ψv, Ψw) der mehreren Strangwicklungen (24) der ver- schiedenen Phasen (u, v, w) aus Messwerten der Mehrzahl der Messspu- len (31 ) unter Berücksichtigung eines vorbekannten Wicklungsschemas der Strangwicklungen (24) um die Statorzähne (22) bestimmt werden.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei dem die gemessenen Strangströme (lu, lv, Iw) und/oder magnetischen Verkettungsflüsse (Ψu, Ψv, Ψw) untereinander, mit Erwartungswerten und/oder mit zuvor ermittelten Werten zu Diagnosezwecken verglichen werden.
14. System zum Regeln einer elektrischen Maschine (1 ) unter Verwendung von Messspulen (31 ), die in einem zwischen einem Stator (2) und einem Rotor (4) der elektrischen Maschine liegenden Luftspalt (3) angeordnet sind, aufweisend eine Auswerteeinheit (7) zum Auswerten von Messwer- ten der Messspulen (31 ) und eines Reglers (81 ), der mit Ist-Wert Eingän- gen mit der Auswerteeinheit verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (7) und der dem Regler (81 ) zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 13 eingerichtet ist.
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