EP4147336A1 - Netzumrichter und regelungsverfahren für den betrieb an verzerrten einphasennetzen - Google Patents

Netzumrichter und regelungsverfahren für den betrieb an verzerrten einphasennetzen

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EP4147336A1
EP4147336A1 EP21758375.6A EP21758375A EP4147336A1 EP 4147336 A1 EP4147336 A1 EP 4147336A1 EP 21758375 A EP21758375 A EP 21758375A EP 4147336 A1 EP4147336 A1 EP 4147336A1
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EP
European Patent Office
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component
phase
current
voltage
discrete
Prior art date
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Pending
Application number
EP21758375.6A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Eberhardt
Holger Müller
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Pionierkraft GmbH
Original Assignee
Pionierkraft GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Pionierkraft GmbH filed Critical Pionierkraft GmbH
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Pending legal-status Critical Current

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Definitions

  • the invention relates to a power converter and a power converter method.
  • A1 proposes a grid coupling element for the bidirectional transmission of electrical power and a grid-connected system in which converters referred to as AC/DC converters and DC/AC converters are used.
  • DE 10 2014 223 441 B4 deals with fault detection in an electrical AC voltage network, especially a multi-phase electrical AC voltage network, in which d/q transformations or Park transformations, generalized integrations of the second order (SOGI; Second Order Generalized Integration / Integrator ) to achieve phase delays of 90 degrees to an input signal and phase-locked loops (PLL).
  • SOGI Second Order Generalized Integration / Integrator
  • PLL phase-locked loops
  • the d/q transformation is carried out for each of the phases of the electrical AC voltage network.
  • the single-phase power system controller includes an error signal generator that generates an error signal from an instantaneous power reference signal and a measured instantaneous power output signal that corresponds to the power delivered to a power distribution grid, and a modulator that modulates the error signal according to a trigonometric function of the grid voltage phase angle and generates a control signal for an inverter controller.
  • the active and reactive power supplied to the grid is controlled/regulated based on the feedback output power.
  • harmonic compensation is provided which is intended to reduce harmonics of the mains current.
  • a number of "resonant controllers” are used, which are also tuned to a respective harmonic of interest and form a control loop fed back to the input of the inverter.
  • the mains current and the mains voltage are fed back via separate control loops to an input of a "resonant controller” connected upstream of the inverter to form a separate control loop.
  • the invention is based on a power converter which has a first side and a second side and can be connected to a single-phase or multi-phase AC network at least on the second side, with electrical energy being able to be transmitted from the first side to the second side and fed into the AC network or electrical energy can be fed out of the AC network and can be transmitted from the second side to the first side, comprising: a converter arrangement which is connected between at least two terminals on the first side and at least two terminals on the second side and has controllable switching elements which switch between a respective blocking state and a respective conduction state are switchable to selectively disable and enable associated electrical connections between the first side and the second side; and a control arrangement, which is connected to at least one connection on the second side and to the switching elements, in order to switch these between their off state and their on state as a function of at least one instantaneous electrical variable of the AC network detected at the connection, such that at least one of Active power flow from the first side to the second side or from the second side to the first side and a reactive
  • the invention is also based on a converter method in which electrical energy is transmitted in a controlled or regulated manner between a first and a second side of a converter and at least one instantaneous electrical variable recorded for at least one phase of an AC network is subjected to a d/q transformation and a control or regulation is performed on the basis of the d/q-transformed variable in order to at least one of an active power flow from the first side to the second side or from the second side to the first side and a reactive power flow from the first side to the second side or from the second side to navigate or fix to the first page.
  • one of the tasks is to simulate a mains voltage profile in an AC network that is heavily affected by harmonics as precisely as possible, especially with regard to the phase position, so that a current profile that is correct in terms of phase position, is as sinusoidal as possible and is therefore optimally low-loss, can be fed in or out can.
  • the invention proposes for the converter in question that the control arrangement is also designed to extract a plurality of discrete frequency components from the detected instantaneous electrical variable, including a fundamental frequency component and at least one harmonic component, and to carry out the control or regulation on the basis of a phase position of the fundamental oscillation determined from this and/or using at least one d/q transformation based on these frequency components.
  • the main (but not exclusive) consideration here is the phase position of the fundamental component of the mains voltage.
  • the detected at least one instantaneous electrical variable includes a detected instantaneous voltage variable and/or a detected instantaneous current variable.
  • control arrangement be designed to carry out the control or regulation on the basis of at least the fundamental frequency component which has been d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • control arrangement is designed to carry out the control or regulation on the basis of at least one upper frequency component which has been d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • control arrangement is designed to carry out the control or regulation on the basis of the frequency components d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • the addressed converter method it is proposed that from the detected instantaneous electrical quantity several discrete frequency components comprising a fundamental frequency component and at least a harmonic component is extracted and the control or regulation is carried out on the basis of a phase angle of the fundamental component determined therefrom and/or using at least one d/q transformation on the basis of these frequency components.
  • the main (but not exclusive) consideration is the phase relationship of the fundamental component of the mains voltage.
  • the detected at least one instantaneous electrical variable includes a detected instantaneous voltage variable and/or a detected instantaneous current variable.
  • control or regulation be carried out on the basis of at least the fundamental frequency component which has been d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • At least one harmonic is also taken into account in the control or regulation, which as such is hardly surprising and will have models in the prior art.
  • at least one harmonics component is taken into account using at least one d/q transformation, in particular at least one d/q transformation, which transforms according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • At least one consideration Harmonic component or several harmonic components can thus take place in a very special way according to a new approach, namely by means of a d/q transformation of the at least one harmonic component, namely a d/q transformation according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • harmonic components are preferably taken into account in this way in the open-loop or closed-loop control, ideally at least 40 harmonic components for the first 40 harmonics.
  • harmonic components based on the/an instantaneous voltage magnitude detected are taken into account in this way, ie using a d/q transformation according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • the consideration of one or more harmonic components based on the detected instantaneous current magnitude in this way, ie using a d/q transformation according to the frequency of the fundamental frequency component should not be ruled out.
  • control arrangement is designed for each of the discrete frequency components extracted in relation to the or one of the respective phases of the AC network to have an in-phase (which can also be described as an alpha or alpha or a component).
  • component and a quadrature component also referred to as a beta or beta or ß component
  • control arrangement be designed to subject the sum in-phase component and the sum quadrature component to the d/q transformation or the in-phase component intended for the fundamental frequency component and that for the fundamental frequency component to subject a certain quadrature component to the d/q transformation to perform the control based on a resultant d-size and a resultant q-size.
  • different or alternatively analogous processing can be provided in relation to an instantaneous voltage magnitude and an instantaneous current magnitude detected.
  • control arrangement is designed to determine the in-phase component and the quadrature component for the respective discrete frequency component by using a respective generalized second-order integration (SOGI) to be carried out separately, which may at the same time extracts the respective underlying discrete frequency component from the detected instantaneous electrical variable, possibly in interaction with other functionalities of the control arrangement according to the invention.
  • SOGI generalized second-order integration
  • control arrangement is designed to subtract the in-phase component determined for the respective discrete frequency component to form a control loop from the detected instantaneous electrical quantity in order to calculate the resulting quantity of the/a respective generalized integration second order (SOGI) to undergo.
  • the control arrangement is preferably designed to include a factor that is dependent on the frequency of the respective discrete frequency component in the generalized second-order integration (SOGI). to be included, for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and subjecting the size resulting therefrom to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • control arrangement is designed to subtract the sum-in-phase component from the instantaneous electrical variable to form a control loop, in order to then subject the resulting variable to the separate, generalized second-order integrations in relation to the discrete frequency components (SOGI) for the discrete frequency components.
  • SOGI discrete frequency components
  • the control arrangement can advantageously carry out this in relation to a/the detected instantaneous voltage variable or in relation to a/the detected instantaneous current variable and particularly preferably in relation to a/the detected instantaneous voltage variable and in relation to a/the detected instantaneous current variable.
  • the control arrangement is preferably designed to include a factor that is dependent on the frequency of the respective discrete frequency component in the generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and the quantity resulting therefrom is subjected to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • control arrangement is regularly designed to switch the switching elements between their off-state and on-state depending on at least two instantaneous electrical variables detected for the or one of the respective phases of the AC network, comprising a voltage magnitude and a current magnitude switch over in order to control or regulate the active power flow and/or the reactive power flow comprehensive power flow between the first side and the second side.
  • control arrangement is also designed to derive, from the detected voltage variable, a plurality of discrete voltage-frequency components, comprising a voltage fundamental frequency component and at least one voltage harmonic component, and from the detected current variable, a plurality of discrete current-frequency components, comprising a current fundamental frequency component and to extract at least one current harmonic component and to carry out the control or regulation on the basis of the voltage frequency components d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component and on the basis of the current fundamental frequency component d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • control arrangement be designed to carry out the control or regulation on the basis of the d/q-transformed current fundamental frequency component, without including a d/q-transformed current harmonic component.
  • an ideal sinusoidal current curve with exactly the right phase angle is specified as the target value for the feed current curve, so that an ideal, loss-free current feed can be carried out despite the mains voltage being heavily affected by harmonics
  • control arrangement is preferably designed to i) determine an in-phase component and a quadrature component for each of the discrete voltage and current frequency components extracted in relation to the or one of the respective phases of the AC network, ii) to superimpose the in-phase components of the discrete voltage-frequency components to form a first sum in-phase component and to combine the quadrature components of the discrete voltage superimposing frequency components into a first sum quadrature component, iii) superimposing the in-phase components of the discrete current frequency components into a second sum in-phase component and the quadrature components of the discrete current frequency components into a second to superimpose the sum quadrature component, iv) to subject the first sum in-phase component and the first sum quadrature component to a first d/q transformation, v) the in- to subject the phase component and the quadrature component determined in relation to the current fundamental frequency component to a second d/q transformation, and vi) the regulation on the basis of a d-voltage sum quantity and a
  • control arrangement is designed to carry out the control or regulation on the basis of the current frequency components d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • control arrangement is preferably designed to i) determine an in-phase component and a quadrature component for each of the discrete voltage and current frequency components extracted in relation to the or one of the respective phases of the AC network, ii) to superimpose the in-phase components of the discrete voltage-frequency components to form a first sum in-phase component and to superimpose the quadrature components of the discrete voltage-frequency components to form a first sum quadrature component, iii) the in-phase -Components of the discrete current frequency components to a second sum-in-phase component superimpose and superimpose the quadrature components of the discrete current frequency components to form a second sum quadrature component, iv) subject the first sum in-phase component and the first sum quadrature component to a first d/q transformation , v) subjecting the second sum in-phase component and the second sum quadrature component to a second d/q transform, and vi) controlling based on a d-voltage sum magnitude and a q-
  • control arrangement can be designed to determine the in-phase component and the quadrature component for the respective discrete voltage-frequency components by using a respective generalized second-order integration (SOGI) to be carried out separately and the in- To determine the phase component and the quadrature component for the respective discrete current-frequency components by applying a respective generalized second-order integration (SOGI) to be carried out separately.
  • SOGI generalized second-order integration
  • control arrangement is designed to subtract the in-phase component determined for the respective discrete frequency component in order to form a control loop from the voltage magnitude or the current magnitude in order to calculate the resulting magnitudes of the respective generalized integration of second order (SOGI) to undergo.
  • control arrangement is designed to integrate into the generalized second order integration (SOGI) one of the frequency of the respective discrete To include frequency component-dependent factor, for example by the factor inversely proportional to the order n of the frequency component is multiplied by the size resulting from the subtraction, and the resulting size of the respective generalized second-order integration (SOGI) is subjected.
  • SOGI generalized second order integration
  • control arrangement is designed to subtract the first sum-in-phase component from the voltage value to form a control loop, in order to then carry out the separately carried out value of the resulting value in relation to the discrete frequency components to undergo generalized second-order integration (SOGI) for the discrete frequency components, and/or that the control arrangement is designed to subtract the second sum-in-phase component from the current magnitude to form a control loop, in order to then convert the resulting magnitude into With regard to the discrete frequency components, the generalized second-order integration (SOGI) for the discrete frequency components to be carried out separately.
  • SOGI generalized second-order integration
  • the control arrangement is preferably designed to include a factor that is dependent on the frequency of the respective discrete frequency component in the respective generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the variable resulting from the subtraction , and the quantity resulting from this is subjected to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • control arrangement is designed to i) extract an angular velocity (omega) and a phase angle (theta) of the fundamental frequency component from the voltage magnitude detected for the phase of the AC network, ii) based on the extracted angular velocity (omega) the In -phase components and to determine quadrature components of the discrete voltage and current frequency components and iii) to perform the first d/q transform and the second d/q transform based on the extracted phase angle (theta).
  • control arrangement is designed to determine the angular velocity (omega) and the phase angle (theta) of the voltage fundamental frequency component on the basis of the in-phase and quadrature components determined from the voltage fundamental frequency component, preferably with the formation of a Phase locked loop (PLL).
  • PLL Phase locked loop
  • control arrangement is designed to subject the in-phase and quadrature components determined from the voltage fundamental frequency component to a separate d/q transformation and the angular velocity (omega) and the phase angle (theta) from a derive the resulting q-size.
  • control arrangement can advantageously be designed to determine an in-phase component and a quadrature component for a respective discrete frequency component by applying a generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • control arrangement is designed to carry out a setpoint/actual value comparison in at least one control loop on the basis of the d/q-transformed frequency components and from this at least one d Derive / q manipulated variable and based on the d / q manipulated variable using at least one inverse d / q transformation to generate PWM drive signals for the switching elements of the converter arrangement to optionally the Set the active power flow and/or the reactive power flow from the first side to the second side or the active power flow and/or the reactive power flow from the second side to the first side.
  • the control arrangement is designed for this, based on the active and reactive current basic variables (also referred to here as d and q current basic variables) or the (here also as d and q cumulative current variables) active and reactive current cumulative variables, a d target current variable representing an active current to be fed into the AC grid or an active current to be fed out of the AC grid and the d voltage sums -Size to carry out an active power control, which adjusts the active power flow between the first and the second side.
  • active and reactive current basic variables also referred to here as d and q current basic variables
  • the active and reactive current cumulative variables active and reactive current cumulative variables
  • a d target current variable representing an active current to be fed into the AC grid or an active current to be fed out of the AC grid
  • the d voltage sums -Size to carry out an active power control, which adjusts the active power flow between the first and the second side.
  • control arrangement is designed to feed one into the AC network on the basis of the active and reactive current basic variables or the active and reactive current total variables Reactive current or a reactive current to be fed out of the AC network representing q-target current size and the q-sum of voltage size to carry out a reactive power regulation, which adjusts the reactive power flow between the first and the second side.
  • control arrangement can be given a zero reactive current and thus a zero reactive power flow between the first and second sides via the q target current magnitude, and that the control arrangement via the d target current magnitude a desired Active current to be fed into the AC network or a desired active current to be fed out of the AC network can be specified. It can be provided that the control arrangement is designed to carry out a current regulation of the active current to be fed into or fed out of the AC grid, using an actual value/setpoint value comparison in relation to the current variable recorded for the phase of the AC grid as the actual value and a d- setpoint current size represented setpoint.
  • the power converter according to the invention can be connectable or connected to a single-phase AC network on the second side.
  • the power converter according to the invention can be connectable or connected to a multi-phase AC network on the second side.
  • the power converter on the second side can be connected or is connected to a selected phase of the polyphase AC network.
  • a large number of power converters according to the invention could be used at geographically distributed locations, which are connected to different phases of the same multi-phase AC network, with the respective phase being able to be selected deliberately or randomly. In this way it can be achieved that all phases of the AC network are each connected to a subset of the plurality of power converters according to the invention, with a similar number of power converters being contained in each of the subsets.
  • the correspondingly designed power converter can be or is connected to several or all phases of the multi-phase AC network.
  • the power converter can be connected or is connected to a further, single-phase or multi-phase AC network or an intermediate circuit. It is primarily considered that the power converter can be connected or is connected to a direct current network or an intermediate circuit or a direct current source on the first side.
  • the direct current source can be a photovoltaic system, for example.
  • the invention also provides a network coupling element for the transmission of electrical power between local networks, comprising a series connection of two power converters according to the invention in accordance with the invention and development proposals presented above.
  • a first converter of the converter serves as an AC/DC converter and is connected or can be connected to a first AC network with its second side.
  • a second power converter serves as a DC/AC converter and is connected or can be connected to a second AC network with its second side. The first side of the first power converter and the first side of the second power converter are connected or connectable via a DC connection.
  • the DC connection can include at least one intermediate circuit providing an energy store.
  • the DC connection ensures galvanic isolation between the two AC networks.
  • the DC connection comprises a DC/DC converter having a transformer. This can be connected on a first side via a first intermediate circuit to the first side of the first power converter and on a second side via a second intermediate circuit to the first side of the second power converter.
  • a simple galvanic isolator on the AC side of the AC/DC converter and/or a simple galvanic isolator on the AC side of the DC/AC Be provided converter can expediently be integrated in the proposed network coupling element.
  • the invention also provides a grid-connected system, which has: a first local grid that is connected to a public grid, with a power generation system being connected to the first local grid, a second local grid that is also connected to the public grid, and a grid coupling element configured to transmit electrical power between the first local grid and the second local grid.
  • the network coupling element comprises at least one power converter according to one of the invention and development proposals presented above or is designed as an inventive network coupling element according to one of the invention and development proposals presented above.
  • the invention also provides a method for transmitting electrical power between a first local network and a second local network by means of a network coupling element, which comprises at least one power converter according to one of the inventive development proposals presented above or as an inventive network coupling element according to one of the inventions presented above - Further training proposals are implemented.
  • the level and direction of the power transmitted via the network coupling element is adjusted by means of the control or regulation carried out by the control arrangement of the power converter or at least one of the power converters of the network coupling element on the basis of the d/q-transformed frequency components.
  • the power converter method according to the invention is characterized in that several discrete frequency components, including a fundamental frequency component and at least one harmonic component, are extracted from the detected instantaneous electrical variable and the control or regulation is carried out on the basis of a phase position of the fundamental component determined from this and/or using at least a d/q transformation is carried out on the basis of these frequency components, preferably on the basis of at least the fundamental frequency component d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component and at least one upper frequency component d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • the detected at least one instantaneous electrical variable includes a detected instantaneous voltage variable and/or a detected instantaneous current variable, as mentioned.
  • an in-phase component (which can also be called an alpha or alpha or a component) and a (also known as a beta or beta or ß -Component designable) quadrature component are determined, the in-phase components of the discrete frequency components are superimposed to form a sum-in-phase component and the quadrature components of the discrete frequency components are superimposed to form a sum-quadrature component in order to control the system based on the sum in-phase component and the sum quadrature component.
  • an in-phase component which can also be called an alpha or alpha or a component
  • a quadrature components of the discrete frequency components are superimposed to form a sum-quadrature component in order to control the system based on the sum in-phase component and the sum quadrature component.
  • the total in-phase component and the total quadrature component are subjected to the d/q transformation or the in-phase component determined for the fundamental frequency component and that for the fundamental frequency component certain quadrature components are subjected to the d/q transformation to perform the control based on a resultant d-magnitude and a resultant q-magnitude.
  • different or alternatively analogous processing can be provided in relation to an instantaneous voltage magnitude and an instantaneous current magnitude detected.
  • SOGI generalized second-order integration
  • the in-phase component determined for the respective discrete frequency component is subtracted from the detected instantaneous electrical quantity to form a control loop and that the resulting quantity of the/a respective generalized second-order integration (SOGI) is subjected to.
  • a factor dependent on the frequency of the respective discrete frequency component can advantageously be included in the generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and the resulting resulting variable is subjected to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • a factor dependent on the frequency of the respective discrete frequency component can advantageously be included in the generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and the resulting resulting variable is subjected to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • several discrete voltage-frequency components including a voltage fundamental frequency component and at least one voltage harmonic component
  • several discrete current-frequency components comprising a current fundamental frequency component and at least one current harmonic component
  • the control or regulation is carried out on the basis of the voltage-frequency components d/q-transformed according to the frequency of the fundamental-frequency component and on the basis of at least the current-fundamental-frequency component d/q-transformed according to the frequency of the fundamental-frequency component.
  • the control or regulation is carried out on the basis of the d/q-transformed current fundamental frequency component, without including d/q-transformed current harmonic components.
  • an in-phase component and a quadrature component are determined for the extracted discrete voltage and current frequency components in relation to the or one of the respective phase of the AC network, ii) the in-phase -Components of the discrete voltage-frequency components are superimposed to form a first total in-phase component and the quadrature components of the discrete voltage-frequency components are superimposed to form a first total quadrature component, iii) the in-phase components of the discrete current -Frequency components are superimposed to form a second sum-in-phase component and the quadrature components of the discrete current frequency components are superimposed to form a second sum-quadrature component, iv) the first sum-in-phase component and the first sum- quadrature component are subjecte
  • control or regulation is carried out on the basis of the current frequency components d/q-transformed according to the frequency of the fundamental frequency component.
  • an in-phase component and a quadrature component is determined for the extracted discrete voltage and current frequency components in relation to the or one of the respective phases of the AC network, ii) the in-phase components of the discrete voltage Frequency components are superimposed to form a first sum in-phase component and the quadrature components of the discrete voltage-frequency components are superimposed to form a first sum quadrature component, iii) the in-phase components of the discrete current-frequency components to form a second sum -In-phase component superimposed and the quadrature components of the discrete current frequency components are superimposed to form a second sum quadrature component, iv) the first sum in-phase component and the first sum quadrature component of a first d /q transformation are subjected, v) the second sum in-phase component and the second sum quadrature component are subjected to a second d/q transformation , and vi) the regulation is performed on the basis of a d-voltage sum
  • a preferred embodiment is characterized in that the in-phase component and the quadrature component for the respective discrete voltage-frequency components are determined by using a respective generalized second-order integration (SOGI) to be carried out separately, and the in-phase component and the quadrature component for the respective discrete current frequency components are determined by applying a respective generalized second order integration (SOGI) to be performed separately.
  • SOGI generalized second-order integration
  • a factor dependent on the frequency of the respective discrete frequency component can advantageously be included in the generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and the resulting resulting quantity of the respective generalized second-order integration (SOGI) is subjected to.
  • SOGI generalized second-order integration
  • the first total in-phase component is subtracted from the voltage magnitude to form a control loop and the resulting magnitude is then related to the discrete frequency components to the separately performed generalized second-order integration (SOGI) for the discrete frequency components, or/and that the second sum-in-phase component is subtracted from the current magnitude to form a control loop and the resulting magnitude then, with regard to the discrete frequency components, is subjected to the separately performed generalized second-order integration (SOGI ) for the discrete frequency components.
  • SOGI generalized second-order integration
  • a factor that is dependent on the frequency of the respective discrete frequency component can advantageously be included in the respective generalized second-order integration (SOGI), for example by multiplying the factor that is inversely proportional to the order n of the frequency component by the size resulting from the subtraction, and the resulting resulting variable is subjected to the respective generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • an angular velocity (omega) and a phase angle (theta) of the fundamental frequency component are extracted from the voltage magnitude recorded for the phase of the AC network, ii) the in-phase Components and quadrature components of the discrete voltage and current frequency components are determined, and iii) the first d/q transformation and the second d/q transformation are carried out on the basis of the extracted phase angle (theta).
  • the angular velocity (omega) and the phase angle (theta) of the voltage fundamental frequency component are determined on the basis of the in-phase and quadrature components determined from the voltage fundamental frequency component, for which purpose the In -Phase and quadrature components are subjected to a separate d/q transformation and the angular velocity (omega) and the phase angle (theta) are derived from a resulting q quantity.
  • the power converter method can be characterized in that for a respective discrete frequency component a/the respective in-phase component and a/the respective quadrature component is determined by using a generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI generalized second-order integration
  • a setpoint/actual value comparison be carried out on the basis of the d/q-transformed frequency components in at least one control loop and at least one d/q manipulated variable derived therefrom and based on the d/q manipulated variable using at least one inverse d/q transformation PWM switching elements of a converter arrangement of the power converter connecting the first and the second side are driven in order to optionally adjust the active power flow and/or the reactive power flow from the first side to the second side or the active power flow and/or the reactive power flow from the second side to the first side.
  • a computer program is also provided with the invention.
  • the computer program according to the invention is distinguished by program code which executes the method according to one of the above proposed inventions and developments when the computer program runs on a computer or processor.
  • Also provided is a computer-readable data carrier storing the computer program and a data carrier signal carrying the computer program.
  • 1 shows a schematic representation of a so-called “private network coupling”, in the context of which one or more converters according to the invention and a converter method according to the invention can be advantageously used;
  • 2 shows an example of a network coupling element for bidirectional power transmission, which can advantageously contain two converters designed as AC/DC converters or DC/AC converters according to the present invention;
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a DC/AC converter of the network coupling element
  • FIG. 5 shows an overview in which the signs for designating power flows P1, P2 and P3 at a network coupling element and the current meters of two local networks coupled via the network coupling element are specified;
  • FIG. 6 shows a network coupling system for the coupling of three local networks
  • FIG. 7 shows a network coupling element to whose intermediate circuit a high-voltage storage device is connected
  • FIG. 8 shows a grid coupling element to whose intermediate circuit a high-voltage storage device and a quick-charging station are connected;
  • FIG. 9 shows an area of a local network having a local energy generation system, in which the local energy generation system designed as a photovoltaic system is connected to the local network via a converter designed as a DC/AC converter can advantageously be designed as a power converter according to the invention;
  • FIG. 10 shows a schematic block diagram of an exemplary embodiment of a power converter according to the invention.
  • FIG. 11 shows a block diagram of sub-functions of the power converter, further concretizing the block diagram of FIG. 10;
  • Figure 12 is a block diagram of a typical current regulator
  • 12a is a block diagram of a current controller for use as a
  • FIG. 12b shows a block diagram of a typical current regulator for use as element 23 of FIG. 11;
  • Fig. 13 is a diagram illustrating the operation of a PWM modulator
  • FIG. 14 shows a block diagram further specifying the block diagram of FIG. 11 with regard to subfunctions
  • FIG. 15a shows a block diagram for the voltage regulation branch of the converter control according to the invention, further specifying the block diagram of FIG. 14 with regard to a “paralleled” SOGI;
  • FIG. 15b shows a block diagram for the current control branch of the converter control according to the invention, further specifying the block diagram of FIG. 14 with regard to a “parallelized” SOGI;
  • FIG. 16a shows a block diagram of a so-called “single” SOGI, which can be used in a parallelized SOGI in the voltage regulator branch;
  • 16a shows a block diagram of a so-called “single" SOGI, which can be used in a parallelized SOGI in the current controller branch;
  • FIG. 17 shows a block diagram further specifying the block diagram of FIG. 11 with regard to a further preferred embodiment of a power converter according to the invention with regard to subfunctions;
  • FIG. 18 shows a block diagram for the current control branch of the converter control according to the further preferred embodiment, further specifying the block diagram of FIG. 17 with regard to a “paralleled” SOGI;
  • FIG. 20 shows a simulation of the output current at 0 A output current amplitude in the time domain in a converter circuit according to the further embodiment of the present invention (FIGS. 17 and 18);
  • 21 shows a comparison of the FFT of the output current of the prior art and the solution according to the invention according to the further embodiment of the present invention (FIGS. 17 and 18) at 0 A output current; 22 shows a simulation of the output current at 12 A output current amplitude in the time domain in a converter circuit according to the prior art;
  • FIG. 23 shows a simulation of the output current at 12 A output current amplitude in the time domain in a converter circuit according to the further embodiment of the present invention (FIGS. 17 and 18);
  • FIG. 24 shows a comparison of the FFT of the output current of the prior art and the solution according to the invention according to the further embodiment of the present invention (FIGS. 17 and 18) at an output current of 12 A;
  • FIG. 1 shows a first local network 100 to which a local energy generation unit 101 (eg a photovoltaic system) is connected.
  • the first local network 100 is connected to the public network 103 via a meter 102 .
  • In the vicinity of the first local area network 100 are further local area networks, including the second local area network 104, the third local area network 105 and the fourth local area network 106.
  • the second local area network 104, the third local area network 105 and the fourth local area network 106 are each connected to the public network 103 via assigned meters 107, 108, 109.
  • Each of the local networks 101 , 104 , 105 , 106 can draw active current from the public network 103 .
  • a private network coupling is provided in the schematic representation shown in FIG.
  • the four local area networks 100, 104, 105, 106 are connected to a network coupler 114 via private network lines 110 to 113.
  • Current can be transmitted in any direction between the connected local area networks 100, 104, 105, 106 via the private network lines 110 to 113 and the network coupler 114.
  • This excess electricity can be transmitted via the private power line 110, the network coupler 114 and the private power lines 111, 112, 113 to those local networks that currently need power and draw it from the public network.
  • the local networks 104, 105, 106 in the vicinity of the first local network 100 would therefore primarily obtain excess energy from the first local network 100 and only secondarily resort to the more expensive energy from the public network 103.
  • a portion of the energy previously drawn from the public grid 103 would therefore be replaced by the excess energy made available by the first local grid 100, so that the private grid coupling increases the self-consumption rate and the energy drawn from the public grid 103 is reduced.
  • Such a private grid coupling in the immediate vicinity of a power generation plant is advantageous for everyone involved.
  • the operator of the power generation plant receives remuneration from his neighbors for providing the excess electricity, which is equal to or even greater than the feed-in remuneration that he would receive if he fed it into the public grid 103 .
  • the neighbors have the opportunity to replace part of the comparatively expensive energy purchase from the public grid 103 with a cheaper purchase from the operator of the energy generation plant 101 and in this way to save money.
  • private network coupling is advantageous from the point of view of network stability.
  • the private grid coupling leads to an increase in self-consumption, which, if the consumption is optimized accordingly, leads to a reduction in the power peaks fed in by the local energy generation systems, so that the supply grids and the local grid transformers are relieved. This is particularly important in the area of photovoltaic systems, where there are corresponding power peaks when feeding into the public grid 103 in strong sunshine.
  • the private grid coupling enables the excess power to be distributed locally, so that the load on the public grid from power peaks is reduced.
  • both single-phase and three- or four-phase converters can be used as network coupling elements.
  • suitable transformers By using suitable transformers, a galvanic isolation between the first local network 100 and the second local network 104 can be achieved, with either conventional 50/60 Hertz transformers or medium-frequency transformers with a basic frequency in the range of 400 Hz, for example up to 200 kHz can be used.
  • the network coupling can either be implemented using a single or three-phase AC connection or using a DC voltage connection.
  • FIG. 2 shows an example of a network coupling element that is suitable for bidirectional energy transmission. It is proposed that this network coupling element is designed according to the invention.
  • the network coupling element shown in FIG. 2 comprises three converter stages connected in series, namely an AC/DC converter 400, a DC/DC converter 401 with electrical isolation and a DC/AC converter 402. It is proposed that at least one of the AC / DC converter 400 and the DC / AC converter 402, preferably both of these AC / DC and DC / AC converter, are designed as converters according to the invention.
  • the AC side of the AC/DC converter 400 is connected to the first local grid 403 and the AC side of the DC/AC converter 402 is connected to the second local grid 404 .
  • capacitors 405, 406 can be provided between the AC/DC converter 400 and the DC/DC converter 401 and between the DC/DC converter 401 and the DC/AC converter 402 for smoothing the DC voltage.
  • the AC/DC converter 400 can be designed as a single-phase or multi-phase converter. According to the invention, the AC/DC converter 400 is implemented using active switching elements such as IGBTs or MOSFETs, although it can also contain passive switching elements, in particular diodes.
  • active switching elements such as IGBTs or MOSFETs, although it can also contain passive switching elements, in particular diodes.
  • the DC/AC converter 402 can be designed as a single-phase or multi-phase converter, and the DC/AC converter 402 can technically correspond to the AC/DC converter 400 .
  • the DC/DC converter 401 includes a transformer and thus ensures galvanic isolation between the input side and the output side and thus between the two local networks.
  • the transformer is preferably operated in a medium frequency range, preferably at a frequency between 400 Hz and 200 kHz. This has the advantage that the The core area of the transformer and thus the entire transformer are significantly smaller than would be the case if a transformer designed for 50 Hz was used.
  • the network coupling element shown in FIG. 2 can enable energy-saving standby operation, in which case, among other things, the DC/DC converter
  • connection to the first local network 403 is established via the AC/DC converter 400, while the connection to the second local network 404 is established via the DC/AC converter 402.
  • the two converters 400 and 402, with which the connection to the AC or three-phase networks is established, can be constructed and controlled in an absolutely identical manner. This results in a completely mirror-symmetrical design of the network coupling element. Such a symmetrical design is particularly advantageous in local networks with equal rights.
  • AC/DC converter 400 may be three-phase while DC/AC converter 402 may be single-phase, or vice versa.
  • this enables power transmission between heterogeneous and asynchronous networks.
  • a grid coupling element can be used to establish a connection between an island grid and an interconnected grid, or between a 50 Hz three-phase current and a 16 2/3 Hz railway power grid.
  • the power transmitted by the network coupling element can be controlled or regulated on the part of the DC/DC converter 401 .
  • the level and direction of the active power flow through the network coupling Development element are controlled or regulated in particular via the switching times of switching elements of the DC / DC converter.
  • the control or regulation of the active power flow on the part of the AC/DC converter 400 or on the part of the DC/AC converter 402 .
  • the magnitude and direction of the current that is decoupled from the first local grid 403 or fed into the first local grid 403 could be controlled or regulated.
  • the level and direction of the current fed into the second local grid 404 or decoupled from the second local grid 404 could be controlled or regulated.
  • the power converters according to the invention are particularly well suited for controlling or regulating the coupling of an active current into an AC network or the decoupling of an active current from an AC network.
  • Such an implementation is therefore preferred to the control or regulation of the power transmitted by the network coupling element on the part of the DC/DC converter 401, so that the network coupling element can also be designed without the DC/DC converter. If a galvanic separation is to be provided between the two local networks, a simple galvanic separation element can also be provided on the AC side of the AC/DC converter 400 and/or on the AC side of the DC/AC converter 402 .
  • FIG. 1 A circuit diagram of a single-phase DC/AC converter is shown in FIG.
  • a DC voltage is present at the two connection terminals 500, 501 on the input side of the DC/AC converter.
  • This DC voltage is smoothed by a capacitor 502.
  • a first half-bridge which comprises two series-connected switching elements 503, 504 and parallel-connected freewheeling diodes 505, 506, either the pole of the input voltage present at terminal 500 or the pole of the input voltage present at terminal 501 can be connected to the output-side terminal 507 be switched through.
  • a second half-bridge which includes the two switching elements 508, 509 connected in series and the freewheeling diodes 510, 511 connected in parallel thereto, can switch through either the pole present at terminal 500 or the pole present at terminal 501 of the input voltage to terminal 512 on the output side .
  • the switching elements 503, 504 and 508, 509 can be IGBTs or MOSFETs, for example.
  • the freewheeling diodes can already be integrated into these IGBTs or MOSFETs.
  • the DC/AC converter shown in FIG. 3 includes a controller 513 that preferably implements a converter method according to the invention, with which the switching elements of the two half-bridges are each controlled in such a way that an alternatingly reversed polarity pulse width modulated voltage is obtained at the output terminals 507, 512.
  • a sinusoidal signal is simulated as precisely as possible by the duty cycle of this pulse width modulated alternating voltage.
  • the connection to the local grid takes place via this alternating pulse width modulated voltage.
  • the phase angle of the pulse-width-modulated voltage relative to the AC voltage of the local grid determines whether power is fed into the local grid or drawn from the local grid.
  • the phasing of the alternating voltage generated by the DC/AC converter on the AC voltage side therefore determines the direction of active power flow. For example, if the phasing of the alternating voltage is positive relative to the local grid voltage, then power is fed into the local grid and the DC/AC converter behaves like an inverter. If, on the other hand, the phase angle of the alternating voltage is negative relative to the local grid voltage, then the active power flow direction is in the opposite direction, and power is drawn from the local grid. In this case, the DC/AC converter behaves like a rectifier.
  • the DC/AC converter can thus also be referred to as an AC/DC converter.
  • the converter shown in FIG. 3 can therefore be used both for DC/AC conversion and for AC/DC conversion, so that the AC/DC converter 400 and the DC /AC converter 402 may both correspond to the converter of FIG.
  • FIG. 1 A circuit diagram for a DC/DC converter is shown in FIG.
  • a DC voltage VDC1 which is smoothed by the capacitor 516, is present at the two terminals 514, 515.
  • This DC voltage VDC1 is converted into an alternating voltage VAC1 with the aid of two half-bridges.
  • the first half-bridge comprises two switching elements 517, 518 and freewheeling diodes 519, 520 connected in parallel.
  • the second half-bridge comprises two switching elements 521, 522 and freewheeling diodes 523, 524 connected in parallel controlled so that an alternating voltage VAC1 is generated.
  • This alternating voltage VAC1 appears across the primary winding of transformer 526 .
  • a DC voltage VDC2 is present at the two terminals 527, 528, which is smoothed by a capacitor 529.
  • This DC voltage VDC2 is converted into an alternating voltage VAC2, which is present at the secondary-side winding of the transformer 526, with the aid of a third half-bridge and a fourth half-bridge.
  • the third half-bridge includes two switching elements 530, 531 and freewheeling diodes 532, 533 connected in parallel.
  • the fourth half-bridge includes two switching elements 534, 535 and freewheeling diodes 536, 537 connected in parallel with them generated drive signals switched to convert the DC voltage VDC2 in the alternating voltage VAC2.
  • This alternating voltage VAC2 appears across the secondary winding of transformer 526 .
  • the controller 525 is used to generate the control signals required by the individual switching elements.
  • the control signals can be set up in such a way that there is a phase offset between the control of the first and second half-bridge compared to the control of the third and fourth half-bridge. By appropriately defining this phase offset, both the amplitude and the direction of the power flow between the first DC voltage side and the second DC voltage side of the DC/DC converter shown in FIG. 4 can be adjusted.
  • the active power flow can be defined as a function of the phase position of the voltages VAC1 and VAC2, which is transmitted by the network coupling element between the two local networks, provided that this active power flow is not solely on the side of one of the two AC/DC or DC/AC converters is to be controlled or regulated.
  • FIG. 5 shows an overview in which the signs for designating the power flows P1, P2 and P3 are specified.
  • 5 shows a first local network 700 to which a power generation plant 701 is connected.
  • the first local network 700 is connected to the public network 703 via the meter 702 .
  • a second local area network 704 can also be seen in FIG. 5 , which is connected to the public network 703 via a meter 705 .
  • the first local area network 700 is coupled to the second local area network 704 via a network coupling element 706 .
  • the active power flow from the public grid 703 to the first local grid 700 is denoted by P1.
  • P1 When the local grid 700 draws power from the public grid 703, P1 is positive (see arrow direction).
  • P1 On the other hand, if the local grid 700 feeds power into the public grid 703, then P1 is negative.
  • the active power flow from the public grid 703 to the second local grid 704 is denoted by P2. If the second local grid 704 draws power from the public grid 703, P2 is positive (see arrow direction). If electricity were fed into the public grid, P2 would be negative.
  • the active power flow via the network coupling element 706 is denoted by P3.
  • P3 When power is transferred from the first local grid 700 to the second local grid 704, P3 is positive (see arrow direction). Conversely, when power is transmitted from the second local grid 704 to the first local grid 700, then P3 is negative.
  • FIG. 1 and FIG. 9 which further specifies this figure, in which the local network 100 corresponds to the local network 700 of FIG , the power generation plant 101 of the power generation plant 701 of FIG. 5, and the network coupling element 114 corresponds to the network coupling element 706 of FIG.
  • An inverter or DC/AC converter 101a which converts the direct current obtained from the solar modules into alternating current and feeds it into the local grid 100 or 700, is associated with the energy generation system 101 or 701, at least if it is implemented as a photovoltaic system.
  • the DC/AC converter 101a can advantageously be designed as a power converter according to the invention.
  • the active power flow P3 via the network coupling element 706 can be adjusted as a function of the active power flow P4 (see FIG. 9), the internal consumption in the local network 700 and the demand situation in the neighboring network 704 coupled via the network coupling element 706.
  • the network coupling shown in FIG. 2 can also be extended to three or more participating local networks.
  • FIG. 1 an AC/DC converter 900 is connected to a first local network 901 .
  • the 900 is smoothed by a capacitor 902 and fed via DC voltage transmission paths both to a first DC/DC converter 903 with galvanic isolation and to a second DC/DC converter 904 with galvanic isolation.
  • a DC voltage is obtained at the output of the first DC/DC converter 903, which is smoothed by the capacitor 905 and then converted by the DC/AC converter 906 into an AC voltage.
  • This alternating voltage is fed into a second local network 907 .
  • Power transmission in the opposite direction from the second local network 907 to the first local network 901 is also possible.
  • the first DC/DC converter 903 and the first DC/AC converter 906 are preferably integrated in a common unit 908 on the receiver side, which is arranged on the side of the second local area network 907 .
  • a DC voltage is obtained at the output of the second DC/DC converter 904 , which is smoothed by the capacitor 909 and then converted into an AC voltage by the second DC/AC converter 910 .
  • This AC voltage is then fed into the third local grid 911 .
  • Power can also be transmitted in the opposite direction from the third local network 911 to the first local network
  • the second DC/DC converter 904 and the second DC/AC converter 910 are preferably integrated in a common unit 912 on the receiver side, which is arranged on the third local area network 911 side.
  • a power transmission from the second local network 907 to the third local network 911 and vice versa is also possible via the converters 906, 903, 904 and 910. It is clear from FIG. 6 that bidirectional power transmission via an AC/DC converter, an optional DC/DC converter and a DC/AC converter can also be extended to three or more participating local networks. All of these AC/DC or DC/AC converters can advantageously be designed as power converters according to the invention.
  • FIG. 7 shows how the network coupling element shown in FIG. 2 can be combined with a high-voltage storage device arranged in the intermediate circuit.
  • an AC/DC converter 1000 is connected to a first local network 1001 in FIG.
  • the DC voltage obtained at the output of the AC/DC converter 1000 is smoothed by a capacitor 1002 and then used, depending on the DC voltage level, to charge or discharge a battery storage device 1003, which is connected via an impedance 1004 and a fuse 1005 to the DC voltage output of the AC / DC converter 1000 is connected.
  • the AC/DC or DC/AC converters 1000 and 1008 can advantageously be designed as power converters according to the invention.
  • the DC output of the AC/DC converter 1000 is also connected to the input of a DC/DC converter 1006 with galvanic isolation.
  • the DC voltage obtained at the output of the DC/DC converter 1006 is smoothed by a capacitor 1007 and fed to the DC voltage input of a DC/AC converter 1008, and the AC voltage obtained at the output of the DC/AC converter 1008 is fed into the second local grid 1009 fed.
  • Power transmission in the opposite direction from the second local network 1009 to the first local network 1001 is also possible in FIG.
  • the electrical energy stored in battery storage 1003 can then be used both by first local network 1001 and by second local network 1009 .
  • 8 shows a grid coupling element to whose intermediate circuit both a high-voltage storage device 1103 and a rapid charging station 1111 are connected.
  • the system shown in FIG. 8 comprises an AC/DC converter 1100 which is connected to a first local network 1101 .
  • the DC voltage obtained at the output of the AC/DC converter 1100 is smoothed by a capacitor 1102 and is also used to charge a battery store 1103, which is connected to the output of the AC/DC converter 1100 via an impedance 1104 and a fuse 1105.
  • the AC/DC or DC/AC converters 1100 and 1108 can advantageously be designed as power converters according to the invention.
  • the DC voltage obtained at the output of the AC/DC converter 1100 is also fed to a first DC/DC converter 1106 with galvanic isolation.
  • a DC voltage is obtained at the output of this first DC/DC converter 1106, which is fed to the DC/AC converter 1108 after smoothing by a capacitor 1107.
  • the DC/AC converter 1108 converts this direct voltage into a corresponding alternating voltage, which is then fed into the second local network 1109 .
  • a second DC/DC converter 1110 with galvanic isolation is connected to the intermediate circuit, which converts the DC voltage received from the AC/DC converter 1100 into a DC voltage suitable for rapid charging. which can be tapped at the connections 1111.
  • power can also be transmitted from the second local network 1109 to the first local network 1101, to the battery storage 1103 and to the rapid charging station 1111.
  • FIGS. 10 to 18 An exemplary embodiment of a power converter according to the invention and thus an exemplary embodiment of a power converter method according to the invention with a respective embodiment variant are explained in more detail below with reference to FIGS. 10 to 18.
  • the power converter according to the invention and the power converter method according to the invention can be used in the technical context described above and the application situation described above of feeding electrical energy from a local power generation plant into a local grid and a "private grid connection", but also in a completely different one technical context and a completely different application situation.
  • Essential functions of the power converter according to the invention can expediently be provided by software functionalities of control software or control firmware running on suitable hardware.
  • dedicated hardware components that perform such functions is not ruled out. Insofar as formulations are used in the following that appear to be aimed at dedicated hardware components, this should also include corresponding software functionalities, insofar as this makes technical sense.
  • the power converter is designed as a DC/AC converter or converter, for example corresponding to the DC/AC converter of FIG. 3.
  • the system voltage U_grid and the system current l_grid of the single-phase alternating current system coupled on the AC side and preferably also the voltage U_dc of the intermediate circuit U_dc coupled on the DC side are converted into (if desired galvanically isolated) measurement signals by the sensor system for measurement (measuring sensor system) of the function block 11 .
  • the measurement signals are voltages in the mV range which, after digitization, can be processed by a microcontroller contained in the function block 12 and are not dangerous to humans in comparison to the quantities measured.
  • the measurement signals are converted into discrete values by an analog-to-digital converter or analog-to-digital converter (ADC or ADC).
  • ADC or ADC analog-to-digital converter
  • the measured values are converted at a fixed sample rate.
  • the output of the conversion are the time-discrete values U_grid_sample, l_grid_sample and U_dc_sample, which are fed to function block 12 for further processing
  • the sampled values U_grid_sample and l_grid_sample become equal signals within the function view 12 in a manner known per se using a d/q or Park transformation further processed to enable easier handling and control or regulation based on the signals.
  • the resulting digital direct signals are then transferred to the control functionality (control unit or control algorithm), which carries out the control to be described in detail below with several control loops and forwards the control signals (U_PWM) to the power switch bridge of the function block 13 as an output variable.
  • control functionality control unit or control algorithm
  • U_PWM control signals
  • These signals U_PWM are, for example, voltages with the values 0 and 3.3V. At 0V the switch should be turned off, at 3.3V the respective switch should be turned on.
  • the signals from 0 to 3.3V are converted in function block 13 into a control voltage required for the respective power switch by means of suitable drivers, for example 0V and +15V. At 0V the power switch is switched off, at +15V the power switch is switched off switched on.
  • the respective circuit breakers of the circuit breaker bridge are controlled with these voltages.
  • the voltage U_inv provided by the converter results from the combination of the different positions of the circuit-breaker bridge in conjunction with a downstream choke 14 .
  • the function block 12 can be implemented as shown in the schematic representation of FIG. 11 identifying essential sub-function blocks.
  • U_grid_sample Ugrid sample
  • l_grid_sample Igrid sample
  • the output variables l_d_sum and l_q_sum are both input variables for both the active current controller 22 and the reactive current controller 23, which is shown in FIG , is represented.
  • These signal line sections each stand for two separate signal line sections, one for l_d_sum and the other for l_q_sum.
  • the active current controller 22 is used for the separate regulation of the active current to be fed into the grid or, depending on the application situation, to be drawn for feeding in or drawing off active power.
  • the input variables of the controller 22 are 0 l_d_sum 0 l_q_sum
  • l_d_soll specifies the desired current and, in the case of a DC/AC converter, can come from a higher-level regulation for determining the power to be fed in / to be transmitted.
  • the setpoint current specification can come from a higher-level controller for controlling the voltage of an intermediate circuit, for example an intermediate circuit via which the AC/DC converter and the DC/AC converter are connected to one another.
  • a current with an effective value of 2A means an l_d_soll of 2A*sqrt(2).
  • the output variable of controller 22 is o U_d_cc: "cc" stands for Current Control.
  • U_d_cc is added to the U_d_sum calculated in function block 21 and forms the direct component of the inverter output voltage to be set by the FET bridge 13 later.
  • the reactive current controller 23 is used for the separate control of the reactive current to be fed into the grid or, depending on the application situation, to be drawn for feeding in or drawing off reactive power.
  • U_q_cc is added to U_q_sum calculated in function block 21 and forms the quadrature component of the inverter output voltage to be set later by FET bridge 13 .
  • the current regulators 22 and 23 can each be implemented in a manner known per se, for example as shown in FIGS. 12, 12a and 12b.
  • FIG. 12 shows the general functional principle of such a controller for the regulated feeding of power from a DC voltage network into an AC voltage network according to the prior art.
  • Figure 12a shows the circuit of this type that can be used advantageously in the context of the present invention for determining the in-phase component U_d_cc of U_calculated for supply to the PWM modulator 26.
  • the value of the actual active current l_d_sum (id in Fig. 12 ) is subtracted from the setpoint active current l_d_soll (id-ref in FIG. 12) and fed to a PI controller 52.
  • the output signal of a P controller 56 to which the actual quadrature component (ie the value of the actual reactive current) l_q_sum (i q in FIG. 15) has been applied, is added at an adder 54 connected to the output of the PI controller 52.
  • the desired value U_d_cc (Vd-ref in FIG. 12) then arises as the output signal of this addition.
  • the quadrature component U_q_cc of U_calculated for supply to the PWM modulator 26 can advantageously be generated with a similar circuit shown in FIG. 12b. As shown in FIG. 12b, only the inputs are acted upon in a mirror-inverted manner.
  • the actual active current component l_d_sum (id in FIG. 12) is present at the input of the P controller 56, and the PI controller 52 is supplied with the difference from the setpoint reactive current l_q_soll (iq-ref in Fig. 15) minus the actual reactive current l_q_sum (i q in Fig. 15) applied.
  • the output signal of a P controller 56 to which the actual quadrature component (ie the value of the actual reactive current) l_q_sum (iq in FIG. 15) has been applied, is added at an adder 54 connected to the output of the PI controller 52.
  • the adder 45 provides the desired output signal U_q_cc (v q.re f in Fig. 12).
  • U_d_sum, U_q_sum and theta are transformed back into alternating signals by means of the inverse park transformation to U_calculated (Ucaicuiated), which serves as a direct input signal for PWM modulator 26 of function block 12 in FIG. 10, which is also represented as a subfunction block in FIG.
  • U_calculated is the alpha component resulting from the inverse d/q or Park transform.
  • the beta component that can be obtained from the d/q or Park transformation is not required in the exemplary embodiment explained.
  • the output signal of the PWM modulator is designated as U_PWM (UPWM) in FIG. 10 and is fed to the FET or power switch bridge 13 .
  • U_PWM UPWM
  • FIG. 10 The operation of a PWM modulator, well known in the art, is illustrated in FIG.
  • FIG. 13 shows how the corresponding PWM signal 64 is generated in a known manner by supplying the desired analog sinusoidal signal U_calculated to a comparator whose second input is supplied with a constant sawtooth signal 62 .
  • the function block 21 of FIG. 11 is further specified in FIG.
  • the alternating variable signals measured by the sensors are each converted into a parallelized SOGI Structure 21 -1 a and 21 -1 b entered together with the size omega calculated in a PLL 21 -2.
  • the SOGI structures 21 -1 a and 21 -1 b each contain a plurality or multitude of parallel-connected second-order generalized integrators (Second Order Generalized Integrator, SOGI), which are responsible for the fundamental frequency component and the considered harmonic components of the detected mains voltage U_grid and for the The fundamental frequency component and the considered harmonic components of the detected mains current l_grid each perform a separate generalized second-order integration (SOGI).
  • SOGI Simple Order Generalized Integrator
  • the grid current l_grid assigned, connected in parallel and each operating in relation to a respective frequency component "Individual" SOGIs are analogous to those assigned to the mains voltage U_grid, connected in parallel with one another and each implemented in relation to an "individual" SOGI processing a specific harmonic wave.
  • FIG. 15b which in this regard shows an embodiment analogous to FIG. 15a.
  • the "individual" SOGIs assigned to the grid current l_grid are supplied with the output signal of the PLL 21 of FIG. 15a, which represents the variable omega.
  • parallelized SOGI structures 21 -1a and 21 -1 b in conjunction with the PLL 21-2, it is possible according to the invention to generate signals from the measured current and voltage values with all the information about the existing harmonic components.
  • the parallelized SOGIs 21 -1a and 21 -1b can also be viewed as two parallelized partial SOGIs of a paralyzed "overall" SOGI 21-1, if you like.
  • SOGI structures can be function blocks implemented solely by software, such as program elements and program structures of a control or regulation program running on suitable hardware comprising a processor and storage means. Functionalities of the controller 525 of the converter of FIG. 4 can be involved, for example.
  • the Park transformer 21 -3b is implemented analogously and is connected up like the transformer 21 -3a, but receives the same input parameter theta, originating from the PLL 21 -2, as the Park transformer 21 -3a. Reference is made to FIG. 15a for a more concrete embodiment of the PLL that comes into question.
  • the input signals for the PLL 21-2 are preferably exclusively the signals U_alpha_1 and U_beta_1.
  • This has the advantage that the phase angle theta can be calculated solely on the basis of the fundamental frequency components of the input voltage signal U_grid_sample and thus depicts a very precise phase angle of the mains voltage.
  • the cleaning of the input signal U_grid_sample implemented in the embodiment from the harmonic components individually detected by means of the SOGIs contributes significantly to this.
  • omega (2*pi*fg), which corresponds to the exact mains frequency, which in turn is defined as Input signal for the parallelized SOGIs 21 -1 a and 21 -1 b is used, as stated.
  • the function block la shows the “individual” SOGIS 21 -1 a-1 , 21 -1 a-2 to 21-1 operating in parallel with an associated preceding subtraction element S of the resulting parallelized SOGI 21 -1 a of FIG Function block 21 -1 a/la is for processing U_grid_sample.
  • a corresponding function block 21 -1 b implemented in an analogous manner is also used for the processing of l_grid_sample and forms the parallelized SOGI 21 -1 b of FIG. This is discussed in more detail below with reference to FIG. 15b.
  • the input signal U_grid_sample is sent to the subtraction element S in order to subtract the respective extracted/detected U_alpha signals including the fundamental oscillation from this input signal U_grid_sample.
  • the sum signal U_alpha_sum discussed below is thus actually subtracted from the input signal U_grid_sample, which is this sum signal can be fed back to the subtraction element S.
  • the output signal of the subtraction element S then serves as an input for the respective “individual” SOGIs, within which the alpha and beta signals are generated using SOGI integrators.
  • the output signal of the individual SOGI 21-1a-3 is (both in alpha and beta) a signal with three times the frequency of fg (i.e. 150 Hz for fg - 50 Hz) and only the amplitude of this harmonic component ( eg 10V) in the form of the two alpha and beta components.
  • Each individual SOGI 21-1a-n therefore separates the individual voltage component of the relevant harmonic in the overall signal.
  • the processing in the current branch is analogous to the processing in the voltage branch, as already mentioned.
  • the above-described, parallelized SOGI circuit is optimized to ensure that the mains voltage profile of any power mains, which contains a large number of harmonics, is as exact as possible to replicate. It thus generates a voltage specification signal for controlling the power converter. According to a preferred embodiment of the present invention, however, the corresponding current signal should be specified differently since the power converter should ideally feed in an exact sinusoidal current with a frequency and phase position precisely matched to the frequency and phase position of the network to be fed. This means that the setpoint for the current should not contain any harmonics.
  • a modified parallel SOGI circuit 21-1b is used for the current branch of the converter control according to the invention.
  • the voltage branch remains unchanged in this further embodiment, so the description of FIG. 15a also applies here. Only the circuit structure of FIG. 15b is replaced by that of FIG. 18, as explained in more detail below.
  • the “individual” SOGIS 21 -1 b-1 to 21-1 b-n operating in parallel are provided with an associated upstream subtraction element S of the parallelized SOGI 21 -1 b and are shown in FIG.
  • the function block lb' with this parallelized SOGI 21 -1 b is used for processing l_grid_sample.
  • the output signals of the S0GI structure 21 -1b are therefore l_alpha_1 and l_beta_1, which serve as input values for the Park transformation 21 -3b.
  • an ideal sinusoidal current signal with an ideal phase position is derived from the mains voltage signal distorted by harmonics.
  • this ideal current signal as a target value, a mains supply can then be implemented with the lowest possible losses.
  • the supply must follow the mains voltage as closely as possible, but the supply current should always form an ideal sine curve with exactly the right phase position in order to keep both distortion and phase reactive power as low as possible. Therefore, a different setpoint specification for the voltage and current control is advantageous here.
  • the Park transformer 21 -3b is implemented and connected in an analog manner, but receives the same input parameter theta, originating from the PLL 21 -2, as the Park transformer 21 -3a.
  • the input signal l_grid_sample is sent to the subtraction element S in order to subtract the respective extracted/detected l_alpha signals, including the fundamental oscillation, from this input signal l_grid_sample.
  • the sum signal l_alpha_sum is thus actually subtracted from the input signal l_grid_sample, which can be done by feeding this sum signal back to the subtraction element S.
  • the output signal of the subtraction element S then serves as an input for the respective “individual” SOGIs, within which the alpha signal and the beta signal are generated using SOGI integrators, but only the alpha signal is processed further.
  • the output signals of the fundamental frequency SOGI 21 -1 b-1 are evaluated in the park transformation 21 -3b, as can already be seen from FIG.
  • the input signals omega and theta for the present circuit are provided by the PLL 21-2 shown in detail in Figure 15a, so this circuit is no longer shown here.
  • the harmonic SOGI's 21-1b-2 to 21-1bn only serve to provide the feedback signals l_alpha_2 to l_alpha_n.
  • the signals l_beta_2 to l_beta_n are only internal signals of the SOGI's, which are no longer required below.
  • the output signals of this circuit block are exclusively l_alpha_1 and l_beta_1.
  • the parallelized SOGI 21 -1 a of FIG. 14 was explained with reference to FIGS. 15a and 16a.
  • the paralleled SOGI 21 -1b of Figure 14 operates as shown in Figures 15b and 16b. The same applies to the parallelized SOGI 21 -1 b of FIG. 18.
  • the signals U_alpha_fg and U_beta_fg are subjected to a separate park or d/q transformation in the transformation element 21-2-1 within the PLL 21-2.
  • the resulting output signal U_q_fg is then normalized in the normalization element 21-2-2 and then fed to a PI controller 21-2-3.
  • the PI controller 21-2-3 regulates the actual value U_q_fg to the setpoint zero, which results in the output signal Omega, which has the rotational speed of the mains voltage or frequency of the fundamental oscillation of the mains voltage as a value, i.e. 2*pi*fg and the "single" - SOGIs is fed.
  • the output signal omega is then integrated in an integrator 21-2-5, which finally generates the theta signal, which corresponds to the phase position of the mains voltage.
  • This serves within the closed loop as an input signal for the Park transformation in the transformation element 21-2-1 and represents the desired output signal, which is also sent to the Park transformer 21-3a (cf. FIGS. 14 and 15) and the Park Transformer 21 -3b (see FIG. 14) is supplied.
  • the output signal Omega can optionally be passed through a filter 21-1-4.
  • the park transformers 21 -3a and 21 -3b subject the output signals U_alpha_sum and U_beta_sum, and the output signals l_alpha_sum and l_beta_sum in the case of the first embodiment, to the output signals, respectively l_alpha_1 and l_beta_1 in the case of the second embodiment of the addressed addition blocks of a respective park or d/q transformation from which the signals U_d_sum, U_q_sum and the signals I d_sum and l_q_sum (first embodiment) or the signals l_d_1 and l_q_1 (second embodiment ) result, as already explained with reference to FIGS. 11, 14 and 17.
  • the active current and the reactive current are then controlled, as described with reference to FIGS.
  • the PWM switching frequency of the FET bridge 13 was 20 kHz.
  • FIG. 20 shows the output current of a circuit according to the invention according to the second embodiment according to FIGS. 17 and 18 under otherwise exactly the same conditions. It is clearly recognizable that only significantly higher-frequency oscillations up to a maximum of 1 A occur, which can be traced back to a breakdown of the PWM frequency. The harmonics clearly visible in FIG. 19 no longer occur.
  • FIG. 21 shows a comparison of the frequency components of the output current of the conventional converter circuit (shaded) obtained by FFT (Fast Fourier Transformation) compared to the embodiment according to the invention (black). It becomes clear that the harmonics in the solution according to the invention are only a small fraction of the harmonics occurring according to the prior art.
  • FIG. 22 shows a simulation with the same conditions as FIG. 19 and also in the time domain, but with an output current of 12 A amplitude value, again with a power converter according to the prior art.
  • FIG. 22 shows a simulation with the same conditions as FIG. 19 and also in the time domain, but with an output current of 12 A amplitude value, again with a power converter according to the prior art.
  • FIG. 22 shows a simulation with the same conditions as FIG. 19 and also in the time domain, but with an output current of 12 A amplitude value, again with a power converter according to the prior art.
  • FIG. 22 shows a simulation with the same conditions as FIG. 19 and also in the time domain, but with an output current of 12 A amplitude value, again with a power converter according to the prior art.
  • it is already very clear in the time domain how strong the harmonic distortion of the current is.
  • FIG. 23 shows the current curve in a power converter according to the present invention, second embodiment of FIGS. 17 and 18, under otherwise the same conditions as FIG. 22.
  • the considerably lower harmonic distortion is already very clear in the time domain.
  • Figure 24 again shows the comparison of the signals of Figure 22 converted into the frequency domain by FFT (Fast Fourier Transformation). and 23.
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • the converter according to the invention and the converter method according to the invention make it possible, among other things, to feed a sinusoidal current free of harmonics into a network with a network voltage distorted by harmonics, specifically also a network with a network voltage heavily distorted by harmonics, in particular also in a single-phase system, specifically for feeding into an electrical AC voltage network, in particular a single-phase AC voltage network.
  • the particular advantage of the present invention is based on the fact that the input signals U_Grid_sample and l_Grid_sample can be distributed to the individual SOGI's for the different frequencies without any filters, but simply by the fact that the different SOGI's are controlled with the corresponding multiples of the mains frequency as angular velocity .
  • Grid-connected converter systems such as photovoltaic inverters and especially grid coupling elements based on the model of DE 102015 000 916 A1
  • the control method according to the invention explained above is based on the proven procedure of transforming the measured AC signals of the electrical AC voltage network into DC signals using the d/q or Park transformation, since such DC signals are easier to handle than AC signals, and the resulting from the control To transform direct signals back into alternating signals after processing with the included control, using the "inverse park transformation".
  • a particular challenge in single-phase systems arises in the park transformation (intended for three-phase systems), which requires at least two input parameters, whereas in the single-phase system only one voltage (eg U_L1) can be measured.
  • a single-phase system must therefore be used in advance using a so-called SOGI (“Second Order Generalized Integrator”) or another QSG (Quadrature Signal Generator) artificially generates the second required input parameter.
  • SOGI Serviced Order Generalized Integrator
  • QSG Quadrature Signal Generator
  • the disadvantage of a conventional SOGI or a conventional QSG is that the artificial generation of the second signal by means of integration means that essential information on harmonics within the SOGI / QSG is lost, which means that the output voltage of the converter generated at the end of the control process is not is more identical to that of the electrical AC voltage network. This discrepancy ultimately results in a non-sinusoidal injection current fraught with harmonics, and hence losses in the form of distortion reactive power.
  • the present invention is characterized by adequate consideration of the harmonics in the control method.
  • the solution of the exemplary embodiments explained above, which is specifically proposed as particularly advantageous for this purpose, has the following special features and advantages, among others:
  • the proposed parallelized SOGI separates all or all practically relevant information of the individual harmonic frequencies, saves them and enables a very precise phase detection of the electrical AC voltage network. At the end of the parallel SOGI process, all the information is brought together again. This enables the generation of an output voltage of the converter that is identical to that of the electrical AC voltage network and ultimately leads to a sinusoidal and harmonic-free feed-in current. This results in the essential advantage that predetermined harmonics in the mains voltage can be simulated on the output side of the converter according to the invention.
  • Harmonic-free input for the preferably used PLL for the exact determination of the fundamental frequency and phase position for example by means of a so-called HDN (Harmonic Decoupling Network).
  • HDN Harmonic Decoupling Network
  • FLL Frequency Locked Loop
  • FLL Frequency Locked Loop
  • a converter according to the invention and a network coupling element according to the invention can thus be used advantageously in the context described above on the basis of FIGS.
  • the present invention has significant advantages even in 3-phase systems.
  • the phase angle signal can be calculated more precisely and "corrected" by using a parallel SOGI structure even in a 3-phase system.
  • the COMPLETE voltage signal which may be heavily loaded with harmonics, can now be reconstructed as desired, and due to the possibility of "cleaning up” the current input signal, ONLY the 50Hz/fundamental (basically any freely selectable and arbitrary) component can be deliberately generated and incorporated into the control be fed in CLEANING of the phase angle signal (theta).

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Abstract

Es wird ein Stromrichterverfahren vorgeschlagen, bei dem elektrische Energie zwischen einer ersten (15) und einer zweiten Seite (16) eines Stromrichters (13) gesteuert oder geregelt übertragen wird und wenigstens eine für wenigstens eine Phase eines Wechselstromnetzes erfasste momentane elektrische Größe einer d/q-Transformation unterzogen und eine Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Größe durchgeführt wird, um wenigstens eines von einem Wirkleistungsfluss von der ersten Seite (15) zur zweiten Seite (16) oder von der zweiten Seite (16) zur ersten Seite (15) und einem Blindleistungsfluss von der ersten Seite (15) zur zweiten Seite (16) oder von der zweiten Seite (16) zur ersten Seite (15) zu steuern oder zu regeln. Das Stromrichterverfahren zeichnet sich dadurch aus, dass aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q-Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchzuführen. Es wird ferner ein nach diesem Stromrichterverfahren arbeitender Stromrichter vorgeschlagen.

Description

NETZUMRICHTER UND REGELUNGSVERFAHREN FÜR DEN BETRIEB AN VERZERRTEN EINPHASENNETZEN
Beschreibung
Die Erfindung betrifft einen Stromrichter und ein Stromrichterverfahren.
Stromrichter und Stromrichterverfahren, die in der Praxis in diversen bekannten Ausführungsformen wie etwa Wechselrichter (oder Inverter oder Drehrichter) und Wechselrichterverfahren, Umrichter und Umrichterverfahren, Gleichrichter und Gleichrichterverfahren vorkommen, sind in vielerlei Ausgestaltungen bekannt und haben speziell auch als sogenannte Solarwechselrichter (und damit Solarwechselrichterverfahren) große Bedeutung erlangt.
In der DE 10 2015 000 916 A1 werden ein Netzkoppelelement zur bidirektionalen Übertragung von elektrischer Leistung sowie ein netzgekoppeltes System vorgeschlagen, in dem als AC/DC-Umsetzer und DC/AC-Umsetzer bezeichnete Stromrichter zum Einsatz kommen.
Die DE 10 2014 223 441 B4 beschäftigt sich mit der Fehlererkennung in einem elektrischen Wechselspannungsnetz, vor allem einem mehrphasigen elektrischen Wechselspannungsnetz, bei dem d/q-Transformationen bzw. Park-Transformationen, verallgemeinerte Integrationen zweiter Ordnung (SOGI; Second Order Generalized Integration / Integrator) zur Erzielung von Phasenverzögerungen von 90 Grad zu einem Eingangssignal und Phasenregelschleifen (PLL) eingesetzt werden. Die d/q-Transformation wird für jede der Phasen des elektrischen Wechselspannungsnetzes ausgeführt. Es wird vorgeschlagen, das offenbarte Konzept zur Fehlererkennung für elektrische Netze in Stromrichtern zu verwenden, die an einem elektrischen Netz wie einem Verbundnetz oder einem Inselnetz angeschlossen sind, speziell auch im Zusammenhang mit Windkraftanlagen, Solarwechselrichtern, Blockheizkraftwerken und Batteriestromrichtern. Ob nur eine Fehlererkennung erfolgen soll oder ob auch die Funktionsweise des Stromrichters auf dem offenbarten Konzept beruhen soll, ist offengelassen.
Weitere einschlägige Netzüberwachungssysteme und Netzüberwachungsverfahren sind aus der EP 2 359 151 B1 , WO 2008/055499 A2 und der WO 2018/122391 A1 bekannt.
Aus der US 2014/0268957 A1 ist ein Steuerungssystem und ein Verfahren zum Steuern/Regeln eines einphasigen Stromversorgungssystems bekannt. Die einphasige Stromversorgungssystemsteuerung umfasst einen Fehlersignalgenerator, der ein Fehlersignal aus einem Momentanleistungsreferenzsignal und einem gemessenen Momentanausgangsleistungssignal erzeugt, das der an ein Stromverteilungsnetz gelieferten Leistung entspricht, und einen Modulator, der das Fehlersignal gemäß einer trigonometrischen Funktion des Netzspannungsphasenwinkels moduliert und ein Steuersignal für eine Wechselrichtersteuerung erzeugt. Es wird die an das Netz gelieferte Wirk- und Blindleistung basierend auf der rückgekoppelten Ausgangsleistung gesteuert/geregelt.
Nach einer in der US 2014/0268957 A1 offenbarten Ausführungsvariante ist eine Oberwellenkompensation vorgesehen, die Oberwellen oder Harmonische des Netzstroms reduzieren soll. Es wird eine Anzahl von „resonant controller“ verwendet, die auch auf eine jeweilige interessierende Harmonische abgestimmt sind und eine zum Eingang des Inverters rückgekoppelte Regelschleife bilden. Der Netzstrom und die Netzspannung werden über gesonderte Regelschleifen vor einen Eingang eines dem Inverter vorgeschalteten „resonant controller“ zur Bildung einer gesonderten Regelschleife rückgekoppelt. Die Erfindung geht aus von einem Stromrichter, welcher eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist und zumindest an der zweiten Seite mit einem ein- oder mehrphasigen Wechselstromnetz verbindbar ist, wobei elektrische Energie von der ersten Seite zu der zweiten Seite übertragbar und in das Wechselstromnetz einspeisbar ist oder elektrische Energie aus dem Wechselstromnetz ausspeisbar und von der zweiten Seite zu der ersten Seite übertragbar ist, umfassend: eine zwischen wenigstens zwei Anschlüsse der ersten Seite und wenigstens zwei Anschlüsse der zweiten Seite geschaltete Umsetzeranordnung, die ansteuerbare Schaltelemente aufweist, die zwischen einem jeweiligen Sperrzustand und einem jeweiligen Durchlasszustand umschaltbar sind, um zugeordnete elektrische Verbindungen zwischen der ersten Seite und der zweiten Seite wahlweise zu sperren und freizugeben; und eine Steuerungsanordnung, die mit wenigstens einem Anschluss der zweiten Seite sowie mit den Schaltelementen verbunden ist, um diese in Abhängigkeit von wenigstens einer an dem Anschluss erfassten momentanen elektrischen Größe des Wechselstromnetzes zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Durchlasszustand umzuschalten, derart, dass wenigstens eines von einem Wirkleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite und einem Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite gesteuert oder geregelt wird, wobei die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die für wenigstens eine Phase des Wechselstromnetzes erfasste momentane elektrische Größe einer d/q-Transformation zu unterziehen und die Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Größe durchzuführen. Die Erfindung geht weiter aus von einem Stromrichterverfahren, bei dem elektrische Energie zwischen einer ersten und einer zweiten Seite eines Stromrichters gesteuert oder geregelt übertragen wird und wenigstens eine für mindestens eine Phase eines Wechselstromnetzes erfasste momentane elektrische Größe einer d/q-Transformation unterzogen und eine Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Größe durchgeführt wird, um wenigstens eines von einem Wirkleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite und einem Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite zu steuern oder zu regeln.
Es hat sich gezeigt, dass bei herkömmlichen Stromrichtern und Stromrichterverfahren die in der Netzspannung der spannungsführenden Phase bzw. der spannungsführenden Phasen des Wechselstromnetzes auftretenden Oberschwingungsanteile nicht hinreichend berücksichtigt werden, was negative Auswirkungen bei der Einspeisung von Leistung bzw. bei der Einspeisung von Strom in das Wechselstromnetz oder bei der Ausspeisung von Leistung bzw. der Ausspeisung von Strom aus dem Wechselstromnetz haben kann. Dies gilt speziell für einphasige Wechselstromnetze, in die einzuspeisen ist oder aus denen auszuspeisen ist. Dies gilt genauso für einphasige Stromrichter bzw. einphasige Einspeisung in eine Phase bzw. einphasige Ausspeisung aus einer Phase eines ggf. mehrphasigen Wechselstromnetzes.
Es stellt sich in Abhängigkeit vom Anwendungskontext unter anderem die Aufgabe, einen stark oberwellenbehafteten Netzspannungsverlauf in einem Wechselstromnetz möglichst genau, insbesondere auch hinsichtlich der Phasenlage, nachzubilden, damit ein in der Phasenlage korrekter, möglichst sinusförmiger, und damit optimal verlustarmer Stromverlauf ein- oder ausgespeist werden kann. llm hier eine Verbesserung zu erreichen, schlägt die Erfindung für den angesprochenen Stromrichter vor, dass die Steuerungsanordnung ferner dafür ausgeführt ist, aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil zu extrahieren und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q- Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchzuführen. Es wird hierbei vor allem (aber nicht ausschließlich) an die Phasenlage der Grundschwingung der Netzspannung gedacht.
Allgemein wird daran gedacht, dass die erfasste wenigstens eine momentane elektrische Größe eine erfasste momentane Spannungsgröße oder/und eine erfasste momentane Stromgröße umfasst.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Grundfrequenzanteils durchzuführen.
Besonders gute Ergebnisse lassen sich erzielen, wenn die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest eines gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Oberfrequenzanteils durchzuführen.
Man kann vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Frequenzanteile durchzuführen.
Für das angesprochene Stromrichterverfahren wird vorgeschlagen, dass aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q- Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchgefüht wird. Es wird hierbei wiederum vor allem (aber nicht ausschließlich) an die Phasenlage der Grundschwingung der Netzspannung gedacht.
Allgemein wird daran gedacht, dass die erfasste wenigstens eine momentane elektrische Größe eine erfasste momentane Spannungsgröße oder/und eine erfasste momentane Stromgröße umfasst.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Grundfrequenzanteils durchgeführt wird.
Besonders gute Ergebnisse werden erreicht, wenn die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest eines gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Oberfrequenzanteils durchgeführt wird.
Man kann vorsehen, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Frequenzanteile durchgeführt wird.
Erfindungsgemäß wird auch wenigstens eine Oberschwingung bei der Steuerung oder Regelung berücksichtigt, was als solches kaum überraschend ist und Vorbilder im Stand der Technik haben wird. Diese Berücksichtigung wenigstens eines Oberschwindungsanteils erfolgt nach einem Aspekt der Erfindung aber unter Anwendung wenigstens einer d/q- Transformation, und zwar insbesondere wenigstens einer d/q- Transformation, die gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils transformiert. Die Berücksichtigung wenigstens eines Oberschwingungsanteils oder auch mehrerer Oberschwingungsanteile kann somit gemäß einem neuartigen Ansatz auf sehr spezielle Weise erfolgen, nämlich im Wege einer d/q-Transformation auch des wenigstens eines Oberschwingungsanteiles, und zwar einer d/q-Transformation gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils. Bevorzugt werden sehr viele solche Oberschwingungsanteile auf diese Weise in der Steuerung bzw. Regelung berücksichtigt, idealerweise mindestens 40 Oberschwingungsanteile für die ersten 40 Oberschwingungen. Für praktische Anwendungen kann es aber auch ausreichen, deutlich weniger Oberschwingungsanteile, beispielsweise etwa die Oberschwingungsanteile für die ersten 15 Oberschwingungen, zu berücksichtigen.
Vorteilhaft kann man vorsehen, dass vor allem oder ausschließlich Oberschwingungsanteile basierend auf der/einer erfassten momentanen Spannungsgröße auf diese Weise, also unter Anwendung einer d/q- Transformation gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils, berücksichtigt werden. Die Berücksichtigung eines oder mehrerer Oberschwingungsanteile basierend auf der/einer erfassten momentanen Stromgröße auf diese Weise, also unter Anwendung einer d/q- Transformation gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils, soll aber nicht ausgeschlossen werden.
Für den erfindungsgemäßen Stromrichter wird weiterbildend vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, für die in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Frequenzanteile jeweils eine (auch als Alpha- oder alpha- oder a- Komponente bezeichenbare) In-Phase-Komponente und eine (auch als Betaoder beta- oder ß-Komponente bezeichenbare) Quadratur-Komponente zu bestimmen, die In-Phase-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur- Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-Quadratur- Komponente zu überlagern, um die Steuerung oder Regelung auf Basis der Summen-In-Phase-Komponente und der Summen-Quadratur-Komponente durchzuführen.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Summen-In-Phase-Komponente und die Summen- Quadratur-Komponente der d/q-Transformation zu unterziehen oder die für den Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase-Komponente und die für den Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente der d/q- Transformation zu unterziehen, um die Regelung auf Basis einer resultierenden d-Größe und einer resultierenden q-Größe durchzuführen. Man kann diesbezügliche eine unterschiedliche oder alternativ eine analoge Verarbeitung in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße und eine/die erfasste momentane Stromgröße vorsehen.
Nach einer bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen, welche ggf. zugleich den jeweils zugrundeliegenden diskreten Frequenzanteil aus der erfassten momentanen elektrischen Größe extrahiert, ggf. im Zusammenwirken mit weiteren Funktionalitäten der erfindungsgemäßen Steuerungsanordnung.
In diesem Zusammenhang kann man vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der erfassten momentanen elektrischen Größe zu subtrahieren, um die resultierende Größe der/einer jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu unterziehen. Vorzugsweise ist die Steueranordnung dafür ausgeführt, in die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) einen von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktor einzubeziehen, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird.
Nach einer besonders bevorzugten Ausgestaltung ist die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt, die Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der momentanen elektrischen Größe zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen. Dies kann die Steuerungsanordnung vorteilhaft in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße oder in Bezug auf eine/die erfasste momentane Stromgröße und besonders bevorzugt in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße und in Bezug auf eine/die erfasste momentane Stromgröße durchführen.
Vorzugsweise ist die Steueranordnung dafür ausgeführt, in die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) einen von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktor einzubeziehen, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird.
In an sich bekannter Weise wird die Steuerungsanordnung regelmäßig dafür ausgeführt sein, die Schaltelemente in Abhängigkeit von wenigstens zwei für die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes erfassten momentanen elektrischen Größen umfassend eine Spannungsgröße und eine Stromgröße zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Durchlasszustand umzuschalten, um den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss umfassenden Leistungsfluss zwischen der ersten Seite und der zweiten Seite zu steuern oder zu regeln.
Diesbezüglich wird erfindungsgemäß weiter vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung ferner dafür ausgeführt ist, aus der erfassten Spannungsgröße mehrere diskrete Spannungs-Frequenzanteile umfassend einen Spannungs-Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Spannungs- Oberschwingungsanteil und aus der erfassten Stromgröße mehrere diskrete Strom-Frequenzanteile umfassend einen Strom-Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Strom-Oberschwingungsanteil zu extrahieren und die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Spannungs-Frequenzanteile sowie auf Basis der gemäß der der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Strom-Grundfrequenzanteils durchzuführen.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis des d/q- transformierten Strom-Grundfrequenzanteils durchzuführen, ohne Einbeziehung eines d/q-transformierten Strom-Oberschwingungsanteils. Auf diese Weise wird ein idealer Sinus-Stromverlauf mit der genau richtigen Phasenlage als Sollwert für den Speisestromverlauf vorgegeben, so dass trotz stark oberwellenbehafteter Netzspannung eine ideale, verlustfreie Stromeinspeisung durchgeführt werden kann
In diesem Fall ist die Steuerungsanordnung vorzugsweise dafür ausgeführt, i) für die in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur- Komponente zu bestimmen, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen-Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation zu unterziehen, v) die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase-Komponente und die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente einer zweiten d/q-Transformation zu unterziehen, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen- Größe und einer q-Spannung-Summen-Größe durchzuführen, die aus der ersten d/q-Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom- Grund-Größe (auch als d-Strom-Grund-Größe bezeichenbar) und einer Blind-Strom-Grund-Größe (auch als q-Strom-Grund-Größe bezeichenbar) durchzuführen, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren.
Eine andere Möglichkeit ist, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom-Frequenzanteile durchzuführen.
In diesem Fall ist die Steuerungsanordnung vorzugsweise dafür ausgeführt, i) für die in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur- Komponente zu bestimmen, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen-Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation zu unterziehen, v) die zweite Summen-In-Phase-Komponente und die zweite Summen-Quadratur-Komponente einer zweiten d/q-Transformation zu unterziehen, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen- Größe und einer q-Spannung-Summen-Größe, die aus der ersten d/q- Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Summen-Größe (auch als d-Strom-Summen-Größe bezeichenbar) und einer Blind-Strom- Summen-Größe (auch als q-Strom-Summen-Größe bezeichenbar) durchzuführen, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren, durchzuführen.
Nach einer bevorzugten Ausgestaltung kann die Steueranordnung dabei dafür ausgeführt sein, die In-Phase-Komponente und die Quadratur- Komponente für die jeweiligen diskreten Spannungs-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen und die In-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente für die jeweiligen diskreten Strom-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen.
In diesem Zusammenhang wird daran gedacht, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße bzw. der Stromgröße zu subtrahieren, um die resultierenden Größen der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu unterziehen. Vorzugsweise ist die Steueranordnung dafür ausgeführt, in die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) einen von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktor einzubeziehen, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird.
Man kann in diesem Zusammenhang speziell vorteilhaft vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die erste Summen-In-Phase- Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen, oder/und dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die zweite Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Stromgröße zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen. Vorzugsweise ist die Steueranordnung dafür ausgeführt, in die jeweilige verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) einen von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktor einzubeziehen, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu unterzogen wird.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, i) aus der für die Phase des Wechselstromnetzes erfassten Spannungsgröße eine Winkelgeschwindigkeit (omega) und einen Phasenwinkel (theta) des Grundfrequenzanteils zu extrahieren, ii) auf Basis der extrahierten Winkelgeschwindigkeit (omega) die In-Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile zu bestimmen und iii) auf Basis des extrahierten Phasenwinkels (theta) die erste d/q-Transformation und die zweite d/q- Transformation durchzuführen.
Dabei kann man zweckmäßig vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, auf Basis der aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadraturkomponenten die Winkelgeschwindigkeit (omega) und den Phasenwinkel (theta) des Spannungs-Grundfrequenzanteils zu bestimmen, vorzugsweise unter Bildung einer Phasenregelschleife (PLL).
Ferner wird vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadratur-Komponenten einer gesonderten d/q-Transformation zu unterziehen und die Winkelgeschwindigkeit (omega) und den Phasenwinkel (theta) aus einer hieraus resultierenden q-Größe abzuleiten.
Wie schon konkreter angesprochen, kann die Steuerungsanordnung vorteilhaft dafür ausgeführt sein, für einen jeweiligen diskreten Frequenzanteil eine/die jeweilige In-Phase-Komponente und eine/die jeweilige Quadratur-Komponente durch Anwendung einer verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen.
Betreffend die auf Basis der d/q-Transformation durchgeführte Steuerung oder Regelung wird weiterbildend vorgeschlagen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, auf Basis der d/q-transformierten Frequenzanteile in wenigstens einer Regelschleife einen Sollwert-Istwert- Vergleich durchzuführen und hieraus wenigstens eine d/q-Stellgröße abzuleiten und auf Basis der d/q-Stellgröße unter Anwendung wenigstens einer inversen d/q-Transformation PWM-Ansteuersignale für die Schaltelemente der Umsetzeranordnung zu erzeugen, um wahlweise den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der zweiten Seite zur ersten Seite einzustellen.
Man kann für gewisse Anwendungen des Stromrichters vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, auf Grundlage der (hier auch als d- und q-Strom-Grundgrößen bezeichneten) Wirk- und Blind-Strom-Grund- Größen bzw. der (hier auch als d- und q-Summen-Strom-Größen bezeichneten) Wirk- und Blind-Strom-Summen-Größen, einer einen in das Wechselstromnetz einzuspeisenden Wirkstrom oder einen aus dem Wechselstromnetz auszuspeisenden Wirkstrom repräsentierenden d-Soll- Stromgröße und der d-Spannungs-Summen-Größe eine Wirkleistungsregelung durchzuführen, die den Wirkleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite einstellt.
Ferner kann man für gewisse Anwendungen des Stromrichters vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, auf Grundlage der Wirk- und Blind-Strom-Grund-Größen bzw. der Wirk- und Blind-Strom-Summen- Größen, einer einen in das Wechselstromnetz einzuspeisenden Blindstrom oder einen aus dem Wechselstromnetz auszuspeisenden Blindstrom repräsentierenden q-Soll-Stromgröße und der q-Spannungs-Summen-Größe eine Blindleistungsregelung durchzuführen, die den Blindleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite einstellt.
In diesem Zusammenhang wird speziell auch daran gedacht, dass der Steuerungsanordnung über die q-Soll-Stromgröße ein verschwindender Blindstrom und damit ein verschwindender Blindleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite vorgebbar ist, und dass der Steuerungsanordnung über die d-Soll-Stromgröße ein gewünschter, in das Wechselstromnetz einzuspeisender Wirkstrom oder ein gewünschter, aus dem Wechselstromnetz auszuspeisender Wirkstrom vorgebbar ist. Dabei kann man vorsehen, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, eine Stromregelung des in das Wechselstromnetz einzuspeisenden bzw. auszuspeisenden Wirkstroms durchzuführen, unter Anwendung eines Istwert-Sollwert-Vergleichs in Bezug auf die für die Phase des Wechselstromnetzes erfasste Stromgröße als Istwert und einem durch die d- Soll-Strom-Größe repräsentierten Sollwert.
Der erfindungsgemäße Stromrichter kann an der zweiten Seite mit einem einphasigen Wechselstromnetz verbindbar oder verbunden sein.
Alternativ kann der erfindungsgemäße Stromrichter an der zweiten Seite mit einem mehrphasigen Wechselstromnetz verbindbar oder verbunden sein. Dabei wird vor allem daran gedacht, dass der Stromrichter an der zweiten Seite mit einer ausgewählten Phase des mehrphasigen Wechselstromnetzes verbindbar oder verbunden ist. Es könnte eine Vielzahl von erfindungsgemäßen Stromrichtern an geographisch verteilten Standorten zum Einsatz kommen, die an unterschiedliche Phasen des gleichen mehrphasigen Wechselstromnetzes angeschlossen sind, wobei die jeweilige Phase gezielt oder zufällig ausgewählt sein könnte. So kann erreicht werden, dass alle Phasen des Wechselstromnetzes jeweils mit einer Untermenge der Vielzahl von erfindungsgemäßen Stromrichtern verbunden ist, wobei in den Untermengen jeweils eine ähnliche Anzahl von Stromrichtern enthalten ist.
Es soll im Zusammenhang aber mit einem mehrphasigen Wechselstromnetz nicht ausgeschlossen sein, dass der entsprechend ausgestaltete Stromrichter mit mehreren oder allen Phasen des mehrphasigen Wechselstromnetzes verbindbar oder verbunden ist.
Betreffend die erste Seite des Stromrichters wird daran gedacht, dass diese mit einem weiteren, ein- oder mehrphasigen Wechselstromnetz oder einem Zwischenkreis verbindbar oder verbunden ist. Es wird vor allem daran gedacht, dass der Stromrichter an der ersten Seite mit einem Gleichstromnetz oder einem Zwischenkreis oder einer Gleichstromquelle verbindbar oder verbunden ist. Die Gleichstromquelle kann beispielsweise eine Photovoltaik-Anlage sein.
Die Erfindung stellt ferner ein Netzkoppelelement zur Übertragung elektrischer Leistung zwischen lokalen Netzen bereit, umfassend eine Reihenschaltung von zwei erfindungsgemäßen Stromrichtern entsprechend den vorstehend dargelegten Erfindungs- und Weiterbildungsvorschlägen.
Von dem Stromrichter dient ein erster Stromrichter als AC/DC-Umsetzer und ist mit seiner zweiten Seite an einem ersten Wechselstromnetz angeschlossen oder anschließbar. Ein zweiter Stromrichter dient als DC/AC- Umsetzer und ist mit seiner zweiten Seite an einem zweiten Wechselstromnetz angeschlossen oder anschließbar. Die erste Seite des ersten Stromrichters und die erste Seite des zweiten Stromrichters sind über eine DC-Verbindung verbunden oder verbindbar.
Dabei kann die DC-Verbindung wenigstens einen einen Energiespeicher bereitstellenden Zwischenkreis umfassen.
Vorteilhaft kann man vorsehen, dass die DC-Verbindung für eine galvanische Trennung zwischen den beiden Wechselstromnetzen sorgt. Hierzu kann man vorsehen, dass die DC-Verbindung einen einen Transformator aufweisenden DC/DC-Umsetzer umfasst. Dieser kann an einer ersten Seite über einen ersten Zwischenkreis an der ersten Seite des ersten Stromrichters und an einer zweiten Seite über einen zweiten Zwischenkreis an der ersten Seite des zweiten Stromrichters angeschlossen sein.
Allerdings kann gemäß einer besonders zweckmäßigen Alternative zu der vorgeschlagenen galvanischen Trennung in der DC-Verbindung ein einfaches galvanisches Trennglied AC-seitig des AC/DC-Umsetzers oder/und ein einfaches galvanisches Trennglied AC-seitig des DC/AC- Umsetzers vorgesehen sein. Zweckmäßig kann das galvanische Trennglied oder können die galvanischen Trennglieder im vorgeschlagenen Netzkoppelelement integriert sein.
Die Erfindung stellt ferner ein netzgekoppeltes System bereit, welches aufweist: ein erstes lokales Netz, das mit einem öffentlichen Netz verbunden ist, wobei an das erste lokale Netz eine Energieerzeugungsanlage angeschlossen ist, ein zweites lokales Netz, das ebenfalls mit dem öffentlichen Netz verbunden ist, und ein Netzkopplungselement, welches dazu ausgelegt ist, elektrische Leistung zwischen dem ersten lokalen Netz und dem zweiten lokalen Netz zu übertragen.
Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, dass das Netzkoppelelement wenigstens einen erfindungsgemäßen Stromrichter nach einem der vorstehend dargelegten Erfindungs- und Weiterbildungsvorschläge umfasst oder als erfindungsgemäßes Netzkoppelelement gemäß einem der vorstehend dargelegten Erfindungs- und Weiterbildungsvorschläge ausgeführt ist.
Die Erfindung stellt ferner ein Verfahren zur Übertragung von elektrischer Leistung zwischen einem ersten lokalen Netz und einem zweiten lokalen Netz mittels eines Netzkopplungselements bereit, welches wenigstens einen erfindungsgemäßen Stromrichter nach einem der vorstehend dargelegten Erfindungs-Weiterbildungsvorschläge umfasst oder als erfindungsgemäßes Netzkoppelelement gemäß einem der vorstehend dargelegten Erfindungs- Weiterbildungsvorschläge ausgeführt ist. Die Höhe und die Richtung der über das Netzkopplungselement übertragenen Leistung wird vermittels der durch die Steuerungsanordnung des Stromrichters oder wenigstens eines der Stromrichter des Netzkoppelelements durchgeführten Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Frequenzanteile eingestellt. Wie ausgeführt, zeichnet sich das erfindungsgemäße Strom richterverfahren dadurch aus, dass aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q- Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchgeführt wird, und zwar vorzugsweise auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Grundfrequenzanteils sowie zumindest eines gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Oberfrequenzanteils.
Allgemein wird daran gedacht, dass die erfasste wenigstens eine momentane elektrische Größe eine erfasste momentane Spannungsgröße oder/und eine erfasste momentane Stromgröße umfasst, wie erwähnt.
Weiterbildend wird vorgeschlagen, dass in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Frequenzanteile jeweils eine (auch als Alpha- oder alpha- oder a- Komponente bezeichenbare) In-Phase-Komponente und eine (auch als Betaoder beta- oder ß-Komponente bezeichenbare) Quadratur-Komponente bestimmt werden, die In-Phase-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur- Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-Quadratur- Komponente überlagert werden, um die Regelung auf Basis der Summen-In- Phase-Komponente und der Summen-Quadratur-Komponente durchzuführen.
Hierzu wird weiterbildend vorgeschlagen, dass die Summen-In-Phase- Komponente und die Summen-Quadratur-Komponente der d/q- Transformation unterzogen werden oder die für den Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase-Komponente und die für den Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente der d/q-Transformation unterzogen werden, um die Regelung auf Basis einer resultierenden d-Größe und einer resultierenden q-Größe durchzuführen. Man kann diesbezügliche eine unterschiedliche oder alternativ eine analoge Verarbeitung in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße und eine/die erfasste momentane Stromgröße vorsehen.
Dabei kann man zweckmäßig vorsehen, dass die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden, welche ggf. zugleich den jeweils zugrundeliegenden diskreten Frequenzanteil aus der erfassten momentanen elektrischen Größe extrahiert, ggf. im Zusammenwirken mit weiteren Verfahrensschritten des erfindungsgemäßen Steuerungs- bzw.
Regelverfahrens.
Es wird in diesem Zusammenhang daran gedacht, dass die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der erfassten momentanen elektrischen Größe subtrahiert wird und dass die resultierende Größe der/einer jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird. In die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) kann vorteilhaft ein von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängiger Faktor einbezogen werden, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird.
In diesem Zusammenhang kann man vorteilhaft speziell vorsehen, dass die Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der momentanen elektrischen Größe subtrahiert wird, und dass die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile unterzogen wird. Dies kann vorteilhaft in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße oder in Bezug auf eine/die erfasste momentane Stromgröße und besonders bevorzugt in Bezug auf eine/die erfasste momentane Spannungsgröße und in Bezug auf eine/die erfasste momentane Stromgröße durchgeführt werden.
In die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) kann vorteilhaft ein von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängiger Faktor einbezogen werden, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird.
Vorteilhaft kann man vorsehen, dass aus einer erfassten Spannungsgröße mehrere diskrete Spannungs-Frequenzanteile umfassend einen Spannungs- Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Spannungs- Oberschwingungsanteil und aus einer erfassten Stromgröße mehrere diskrete Strom-Frequenzanteile umfassend einen Strom-Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Strom-Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Spannungs-Frequenzanteile sowie auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Strom-Grundfrequenzanteils durchgeführt wird.
Nach einer besonders bevorzugten Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis des d/q-transformierten Strom- Grundfrequenzanteils durchgeführt wird, ohne Einbeziehung von d/q- transformierten Strom-Oberschwingungsanteilen. Hierzu wird weiterbildend vorgeschlagen, dass i) für die in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur- Komponente bestimmt wird, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente überlagert werden, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur- Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente überlagert werden, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen- Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation unterzogen werden, v) die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase- Komponente und die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte Quadraturkomponente einer zweiten d/q-Transformation unterzogen werden, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannungs-Summen-Größe durchgeführt wird, die aus der ersten d/q- Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Grund-Größe (auch als d-Strom-Grund-Größe bezeichenbar) und einer Blind-Strom-Grund- Größe (auch als q-Strom-Grund-Größe bezeichenbar) durchgeführt wird, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren.
Eine andere Möglichkeit ist, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom- Frequenzanteile durchgeführt wird.
Hierzu wird weiterbildend vorgeschlagen, dass i) für die in Bezug auf die oder eine der jeweiligen Phasen des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur- Komponente bestimmt wird, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente überlagert werden, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur- Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente überlagert werden, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen- Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation unterzogen werden, v) die zweite Summen-In-Phase-Komponente und die zweite Summen- Quadratur-Komponente einer zweiten d/q-Transformation unterzogen werden, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannungs-Summen-Größe durchgeführt wird, die aus der ersten d/q- Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Summen-Größe (auch als d-Strom-Summen-Größe bezeichenbar) und einer Blind-Strom- Summen-Größe (auch als q-Strom-Summen-Größe bezeichenbar) durchgeführt wird, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren.
Eine bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass die In- Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente für die jeweiligen diskreten Spannungs-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden und die In-Phase-Komponente und die Quadratur- Komponente für die jeweiligen diskreten Strom-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden. ln diesem Zusammenhang wird daran gedacht, dass die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße bzw. der Stromgröße subtrahiert wird, und dass die resultierende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird. In die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) kann vorteilhaft ein von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängiger Faktor einbezogen werden, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu unterzogen wird.
Man kann in diesem Zusammenhang speziell vorteilhaft vorsehen, dass die erste Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße subtrahiert wird und die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchgeführten verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile unterzogen wird, oder/und dass die zweite Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Stromgröße subtrahiert wird und die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchgeführten verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile unterzogen wird. In die jeweilige verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) kann vorteilhaft ein von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängiger Faktor einbezogen werden, etwa indem der beispielsweise zur Ordnung n des Frequenzanteils umgekehrt proportionale Faktor mit der aus der Subtraktion resultierenden Größe multipliziert wird, und die hieraus sich ergebende Größe der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird. Für das Stromrichterverfahren wird weiter vorgeschlagen, dass i) aus der für die Phase des Wechselstromnetzes erfassten Spannungsgröße eine Winkelgeschwindigkeit (omega) und ein Phasenwinkel (theta) des Grundfrequenzanteils extrahiert werden, ii) auf Basis der extrahierten Winkelgeschwindigkeit (omega) die In- Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- und Strom-Frequenzanteile bestimmt werden, und iii) auf Basis des extrahierten Phasenwinkels (theta) die erste d/q- Transformation und die zweite d/q-Transformation durchgeführt werden.
Dabei kann man weiter vorsehen, dass auf Basis der aus dem Spannungs- Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadraturkomponenten die Winkelgeschwindigkeit (omega) und der Phasenwinkel (theta) des Spannungs-Grundfrequenzanteils bestimmt werden, wofür vorzugsweise die aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadratur-Komponenten einer gesonderten d/q-Transformation unterzogen und die Winkelgeschwindigkeit (omega) und der Phasenwinkel (theta) aus einer hieraus resultierenden q-Größe abgeleitet werden.
Wie schon konkreter angesprochen, kann das Stromrichterverfahren sich dadurch auszeichnen, dass für einen jeweiligen diskreten Frequenzanteil eine/die jeweilige In-Phase-Komponente und eine/die jeweilige Quadratur- Komponente durch Anwendung einer verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt wird.
Zur durchgeführten Steuerung bzw. Regelung wird weiter vorgeschlagen, dass auf Basis der d/q-transformierten Frequenzanteile in wenigstens einer Regelschleife ein Sollwert-Istwert-Vergleich durchgeführt und hieraus wenigstens eine d/q-Stellgröße abgeleitet und auf Basis der d/q-Stellgröße unter Anwendung wenigstens einer inversen d/q-Transformation PWM- Schaltelemente einer die erste mit der zweiten Seite verbindenden Umsetzeranordnung des Stromrichters angesteuert werden, um wahlweise den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der zweiten Seite zur ersten Seite einzustellen.
Weitere Weiterbildungsvorschläge für das Stromrichterverfahren ergeben sich aus den Weiterbildungsvorschlägen für den erfindungsgemäßen Stromrichter, dessen Steuerungsanordnung das erfindungsgemäße Stromrichterverfahren implementiert.
Auch andere im Fachgebiet bekannte Transformationen, Methoden, Verfahren und Konzepte können in die erfindungsgemäße Steuerung bzw. Regelung einbezogen werden, etwa die in den eingangs angesprochenen Druckschriften des Stands der Technik erwähnten Transformation, Methoden Verfahren und Konzepte.
Mit der Erfindung wird auch ein Computerprogramm bereitgestellt. Das erfindungsgemäße Computerprogramm zeichnet sich durch Programmcode aus, welcher das Verfahren nach einem der vorstehenden Erfindungs- und Weiterbildungsvorschlägen ausführt, wenn das Computerprogramm auf einem Computer oder Prozessor abläuft. Bereitgestellt wird auch ein computerlesbarer Datenträger, auf dem das Computerprogramm gespeichert ist, und ein Datenträgersignal, das das Computerprogramm überträgt.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand mehrerer in der Zeichnung veranschaulichter Ausführungsbeispiele weiter erläutert. Es zeigen
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer sogenannten „privaten Netzkopplung“, in deren Kontext ein oder mehrere erfindungsgemäße Stromrichter und ein erfindungsgemäßes Stromrichterverfahren vorteilhaft eingesetzt werden können; Fig. 2 ein Beispiel für ein Netzkopplungselement für eine bidirektionale Leistungsübertragung, welches vorteilhaft zwei als AC/DC-Umsetzer bzw. DC/AC-Umsetzer ausgeführte Stromrichter nach der vorliegenden Erfindung enthalten kann;
Fig. 3 ein Schaltbild eines DC/AC-Umsetzers des Netzkoppelelements;
Fig. 4 ein Schaltbild eines DC/DC-Umsetzers des Netzkoppelelements;
Fig. 5 eine Übersicht, in der die Vorzeichen für die Bezeichnung von Leistungsflüssen P1 , P2 und P3 an einem Netzkoppelelement und den Stromzählern zweier über das Netzkoppelelement gekoppelter lokaler Netze festgelegt sind;
Fig. 6 ein Netzkopplungssystem für die Kopplung von drei lokalen Netzen;
Fig. 7 ein Netzkopplungselement, an dessen Zwischenkreis ein Hochvoltspeicher angeschlossen ist;
Fig. 8 ein Netzkopplungselement, an dessen Zwischenkreis ein Hochvoltspeicher und eine Schnellladestation angeschlossen sind;
Fig. 9 einen Bereich eines eine lokale Energieerzeugungsanlage aufweisenden lokalen Netzes, in dem die als Photovoltaik- Anlage ausgeführte lokale Energieerzeugungsanlage über einen als DC/AC-Umsetzer ausgeführten Stromrichter an dem lokalen Netz angeschlossen ist, wobei der Stromrichter vorteilhaft als erfindungsgemäßer Stromrichter ausgeführt sein kann;
Fig. 10 ein schematisches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels für einen Stromrichter nach der Erfindung;
Fig. 11 ein das Blockschaltbild der Fig. 10 weiter konkretisierendes Blockschaltbild von Teilfunktionen des Stromrichters;
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines typischen Strom-Reglers;
Fig. 12a ein Blockschaltbild eines Strom-Reglers zum Einsatz als
Element 22 der Figur 11 ;
Fig. 12b ein Blockschaltbild eines typischen Strom-Reglers zum Einsatz als Element 23 der Figur 11 ;
Fig. 13 ein Diagramm, das die Funktion eines PWM-Modulators veranschaulicht;
Fig. 14 ein das Blockdiagramm der Fig. 11 hinsichtlich von Teilfunktionen weiter konkretisierendes Blockschaltbild;
Fig. 15a ein das Blockschaltbild der Fig. 14 hinsichtlich einer „parallelisierten“ SOGI weiter konkretisierendes Blockschaltbild für den Spannungsregelungszweig der erfindungsgemäßen Strom richtersteuerung;
Fig. 15b ein das Blockschaltbild der Fig. 14 hinsichtlich einer „parallelisierten“ SOGI weiter konkretisierendes Blockschaltbild für den Stromregelungszweig der erfindungsgemäßen Stromrichtersteuerung; Fig. 16a ein Blockschaltbild einer sogenannten „Einzel“-SOGI, welche in einer parallelisierten SOGI im Spannungsreglerzweig zum Einsatz kommen kann; und
Fig. 16a ein Blockschaltbild einer sogenannten „Einzel“-SOGI, welche in einer parallelisierten SOGI im Stromreglerzweig zum Einsatz kommen kann; und
Fig. 17 ein das Blockdiagramm der Fig. 11 im Hinblick auf eine weitere bevorzugte Ausführungsform eines Stromrichters nach der Erfindung hinsichtlich von Teilfunktionen weiter konkretisierendes Blockschaltbild;
Fig. 18 ein das Blockschaltbild der Fig. 17 hinsichtlich einer „parallelisierten“ SOGI weiter konkretisierendes Blockschaltbild für den Stromregelungszweig der Stromrichtersteuerung gemäß der weiteren bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 19 eine Simulation des Ausgangsstroms bei 0 A Ausgangsstrom- Amplitude in der Zeitebene bei einer Stromrichterschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 20 eine Simulation des Ausgangsstroms bei 0 A Ausgangsstrom- Amplitude in der Zeitebene bei einer Stromrichterschaltung gemäß der weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (Fig. 17 und 18);
Fig. 21 eine Gegenüberstellung der FFT des Ausgangsstroms des Standes der Technik und der erfindungsgemäßen Lösung gemäß der weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (Fig. 17 und 18) bei 0 A Ausgangsstrom; Fig. 22 eine Simulation des Ausgangsstroms bei 12 A Ausgangsstrom- Amplitude in der Zeitebene bei einer Stromrichterschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 23 eine Simulation des Ausgangsstroms bei 12 A Ausgangsstrom- Amplitude in der Zeitebene bei einer Stromrichterschaltung gemäß der weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (Fig. 17 und 18);
Fig. 24 eine Gegenüberstellung der FFT des Ausgangsstroms des Standes der Technik und der erfindungsgemäßen Lösung gemäß der weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (Fig. 17 und 18) bei 12 A Ausgangsstrom;
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird die vorliegende Erfindung in dem speziellen Kontext einer sog. „privaten Netzkoppelung“ erläutert. Die Erfindung ist aber auch in völlig anderen technischen Kontexten und in völlig anderen Anwendungssituationen einsetzbar.
Eine Möglichkeit zur Nutzung von überschüssig erzeugter Energie ist, die überschüssig erzeugte Energie über private Leitungen bzw. ein privates Verteilnetz an benachbarte lokale Netze zu verteilen. Dieses Prinzip der „privaten Netzkopplung“ ist in Fig. 1 schematisch dargestellt. Fig. 1 zeigt ein erstes lokales Netz 100, an das eine lokale Energieerzeugungseinheit 101 (z.B. eine Photovoltaik-Anlage) angeschlossen ist. Das erste lokale Netz 100 ist über einen Zähler 102 mit dem öffentlichen Netz 103 verbunden. In der näheren Umgebung des ersten lokalen Netzes 100 befinden sich weitere lokale Netze, darunter das zweite lokale Netz 104, das dritte lokale Netz 105 sowie das vierte lokale Netz 106. Das zweite lokale Netz 104, das dritte lokale Netz 105 und das vierte lokale Netz 106 sind jeweils über zugeordnete Zähler 107, 108, 109 an das öffentliche Netz 103 angeschlossen. Auf diese Weise kann jedes der lokalen Netze 101 , 104, 105, 106 Wirkstrom vom öffentlichen Netz 103 beziehen. Zusätzlich ist in der in Fig. 1 gezeigten schematischen Darstellung eine private Netzkopplung vorgesehen. Die vier lokalen Netze 100, 104, 105, 106 sind über private Netzleitungen 110 bis 113 mit einem Netzkoppler 114 verbunden. Über die privaten Netzleitungen 110 bis 113 und den Netzkoppler 114 kann Strom in beliebiger Richtung zwischen den angeschlossenen lokalen Netzen 100, 104, 105, 106 übertragen werden. Als Beispiel soll angenommen werden, dass die lokale Energieerzeugungsanlage 101 mehr Strom erzeugt, als innerhalb des ersten lokalen Netzes 100 verbraucht wird. Dieser überschüssige Strom kann über die private Netzleitung 110, den Netzkoppler 114 und die privaten Netzleitungen 111 , 112, 113 zu denjenigen lokalen Netzen übertragen werden, die gerade Strom benötigen und aus dem öffentlichen Netz entnehmen. Die lokalen Netze 104, 105, 106 in der Nachbarschaft des ersten lokalen Netzes 100 würden daher in erster Linie überschüssige Energie vom ersten lokalen Netz 100 beziehen und erst in zweiter Linie auf die teurere Energie aus dem öffentlichen Netz 103 zurückgreifen. Ein Teil der bisher vom öffentlichen Netz 103 bezogenen Energie würde also durch die vom ersten lokalen Netz 100 zur Verfügung gestellte überschüssige Energie ersetzt, so dass infolge der privaten Netzkopplung die Eigenverbrauchsquote steigt und der Energiebezug aus dem öffentlichen Netz 103 abgesenkt wird.
Eine derartige private Netzkopplung in der näheren Umgebung einer Energieerzeugungsanlage ist für alle Beteiligten von Vorteil. Der Betreiber der Energieerzeugungsanlage bekommt für die Bereitstellung des überschüssigen Stroms von seinen Nachbarn eine Vergütung, die gleich oder sogar größer ist als die Einspeisevergütung, die er bei Einspeisung ins öffentliche Netz 103 erhalten würde. Die Nachbarn erhalten die Möglichkeit, einen Teil des vergleichsweise teuren Energiebezugs aus dem öffentlichen Netz 103 durch einen günstigeren Bezug vom Betreiber der Energieerzeugungsanlage 101 zu ersetzen und auf diese Weise Geld zu sparen. Aber auch für das Energieversorgungsunternehmen, das das öffentliche Netz 103 betreibt, ist die private Netzkopplung unter dem Gesichtspunkt der Netzstabilität von Vorteil. Die private Netzkopplung führt zu einer Erhöhung des Eigenverbrauchs, die bei entsprechender Bezugsoptimierung zu einer Absenkung der von den lokalen Energieerzeugungsanlagen eingespeisten Leistungsspitzen führt, so dass die Versorgungsnetze sowie die Ortsnetztransformatoren entlastet werden. Dies ist insbesondere im Bereich der Photovoltaik-Anlagen von Bedeutung, wo es bei starkem Sonnenschein zu entsprechenden Leistungsspitzen bei der Einspeisung ins öffentliche Netz 103 kommt. Die private Netzkopplung ermöglicht eine lokale Verteilung der überschüssigen Leistung, so dass die Belastung des öffentlichen Netzes durch Leistungsspitzen verringert wird.
In Abhängigkeit von der benötigten Leistung und von weiteren Funktionsmerkmalen wie beispielsweise Inselfähigkeit oder der Möglichkeit zur Anbindung einer Batterie im Zwischenkreis sind als Netzkopplungselemente sowohl einphasige als auch drei- oder vierphasige Umrichter einsetzbar. Dabei kann durch die Verwendung von geeigneten Transformatoren eine galvanische Trennung zwischen dem ersten lokalen Netz 100 und dem zweiten lokalen Netz 104 erreicht werden, wobei hierzu entweder konventionelle 50/60 Hertz-Transformatoren oder aber Mittelfrequenz- Transformatoren mit einer Grundfrequenz im Bereich von beispielsweise 400 Hz bis 200 kHz eingesetzt werden können. Je nach gewählter Netzkoppler- Topologie kann die Netzkopplung entweder mittels einer ein- oder dreiphasigen Wechselstromverbindung oder aber mittels einer Gleichspannungsverbindung realisiert werden.
Zu weiteren Einzelheiten und Hintergründen wird auf die Erläuterungen in der Offenlegungschrift DE 102015 000 916 A1 verwiesen, deren Offenbarung durch Bezugnahme vollständig in die Offenbarung der vorliegenden Beschreibung einbezogen wird und deren Figuren 1 , 4, 5A, 5B, 7, 9, 10 und 11 die vorliegenden Figuren 1 , 2, 3, 4, 5, 6, 7 und 8 entsprechen. ln Fig. 2 ein Beispiel für ein Netzkopplungselement gezeigt, das für eine bidirektionale Energieübertragung geeignet ist. Es wird vorgeschlagen, dass dieses Netzkopplungselement erfindungsgemäß ausgeführt ist . Das in Fig. 2 gezeigte Netzkopplungselement umfasst drei hintereinander geschaltete Umsetzerstufen, nämlich einen AC/DC-Umsetzer 400, einen DC/DC- Umsetzer 401 mit galvanischer Trennung sowie einen DC/AC-Umsetzer 402. Es wird vorgeschlagen, dass wenigstens einer von dem AC/DC-Umsetzer 400 und dem DC/AC-Umsetzer 402, vorzugsweise beide dieser AC/DC- und DC/AC-Umsetzer, als erfindungsgemäße Stromrichter ausgeführt sind.
Die AC-Seite des AC/DC-Umsetzers 400 ist mit dem ersten lokalen Netz 403 verbunden, und die AC-Seite des DC/AC-Umsetzers 402 ist mit dem zweiten lokalen Netz 404 verbunden. Zwischen dem AC/DC-Umsetzer 400 und dem DC/DC-Umsetzer 401 sowie zwischen dem DC/DC-Umsetzer 401 und dem DC/AC-Umsetzer 402 können optional Kondensatoren 405, 406 zur Glättung der Gleichspannung vorgesehen sein.
Der AC/DC-Umsetzer 400 kann als einphasiger oder mehrphasiger Umrichter ausgelegt sein. Erfindungsgemäß wird der AC/DC-Umsetzer 400 mit Hilfe von aktiven Schaltelementen wie beispielsweise IGBTs oder MOSFETs realisiert, wobei er allerdings auch passive Schaltelemente, insbesondere Dioden enthalten kann.
Ebenso kann der DC/AC-Umsetzer 402 als einphasiger oder mehrphasiger Umrichter ausgelegt sein, und DC/AC-Umsetzer 402 kann technisch dem AC/DC-Umsetzer 400 entsprechen.
Der DC/DC-Umsetzer 401 umfasst einen Transformator und sorgt so für eine galvanische Trennung zwischen der Eingangsseite und der Ausgangsseite und somit zwischen den beiden lokalen Netzen. Vorzugsweise wird der Transformator in einem Mittelfrequenzbereich betrieben, vorzugsweise bei einer Frequenz zwischen 400 Hz und 200 kHz. Dies hat den Vorteil, dass die Kernfläche des Transformators und somit auch der gesamte Transformator signifikant kleiner sind, als dies bei der Verwendung eines für 50 Hz ausgelegten Transformators der Fall wäre.
Das in Fig. 2 gezeigte Netzkopplungselement kann einen energiesparenden Standby-Betrieb ermöglichen, wobei unter anderem der DC/DC-Umsetzer
401 im Standby-Betrieb abgeschaltet werden kann.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten Netzkopplungselement wird über den AC/DC- Umsetzer 400 die Verbindung zum ersten lokalen Netz 403 hergestellt, während über den DC/AC-Umsetzer 402 die Verbindung zum zweiten lokalen Netz 404 hergestellt wird. Die beiden Umsetzer 400 und 402, mit denen die Verbindung zu den Wechsel- oder Drehstromnetzen hergestellt wird, können dabei absolut identisch aufgebaut und geregelt sein. Dadurch ergibt sich eine vollkommen spiegelsymmetrische Auslegung des Netzkopplungselements. Eine derartige symmetrische Auslegung ist insbesondere bei gleichberechtigten lokalen Netzen vorteilhaft.
Alternativ dazu können der AC/DC-Umsetzer 400 und der DC/AC-Umsetzer
402 aber auch unterschiedlich ausgelegt sein, um unterschiedliche Netzverbindungen realisieren zu können. Abhängig von der verwendeten Topologie kann der AC/DC-Umsetzer 400 beispielsweise dreiphasig ausgelegt sein, während der DC/AC-Umsetzer 402 einphasig ausgelegt sein kann, oder umgekehrt. Dadurch wird insbesondere eine Leistungsübertragung zwischen heterogenen und asynchronen Netzen ermöglicht. Beispielsweise kann über ein derartiges Netzkopplungselement eine Verbindung zwischen einem Inselnetz und einem Verbundnetz hergestellt werden, oder zwischen einem 50 Hz-Drehstrom- und einem 16 2/3 Hz-Bahn-Stromnetz..
Die Steuerung oder Regelung der vom Netzkopplungselement übertragenen Leistung kann auf Seiten des DC/DC-Umsetzers 401 erfolgen. Dabei kann die Höhe und Richtung des Wirkleistungsflusses durch das Netzkopp- lungselement insbesondere über die Schaltzeiten von Schaltelementen des DC/DC-Umsetzers gesteuert oder geregelt werden.
Alternativ dazu wäre es jedoch auch möglich, die Steuerung oder Regelung des Wirkleistungsflusses auf Seiten des AC/DC-Umsetzers 400 oder auf Seiten des DC/AC-Umsetzers 402 vorzunehmen. Insbesondere könnte auf Seiten des AC/DC-Umsetzers 400 die Höhe und Richtung des aus dem ersten lokalen Netz 403 ausgekoppelten bzw. in das erste lokale Netz 403 eingespeisten Stroms gesteuert oder geregelt werden. Auf Seiten des DC/AC-Umsetzers 402 könnte die Höhe und Richtung des in das zweite lokale Netz 404 eingespeisten bzw. aus dem zweiten lokalen Netz 404 ausgekoppelten Stroms gesteuert oder geregelt werden. Die erfindungsgemäßen Stromrichter sind besonders gut dafür geeignet, die Einkoppelung eines Wirkstroms in ein Wechselstromnetz bzw. die Auskoppung eines Wirkstroms aus einem Wechselstromnetz zu steuern oder zu regeln. Solch eine Realisierung ist somit gegenüber der Steuerung oder Regelung der vom Netzkopplungselement übertragenen Leistung auf Seiten des DC/DC-Umsetzers 401 bevorzugt, so dass das Netzkoppelelement auch ohne den DC/DC-Umsetzer ausgeführt sein kann. Soll eine galvanische Trennung zwischen den beiden lokalen Netzen vorgesehen werden, so kann auch ein einfaches galvanisches Trennelement AC-seitig des AC/DC- Umsetzers 400 oder/und AC-seitig des DC/AC-Umsetzers 402 vorgesehen werden.
In Fig. 3 ist ein Schaltplan eines einphasigen DC/AC-Umsetzers gezeigt. An der Eingangsseite des DC/AC-Umsetzers liegt eine Gleichspannung an den beiden Anschlussklemmen 500, 501 an. Diese Gleichspannung wird durch einen Kondensator 502 geglättet. Mittels einer ersten Halbbrücke, welche zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente 503, 504 sowie jeweils parallel geschaltete Freilaufdioden 505, 506 umfasst, kann entweder der am Anschluss 500 anliegende Pol der Eingangsspannung oder der am Anschluss 501 anliegende Pol der Eingangsspannung zum ausgangsseitigen Anschluss 507 durchgeschaltet werden. Entsprechend kann durch eine zweite Halbbrücke, welche die beiden in Reihe geschalteten Schaltelemente 508, 509 sowie die parallel dazu geschalteten Freilaufdioden 510, 511 umfasst, entweder der am Anschluss 500 anliegende Pol oder der am Anschluss 501 anliegende Pol der Eingangsspannung zum ausgangsseitigen Anschluss 512 durchgeschaltet werden. Bei den Schaltelementen 503, 504 sowie 508, 509 kann es sich beispielsweise um IGBTs oder um MOSFETs handeln. In diese IGBTs oder MOS-FETs können die Freilaufdioden bereits integriert sein.
Der in Fig. 3 gezeigte DC/AC-Umsetzer umfasst eine vorzugsweise ein erfindungsgemäßes Stromrichterverfahren implementierende Steuerung 513, mit der die Schaltelemente der beiden Halbbrücken jeweils so angesteuert werden, dass man an den Ausgangsanschlüssen 507, 512 eine alternierend umgepolte pulsweitenmodulierte Spannung erhält. Durch das Tastverhältnis dieser pulsweitenmodulierten alternierenden Spannung wird ein Sinussignal möglichst genau nachbildet. Über diese alternierende pulsweitenmodulierte Spannung erfolgt die Kopplung zum lokalen Netz. Dabei wird durch die Phasenlage der pulsweitenmodulierten Spannung relativ zur Wechselspannung des lokalen Netzes festgelegt, ob Leistung in das lokale Netz eingespeist oder aus dem lokalen Netz entnommen wird.
Die Phasenlage der vom DC/AC-Umsetzer an der AC-Spannungsseite erzeugten alternierenden Spannung bestimmt also die Wirkleistungsflussrichtung. Wenn die Phasenlage der alternierenden Spannung relativ zur lokalen Netzspannung beispielsweise positiv ist, dann wird Leistung in das lokale Netz eingespeist, und der DC/AC-Umsetzer verhält sich wie ein Wechselrichter. Wenn die Phasenlage der alternierenden Spannung relativ zur lokalen Netzspannung dagegen negativ ist, dann ergibt sich eine entgegengesetzte Wirkleistungsflussrichtung, und aus dem lokalen Netz wird Leistung entnommen. In diesem Fall verhält sich der DC/AC- Umsetzer wie ein Gleichrichter. Der DC/AC-Umsetzer kann somit auch als AC/DC-Umsetzer bezeichnet werden. Abhängig von der Phasenlage der erzeugten AC-Spannung kann der in Fig. 3 gezeigte Umsetzer daher sowohl für die DC/AC-Umsetzung als auch für die AC/DC-Umsetzung verwendet werden, so dass der AC/DC-Umsetzer 400 und der DC/AC-Umsetzer 402 beide dem Umsetzer der Fig. 3 entsprechen können.
In Fig. 4 ist ein Schaltplan für einen DC/DC-Umsetzer gezeigt. An den beiden Anschlüssen 514, 515 liegt eine Gleichspannung VDC1 an, die durch den Kondensator 516 geglättet wird. Diese Gleichspannung VDC1 wird mit Hilfe von zwei Halbbrücken in eine alternierende Spannung VAC1 umgesetzt. Hierzu umfasst die erste Halbbrücke zwei Schaltelemente 517, 518 sowie parallel geschaltete Freilaufdioden 519, 520. Entsprechend umfasst die zweite Halbbrücke zwei Schaltelemente 521 , 522 sowie parallel geschaltete Freilaufdioden 523, 524. Die Schaltelemente der beiden Halbbrücken werden z.B. durch von der Steuerung 525 erzeugte Ansteuersignale so gesteuert, dass eine alternierende Spannung VAC1 erzeugt wird. Diese alternierende Spannung VAC1 liegt an der primärseitigen Wicklung des Transformators 526 an.
Auf der gegenüberliegenden Seite des DC/DC-Umsetzers liegt an den beiden Anschlüssen 527, 528 eine Gleichspannung VDC2 an, die durch einen Kondensator 529 geglättet wird. Diese Gleichspannung VDC2 wird mit Hilfe einer dritten Halbbrücke und einer vierten Halbbrücke in eine alternierende Spannung VAC2 umgesetzt, die an der sekundärseitigen Wicklung des Transformators 526 anliegt. Hierzu umfasst die dritte Halbbrücke zwei Schaltelemente 530, 531 sowie parallel geschaltete Freilaufdioden 532, 533. Die vierte Halbbrücke umfasst zwei Schaltelemente 534, 535 sowie dazu parallel geschaltete Freilaufdioden 536, 537. Die Schaltelemente der dritten und vierten Halbbrücke werden entsprechend den von der Steuerung 525 erzeugten Ansteuersignalen geschaltet, um die Gleichspannung VDC2 in die alternierende Spannung VAC2 umzusetzen. Diese alternierende Spannung VAC2 liegt an der sekundärseitigen Wicklung des Transformators 526 an.
Die Steuerung 525 dient zur Erzeugung der von den einzelnen Schaltelementen benötigten Ansteuerungssignale. Die Ansteuerungssignale können dabei so aufgesetzt werden, dass sich ein Phasenversatz zwischen der Ansteuerung der ersten und zweiten Halbbrücke gegenüber der Ansteuerung der dritten und vierten Halbbrücke ergibt. Durch geeignete Festlegung dieses Phasenversatzes lassen sich sowohl die Amplitude als auch die Richtung des Leistungsflusses zwischen der ersten DC- Spannungsseite und der zweiten DC-Spannungsseite des in Fig. 4 gezeigten DC/DC-Umsetzers einstellen. Somit kann, wie in der DE 10 2015 000 916 A1 näher erläutert, in Abhängigkeit von der Phasenlage der Spannungen VAC1 und VAC2 der Wirkleistungsfluss festgelegt werden, der von dem Netzkopplungselement zwischen den beiden lokalen Netzen übertragen wird, sofern dieser Wirkleistungsfluss nicht alleine auf Seiten eines der beiden AC/DC- bzw. DC/AC-Umsetzer gesteuert bzw. geregelt werden soll.
In Fig. 5 ist eine Übersicht gezeigt, in der die Vorzeichen für die Bezeichnung der Leistungsflüsse P1 , P2 und P3 festgelegt sind. In Fig. 5 ist ein erstes lokales Netz 700 gezeigt, an das eine Energieerzeugungsanlage 701 angeschlossen ist. Das erste lokale Netz 700 ist über den Zähler 702 an das öffentliche Netz 703 angeschlossen. Außerdem ist in Fig. 5 ein zweites lokales Netz 704 zu erkennen, das über einen Zähler 705 mit dem öffentlichen Netz 703 verbunden ist. Darüber hinaus ist das erste lokale Netz 700 über ein Netzkopplungselement 706 mit dem zweiten lokalen Netz 704 gekoppelt.
Der Wirkleistungsfluss vom öffentlichen Netz 703 zum ersten lokalen Netz 700 ist mit P1 bezeichnet. Wenn das lokale Netz 700 Strom vom öffentlichen Netz 703 bezieht, ist P1 positiv (siehe Pfeilrichtung). Wenn das lokale Netz 700 dagegen Strom ins öffentliche Netz 703 einspeist, dann ist P1 negativ. Der Wirkleistungsfluss vom öffentlichen Netz 703 zum zweiten lokalen Netz 704 ist mit P2 bezeichnet. Wenn das zweite lokale Netz 704 Strom vom öffentlichen Netz 703 bezieht, ist P2 positiv (siehe Pfeilrichtung). Bei einer Stromeinspeisung in das öffentliche Netz wäre P2 negativ.
Der Wirkleistungsfluss über das Netzkopplungsglied 706 wird mit P3 bezeichnet. Wenn Strom vom ersten lokalen Netz 700 zum zweiten lokalen Netz 704 übertragen wird, ist P3 positiv (siehe Pfeilrichtung). Wenn dagegen Strom vom zweiten lokalen Netz 704 zum ersten lokalen Netz 700 übertragen wird, dann ist P3 negativ.
Von Interesse ist ferner noch ein Wirkleitungsfluss P4 von der Energieerzeugungsanlage 701 in das lokale Netz 700. Hierzu ist auf Fig. 1 und die diese Figur weiter konkretisierende Fig. 9 zu verweisen, in denen das lokale Netz 100 dem lokalen Netz 700 der Fig.5, die Energieerzeugungsanlage 101 der Energieerzeugungsanlage 701 der Fig. 5, und das Netzkoppelelement 114 dem Netzkoppelelement 706 der Fig. 5 entspricht. Der Energieerzeugunganlage 101 bzw. 701 ist zumindest im Falle von deren Realisierung als Photovoltaik-Anlage ein Wechselrichter bzw. DC/AC-Umsetzer 101a zugehörig, der den von den Solarmodulen gewonnenen Gleichstrom in Wechselstrom umsetzt und in das lokale Netz 100 bzw. 700 einspeist. Der DC/AC-Umsetzer 101a kann vorteilhaft als erfindungsgemäßer Stromrichter ausgeführt sein.
Der Wirkleistungsfluss P3 über das Netzkopplungselement 706 kann in Abhängigkeit von dem Wirkleistungsfluss P4 (siehe Fig. 9), dem Eigenverbrauch im lokalen Netz 700 und der Bedarfssituation im über das Netzkopplungselement 706 angekoppelten Nachbarnetz 704 eingestellt werden. Hierzu kann auf weitere Erläuterungen in der DE 10 2015 000 916 A1 im Zusammenhang mit deren Fig. 8 verwiesen werden. Die in Fig. 2 dargestellte Netzkopplung kann auch auf drei oder mehr teilnehmende lokale Netze erweitert werden. Eine derartige Lösung ist in Fig. 6 gezeigt. Dabei ist ein AC/DC-Umsetzer 900 mit einem ersten lokalen Netz 901 verbunden. Der Gleichspannungsausgang dieses AC/DC-Um setzers
900 wird durch einen Kondensator 902 geglättet und über Gleichspannungsübertragungsstrecken sowohl einem ersten DC/DC- Umsetzer 903 mit galvanischer Trennung als auch einem zweiten DC/DC- Umsetzer 904 mit galvanischer Trennung zugeführt. Am Ausgang des ersten DC/DC-Umsetzers 903 erhält man eine Gleichspannung, die durch den Kondensator 905 geglättet und anschließend durch den DC/AC-Umsetzer 906 in eine Wechselspannung umgesetzt wird. Diese Wechselspannung wird in ein zweites lokales Netz 907 eingespeist. Eine Leistungsübertragung in umgekehrter Richtung vom zweiten lokalen Netz 907 zum ersten lokalen Netz 901 ist ebenfalls möglich. Vorzugsweise sind der erste DC/DC- Umsetzer 903 sowie der erste DC/AC-Umsetzer 906 in einer gemeinsamen empfängerseitigen Einheit 908 integriert, die auf Seiten des zweiten lokalen Netzes 907 angeordnet ist.
Am Ausgang des zweiten DC/DC-Umsetzers 904 erhält man eine Gleichspannung, die durch den Kondensator 909 geglättet und anschließend durch den zweiten DC/AC-Umsetzer 910 in eine Wechselspannung umgesetzt wird. Diese Wechselspannung wird dann in das dritte lokale Netz 911 eingespeist. Ebenso kann in umgekehrter Richtung eine Leistungsübertragung vom dritten lokalen Netz 911 zum ersten lokalen Netz
901 stattfinden. Der zweite DC/DC-Umsetzer 904 sowie der zweite DC/AC- Umsetzer 910 sind vorzugsweise in einer gemeinsamen empfängerseitigen Einheit 912 integriert, die auf Seiten des dritten lokalen Netzes 911 angeordnet ist.
Eine Leistungsübertragung vom zweiten lokalen Netz 907 zum dritten lokalen Netz 911 und umgekehrt ist über die Umsetzer 906, 903, 904 und 910 ebenfalls möglich. Anhand von Fig. 6 ist klar, dass eine bidirektionale Leistungsübertragung über einen AC/DC-Umsetzer, einen optionalen DC/DC-Umsetzer sowie einen DC/AC-Umsetzer auch auf drei oder mehr teilnehmende lokale Netze erweitert werden kann. Alle diese AC/DC- bzw. DC/AC-Umsetzer können vorteilhaft als erfindungsgemäße Stromrichter ausgeführt sein.
In Fig. 7 ist gezeigt, wie das in Fig. 2 dargestellte Netzkopplungselement mit einem im Zwischenkreis angeordneten Hochvoltspeicher kombiniert werden kann. Hierzu ist in Fig. 7 ein AC/DC-Umsetzer 1000 an ein erstes lokales Netz 1001 angeschlossen. Die am Ausgang des AC/DC-Umsetzers 1000 erhaltene Gleichspannung wird durch einen Kondensator 1002 geglättet und anschließend dazu verwendet, je nach DC-Spannungsniveau einen Batteriespeicher 1003 aufzuladen oder zu entladen, der über eine Impedanz 1004 und eine Sicherung 1005 an den Gleichspannungsausgang des AC/DC-Umsetzers 1000 angeschlossen ist. Die AC/DC- bzw. DC/AC- Umsetzer 1000 und 1008 können vorteilhaft als erfindungsgemäße Stromrichter ausgeführt sein.
Der Gleichspannungsausgang des AC/DC-Umsetzers 1000 ist außerdem mit dem Eingang eines DC/DC-Umsetzers 1006 mit galvanischer Trennung verbunden. Die am Ausgang des DC/DC-Umsetzers 1006 erhaltene Gleichspannung wird durch einen Kondensator 1007 geglättet und dem Gleichspannungseingang eines DC/AC-Umsetzers 1008 zugeführt, und die am Ausgang des DC/AC-Umsetzers 1008 erhaltene Wechselspannung wird in das zweite lokale Netz 1009 eingespeist. Auch in Fig. 7 ist eine Leistungsübertragung in umgekehrter Richtung vom zweiten lokalen Netz 1009 zum ersten lokalen Netz 1001 möglich, wobei die dem zweiten lokalen Netz 1009 entnommene elektrische Leistung zusätzlich auch zur Aufladung des Batteriespeichers 1003 eingesetzt werden kann. Die im Batteriespeicher 1003 gespeicherte elektrische Energie kann dann sowohl vom ersten lokalen Netz 1001 als auch vom zweiten lokalen Netz 1009 genutzt werden. ln Fig. 8 ist ein Netzkopplungselement gezeigt, an dessen Zwischenkreis sowohl ein Hochvoltspeicher 1103 als auch eine Schnellladestation 1111 angeschlossen sind. Das in Fig. 8 gezeigte System umfasst einen AC/DC- Umsetzer 1100, der an ein erstes lokales Netz 1101 angeschlossen ist. Die am Ausgang des AC/DC-Umsetzers 1100 erhaltene Gleichspannung wird durch einen Kondensator 1102 geglättet und dient außerdem zur Aufladung eines Batteriespeichers 1103, der über eine Impedanz 1104 und eine Sicherung 1105 mit dem Ausgang des AC/DC-Umsetzers 1100 verbunden ist. Die AC/DC- bzw. DC/AC-Umsetzer 1100 und 1108 können vorteilhaft als erfindungsgemäße Stromrichter ausgeführt sein.
Die am Ausgang des AC/DC-Umsetzers 1100 erhaltene Gleichspannung wird außerdem einem ersten DC/DC-Umsetzer 1106 mit galvanischer Trennung zugeführt. Am Ausgang dieses ersten DC/DC-Umsetzers 1106 erhält man eine Gleichspannung, die nach Glättung durch einen Kondensator 1107 dem DC/AC-Umsetzer 1108 zugeführt wird. Der DC/AC-Umsetzer 1108 setzt diese Gleichspannung in eine entsprechende Wechselspannung um, welche dann in das zweite lokale Netz 1109 eingespeist wird.
Zusätzlich zum Batteriespeicher 1103 und zum ersten DC/DC-Umsetzer 1106 ist an den Zwischenkreis ein zweiter DC/DC-Umsetzer 1110 mit galvanischer Trennung angeschlossen, der die vom AC/DC-Umsetzer 1100 erhaltene Gleichspannung in eine für den Schnellladebetrieb geeignete Gleichspannung umsetzt, die an den Anschlüssen 1111 abgreifbar ist. Bei dem in Fig. 8 gezeigten System kann zusätzlich zur Leistungsübertragung vom ersten lokalen Netz 1101 zum zweiten lokalen Netz 1109 bzw. zur Schnellladestation 1111 auch eine Leistungsübertragung vom zweiten lokalen Netz 1109 zum ersten lokalen Netz 1101 , zum Batteriespeicher 1103 und zur Schnellladestation 1111 erfolgen. Betreffend alle vorstehend erörterten Ausführungsbeispiele ist zu betonen, dass der in den Figuren gezeigte jeweilige DC/DC-Umsetzer nur optional ist und im Falle eines Netzkoppelelements bzw. Umrichters nach der Erfindung die Steuerung oder Regelung des Leistungsflusses besser mittels des erfindungsgemäßen AC/DC- bwz. AC/DC-Umsetzers erfolgt, so dass der DC/DC-Umsetzer zweckmäßig durch ein einfaches galvanisches Trennglied ersetzt werden kann, wie schon dargelegt.
Im Folgenden werden ein Ausführungsbeispiel für einen erfindungsgemäßen Stromrichter und damit ein Ausführungsbeispiel für ein erfindungsgemäßes Stromrichterverfahren mit einer jeweiligen Ausführungsvariante anhand der Figuren 10 bis 18 näher erläutert. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit können der erfindungsgemäße Stromrichter und das erfindungsgemäße Stromrichterverfahren im vorstehend beschriebenden technischen Kontext und der vorstehend beschriebenen Anwendungssituation einer Einspeisung von elektrischer Energie einer lokalen Energieerzeugungsanlage in ein lokales Netz und einer „privaten Netzkoppelung“ zum Einsatz kommen, aber auch in einem völlig anderen technischen Kontext und einer völlig anderen Anwendungssituation.
Wesentliche Funktionen des erfindungsgemäßen Stromrichters können zweckmäßigerweise von Software-Funktionalitäten einer auf geeigneter Hardware laufenden Steuerungssoftware oder Steuerungsfirmware bereitgestellt werden. Der Einsatz von dezidierten Hardwarekomponenten, die solche Funktionen ausführen, ist aber nicht ausgeschlossen. Soweit im Folgenden Formulierungen verwendet werden, die auf dezidierte Hardwarekomponenten zu zielen scheinen, sollen davon aber auch entsprechende Software-Funktionalitäten umfasst sein, soweit dies technisch Sinn macht.
Fig. 10 zeigt einen erfindungsgemäßen Stromrichter in einer schematischen, wesentliche Funktionsblöcke identifizierenden Darstellung. Der Stromrichter ist als DC-/AC-Umsetzer oder Umrichter ausgeführt, beispielsweise entsprechend dem DC/AC-Umsetzer der Fig. 3.
Durch die Sensorik zur Messung (Messsensorik) des Funktionsblocks 11 werden die Netzspannung U_grid und der Netzstrom l_grid des AC-seitig angekoppelten, hier einphasigen Wechselstromnetzes sowie vorzugsweise auch die Spannung U_dc des DC-seitig angekoppelten Zwischenkreises U_dc in (gewünschtenfalls galvanisch getrennte) Messsignale umgewandelt. Die Messsignale sind Spannungen im mV-Bereich, welche nach einer Digitalisierung von einem in dem Funkionsblock 12 enthaltenem Mikrocontroller verarbeitet werden können und im Vergleich zu den gemessenen Größen nicht gefährlich für den Menschen sind. Die Messsignale werden von einem Analog-Digital-Umsetzer bzw. Analog- Digital-Converter (ADU bzw. ADC) in diskrete Werte umgewandelt. Die Umwandlung der Messwerte findet mit einer festgelegten Samplefrequenz statt. Der Output der Umwandlung sind die zeit-diskreten Werte U_grid_sample, l_grid_sample und U_dc_sample, die der weiteren Bearbeitung im Funktionsblock 12 zugeführt werden
Anzumerken ist, dass im Folgenden zwischen den einer Digitalisierung zugrundeliegenden analogen Größen (wie U_grid, l_grid und U_dc) und den resultierenden digitalen Größen (wie U_grid_sample, l_grid_sample und U_dc_sample) nicht mehr differenziert wird, wenn sich aus dem Kontext ergibt, dass eine digitale Größe gemeint ist. Insoweit werden Größen wie U_grid, l_grid und U_dc einerseits und l_grid_sample, l_grid_sample und U_dc_sample andererseits im Folgenden also synonym verwendet. Betreffend die Spannung bzw. Spannungsgrößen werden hier teilweise auch die Bezeichnungen „U“ und „V“ synonym verwendet.
Die gesampelten Werte U_grid_sample und l_grid_sample werden innerhalb des Funktionsblicks 12 auf an sich bekannte Art und Weise unter Anwendung einer d/q- oder Park-Transformation zu Gleichsignalen weiterverarbeitet, um eine einfachere Handhabung und Steuerung bzw. Regelung auf Grundlage der Signale zu ermöglichen.
Die Handhabung sinusförmiger Werte für Regelsysteme ist nämlich ungünstig, so dass es üblich ist, auf solche Messwerte eines Wechselstomnetzes die d/q- oder Park-Transformation anzuwenden, um die rotierenden AC-Werte in stationäre DC-Werte umzuwandeln und übliche Steuer- oder Regel-Algorithmen anwenden zu können und eine hohe Genauigkeit zu erreichen. Eine genaue Nachführung des Versorgungsspannungsvektors ist wesentlich, um den korrekten Betrieb eines sich auf ein Wechselstromnetz beziehenden Regelsystems sicherzustellen.
Die resultierenden digitalen Gleichsignale werden dann an die Regelungsfunktionalität (Regelungseinheit bzw. Regelalgorithmus) übergeben, welche die im Folgenden im Detail zu beschreibende Regelung mit mehreren Regelschleifen durchführt und als Ausgangsgröße die Ansteuerungssignale (U_PWM) an die Leistungsschalterbrücke des Funktionsblocks 13 weitergibt. Diese Signale U_PWM sind beispielsweise Spannungen mit den Werten 0 und 3,3V. Bei 0V soll der Schalter ausgeschaltet werden, bei 3,3V soll der jeweilige Schalter eingeschaltet werden.
Die Signale von 0 bis 3,3V werden im Funktionsblock 13 in eine für den jeweiligen Leistungsschalter benötigte Ansteuerspannung mittels geeigneter T reiber umgewandelt, bspw. 0 V und + 15 V. Bei 0 V wird der Leistungsschalter ausgeschaltet, bei + 15 V wird der Leistungsschalter eingeschaltet. Mit diesen Spannungen werden die jeweiligen Leistungsschalter der Leistungsschalterbrücke angesteuert. Durch die Kombination der verschiedenen Stellungen der Leistungsschalterbrücke im Zusammenspiel mit einer nachgeschalteten Drossel 14 ergibt sich die vom Umrichter gestellte Spannung U_inv. Der Funktionsblock 12 kann ausgeführt sein, wie in der schematischen, wesentliche Unterfunktionsblöcke identifizierenden Darstellung der Fig. 11 gezeigt.
Die von der Sensorik gemessenen Wechselgrößen-Signale (Netzspannung und eingespeister / entnommener Strom alias Netzstrom) U_grid_sample (Ugrid sample) und l_grid_sample (Igrid sample) werden von der Messwert- Transformation 21 in Gleichgroßen umgewandelt, mittels der d/q- Transformation, wie schon erläutert.
Ausgangsgrößen des Funktionsblocks 21 sind o Theta: Position des Spannungszeigers /Phasenlage der Netzspannung, berechnet aus ausschließlich der Grundfrequenz (ohne überlagerte Harmonische) der Netzspannung; o U_d_sum: die Summe aller erfindungsgemäß berücksichtigten Vielfachen (n, n = 1 , 2, 3, ... ) des Direkt(Wirk)-Anteils der Netzspannung in Form von Gleichgroßen, berechnet mittels Park- oder d/q-Transformation (die Begriffe d/q-Transformation oder D/Q-Transformation und Park-Transformation bezeichnen die gleiche im Fachgebiet gut bekannte Transformation und werden hier synonym verwendet); o U_q_sum: die Summe aller erfindungsgemäß berücksichtigten Vielfachen (n, n = 1 , 2, 3, ... ) des Quadratur(Blind)-Anteils der Netzspannung in Form von Gleichgroßen, berechnet mittels Park- oder d/q-Transformation;
0 l_d_sum: die Summe aller erfindungsgemäß berücksichtigten Vielfachen (n, n = 1 , 2, 3, ... ) des Direkt-Anteils des Netzstroms in Form von Gleichgroßen, berechnet mittels Park- oder d/q- Transformation; 0 l_q_sum: die Summe aller erfindungsgemäß berücksichtigten Vielfachen (n, n = 1 , 2, 3 ... ) des Quadratur-Anteils des Netzstroms in Form von Gleichgroßen, berechnet mittels Parkoder d/q-Transformation.
Hinsichtlich der zu berücksichtigenden Vielfachen der Direkt- oder In-Phase- Anteile und der Quadratur-Anteile und damit der zu berücksichtigenden gradzahligen und ungradzahligen Oberwellen bzw. Harmonischen des Netzstromes bestehen keine grundsätzlichen Einschränkungen. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit macht es im Hinblick auf eine in Deutschland relevante Norm Sinn, zumindest alle Vielfachen bis nmax = 40 zu berücksichtigen. Ein größeres maximales Vielfaches kann gleichwohl vorgesehen werden. In einer praktischen Abwägung kann man sich aber auch dazu entschließen, ein kleineres maximales Vielfaches als nmax = 40 vorzusehen. So lassen sich schon hervorragende Ergebnisse erzielen, wenn alle Vielfachen bis n = 15 berücksichtigt werden. Praktisch relevante Verbesserungen gegenüber dem Stand der Technik sollten auch schon mit noch kleineren maximalen Vielfachen erreichbar sein.
Die Ausganggrößen l_d_sum und l_q_sum sind beide Eingangsgrößen sowohl für den Wirk-Strom-Regler 22 als auch für den Blind-Strom-Regler 23, was in Fig. 11 durch von einem jeweiligen Schräglinen-Paar geschnittenen Signalleitungsabschnitte, also durch Schaltsymbole einer sog. Zweidrahtleitung, repräsentiert ist. Diese Signalleitungsabschnitte stehen also jeweils für zwei gesonderte Signalleitungsabschnitte, einer für l_d_sum und der andere für l_q_sum.
Der Wirk-Strom-Regler 22 dient der separierten Regelung von dem ins Netz einzuspeisenden oder, je nach Anwendungssituation, zu entnehmenden Wirkstrom zur Einspeisung bzw. Entnahme von Wirkleistung. Die Eingangsgrößen des Reglers 22 sind 0 l_d_sum 0 l_q_sum
0 l_d_soll l_d_soll gibt den Sollstrom vor und kann bei einem DC/AC-Umsetzer aus einer übergeordneten Regelung zur Bestimmung der einzuspeisenden / zu übertragenen Leistung stammen. Bei einem AC/DC-Umsetzer kann die Vorgabe des Sollstroms aus einer übergeordneten Regelung zur Regelung der Spannung eines Zwischenkreises stammen, etwa einem Zwischenkreis, über den der AC/DC-Umsetzer und der DC/AC-Umsetzer miteinander verbunden sind. Ein Strom mit dem Effektivwert 2A bedeutet ein l_d_soll von 2A*sqrt(2).
Ausgangsgröße des Reglers 22 ist o U_d_cc: „cc“ steht für Current Control.
U_d_cc wird mit der im Funktionsblock 21 berechneten U_d_sum addiert und bildet die Direkt-Komponente der später von der FET-Brücke 13 einzustellenden Inverterausgangsspannung.
Der Blind-Strom-Regler 23 dient der separierten Regelung von dem ins Netz einzuspeisendem oder, je nach Anwendungssituation, zu entnehmenden Blindstrom zur Einspeisung bzw. Entnahme von Blindleistung.
Eingangsgrößen des Funktionsblocks 23 sind
0 l_d_sum
0 l_q_sum
0 Lcl_soll
Die Vorgabe des Sollstroms l_q_soll ist in dem oben erläuterten Kontext der „privaten Netzkopplung“ konstant Null, da keine Blindleistung eingespeist bzw. übertragen werden soll. Ein Strom mit dem Effektivwert 2A bedeutet ein l_q_soll von 2A*sqrt(2). Ausgangsgröße des Reglers 23 ist o U_q_cc: „cc“ für Current Control.
U_q_cc wird mit der im Funktionsblock 21 berechneten U_q_sum addiert und bildet die Quadratur-Komponente der später von der FET-Brücke 13 einzustellenden Inverterausgangsspannung.
Die Strom-Regler 22 und 23 können jeweils auf an sich bekannte Art und Weise realisiert sein, etwa wie in Fig. 12, 12a und 12b dargestellt. Figur 12 zeigt dabei das allgemeine Funktionsprinzip eines solchen Reglers für die geregelte Einspeisung von Leistung aus einem Gleichspannungsnetz in ein Wechselspannungsnetz gemäß dem Stand der Technik.
Figur 12a zeigt die im Kontext der vorliegenden Erfindung vorteilhaft einsetzbare Schaltung dieser Art zur Bestimmung des Inphase-Anteils U_d_cc der U_calculated zur Zuführung an den PWM-Modulator 26. Dabei wird an einem Summationspunkt 50 der Wert des tatsächlichen Wirkstroms l_d_sum (id in Fig. 12) vom Soll-Wirkstrom l_d_soll (id-ref in Fig. 12) abgezogen und einem PI-Regler 52 zugeführt. An einem am Ausgang des PI-Reglers 52 angeschlossenen Addierer 54 wird das Ausgangssignal eines P-Reglers 56 addiert, der mit der tatsächlichen Quadraturkomponente (also dem Wert des tatsächlichen Blindstroms) l_q_sum (iq in Fig. 15) beaufschlagt worden ist. Als Ausgangssignal dieser Addition entsteht dann der gewünschte Wert U_d_cc (Vd-ref in Fig. 12).
Mit einer gleichartigen, in Figur 12b dargestellten Schaltung kann vorteilhaft die Quadraturkomponente U_q_cc der U_calculated zur Zuführung an den PWM-Modulator 26 erzeugt werden. Wie in Figur 12b dargestellt, sind dabei lediglich die Eingänge spiegelbildlich beaufschlagt. Am Eingang des P- Reglers 56 liegt hier die tatsächliche Wirkstrom kom ponente l_d_sum (id in Fig. 12) an, und der PI-Regler 52 wird mit der Differenz aus dem Soll- Blindstrom l_q_soll (iq-ref in Fig. 15) abzüglich dem tatsächlichen Blindstrom l_q_sum (iq in Fig. 15) beaufschlagt. An einem am Ausgang des PI-Reglers 52 angeschlossenen Addierer 54 wird das Ausgangssignal eines P-Reglers 56 addiert, der mit der tatsächlichen Quadraturkomponente (also dem Wert des tatsächlichen Blindstroms) l_q_sum (iq in Fig. 15) beaufschlagt worden ist. Der Addierer 45 stellt das gewünschte Ausgangssignal U_q_cc (vq.ref in Fig. 12) bereit.
Im Funktionsblock 24 werden U_d_sum, U_q_sum und theta mittels der inversen Parktransformation wieder in Wechselsignale transformiert zu U_calculated (Ucaicuiated), welche als unmittelbares Inputsignal für den auch in Fig. 11 als Unterfunktionblock repräsentierten PWM-Modulator 26 des Funktionsblocks 12 der Fig. 10 dient. U_calculated ist die aus der inversen d/q- oder Park-Transformation resultierende alpha-Komponente. Die aus der d/q- oder Park-Transformation erhältliche beta-Kom ponente wird beim erläuterten Ausführungsbeispiel nicht benötigt.
Das Ausgangssignal des PWM-Modulators ist in Fig. 10 als U_PWM (UPWM) bezeichnet und wird der FET-oder Leistungsschalter-Brücke 13 zugeführt. Die im Fachgebiet gut bekannte Funktion eines PWM-Modulators ist in Fig. 13 veranschaulicht.
Figur 13 zeigt sodann, wie in bekannter Weise durch Zuführung des gewünschten analogen Sinussignals U_calculated zu einem Komparator, dessen zweiter Eingang mit einem konstanten Sägezahnsignal 62 beaufschlagt ist, das entsprechende PWM Signal 64 erzeugt wird.
Der Funktionsblock 21 der Fig. 11 ist in Fig. 14 weiter konkretisiert.
Die von der Sensorik gemessenen Wechselgrößen-Signale (Netzspannung und eingespeister / entnommener Strom alias Netzstrom) werden innerhalb der Measurements-Transformation 21 in jeweils eine parallelisierte SOGI- Struktur 21 -1 a und 21 -1 b gemeinsam mit der in einer PLL 21 -2 berechneten Größe Omega eingegeben. Die SOGI-Strukturen 21 -1 a und 21 -1 b enthalten jeweils eine Mehrzahl oder Vielzahl von parallel geschalten verallgemeinerten Integratoren zweiter Ordnung (Second Order Generalized Integrator, SOGI), die für den Grundfrequenzanteil und die berücksichtigten Oberschwingungsanteile der erfassten Netzspannung U_grid und für den Grundfrequenzanteil und die berücksichtigten Oberschwingungsanteile des erfassten der Netzstroms l_grid jeweils eine gesonderte verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung (SOGI) durchführen.
Die auf der erfassten Netzspannung U_grid jeweils beruhenden und aus der jeweiligen SOGI resulierenden In-Phase-Signale U_alpha_i (i = 1 , 2, ... ) oder - anders bezeichnet - U_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) werden zum Überlagerungssignal U_alpha_sum (Ua sum) überlagert und die auf der erfassten Netzspannung U_grid jeweils beruhenden und aus der jeweiligen SOGI resultierenden Quadratur-Signale U_beta_i (i = 1 , 2, ... ) - anders bezeichnet - U_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) werden zum Überlagerungssignal U_beta_sum (Uß sum) überlagert. Es wird hierzu auch auf Fig. 15a verwiesen.
Die auf dem erfassten Netzstrom l_grid jeweils jeweils beruhenden und aus der jeweiligen SOGI resulierenden In-Phase-Signale l_alpha_i (i = 1 , 2, ... ) oder - anders bezeichnet - l_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) werden zum Überlagerungssignal l_alpha_sum (lasum) überlagert und die auf dem erfassten Netzstrom l_grid jeweils beruhenden und aus der jeweiligen SOGI resultierenden Quadratur-Signale l_beta_i (i = 1 , 2, ... ) - anders bezeichnet - l_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) werden zum Überlagerungssignal l_beta_sum (Iß sum) überlagert, wie in Figur 15b näher erläutert.
Die dem Netzstrom l_grid zugeordneten, zueinander parallelgeschalteten und jeweils in Bezug auf einen jeweiligen Frequenzanteil operierenden „Einzel“-SOGIs sind analog zu den der Netzspannung U_grid zugeordneten, zueinander parallelgeschaltetet und jeweils in Bezug auf einen, eine bestimmte harmonische Oberwelle bearbeitenden „Einzel“-SOGI verwirklicht. Hierzu wird auf Fig. 15b verwiesen, die diesbezüglich eine zu Fig. 15a analoge Ausgestaltung zeigt. Die dem Netzstrom l_grid zugeordneten „Einzel“-SOGIs bekommen das Ausgangssignal der PLL 21 der Fig. 15a zugeführt, welches die Größe Omega repräsentiert.
Mithilfe dieser neuartigen parallelisierten SOGI-Strukturen 21 -1a und 21 -1 b im Zusammenspiel mit der PLL 21-2 ist es erfindungsgemäß möglich, Signale aus den gemessenenStrom- und Spannungswerten mit allen Informationen über die vorhandenen harmonischen Anteile zu erzeugen. Die parallelisierten SOGIs 21 -1a und 21 -1 b kann man auch als zwei paralleliserte Teil-SOGIs einer paralysierten „Gesamt“-SOGI 21-1 ansehen, wenn man mag.
Anzumerken ist, dass hier verwendete Begriffe wie Struktur bzw. Strukturen hier keine elektronische oder körperliche Struktur implizieren. Bei den angesprochenen SOGI-Strukturen kann es sich um alleine durch Software realisierte Funktionsblöcke handeln, etwa Programm-Elemente und Programm-Strukturen eines auf geeigneter Hardware umfassend einen Prozessor und Speichermittel laufenden Steuer- oder Regelprogramms. Es kann sich beispielsweise um Funktionalitäten der Steuerung 525 des Umsetzers der Fig. 4 handeln.
Die Ausgangssignale der SOGI-Struktur 21 -1a sind also die überlagerten U_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ; in Fig. 15a als Uai, ... , Uan bezeichnet) zur Erzeugung von U_alpha_sum sowie die überlagerten U_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ; in Fig. 15a als Ußi, ... , Ußn bezeichnet) zur Erzeugung von U_beta_sum. Die Ausgangssignale der SOGI-Struktur 21 -1 b sind also die l_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ; in Fig. 15a als lai, ... , Ian bezeichnet) zur Erzeugung von l_alpha_sum sowie die überlagerten l_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ; in Fig. 15a als I ßi , ... , lßn bezeichnet) zur Erzeugung von l_beta_sum.
Diese Ausgangssignale U_alpha_sum und U_beta_sum sowie l_alpha_sum und l_beta_sum werden dann jeweils Park- bzw. d/q- transformiert, durch den Park-Transfomator 21 -3a bzw. 21 -3b der Fig. 14, wobei als weiterer Eingangsparameter das in der PLL 21 -2 berechnete theta, also die Phasenlage der Grundschwingung der Netzspannung, verwendet wird, wodurch man einerseits die Gleichgroßen U_d_sum und U_q_sum und andererseits die Gleichgroßen l_d_sum und l_q_sum erhält. Zum Park- Transformator 21 -3a ist auch auf Fig. 15a zu verweisen, und zum Park- Transformator 21 -3b ist auch auf Fig. 15b zu verweisen. Der Park- Transformator 21 -3b ist analog ausgeführt und verschaltet wie der Transformator 21 -3a, erhält aber den gleichen, von der PLL 21 -2 stammenden Eingangsparameter theta wie der Park-Transformator 21 -3a. Zu einer in Frage kommenden konkreteren Ausgestaltung der PLL ist auf Fig. 15a zu verweisen.
Als Eingangssignale für die PLL 21 -2 dienen, wie in Fig. 15a dargestellt, vorzugsweise ausschließlich die Signale U_alpha_1 und U_beta_1 . Dies hat den Vorteil, dass die Phasenlage theta ausschließlich auf Basis der Grundfrequenzkomponenten des Inputspannungssignals U_grid_sample berechnet werden kann und damit eine sehr genaue Phasenlage der Netzspannung abbildet. Die bei der Ausführungsform realisierte Bereinigung des Eingangssignals U_grid_sample von den mittels der SOGIs einzeln erfassten harmonischen Anteilen trägt hierzu erheblich bei.
Neben theta ist ein weiteres Ausgangssignal der PLL 21-2 die Größe Omega (2*pi*fg), die der exakten Netzfrequenz entspricht, welche wiederum als Eingabesignal für die parallelisierten SOGIs 21 -1 a und 21 -1 b herangezogen wird, wie ausgeführt.
Die der Grundfrequenz fg zugeordneten „Einzel“-SOGI erhalten die Größe Omega direkt als Eingangssignal, wohingegen die den Oberwellen oder Harmonischen zugeordneten „Einzel“-SOGIs eine hieraus abgeleitete, um einen der Oberwellen oder Harmonischen zugeordneten Multiplikator m vergrößerte Größe Omega*m (m = 2, 3, 4, ... ) als Eingangsignal erhalten, wie in Fig. 16a und 16b durch ein jeweiliges Verstärkungs- oder Multiplizierglied symbolisiert. Dieses stellt praktisch einen entsprechenden Frequenz-Vervielfacher dar, der die Netzfrequenz für die entsprechenden harmonischen Oberwellen der Netzfrequenz vervielfacht. In diesen Figuren ist die Grundfrequenz fg formal mit berücksichtigt, mit einem als m = 1 anzusetzenden Multiplikator.
Es wird nun detaillierter auf das Blockschaltbild der Fig. 15a und damit auch auf die quasi Ausschnitte davon zeigende Fig. 16a Bezug genommen. Der Funktionsblock la zeigt die parallel operierenden „Einzel“-SOGIS 21 -1 a-1 , 21 -1 a-2 bis 21-1 a-n mit einem zugehörigen vorgelagerten Subtraktionsglied S der resultierenden parallelisierten SOGI 21 -1 a der Fig. 14. Der Funktionsblock 21 -1 a / la dient für die Verarbeitung von U_grid_sample. Es sei schon angemerkt, dass bei der hier beschriebenen Ausführungsform ein entsprechender, analog ausgeführter Funktionsblock 21 -1 b auch für die Verarbeitung von l_grid_sample zum Einsatz kommt und die parallisierte SOGI 21 -1 b der Fig. 14 bildet. Hierauf wird unter Bezugnahme auf Fig. 15b unten noch näher eingegangen.
Das Inputsignal U_grid_sample wird auf das Subtraktionsglied S gegeben, um von diesem Inputsignal U_grid_sample die jeweiligen extrahierten / detektierten U_alpha Signale einschließlich der Grundschwingung zu subtrahieren. Vom Inputsignal U_grid_sample wird somit faktisch das weiter unten angesprochene Summensignal U_alpha_sum subtrahiert, was durch eine Rückkopplung dieses Summensignals zum Subtraktionsglied S erfolgen kann. Das Ausgangssignal des Subtraktionsgliedes S dient dann als Input für die jeweiligen „Einzel“-SOGIs, innerhalb denen jeweils das Alpha- sowie das Beta-Signal mittels SOGI-Integratoren erzeugt wird. Durch die Rückkoppelung der Alpha-Signale zum Subtraktionsglied S wird eine jeweilige Regelschleife geschlossen, was dazu führt, dass das vom betreffenden „Einzel“-SOGI abgegebene jeweilige U_alpha_fg*n (mit n = 1 , 2, 3, ... ) die jeweilige Oberschwingung nachbildet. Entsprechend wird auch die hier formal auch als Oberschwingung mit dem Grundfrequenzfaktor n = 1 angesprochene Grundschwingung der Netzspannung U_grid nachbildet.
Das Ausgangssignal der Einzel-SOGI 21 -1 a-1 ist somit das Grundschwingungssignal mit der entsprechenden Amplitude (im Niederspannungsnetz zB 230V*sqrt(2)=325V) in Form der beiden alpha- und beta-Komponenten. Das Ausgangssignal z.B. der Einzel-SOGI 21-1a-3 ist (sowohl in alpha als auch beta) ein Signal mit der 3-fachen Frequenz von fg (also beispielsweise 150 Hz bei fg- 50 Hz) und ausschließlich der Amplitude dieses harmonischen Anteils (z.B. 10V) in Form der beiden alpha- und beta- Komponenten. Es separiert also jede Einzel-SOGI 21-1a-n den einzelnen Spannungsanteil der betreffenden Harmonischen am Gesamtsignal.
Gemäß der hier beschriebenen bevorzugten Ausgestaltung wird nicht nur das Ausgangssignal U_alpha_fg*n vom Eingangssignal U_grid_sample in der betreffenden „Einzel“-SOGI 21-1a-n abgezogen, sondern das Summensignal U_alpha_sum, so dass die „Einzel“-SOGIs 21-1 a-1 bis 21a- 1 b-n die alpha-Ausgangssignale der jeweiligen anderen „Einzel“-SOGIs als Eingangssignale erhalten, die vom Eingangssignal U_grid_sample vor Durchführung der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) ebenfalls subtrahiert werden. Dies in Fig. 16a für eine „Einzel“-SOGI veranschaulicht. Vor Durchführung der jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) kann vorteilhaft ein mit n abnehmender Verstärkungsfaktor, etwa der Verstärkungsfaktor K/n, mit z.B. K = Quadratwurzel (2), einbezogen werden. Dies ist die bevorzugte, gemäß durchgeführten Untersuchungen hervorragend funktionierende Ausgestaltung.
Als weitere Eingangsgröße für die jeweiligen „Einzel“-SOGIs dient das in der PLL 21 -2 (vgl. den Funktionsblock II der Fig. 15a und Fig. 16a) nach dem Block 21-2-3 erzeugte Signal Omega (Drehgeschwindigkeit Netzspannung / bzw. Frequenz der Grundschwingung der Netzspannung also 2*pi*fg), welches vorher noch jeweils mit dem Verstärkungsfaktor oder Multiplikator n (mit n = 1 , 2, 3, ..., n als Zahl der Oberschwingung, wobei 1 = Grundschwingung) multipliziert wird.
Die Ausgangssignale der jeweiligen „Einzel“-SOGIs 21 -1 a-1 bis 21 -1 a-n sind jeweils die U_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) bzw. die U_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ), welche im Anschluss in einem Additionsblock A_alpha bzw. A_beta zu U_alpha_sum sowie U_beta_sum aufaddiert werden, wie in Fig. 15a zu erkennen.
Bei der bisher beschriebenen Ausführungsform erfolgt die Verarbeitung im Stromzweig analog zur Verarbeitung im Spannungszweig, wie schon angesprochen. Hierzu wird auf das Blockschaltbild der Fig. 15b und die Veranschaulichung einer entsprechenden „Einzel“-SOGI in Fig. 16b verwiesen. Die der Verarbeitung von l_grid_sample dienenden „Einzel“- SOGIs 21 -1 b-1 bis 21 -1 b-n der parallelisierten SOGI 21 -1 b (Funktionsblock Ib) stellen in entsprechender Weise Signale oder Größen l_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) und l_beta_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) bereit, die in entsprechenden Additionsblöcken zu l_alpha_sum und l_beta_sum aufaddiert werden.
Die vorstehend beschriebene, parallelisierte SOGI-Schaltung ist daraufhin optimiert, den eine Vielzahl von Oberwellen enthaltenden Netzspannungsverlauf eines beliebigen Stromnetzes möglichst exakt nachzubilden. Sie erzeugt damit ein Spannungs-Vorgabesignal für die Regelung des Stromrichters. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sollte das entsprechende Stromsignal jedoch anders vorgegeben werden, da der Stromrichter idealerweise einen exakten Sinus- Strom mit genau an die Frequenz und Phasenlage des einzuspeisenden Netzes angepasster Frequenz und Phasenlage einspeisen soll. Damit soll der Sollwert für den Strom gerade keine Oberwellen enthalten.
Um dies zu erreichen, wird gemäß einer abgewandelten zweiten Ausführungsform für den Stromzweig der erfindungsgemäßen Stromrichtersteuerung eine abgewandelte Parallele SOGI-Schaltung 21 -1b verwendet, wie sie in Figur 17 und 18 dargestellt ist. Der Spannungszweig bleibt bei dieser weiteren Ausführungsform unverändert, die Beschreibung der Figur 15a gilt somit auch hier. Lediglich der Schaltungsaufbau der Figur 15b wird durch den der Figur 18 ersetzt, wie im Folgenden näher erläutert.
Auch bei der zweiten Ausführungsform sind die parallel operierenden „Einzel“-SOGIS 21 -1 b-1 bis 21-1 b-n mit einem zugehörigen vorgelagerten Subtraktionsglied S der parallelisierten SOGI 21 -1 b vorgesehen und in Fig. 18 dargestellt. Der Funktionsblock lb' mit dieser parallelisierten SOGI 21 -1 b dient für die Verarbeitung von l_grid_sample.
Abweichend von der Darstellung in Fig. 15b ist in Fig. 18 die Rückkopplung der SOGI-Ausgangssignale l_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 ,
2, 3, ... ) zum Substraktionsglied S ebenfalls dargestellt. Man kann sich Fig. 15b betreffend die SOGI-Ausgangssignale l_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2, 3, ... ) entsprechend und Fig. 15a betreffend die SOGI-Ausgangssignale U_alpha_fg*n (mit fg = Grundfrequenz und n = 1 , 2,
3, ... ) analog ergänzt vorstellen, wie sich aber schon aus der obigen Beschreibung ergibt. Die auf dem erfassten Netzstrom l_grid_sample beruhenden und aus der SOGI 21 -1 b-1 für die Grundfrequenz fg resulierenden In-Phase-Signale l_alpha_1 (la-i, Wirkstrom-Grundgröße) und Quadratur-Signale l_beta_1 (Ißi. Blindstrom-Grundgröße) werden der Parktransformation 21 -3b zugeführt, wie in Figur 18 näher erläutert.
Die Ausgangssignale der S0GI-Struktur 21 -1 b sind also l_alpha_1 sowie l_beta_1 , die als Eingabewerte für die Park-Transformation 21 -3b dienen. Auf diese Weise wird hier erfindungsgemäß ein ideales Sinus-Stromsignal mit idealer Phasenlage aus dem durch Oberwellen verzerrten Netzspannungssignal hergeleitet. Mit diesem idealen Stromsignal als Sollwert kann dann eine Netzspeisung mit geringsten möglichen Verlusten realisiert werden. Dazu muss die Speisung möglichst genau der Netzspannung folgen, der Speisestrom soll jedoch stets möglichst eine ideale Sinuskurve mit der genau richtigen Phasenlage bilden, um sowohl Verzerrungs- als auch Phasen-Blindleistung so gering wie möglich zu halten. Daher ist hier eine unterschiedliche Sollwertvorgabe für die Spannungs- und die Stromsteuerung vorteilhaft.
Diese Ausgangssignale U_alpha-sum und U_beta_sum sowie l_alpha_1 und l_beta_1 werden dann jeweils Park- bzw. d/q- transformiert, durch den Park- Transfomator 21 -3a bzw. 21 -3b der Fig. 17, wobei als weiterer Eingangsparameter das in der PLL 21 -2 berechnete theta, also die Phasenlage der Grundschwingung, verwendet wird, wodurch man einerseits die Gleichgroßen U_d_sum und U_q_sum und andererseits die Gleichgroßen l_d_1 und l_q_1 erhält. Zum Park-Transformator 21 -3a ist auch auf Fig. 15a zu verweisen. Der Park-Transformator 21 -3b ist analog ausgeführt und verschaltet, erhält aber den gleichen, von der PLL 21 -2 stammenden Eingangsparameter theta wie der Park-Transformator 21 -3a. Zu einer in Frage kommenden konkreteren Ausgestaltung der PLL ist auf Fig. 15a zu verweisen. Das Inputsignal l_grid_sample wird auf das Subtraktionsglied S gegeben, um von diesem Inputsignal l_grid_sample die jeweiligen extrahierten / detektierten l_alpha Signale einschließlich der Grundschwingung zu subtrahieren. Vom Inputsignal l_grid_sample wird somit faktisch das Summensignal l_alpha_sum subtrahiert, was durch eine Rückkopplung dieses Summensignals zum Subtraktionsglied S erfolgen kann. Das Ausgangssignal des Subtraktionsgliedes S dient dann als Input für die jeweiligen „Einzel“-SOGIs, innerhalb denen das Alpha-Signal und das Beta- Signal mittels SOGI-Integratoren erzeugt werden, von denen aber nur das Alpha-Signal weiterverarbeitet wird. Durch die Rückkoppelung der Alpha- Signale zum Subtraktionsglied S wird eine jeweilige Regelschleife geschlossen, was dazu führt, dass das vom betreffenden „Einzel“-SOGI abgegebene jeweilige l_alpha_fg*n (mit n = 1 , 2, 3, ... ) die jeweilige Oberschwingung nachbildet. In entsprechender Weise wird auch die hier formal auch als Oberschwingung mit dem Grundfrequenzfaktor n = 1 angesprochene Grundschwingung des Netzstroms l_grid nachgebildet. Von den Ausgangssignalen werden hier jedoch nur die Ausgangs Signale der Grundfrequenz-SOGI 21 -1 b-1 in der Parktransformation 21 -3b ausgewertet, wie bereits aus Figur 17 zu entnehmen. Die Eingangssignale Omega und Theta für die vorliegende Schaltung werden von der in Figur 15a detailliert gezeigten PLL 21-2 geliefert, diese Schaltung ist daher hier nicht mehr dargestellt. Die Oberwellen-SOGl’s 21-1 b-2 bis 21-1 b-n dienen in diesem Fall lediglich der Bereitstellung der Rückkopplungssignale l_alpha_2 bis l_alpha_n. Die Signale l_beta_2 bis l_beta_n sind nur interne Signale der SOGl’s, die nachfolgend nicht mehr benötigt werden. Ausgangssignale dieses Schaltungsblocks sind, wie in Figur 17 dargestellt, ausschließlich l_alpha_1 und l_beta_1 .
Zu der im Zusammenhang mit den „Einzel“-SOGIs angesprochenen Fig. 16a und 16b soll noch Folgendes erläutert bzw. rekapituliert werden: Die Eingangssignale der dargestellten und für die jeweiligen Frequenzanteile sowohl bezogen auf die Spannung als auch bezogen auf den Strom einsetzbaren „Einzel“-SOGI sind o U_grid_sample (bzw. I_grid_sample) o U_alpha_sum (bzw. I_alpha_sum) o Omega (Winkelgeschwindigkeit).
Beim ersten Subtraktionsglied S, bei welchem U_alpha_sum (bzw. I_alpha_sum) von U_grid_sample (bzw. I_grid_sample) (kann man auch als U_grid (bzw. I_grid) bezeichnen, da „sample“ ja nur die technische Abtastung ist, wodurch das betreffende Signal diskretisiert wird, was aber keinen Einfluss auf das Prinzip der Regelung hat) subtrahiert wird, wird der „Fehler“ oder die Differenz zwischen dem innerhalb der parallelisierten SOGI-Struktur 21 -1a bzw. 21 -1 b erzeugten U_alpha_sum (bzw. I_alpha_sum) („Istwert“) und dem Eingangssignal U_grid_sample (bzw. I_grid_sample) berechnet.
Dieser „Fehler“ wird ausweislich Fig. 16a bzw. 16b mit einem mit n abnehmenden Verstärkungsfaktor, hier dem Verstärkungsfaktor K/n (wobei z.B. K = Quadratwurzel (2) und n = 1 , 2, 3, ..., n als Zahl der Oberschwingung und jeweiligen „Einzel“-SOGI; d.h. n=1 bei Grundschwingungs-„Einzel“-SOGI; n=2 bei 2. Oberschwingungs-.Einzel“- SOGI, etc.; wobei 1 = Grundschwingung) multipliziert oder verstärkt, bevor er in den die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung durchführenden Integrator eingegeben wird.
Der Inputfaktor Omega (Winkelgeschwindigkeit) wird ausweislich Fig. 16a bzw. 16b mit n (n = 1 , 2, 3, ... , n als Zahl der Oberschwingung und jeweiligen „Einzel“-SOGI (d.h. n = 1 bei Grundschwingungs-„Einzel“-SOGI; n = 2 bei 2. Oberschwingungs-„Einzel“-SOGI, etc.; wobei 1 = Grundschwingung) multipliziert oder verstärkt, bevor er den die verallgemeinerte Integration zweiter Ordnung durchführenden Integrator (Funktionsblock 21-1a-n / la in Fig. 16a bzw. 21-1 b-n / Ib in Fig. 16b) eingegeben wird. Die parallelisierte SOGI 21 -1 a der Fig. 14 wurde anhand der Fig. 15a und 16a erläutert. Die parallelisierte SOGI 21 -1 b der Fig. 14 funktioniert wie in Fig. 15b und 16b dargestellt. Entsprechendes gilt für die parallelisierte SOGI 21 -1 b der Fig. 18.
Zur PLL 21-2 des Teilfunktionsblocks II ist noch zu erläutern, dass die Signale U_alpha_fg und U_beta_fg innerhalb der PLL 21-2 einer gesonderten Park- oder d/q-Transformation im Transformationsglied 21-2-1 unterworfen werden. Das resultierende Ausgangssignal U_q_fg wird im Anschluss im Normierungsglied 21-2-2 normiert und daraufhin einem PI- Regler 21-2-3 zugeführt.
Der PI-Regler 21-2-3 regelt den Istwert U_q_fg auf den Sollwert Null, wodurch als Ausgangssignal Omega entsteht, welches als Wert die Drehgeschwindigkeit der Netzspannung bzw. Frequenz der Grundschwingung der Netzspannung also 2*pi*fg hat und den „Einzel“- SOGIs zugeführt wird.
Das Ausgangssignal Omega wird im Anschluss daran in einem Integrator 21- 2-5 integriert, wodurch schlussendlich das theta-Signal erzeugt wird, welches der Phasenlage der Netzspannung entspricht. Dieses dient innerhalb der geschlossenen Schleife wiederrum als Eingangssignal für die Park- Transformation im Transformationsglied 21-2-1 und stellt das gewünschte Ausgangssignal dar, welches auch dem Park-Transformator 21 -3a (vgl. Fig. 14 und 15) und dem Park-Transformator 21 -3b (vgl. Fig. 14) zugeführt wird. Anzumerken ist, dass das Ausgangsignal Omega optional durch einen Filter 21-1-4 geführt werden kann.
Die Park-Transformatoren 21 -3a und 21 -3b unterziehen die Ausgangssignale U_alpha_sum und U_beta_sum bzw. die Ausgangsignale l_Alpha_sum und l_beta_sum im Fall der ersten Ausführungsform bzw. die Ausgangssignale l_alpha_1 und l_beta_1 im Fall der zweiten Ausführungsform der angesprochenen Additionsblöcke einer jeweiligen Park- oder d/q- Transformation, aus denen die Signale U_d_sum, U_q_sum und die Signale I d_sum und l_q_sum (erste Ausführungsform) bzw. die Signale l_d_1 und l_q_1 (zweite Ausführungsform) resultieren, wie schon anhand der Figuren 11 , 14 und 17 erläutert. Auf Grundlage dieser Signale erfolgt dann die anhand der Figuren 10 und 11 beschriebene Regelung des Wirkstroms und des Blindstroms mit der entsprechenden Erzeugung der Ansteuerspannungen für die Leistungsschalter der Leistungsschalterbrücke 13.
Die erheblichen Vorteile der vorliegenden Erfindung können anhand entsprechender Simulationen gezeigt werden. Entsprechende Simulationsergebnisse sind in den Figuren 19 bis 29 gezeigt. Anhand dieser Simulationsergebnisse wird deutlich, um wie viel besser die erfindungsgemäße Steuerung eines Stromrichters trotz der in der Netzspannung vorhandenen Harmonischen einen sinusförmigen Strom einspeisen kann.
Die Simulationen gehen dabei davon aus, dass die Netzspannung eine dritte (3 x 50 Hz = 150 Hz), fünfte (5 x 50 Hz = 250 Hz) und siebte (7 x 50 Hz = 350 Hz) Harmonische mit jeweils 10 V Amplitude enthält. Die PWM- Schaltfrequenz der FET-Brücke 13 lag dabei bei 20 kHz.
Zuerst wurde eine Situation untersucht, bei der ein Null-Strom von der Stromrichterschaltung in das Netz eingespeist wurde (Ausgangsstrom 0 A), d.h., die Schaltung liefert ausschließlich eine netzsynchrone Ausgangsspannung. Dabei zeigt sich bei einer Schaltung gemäß des Standes der Technik, d.h. mit einer einzigen SOGI, die mit der Netzfrequenz (Grundfrequenz) betrieben wird, die Situation gemäß Figur 19. Diese Figur zeigt den Ausgangsstrom einer Stromrichterschaltung gemäß dem Stand der Technik in der Zeitebene. Der erhebliche Anteil an Oberwellen mit bis zu 5 A im Stromverlauf ist deutlich erkennbar.
Demgegenüber zeigt Fig. 20 den Ausgangsstrom einer erfindungsgemäßen Schaltung nach der zweiten Ausführungsform gemäß den Figuren 17 und 18 unter den ansonsten exakt gleichen Bedingungen. Es ist deutlich erkennbar, dass lediglich wesentlich höherfrequente Schwingungen bis maximal 1 A auftreten, die auf ein Durchschlagen der PWM-Frequenz zurückzuführen sind. Die in Figur 19 deutlich sichtbaren Harmonischen treten nicht mehr auf.
Noch deutlicher wird das erheblich verbesserte Regelverhalten in Figur 21 , die eine Gegenüberstellung der durch FFT (Fast Fourier Transformation) gewonnenen Frequenzanteile des Ausgangsstroms der herkömmlichen Stromrichterschaltung (schraffiert) gegenüber der erfindungsgemäßen Ausführungsform (schwarz) zeigt. Dabei wird deutlich, dass die harmonischen Oberwellen bei der erfindungsgemäßen Lösung nur noch einen kleinen Bruchteil der gemäß dem Stand der Technik auftretenden Oberwellen betragen.
Figur 22 zeigt eine Simulation mit gleichen Bedingungen wie Figur 19 und ebenfalls in der Zeitebene, jedoch mit einem Ausgangsstrom von 12 A Amplitudenwert, ebenfalls wieder mit einem Stromrichter gemäß dem Stand der Technik. Auch hier wird bereits in der Zeitebene sehr deutlich, wie stark die harmonische Verzerrung des Stromes ist.
Figur 23 zeigt demgegenüber den Stromverlauf bei einem Stromrichter gemäß der vorliegenden Erfindung, zweite Ausführungform der Fig. 17 und 18, unter sonst gleichen Bedingungen wie Fig. 22. Schon in der Zeitebene wird die erheblich geringere harmonische Verzerrung sehr deutlich.
Figur 24 zeigt wieder den Vergleich der durch FFT (Fast Fourier Transformation) in die Frequenzebene gewandelten Signale der Figuren 22 und 23. Auch hier sind wieder die Frequenzanteile der Stromrichterschaltung des Standes der Technik schraffiert dargestellt, während Frequenzanteile bei einer erfindungsgemäßen Stromrichterschaltung in schwarz dargestellt sind. Es wird deutlich erkennbar, dass die Oberwellenanteile mit der erfindungsgemäßen Regelschaltung auf etwa 1/3 reduziert werden können.
Entsprechende Simulationen zu der erfindungsgemäßen Schaltung nach der ersten Ausführungsform gemäß den Figuren 14, 15a und 15b führen zu sehr ähnlichen Ergebnissen wie die Simulationen zu der zweiten Ausführungsform gemäß den Fig. 17 und 18 mit Fig. 15a, so dass sich aus den Simulationen keine zwingende Präferenz für eine der beiden Ausführungsformen ergibt. Aus theoretische Überlegungen ergibt sich aber eine Präferenz für die zweite Ausführungsform, da diese darauf zielt, einen möglichst exakten Sinus-Strom einzuspeisen, mit möglichst genau an die Frequenz und Phasenlage des einzuspeisenden Netzes angepasster Frequenz und Phasenlage.
Mit dem erfindungsgemäßen Stromrichter und dem erfindungsgemäßen Stromrichterverfahren wird unter anderem ermöglicht, einen sinusförmigen und oberschwingungsfreien Strom in ein Netz mit einer durch harmonische Oberwellen verzerrten Netzspannung einzuspeisen, speziell auch ein Netz mit einer stark durch harmonische Oberwellen verzerrten Netzspannung, insbesondere auch in ein einphasiges System, speziell für die Einspeisung in ein elektrisches Wechselspannungsnetz, insbesondere ein einphasiges Wechselspannungsnetz. Der besondere Vorteil der vorliegenden Erfindung beruht darauf, dass die Aufteilung der Eingangssignale U_Grid_sample und l_Grid_sample auf die einzelnen SOGl's für die verschiedenen Frequenzen ohne irgendwelche Filter bewirkt werden kann, sondern einfach dadurch, dass die verschiedenen SOGl's mit den entsprechenden Vielfachen der Netzfrequenz als Winkelgeschwindigkeit angesteuert werden.
Dem liegen unter anderem folgende Überlegungen bzw. Anforderungen zugrunde: Netzgekoppelte Umrichtersysteme, wie etwas Photovoltaik- Wechselrichter und speziell Netzkoppelelemente nach dem Vorbild der DE 102015 000 916 A1 müssen in der Lage sein, einen Strom in das elektrische Wechselspannungsnetz einzuspeisen bzw. aus diesem zu entnehmen, ohne dabei die in diversen Normen definierten Grenzwerte zu überschreiten, wobei möglichst harmonische Verzerrungen durch die Lasten ausgeglichen werden sollen.
Um dies zu gewährleisten, gibt es verschiedene Regelungsverfahren, in deren Zusammenhang akkurate Messung der elektrischen Größen des Wechselspannungsnetzes sowie eine möglichst „Informationsverlustfreie“ Datenverarbeitung nötig ist.
Das vorstehend erläuterte Regelungsverfahren nach der Erfindung basiert auf der bewährten Vorgehensweise, die gemessenen Wechselsignale des elektrischen Wechselspannungsnetzes in Gleichsignale zu transformieren, mittels der d/q- oder Park- Transformation, da solche Gleichsignale einfacher handzuhaben sind als Wechselsignale, und die aus der Regelung resultierenden Gleichsignale im Anschluss an die Verarbeitung mit der beinhalteten Regelung wieder zurück in Wechselsignale zu transformieren, mittels der „Inversen Park-Transformation“.
Eine besondere Herausforderung bei einphasigen Systemen entsteht in der (an sich für dreiphasige Systeme vorgesehenen) Park- Transformation, welche mindestens zwei Eingangsparameter oder Inputparameter benötigt, wohingegen im einphasigen System nur eine Spannung (zB U_L1) messbar ist. Um die benötigten Gleichsignale mittels der Park-Transformation dennoch erzeugen zu können, muss daher bei einem einphasigen System vorab mittels einer sogenannten SOGI („Second Order Generalized Integrator“) oder einem anderen QSG (Quadratur Signal Generator) künstlich der zweite benötigte Inputparameter generiert werden.
Nachteil einer herkömmlichen SOGI oder eines herkömmlichen QSG ist aber, dass durch die künstliche Erzeugung des zweiten Signals mittels einer Integration wesentliche Informationen zu Oberschwingungen innerhalb der SOGI / des QSG verloren gehen, was dazu führt, dass die am Ende des Regelungsverfahrens erzeugte Ausgangsspannung des Umrichters nicht mehr identisch ist mit der des elektrischen Wechselspannungsnetzes. Diese Diskrepanz führt schlussendlich zu einem nicht sinusförmigen und mit Oberschwingungen behafteten Einspeise-Strom, und dadurch zu Verlusten in Form von Verzerrungs-Blindleistung.
Die vorliegende Erfindung zeichnet sich demgegenüber durch eine angemessene Berücksichtigung der Oberschwingungen in dem Regelverfahren aus. Die hierzu speziell als besonders vorteilhaft vorgeschlagene Lösung der vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiele hat unter anderem die folgenden Besonderheiten und Vorteile:
Die vorgeschlagene parallelisierte SOGI separiert alle oder alle praktisch relevanten Information der einzelnen Oberschwingungsfrequenzen, speichert diese ab und ermöglicht eine sehr genaue Phasendetektion des elektrischen Wechselspannungsnetzes. Am Ende des parallelisierten SOGI- Prozesses werden wieder alle Informationen zusammengeführt. Dies ermöglicht die Erzeugung einer Ausgangsspannung des Umrichters, die identisch zu der des elektrischen Wechselspannungsnetzes ist und schlussendlich zu einem sinusförmigen und oberschwingungsfreien Einspeise-Strom führt. Es resultiert also der wesentliche Vorteil, dass vorbestimmte Harmonische in der Netzspannung an der Ausgangsseite des erfindungsgemäßen Umrichters nachgebildet werden können.
Wichtige Aspekte der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiels sind:
Parallelisierung der SOGIs zur Detektion sowie Abspeichern der Verzerrung der Netzspannung durch einzelne Harmonische und Rekonstruktion der mit Harmonischen belasteten Netzspannung.
Von Harmonischen bereinigter Input für die vorzugsweise verwendete PLL zur exakten Bestimmung der Grundfrequenz und Phasenlage, beispielsweise mittels eines sog. HDN (Harmonic Decoupling Network). Man mag in Betracht ziehen, anstelle einer PLL eine FLL (Frequency Locked Loop) oder eine andere im Fachgebiet bekannte Technik zu verwenden.
Mit der parallelisierten SOGI in Verbindung mit dem PLL-Verfahren wird eine extrem genaue Signalrekonstruktion, im vorstehenden Kontext eine extrem genaue Netzspannungsrekonstruktion, ermöglicht.
Ein erfindungsgemäßer Umrichter und ein erfindungsgemäßes Netzkoppelelement können somit vorteilhaft im oben auf Basis der Figuren 1 bis 9 beschriebenen Kontext zum Einsatz kommen.
Die vorliegende Erfindung weist übrigens selbst in 3-Phasensystemen erhebliche Vorteile auf. Grundsätzlich ist es zwar so, dass durch die Überbestimmtheit bei der Parktransformation durch die 3 Eingangsgrößen (L1 , L2, L3) keine künstliche Erzeugung des beta-Signals mittels SOGI herangezogen werden muss und man sich damit auch keine künstliche und unbeabsichtigte Unschärfe als Nebeneffekt der SOGI einholt. Nichts desto trotz können durch die Verwendung einer parallelen SOGI-Struktur auch im 3-phasigen System das Phasenwinkelsignal genauer und „bereinigt“ berechnet werden. Ein nicht-bereinigtes Phasenwinkel-Signal weist nämlich häufig anstelle eines ziemlich konstanten Wertes 2*pi*50Hz = 314 rad/s einen oszillierenden Wert auf, was von Nachteil ist.
Die Lösungsvorschläge nach der vorliegenden Erfindung weisen unter anderem auch folgende Vorteile auf:
ZERLEGUNG der Eingangsgrößen in deren einzelne harmonische Bestandteile zur Möglichkeit der ENTKOPPLUNG.
Dadurch kann nun nach Belieben das VOLLSTÄNDIGE, ggf. stark mit Harmonischen belastete Spannungssignal rekonstruiert werden sowie durch die Möglichkeit der „Bereinigung“ des Stromeingangssignals kann bewusst NUR die 50Hz-/Grund- (grundsätzlich jede frei wählbare und beliebige) Komponente erzeugt und in die Regelung eingespeist werden BEREINIGUNG des Phasenwinkel-Signals (Theta).
Ein nicht-bereinigtes Phasenwinkel-Signals kann anstelle eines ziemlich konstanten Wertes 2*pi*50Hz = 314 rad/s einen oszillierenden Wert aufweisen, was nachteilig ist.

Claims

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Ansprüche Stromrichter (10), welcher eine erste Seite (15) und eine zweite Seite (16) aufweist und zumindest an der zweiten Seite (16) mit einem ein- oder mehrphasigen Wechselstromnetz verbindbar ist, wobei elektrische Energie von der ersten Seite (15) zu der zweiten Seite (16) übertragbar und in das Wechselstromnetz einspeisbar ist oder elektrische Energie aus dem Wechselstromnetz ausspeisbar und von der zweiten Seite (16) zu der ersten Seite (15) übertragbar ist, umfassend: eine zwischen wenigstens zwei Anschlüsse der ersten Seite (15) und wenigstens zwei Anschlüsse der zweiten Seite (16) geschaltete Umsetzeranordnung (13), die ansteuerbare Schaltelemente aufweist, die zwischen einem jeweiligen Sperrzustand und einem jeweiligen Durchlasszustand umschaltbar sind, um zugeordnete elektrische Verbindungen zwischen der ersten Seite (15) und der zweiten Seite (16) wahlweise zu sperren und freizugeben; und eine Steuerungsanordnung (11 ,12), die mit wenigstens einem Anschluss der zweiten Seite (16) sowie mit den
Schaltelementen verbunden ist, um diese in Abhängigkeit von wenigstens einer an dem Anschluss erfassten momentanen elektrischen Größe des Wechselstromnetzes zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Durchlasszustand umzuschalten, derart, dass wenigstens eines von einem Wirkleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite und einem Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite gesteuert oder geregelt wird, wobei die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die für wenigstens eine Phase des Wechselstromnetzes erfasste momentane elektrische Größe einer d/q- - 70 -
Transformation zu unterziehen und die Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Größe durchzuführen; dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) ferner dafür ausgeführt ist, aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil zu extrahieren und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q-Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchzuführen.
2. Stromrichter nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Grundfrequenzanteils durchzuführen.
3. Stromrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest eines gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Oberfrequenzanteils durchzuführen.
4. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Frequenzanteile durchzuführen. - 71 - Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, für die in Bezug auf die oder eine jeweilige Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente zu bestimmen, die In-Phase-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, um die Steuerung oder Regelung auf Basis der Summen-In-Phase-Komponente und der Summen-Quadratur- Komponente durchzuführen. Stromrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Summen-In- Phase-Komponente und die Summen-Quadratur-Komponente der d/q-Transformation zu unterziehen oder die für den Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase-Komponente und die für den Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente der d/q- Transformation zu unterziehen, um die Regelung auf Basis einer resultierenden d-Größe und einer resultierenden q-Größe durchzuführen. Stromrichter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die In-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen, welche gegebenenfalls zugleich den jeweils zugrundeliegenden diskreten Frequenzanteil aus der erfassten momentanen elektrischen Größe extrahiert. - 72 - Stromrichter nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der erfassten momentanen elektrischen Größe zu subtrahieren, um die resultierende Größe der/einer jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu unterziehen, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichter nach Anspruch 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Summen- In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der momentanen elektrischen Größe zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Schaltelemente in Abhängigkeit von wenigstens zwei für die oder eine jeweiligen Phase des Wechselstromnetzes erfassten momentanen elektrischen Größen umfassend eine Spannungsgröße und eine Stromgröße zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Durchlasszustand umzuschalten, um den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss umfassenden Leistungsfluss zwischen der ersten Seite (15) und der zweiten Seite (16) zu steuern oder zu regeln. - 73 -
11 . Stromrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) ferner dafür ausgeführt ist, aus der erfassten Spannungsgröße mehrere diskrete Spannungs- Frequenzanteile umfassend einen Spannungs-Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Spannungs-Oberschwingungsanteil und aus der erfassten Stromgröße mehrere diskrete Strom-Frequenzanteile umfassend einen Strom-Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Strom-Oberschwingungsanteil zu extrahieren und die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Spannungs- Frequenzanteile sowie auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom- Grundfrequenzanteils durchzuführen.
12. Stromrichter nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis des d/q-transformierten Strom- Grundfrequenzanteils durchzuführen, ohne Einbeziehung eines d/q- transformierten Strom-Oberschwingungsanteils.
13. Stromrichter nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom-Frequenzanteile durchzuführen.
14. Stromrichter nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, i) für die in Bezug auf die oder eine jeweiligen Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente zu bestimmen, ii) die In-Phase- - 74 -
Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen- Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation zu unterziehen, v) die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase-Komponente und die in Bezug auf den Strom- Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente einer zweiten d/q-Transformation zu unterziehen, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannung- Summen-Größe durchzuführen, die aus der ersten d/q- Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Grund- Größe und einer Blind-Strom-Grund-Größe durchzuführen, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren. Stromrichter nach Anspruch 11 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, i) für die in Bezug auf die oder eine jeweiligen Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom- Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente zu bestimmen, ii) die In-Phase- Komponenten der diskreten Spannungs-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase-Komponente zu überlagern und die Quadratur-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-Quadratur-Komponente zu überlagern, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen- Quadratur-Komponente einer ersten d/q-Transformation zu unterziehen, v) die zweite Summen-In-Phase-Komponente und die zweite Summen-Quadratur-Komponente einer zweiten d/q- Transformation zu unterziehen, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannung-Summen- Größe durchzuführen, die aus der ersten d/q-Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Summen-Größe und einer Blind-Strom-Summen-Größe durchzuführen, die aus der zweiten d/q-Transformation resultieren.
16. Stromrichter nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die In-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente für die jeweiligen diskreten Spannungs-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen und die In-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente für die jeweiligen diskreten Strom-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen.
17. Stromrichter nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die erste Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors; oder/und dass die Steuerungsanordnung dafür ausgeführt ist, die zweite Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Stromgröße zu subtrahieren, um die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile zu unterziehen, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichter nach einem der Ansprüche 10 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, i) aus der für die Phase des Wechselstromnetzes erfassten Spannungsgröße eine Winkelgeschwindigkeit (omega) und einen Phasenwinkel (theta) des Grundfrequenzanteils zu extrahieren, ii) auf Basis der extrahierten Winkelgeschwindigkeit (omega) die In- Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- und Strom-Frequenzanteile zu bestimmen und iii) auf Basis des extrahierten Phasenwinkels (theta) die erste d/q- Transformation und die zweite d/q-Transformation durchzuführen. Stromrichter nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, auf Basis der aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadraturkomponenten die Winkelgeschwindigkeit (omega) und den Phasenwinkel (theta) des Spannungs-Grundfrequenzanteils zu bestimmen, vorzugsweise unter Bildung einer Phasenregelschleife (PLL). Stromrichter nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, die aus dem - 77 -
Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadratur-Komponenten einer gesonderten d/q-Transformation zu unterziehen und die Winkelgeschwindigkeit (omega) und den Phasenwinkel (theta) aus einer hieraus resultierenden q-Größe abzuleiten. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, für einen jeweiligen diskreten Frequenzanteil eine/die jeweilige In-Phase-Komponente und eine/die jeweilige Quadratur- Komponente durch Anwendung einer verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) zu bestimmen. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 21 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, auf Basis der d/q-transformierten Frequenzanteile in wenigstens einer Regelschleife einen Sollwert-Istwert-Vergleich durchzuführen und hieraus wenigstens eine d/q-Stellgröße abzuleiten und auf Basis der d/q-Stellgröße unter Anwendung wenigsten einer inversen d/q-Transformation PWM-Ansteuersignale für die Schaltelemente der Umsetzeranordnung (13) zu erzeugen, um wahlweise den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der zweiten Seite zur ersten Seite einzustellen. Stromrichter nach Anspruch 14 oder 15 sowie nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, auf Grundlage der Wirk- und Blind-Strom-Grund- Größen bzw. der Wirk- und Blind-Strom-Summen-Größen, einer einen in das Wechselstromnetz einzuspeisenden Wirkstrom oder einen aus dem Wechselstromnetz auszuspeisenden Wirkstrom repräsentierenden d-Soll-Stromgröße und der d-Spannungs- - 78 -
Summen-Größe eine Wirkleistungsregelung durchzuführen, die die den Wirkleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite einstellt.
24. Stromrichter nach Anspruch 14 oder 15 sowie nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, auf Grundlage der Wirk- und Blind- Strom-Grund-Größen bzw. der Wirk- und Blind-Strom-Summen- Größen, einer einen in das Wechselstromnetz einzuspeisenden Blindstrom oder einen aus dem Wechselstromnetz auszuspeisenden Blindstrom repräsentierenden q-Soll-Stromgröße und der q- Spannungs-Summen-Größe eine Blindleistungsregelung durchzuführen, die den Blindleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite einstellt.
25. Stromrichter nach Anspruch 23 und Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerungsanordnung (11 ,12) über die q- Soll-Stromgröße ein verschwindender Blindstrom und damit ein verschwindender Blindleistungsfluss zwischen der ersten und der zweiten Seite vorgebbar ist, und dass der Steuerungsanordnung über die d-Soll-Stromgröße ein gewünschter, in das Wechselstromnetz einzuspeisenden Wirkstrom oder ein gewünschter, aus dem Wechselstromnetz auszuspeisenden Wirkstrom vorgebbar ist.
26. Stromrichter nach Anspruch 6 sowie nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsanordnung (11 ,12) dafür ausgeführt ist, eine Stromregelung des in das Wechselstromnetz einzuspeisenden bzw. auszuspeisenden Wirkstroms durchzuführen, unter Anwendung eines Istwert-Sollwert-Vergleichs in Bezug auf die für die Phase des Wechselstromnetzes erfasste Stromgröße als Istwert und einem durch die d-Soll-Strom-Größe repräsentierten Sollwert. - 79 - Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 26, welcher an der zweiten Seite (16) mit einem einphasigen Wechselstromnetz oder einer ausgewählten Phase eines mehrphasigen Wechselstromnetzes verbindbar oder verbunden ist. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 26, welcher an der zweiten Seite (16) mit einem mehrphasigen Wechselstromnetz verbindbar oder verbunden ist. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 26, welcher an der ersten Seite (15) mit einem weiteren, ein- oder mehrphasigen Wechselstromnetz oder einem Zwischenkreis verbindbar oder verbunden ist. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 26, welcher an der ersten Seite (15) mit einem Gleichstromnetz oder einem Zwischenkreis oder einer Gleichstromquelle verbindbar oder verbunden ist. Netzkoppelelement zur Übertragung elektrischer Leistung zwischen lokalen Netzen, umfassend eine Reihenschaltung von zwei Stromrichtern nach einem der vorhergehenden Ansprüche, von denen ein erster Stromrichter als AC/DC-Umsetzer dient und mit seiner zweiten Seite (16) an einem ersten Wechselstromnetz angeschlossen oder anschließbar ist und der zweite Stromrichter als DC/AC-Umsetzer dient und mit seiner zweiten Seite (16) an einem zweiten Wechselstromnetz angeschlossen oder anschließbar ist, wobei die erste Seite (15) des ersten Stromrichters und die erste Seite (15) des zweiten Stromrichters über eine DC-Verbindung verbunden oder verbindbar sind. - 80 -
32. Netzkoppelelement nach Anspruch 31 , dadurch gekennzeichnet, dass die DC-Verbindung wenigstens einen einen Energiespeicher bereitstellenden Zwischenkreis umfasst.
33. Netzkoppelelement nach Anspruch 31 oder 32, dadurch gekennzeichnet, dass die DC-Verbindung einen für eine galvanische Trennung zwischen den beiden Wechselstromnetzen sorgenden, einen Transformator umfassenden DC/DC-Umsetzer umfasst, welcher vorzugsweise an einer ersten Seite über einen ersten Zwischenkreis an der ersten Seite des ersten Stromrichters und an einer zweiten Seite über einen zweiten Zwischenkreis an der ersten Seite des zweiten Stromrichters angeschlossen ist.
34. Netzgekoppeltes System, welches aufweist: ein erstes lokales Netz (100), das mit einem öffentlichen Netz (103) verbunden ist, wobei an das erste lokale Netz (100) eine Energieerzeugungsanlage (101 ) angeschlossen ist, ein zweites lokales Netz (104), das ebenfalls mit dem öffentlichen Netz (103) verbunden ist, ein Netzkopplungselement, welches dazu ausgelegt ist, elektrische Leistung zwischen dem ersten lokalen Netz (100) und dem zweiten lokalen Netz (104) zu übertragen, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzkoppelelement wenigstens einen Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 30 umfasst oder als Netzkoppelelement gemäß einem der Ansprüche 31 bis 33 ausgeführt ist.
35. Verfahren zur Übertragung von elektrischer Leistung zwischen einem ersten lokalen Netz und einem zweiten lokalen Netz mittels eines Netzkopplungselements (114, 706), welches wenigstens einen Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 30 umfasst oder als Netzkoppelelement gemäß einem der Ansprüche 31 bis 33 - 81 - ausgeführt ist, wobei die Höhe und die Richtung der über das Netzkopplungselement (114, 706) übertragenen Leistung vermittels der durch die Steuerungsanordnung des Stromrichters oder wenigstens eines der Stromrichter des Netzkoppelelements durchgeführten Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q- transformierten Frequenzanteile eingestellt wird. Stromrichterverfahren, bei dem elektrische Energie zwischen einer ersten und einer zweiten Seite eines Stromrichters gesteuert oder geregelt übertragen wird und wenigstens eine für mindestens eine Phase eines Wechselstromnetzes erfasste momentane elektrische Größe einer d/q-Transformation unterzogen und eine Steuerung oder Regelung auf Basis der d/q-transformierten Größe durchgeführt wird, um wenigstens eines von einem Wirkleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite und einem Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder von der zweiten Seite zur ersten Seite zu steuern oder zu regeln, dadurch gekennzeichnet, dass aus der erfassten momentanen elektrischen Größe mehrere diskrete Frequenzanteile umfassend einen Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis einer hieraus ermittelten Phasenlage der Grundschwingung oder/und unter Anwendung wenigstens einer d/q-Transformation auf Basis dieser Frequenzanteile durchgeführt wird. Stromrichterverfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Grundfrequenzanteils durchgeführt wird. - 82 - Stromrichterverfahren nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis zumindest eines gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q- transformierten Oberfrequenzanteils durchgeführt wird. Stromrichterverfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 38, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Frequenzanteile durchgeführt wird. Strom richterverfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 39, dadurch gekennzeichnet, dass in Bezug auf die oder eine jeweiligen Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente bestimmt werden, die In-Phase-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-In-Phase-Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Frequenzanteile zu einer Summen-Quadratur-Komponente überlagert werden, um die Regelung auf Basis der Summen-In-Phase-Komponente und der Summen-Quadratur-Komponente durchzuführen. Stromrichterverfahren nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, dass die Summen-In-Phase-Komponente und die Summen- Quadratur-Komponente der d/q-Transformation unterzogen werden oder die für den Grundfrequenzanteil bestimmte In-Phase- Komponente und die für den Grundfrequenzanteil bestimmte Quadratur-Komponente der d/q-Transformation unterzogen werden, um die Regelung auf Basis einer resultierenden d-Größe und einer resultierenden q-Größe durchzuführen. Stromrichterverfahren nach Anspruch 40 oder 41 , dadurch gekennzeichnet, dass die In-Phase-Komponente und die Quadratur- - 83 -
Komponente für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden, welche gegebenenfalls zugleich den jeweils zugrundeliegenden diskreten Frequenzanteil aus der erfassten momentanen elektrischen Größe extrahiert. Strom richterverfahren nach einem der Ansprüche 40 bis 42, dadurch gekennzeichnet, dass die für den jeweiligen diskreten Frequenzanteil jeweils bestimmte In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der erfassten momentanen elektrischen Größe subtrahiert werden und dass die resultierende Größe der/einer jeweiligen verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) unterzogen wird, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichterverfahren nach Anspruch 42 oder 43, dadurch gekennzeichnet, dass die Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der momentanen elektrischen Größe subtrahiert wird, und dass die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile unterzogen wird, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichterverfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 44, dadurch gekennzeichnet, dass aus einer erfassten Spannungsgröße mehrere diskrete Spannungs-Frequenzanteile umfassend einen Spannungs- Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Spannungs- Oberschwingungsanteil und aus einer erfassten Stromgröße mehrere - 84 - diskrete Strom-Frequenzanteile umfassend einen Strom- Grundfrequenzanteil und wenigstens einen Strom- Oberschwingungsanteil extrahiert werden und die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Spannungs- Frequenzanteile sowie auf Basis zumindest des gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom- Grundfrequenzanteils durchgeführt wird.
46. Stromrichterverfahren nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis des d/q-transformierten Strom-Grundfrequenzanteils durchgeführt wird, ohne Einbeziehung eines d/q-transformierten Strom-Oberschwingungsanteils.
47. Stromrichterverfahren nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung oder Regelung auf Basis der gemäß der Frequenz des Grundfrequenzanteils d/q-transformierten Strom- Frequenzanteile durchgeführt wird.
48. Stromrichterverfahren nach Anspruch 45 oder 46, dadurch gekennzeichnet, dass i) für die in Bezug auf die oder eine jeweilige Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom-Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente bestimmt wird, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs- Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase- Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen- Quadratur-Kom ponente überlagert werden, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase- - 85 -
Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen- Quadratur-Kom ponente überlagert werden, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen-Quadratur-Komponente einer ersten d/q- Transformation unterzogen werden, v) die in Bezug auf den Strom-Grundfrequenzanteil bestimmte In- Phase-Komponente und die in Bezug auf den Strom- Grundfrequenzanteil bestimmte Quadraturkomponente einer zweiten d/q-Transformation unterzogen werden, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannungs-Summen-Größe durchgeführt wird, die aus der ersten d/q-Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Grund-Größe und einer Blind-Strom-Grund- Größe durchgeführt wird, die aus der zweiten d/q- Transformation resultieren. Stromrichterverfahren nach Anspruch 45 oder 47, dadurch gekennzeichnet, dass i) für die in Bezug auf die oder eine jeweilige Phase des Wechselstromnetzes extrahierten diskreten Spannungs- und Strom-Frequenzanteile jeweils eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente bestimmt wird, ii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Spannungs- Frequenzanteile zu einer ersten Summen-In-Phase- Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der diskreten Spannung-Frequenzanteile zu einer ersten Summen- Quadratur-Komponente überlagert werden, iii) die In-Phase-Komponenten der diskreten Strom- Frequenzanteile zu einer zweiten Summen-In-Phase- Komponente überlagert und die Quadratur-Komponenten der - 86 - diskreten Strom-Frequenzanteile zu einer zweiten Summen- Quadratur-Komponente überlagert werden, iv) die erste Summen-In-Phase-Komponente und die erste Summen-Quadratur-Komponente einer ersten d/q- Transformation unterzogen werden, v) die zweite Summen-In-Phase-Komponente und die zweite Summen-Quadratur-Komponente einer zweiten d/q- Transformation unterzogen werden, und vi) die Regelung auf Basis einer d-Spannungs-Summen-Größe und einer q-Spannungs-Summen-Größe durchgeführt wird, die aus der ersten d/q-Transformation resultieren, und auf Basis einer Wirk-Strom-Summen-Größe und einer Blind-Strom- Summen-Größe durchgeführt wird, die aus der zweiten d/q- Transformation resultieren. Stromrichterverfahren nach Anspruch 48 oder 49, dadurch gekennzeichnet, dass die In-Phase-Komponente und die Quadratur- Komponente für die jeweiligen diskreten Spannungs-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden und die In-Phase-Komponente und die Quadratur- Komponente für die jeweiligen diskreten Strom-Frequenzanteile durch Anwendung einer jeweiligen, gesondert durchzuführenden verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt werden. Strom richterverfahren nach einem der Ansprüche 48 bis 50, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Spannungsgröße subtrahieren wird und die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchgeführten verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die - 87 - diskreten Frequenzanteile unterzogen wird, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors; oder/und dass die zweite Summen-In-Phase-Komponente zur Bildung einer Regelschleife von der Stromgröße subtrahiert wird und die hieraus resultierende Größe dann in Bezug auf die diskreten Frequenzanteile den gesondert durchgeführten verallgemeinerten Integrationen zweiter Ordnung (SOGI) für die diskreten Frequenzanteile unterzogen wird, vorzugsweise unter Einbeziehung eines von der Frequenz des jeweiligen diskreten Frequenzanteils abhängigen Faktors. Stromrichterverfahren nach einem der Anspruch 48 bis 51 , dadurch gekennzeichnet, dass i) aus der für die Phase des Wechselstromnetzes erfassten Spannungsgröße eine Winkelgeschwindigkeit (omega) und ein Phasenwinkel (theta) des Grundfrequenzanteils extrahiert werden, ii) auf Basis der extrahierten Winkelgeschwindigkeit (omega) die In-Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten der diskreten Spannungs- und Strom-Frequenzanteile bestimmt werden, und iii) auf Basis des extrahierten Phasenwinkels (theta) die erste d/q- Transformation und die zweite d/q-Transformation durchgeführt werden. Stromrichterverfahren nach Anspruch 52, dadurch gekennzeichnet, dass auf Basis der aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadraturkomponenten die Winkelgeschwindigkeit (omega) und der Phasenwinkel (theta) des Spannungs-Grundfrequenzanteils bestimmt werden, wofür vorzugsweise die aus dem Spannungs-Grundfrequenzanteil bestimmten In-Phase- und Quadratur-Komponenten einer - 88 - gesonderten d/q-Transformation unterzogen und die Winkelgeschwindigkeit (omega) und der Phasenwinkel (theta) aus einer hieraus resultierenden q-Größe abgeleitet werden.
54. Strom richterverfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 53, dadurch gekennzeichnet, dass für einen jeweiligen diskreten Frequenzanteil eine/die jeweilige In-Phase-Komponente und eine/die jeweilige Quadratur-Komponente durch Anwendung einer verallgemeinerten Integration zweiter Ordnung (SOGI) bestimmt wird.
55. Stromrichterverfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 54, dadurch gekennzeichnet, dass auf Basis der d/q-transformierten Frequenzanteile in wenigstens einer Regelschleife ein Sollwert- Istwert-Vergleich durchgeführt und hieraus wenigstens eine d/q- Stellgröße abgeleitet und auf Basis der d/q-Stellgröße unter Anwendung wenigsten einer inversen d/q-Transformation PWM- Schaltelemente einer die erste mit der zweiten Seite verbindenden Umsetzeranordnung des Stromrichters angesteuert werden, um wahlweise den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der ersten Seite zur zweiten Seite oder den Wirkleistungsfluss oder/und den Blindleistungsfluss von der zweiten Seite zur ersten Seite einzustellen.
56. Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 35 bis 55, wenn das Computerprogramm auf einem Computer oder Prozessor abläuft.
57. Computerlesbarer Datenträger, auf dem das Computerprogramm nach Anspruch 56 gespeichert ist.
58. Datenträgersignal, das das Computerprogramm nach Anspruch 56 überträgt.
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