EP3864743A1 - Vorrichtung und verfahren zum entladen eines zwischenkreiskondensators, stromrichter und fahrzeug - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zum entladen eines zwischenkreiskondensators, stromrichter und fahrzeug

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Publication number
EP3864743A1
EP3864743A1 EP19786561.1A EP19786561A EP3864743A1 EP 3864743 A1 EP3864743 A1 EP 3864743A1 EP 19786561 A EP19786561 A EP 19786561A EP 3864743 A1 EP3864743 A1 EP 3864743A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
voltage
value
discharge
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP19786561.1A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Alexander Bucher
Alexander Pawellek
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo eAutomotive Germany GmbH
Original Assignee
Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH filed Critical Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH
Publication of EP3864743A1 publication Critical patent/EP3864743A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a device for discharging an intermediate circuit capacitor, comprising a discharge device connected in parallel with the intermediate circuit capacitor, by means of which, upon receipt of a discharge signal requesting the discharge, a current flow can be generated which has a lower current when a control signal is in a first signal state has than the presence of a second signal state of the control signal, and a voltage detection device, by means of which a voltage signal describing a capacitor voltage dropping across the intermediate circuit capacitor can be generated.
  • the invention relates to a power converter, a vehicle and a method for discharging an intermediate circuit capacitor.
  • Flochvolt components in particular power converters, connected to the flochvolt electrical system include an intermediate circuit capacitor that stores a significant amount of electrical energy in the charged state.
  • a safety-relevant fault such as an interruption in a pilot line, an accident or an insulation fault
  • strict requirements are placed on the discharge time to be complied with, for example a discharge time of 2 seconds is required.
  • the DC voltage source of the Flochvolt on-board network is properly galvanically isolated from the Flochvolt component.
  • Document EP 2 284 982 A1 discloses a discharge circuit for a smoothing capacitor which is used in a power conversion device.
  • the discharge circuit comprises a resistor that discharges charge from the capacitor, a switch that is connected in series with the resistor, a measuring circuit that measures a supply voltage of the capacitor, and a control circuit that controls whether the switch is conducting or blocking. After actuating the switch for conducting and starting to discharge the capacitor via the resistor, the control circuit controls the switch for blocking and ending the discharging via the resistor if the connection voltage of the capacitor measured by the measuring circuit is a predetermined one Voltage reduction characteristic exceeds.
  • the resistor comprises a first resistor with a first resistance value and a second resistor with a second resistance value which is lower than the first resistance value.
  • the switch comprises a switch which is connected in series with the first resistor and a switch which is connected in series with the second resistor.
  • the control device starts discharging the capacitor through the first resistor. If the measured supply voltage has reached a predetermined voltage or less, the control device starts to discharge the capacitor through the second resistor in addition to the first resistor.
  • the predetermined voltage is an average of a maximum discharge voltage and a target discharge voltage.
  • the object of the invention is to provide a more robust way of discharging an intermediate circuit capacitor.
  • a device of the type mentioned at the outset further comprising a control device with a signal generation unit which is set up to generate a reference signal, the value of which depends on the voltage signal at the time the discharge signal is received and is reduced compared to the voltage signal , and a comparison unit which for comparing the voltage signal with the reference signal, for providing the control signal with the first signal state when the discharge signal is received and for providing the control signal with the second signal state when the value of the voltage signal reaches or falls below the value of the reference signal , is set up.
  • the invention is based on the consideration of initially specifying a low current flow through the discharge device, by comparing the voltage signal with the reference signal below the voltage signal to check whether the intermediate circuit capacitor is actually discharged and, if this is the case, one specify higher current flow for discharging the DC link capacitor. If the intermediate circuit capacitor cannot be discharged, which can be inferred from the fact that the voltage signal does not reach or fall below the reference signal which is reduced compared to it, the current flow through the discharge device only has the lower current strength, as a result of which the thermal power loss in the discharge device can be limited .
  • the device according to the invention thus has an inherent self-protection because, in the event of a double fault, which triggers the discharge signal and does not separate the intermediate circuit capacitor from a DC voltage source, only provides a small current flow through the discharge device.
  • This enables a robust operation of the device by providing several discharge speeds which are dependent on the discharge capability of the intermediate circuit capacitor.
  • the complex, microcontroller-based determination of a voltage reduction characteristic can be dispensed with.
  • the current strength is expediently selected such that the discharge device can be operated without damage even when a maximum voltage of a voltage source feeding the intermediate circuit capacitor is present. It is generally preferred if the signal generation unit and / or the comparison unit is or are designed as an analog circuit. It is therefore advantageously not necessary to have a time-discrete controller by means of which an ASIL level sufficient for automotive applications can be achieved only with great effort.
  • the comparison unit preferably has a comparator which is set up to compare the reference signal with the voltage signal.
  • the voltage detection device is expediently a voltage divider which can be connected in parallel with the intermediate circuit capacitor and at whose tap the voltage signal can be provided. The voltage detection device does not have to be provided for the discharge of the intermediate circuit capacitor, it is also possible that the voltage signal can be provided for other components of a converter having the device according to the invention by means of the voltage detection device.
  • the comparison unit is preferably set up to change from the second signal state to the first signal state when the value of the voltage signal reaches or exceeds the value of the reference signal. This enables a temporary return to the current flow with the lower current if the DC link capacitor should unexpectedly be reconnected to the DC voltage source, which causes a sudden increase in the capacitor voltage.
  • the signal generation unit is set up to increase the value of the reference signal to a value that is lower than the value of the voltage signal when the value of the reference signal is exceeded by the voltage signal.
  • the signal generating unit is expediently set up to specify a voltage profile of the reference signal in such a way that its value falls more slowly than the value of the voltage signal when the intermediate circuit capacitor is discharged.
  • the voltage detection device has an output at which a voltage representing the voltage signal can be provided, the signal generating device having a voltage reducing element and an energy storage element which are connected in series, the voltage ringing element is connected to the output of the voltage detection device, the output of the voltage detection device being connected to a first input of the comparison unit, and wherein a potential between the voltage reduction element and the energy storage element is connected to a second input of the comparison unit.
  • the first input of the comparison unit is expediently a negative input and the second input of the comparison unit is a positive input.
  • the voltage reducing element is preferably a diode.
  • the diode can with its anode at the output of the voltage detection device and with it Cathode to be connected to the energy storage element.
  • the forward voltage of the diode preferably results in a reduction in the value of the reference signal compared to the voltage signal.
  • the diode allows the energy store to be recharged to a difference value between the voltage signal and the forward voltage when the voltage signal increases.
  • the voltage reducing element can be a resistor.
  • the energy storage element is preferably an RC element, wherein a capacitor and a resistor of the RC element can be connected in parallel to the second input of the comparison unit.
  • the discharge device has a series circuit comprising a resistance unit and a transistor unit. It is expedient if a resistance value of the resistance unit can be changed as a function of the control signal. The different current strengths can thus be realized when the first or second signal state is present.
  • the transistor unit In principle, it is possible for the transistor unit to be set up for switching as a function of the discharge signal. Then there is an exponential course of the current flow and the capacitor voltage when the intermediate circuit capacitor is discharged. As a result, the energy stored in the intermediate circuit capacitor is essentially converted into heat in the resistance unit.
  • the resistance unit should be dimensioned and / or heated according to the resulting power loss.
  • the transistor unit forms a longitudinal element of a current sink which can be controlled as a function of the control signal.
  • the transistor unit can therefore be operated in its active region as a function of the control signal in order to keep the current flow through the discharge device constant. Then the capacitor voltage decreases linearly when the intermediate circuit capacitor is discharged.
  • the advantage of a discharge with an essentially constant current flow compared to a discharge with the exponentially falling one The course of the current flow can be seen in a lower discharge power at the start of the discharge process.
  • the discharge power is also converted into heat by the transistor unit, which advantageously makes it possible to dispense with expensive high-power resistance components, in particular cement resistors, in the resistance unit.
  • the current sink has a voltage regulator unit with a cathode, an anode and a reference connection, the cathode being connected to a control connection of the transistor unit and the reference connection being connected to a potential between the transistor unit and the resistance unit.
  • the voltage regulator unit can have an operational amplifier, a reference voltage source and a transistor as a longitudinal element between the anode and cathode.
  • the current sink has an operational amplifier, an output of the operational amplifier being connected to a control connection of the transistor unit, a first input of the operational amplifier being connected to a reference potential between the resistance unit and the transistor unit, one Voltage at a second input of the operational amplifier can be changed as a function of the control signal.
  • the first input is expediently the negative input of the operational amplifier and the second input is the positive input of the operational amplifier.
  • the comparison unit in particular its comparator, has an open collector connection with a downstream resistor and the current sink has an operating voltage, which is connected to a voltage divider, whereby a tap of the voltage divider and the resistance of the comparison unit are connected to the second connection of the operational amplifier.
  • a setpoint of the current sink can be predefined by means of the voltage divider.
  • the device preferably also has a feedback device, by means of which the or a setpoint value of the current sink can be controlled as a function of the voltage signal.
  • the feedback device preferably has a current sink which can be controlled as a function of the voltage signal and by means of which the voltage at the second input of the comparator of the discharge device can be changed.
  • the transistor unit has a plurality of transistors, each comprising a control connection, by means of which a current flow between two further connections of the transistor can be controlled, with a respective further connection on the resistance unit side a first connection of a resistor is connected and second connections of the resistors are connected together.
  • the device expediently has means for cooling the transistor unit.
  • the invention relates to a converter for a vehicle, comprising an intermediate circuit capacitor and a device according to the invention for discharging the intermediate circuit capacitor.
  • the converter can be an inverter, a DC voltage converter or an active rectifier.
  • the invention further relates to a vehicle comprising at least one converter according to the invention.
  • the vehicle includes a High-voltage electrical system with a DC voltage source, in particular a high-voltage battery.
  • a power converter can be an inverter which is set up to convert a DC voltage provided by the DC voltage source into an AC voltage for an electrical machine that at least partially drives the vehicle.
  • a power converter can be a DC / DC converter, in particular for coupling the high-voltage electrical system to a further electrical system, in particular a low-voltage electrical system.
  • a converter can be an active rectifier, in particular for a charging device for charging the high-voltage battery.
  • the vehicle typically has a disconnection device which is set up to disconnect the DC voltage source from other components of the high-voltage electrical system, in particular from the at least one converter, when the discharge signal is received.
  • the invention relates to a method for discharging an intermediate circuit capacitor, comprising the following steps: generating a voltage signal describing a capacitor voltage dropping across the intermediate circuit capacitor; Generating a reference signal, the value of which depends on the voltage signal at the time the discharge signal is received and is reduced compared to the voltage signal; Comparing the voltage signal with the reference signal; Providing a control signal with a first signal state upon receipt of the discharge signal for providing the control signal with a second signal state when the value of the voltage signal reaches or falls below the value of the reference signal; and generating a current flow through a discharge device connected in parallel with the intermediate circuit capacitor, the current flow having a lower current intensity when the first signal state of the control signal is present than when the second signal state of the control signal is present.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a first exemplary embodiment of the device according to the invention
  • FIGS. 2 to 4 each show time profiles of electrical quantities in different operating cases of the device shown in FIG. 1;
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the device according to the invention.
  • FIG. 6 shows a circuit diagram of a third exemplary embodiment of the device according to the invention.
  • FIG. 7 shows temporal profiles of electrical quantities during operation of the device shown in FIG. 6;
  • FIG. 8 shows a circuit diagram of a transistor unit in accordance with further exemplary embodiments of the device according to the invention.
  • FIG. 9 shows a schematic diagram of an exemplary embodiment of the vehicle according to the invention with an exemplary embodiment of the converter according to the invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a first exemplary embodiment of a device 1 for discharging an intermediate circuit capacitor 2.
  • the intermediate circuit capacitor 2 is connected to a first connection 3 and to a second connection 4 of the device 1, so that between one the first terminal 3 connected first line 5 with a high potential and a second line 6 connected to the second terminal 4 with a low potential of the device 1, a capacitor voltage 7 falling across the intermediate circuit capacitor 2 is present.
  • the device 1 comprises a discharge device 8 connected in parallel with the intermediate circuit capacitor 2, by means of which a current flow I through the discharge device 8 can be generated at a third input 10 of the device 1 upon receipt of a discharge signal 9 requesting the discharge.
  • a discharge device 8 connected in parallel with the intermediate circuit capacitor 2, by means of which a current flow I through the discharge device 8 can be generated at a third input 10 of the device 1 upon receipt of a discharge signal 9 requesting the discharge.
  • the current flow has a lower current than when a second signal state of the control signal 11 is present.
  • the device 1 further comprises a voltage detection device 13, by means of which a voltage signal 14 describing the capacitor voltage 7 can be generated at an output 15.
  • the voltage detection device 13 is designed here as a voltage divider with two resistance elements 16a, 16b.
  • a voltage 18, which represents the voltage signal 14, is present at a tap 17 of the voltage divider forming the output 15.
  • the device 1 further comprises a control device 19, by means of which the discharge device 8 can be provided with the control signal 11 at an output 20 as a function of the voltage signal 14 present at an input 21 of the control device 19.
  • the control device 19 comprises a signal generation unit 22 and a comparison unit 23.
  • the signal generation unit 22 is set up to generate a reference signal 24, the value of which depends on the voltage signal 14 and is reduced compared to the latter when the discharge signal 9 is received.
  • the comparison unit 23 is for comparing the voltage signal 14 with the reference signal 24 and for providing the control signal 11 with the first signal state and for providing the control signal 11 with the second signal state if the Value of the voltage signal 14 reaches or falls below the value of the reference signal 24.
  • the comparison unit 23 is also set up to change from the second signal state to the first signal state when the value of the voltage signal 14 again reaches or exceeds the value of the reference signal 24.
  • the comparison unit 23 has a comparator 25, the negative input of which corresponds to an input 27 of the comparison unit 23 and the positive input of which corresponds to a second input 28 of the comparison unit 23.
  • the comparator 25 can be operated by means of an operating voltage 26.
  • the voltage signal 14 is present at the first input 27 of the comparison unit 23 in that the voltage detection device 13 is connected to the first input 27.
  • the reference signal 24 is present at the second input 28 of the comparison unit 23 in that an output 29 of the signal generating device 22, in the present exemplary embodiment as an example directly, is connected to the second input 28 of the comparison unit 23.
  • the signal generation unit 22 is set up to increase the value of the reference signal to a value which is lower than the voltage signal 14 when the value of the reference signal 24 is exceeded by the voltage signal 14.
  • the signal generating device 22 is set up to specify the voltage profile of the reference signal 24 such that its value falls more slowly than the value of the voltage signal 14 when the intermediate circuit capacitor 2 is discharged.
  • the signal generating device 22 comprises a voltage reducing element 30, which is implemented by a diode, and an energy storage element 31, which in the present case is designed as an RC element composed of a resistor 32 and a capacitor 33.
  • the signal generating device 22 has an input 34 which is connected to the output 15 of the voltage detection device 13.
  • the voltage reducing element 30 is connected to the input 34 by one anode of the diode with the input 34 and one Cathode of the diode are connected to the energy storage element 31.
  • the voltage reducing element 30 reduces the voltage 18 by the forward voltage of the diode to a voltage 35 which is present at the energy storage element 31. In a steady state, the capacitor 33 is therefore charged to this value.
  • the capacitor voltage 7 and thus the voltage 18 representing the voltage signal 14 decrease faster than the capacitor 33 discharges via the resistor 32.
  • the resistance value of the resistor 32 and the capacitance value of the capacitor 33 are selected such that the reference signal 24 drops more slowly than the voltage signal 14.
  • the first signal state is therefore present at an output 36 of the comparator, which also forms an output 37 of the comparison unit 23, and when the discharge signal is received when the intermediate circuit capacitor 2 and the capacitor 33 are charged stationary, because the value of the voltage signal 14 is greater than the value of the reference signal 24. If the intermediate circuit capacitor 2 is discharged after receiving the discharge signal 9, the value of the voltage signal 14 drops until it reaches and falls below the value of the reference signal 24.
  • the comparison unit 23 consequently outputs the second signal state at the output 37.
  • the capacitor voltage 7 rises, the energy storage element 31 is recharged via the diode 30, so that the voltage conditions at the comparison unit 23 are reversed and the first signal state is again present at the output 37.
  • the discharge device 8 comprises a series circuit comprising a resistance unit 38 and a transistor unit 39, a first connection 40 of the transistor unit 39 being connected to the first line 5 and a second connection 41 of the transistor unit 39 being connected to the resistance unit 38.
  • the transistor unit 39 is formed by a bipolar transistor with an insulated gate (IGBT).
  • IGBT insulated gate
  • a resistance value of the resistance unit 38 can be changed as a function of the control signal 11.
  • the resistance unit 38 comprises a first resistance element 42a and a series circuit connected in parallel therewith, comprising a second resistance element 42b and a switching element 43, here in the form of a field effect transistor with an insulated gate.
  • a control connection 44 of the switching element 43 forms the input 12 of the discharge device 8. Accordingly, depending on the signal state of the control signal 11, the switching element 43 switches the second resistance element 42b parallel to the first resistance element 42a, which results in a lower resistance value of the resistance unit 38 as if the switching element 43 blocks.
  • the transistor unit 39 also forms a longitudinal element of a current sink 45.
  • the current sink 45 comprises a voltage regulator unit 46, which is implemented by a module of the type TL431.
  • a cathode 47 of the voltage regulator unit 46 is connected to a control connection 48 of the transistor unit 39.
  • a reference terminal 49 of the voltage regulator unit 46 is connected to a potential between the transistor unit 39 and the resistance unit 38.
  • An anode 50 of the voltage regulator unit 46 is connected to the second line 6.
  • the control connection 48 of the transistor unit 39 is also connected via a resistor 51 to an operating voltage 52 of the device 1.
  • the switching element 43 is blocked, so that the resistance value of the resistance unit 38 is high, which is why the voltage regulator unit 46 regulates the current flow I through the discharge device 8 to a low value. If, on the other hand, the second signal state is present at the input 12, the resistance value of the resistance unit 38 is low, so that the voltage regulator unit 46 regulates the current flow I through the discharge device 8 to a high value.
  • the device 1 further comprises an activation device 53, the input 54 of which forms the input 10 of the device 1.
  • the activation device 53 has a transistor circuit 55, which is set up to switch the control connection 48 of the transistor unit 38 against the ground potential of the line 6 when a high level is present at the input 10, so that the transistor unit 39 blocks and no current flow I takes place. If, on the other hand, the discharge signal 9 represented by a low level at input 10 is present, transistor circuit 55 blocks and charging current I flows as a function of control signal 11.
  • FIG. 2 shows time profiles of electrical quantities in a first operating case of the device 1.
  • An upper diagram shows the profile of the voltage signal 14 and the profile of the reference signal 24 and a lower diagram shows profiles of the capacitor voltage 7, the current flow I and one resulting discharge power 56, which is implemented in the transistor unit 39 and the resistance unit 38.
  • DC link capacitor 2 370 pF; Resistor 16a: 89.7 kQ; Resistance 16b: 415 W; Voltage reducing element 30: diode 1 N4148; Resistance 32: 1.5 MW; Capacitor 33: 10 pF; Comparator 25: Comparator LM2903; Operating voltage 26: 5 V; Resistor 42a: 94 W; Resistor 42b: 6.6 W; Supply voltage 52: 15 V.
  • the intermediate circuit capacitor 2 Before a time to, the intermediate circuit capacitor 2 is charged stationary with a voltage of 900 V. At time to, the device 1 receives the discharge signal 9 requesting the discharge of the intermediate circuit capacitor 2. As a result, the current flow I begins and the first signal state of the control signal 11 is present at the input 12 of the discharge device 8, so that only a low discharge current I of approximately 40 mA flows through the discharge device 8.
  • the value of the voltage signal 14 fell below the value of the reference signal 24, so that the second signal state of the control signal 11 is present at the input 12 and the current flow I suddenly increases to a value of approximately 400 mA and is essentially constant up to remains at a time t2 at which the intermediate circuit capacitor 2 is completely discharged. It is consequently checked by the comparison unit 23 based on the low current intensity whether the intermediate circuit capacitor 2 is discharged, ie whether the voltage signal 14 drops faster than the reference signal 24. Only when this is the case is the greater current intensity of the current flow I released.
  • the current strength is selected such that it can also be guided through the discharge device 8 permanently without damage, whereas the current strength that is almost ten times as great between the times ti and t2 is only then released If it is ensured that the intermediate circuit capacitor 2 can be discharged, no voltage source is connected to it.
  • the reference signal 24 is always defined below the voltage signal 14 because of the voltage reducing element 30, even with another, in particular lower, capacitor voltage 7, so that the previously described check for the discharge ability in a wide range for the operation of the DC link capacitor 2 typical value range of the capacitor voltage 7 is ensured.
  • FIG. 3 shows the time profiles of the capacitor voltage 7, the current flow I and the discharge power 56 in a further operating case of the device 1.
  • the capacitor voltage 7 rises at a time t 3 , for example because a DC voltage source was unexpectedly connected to the intermediate circuit capacitor 2 , and falls again from a point in time U because the DC voltage source has been disconnected from the intermediate circuit capacitor 2 again.
  • time t 3 the low current intensity of the current flow I was still discharging. There is therefore no release of the increased current strength up to a point in time ts, since the energy storage element 31 is recharged at point in time t 3 via the diode forming the voltage reducing element 30.
  • FIG. 4 shows temporal profiles of the capacitor voltage 7, the current flow I and the discharge power 56 in a further operating case of the device 1.
  • the higher current strength of the current flow I is released at a time ⁇ b, but after that the capacitor voltage 7 is analogous at a time h to the Time t 3 in FIG. 3 increases. From a point in time te, the capacitor voltage 7 drops again analogously to the point in time U in FIG. 3.
  • the current flow I with the high current intensity is also ended immediately when it is established that the intermediate circuit capacitor 2 can no longer be discharged.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a second exemplary embodiment of a device 1 which corresponds to that shown in FIG. 1 except for the deviations described below.
  • the same or equivalent components are provided with identical reference numerals.
  • the voltage detection device 13 and the signal generating device 22 are constructed identically to the first exemplary embodiment.
  • the comparison unit 23 comprises a resistor 57 between its output and the output 36 of the comparator 25, which is designed as an open collector output.
  • the resistance unit 38 is formed by a resistance element 42 with a fixed resistance value.
  • an operational amplifier 58 is provided, which can be operated by means of an operating voltage 59.
  • An output 60 of the operational amplifier 58 is connected to the control connection 48 of the transistor unit 39.
  • a negative first input 61 of the operational amplifier 58 is connected to a reference potential between the resistance unit 38 and the transistor unit 39.
  • a positive second input 62 of the operational amplifier 58 is connected to the output 20 of the control device 19 via the input 12 of the discharge device 8.
  • a reference voltage of the operational amplifier 58 is changed via the resistor 57 in order to change the current intensity of the current flow I.
  • Two resistance elements 63a and 63b divide the operating voltage 52 and thus set the reference voltage, which serves as the setpoint of the current sink 45 and is supplied to the second input 62 of the operational amplifier 58.
  • the transistor circuit 55 of the activation device 53 is formed on the basis of a field effect transistor with an insulated gate, which can also be transferred to the other exemplary embodiments, and is connected to the second input 62 of the operational amplifier 58.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a further exemplary embodiment of a device 1 which corresponds to that shown in FIG. 5 and additionally has a feedback device 64, by means of which the setpoint value of the current sink 45 can be controlled as a function of the voltage signal 14.
  • the feedback device 64 comprises an input 65, which is connected to the output 15 of the voltage detection device 13, and an output 66, which is connected to the second input 62 of the operational amplifier 58.
  • the feedback device 64 On the input side, the feedback device 64 has a voltage divider 67 which reduces the voltage 18 representing the voltage signal 14.
  • a reference voltage for a current sink 71 formed from an operational amplifier 68, a transistor 69 in the form of a field effect transistor with an insulated gate and a resistance element 70 can be tapped off at a tap of the voltage divider 67.
  • a potential between the transistor 69 and the resistance element 70 is connected to a negative first input 72a of the operational amplifier 68 and the tap of the voltage divider 67 is connected to a positive second input 72b of the operational amplifier 68.
  • the reference voltage at the second input 62 of the operational amplifier 58 is thus changed as a function of the instantaneous value of the capacitor voltage 7 in such a way that the reference voltage increases as the voltage 7 at the intermediate circuit capacitor 2
  • FIG. 7 shows time profiles of the capacitor voltage 7, the current flow I and the discharge power 56 in an operating case of the device 1 shown in FIG. 6, which essentially corresponds to the operating case shown in FIG. 2.
  • the current flow I is released at the time ti with the higher current intensity, although this is not essentially constant, but rather increases with a falling capacitor voltage 7.
  • the course of the capacitor voltage 7 is accordingly exponential of the type
  • the resulting discharge power 56 avoids the linearly falling profile, as can be seen in FIGS. 2 to 4, so that a much lower peak power has to be converted into heat by the resistance unit 38 and the transistor unit 39. Accordingly, more cost-effective components with a higher thermal resistance can be used for these components and / or a cooling concept can be simpler.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a transistor unit 39 according to further exemplary embodiments of a device 1, which can otherwise correspond to the exemplary embodiments described above.
  • the transistor unit 39 has a plurality of transistors 73a, 73b connected in parallel, which are each designed as bipolar transistors with an insulated gate.
  • Control connections 74 of transistors 73 a, 73 b are connected to control connection 48 of transistor unit 39 and first connections 75 of transistors 73 a, 73 b to first connection 40.
  • Second connections 76 are each connected to the second connection 41 via a resistor 77a, 77b.
  • the transistor unit 39 thereby allows a higher amount of energy to be dissipated from the intermediate circuit capacitor 2 than a transistor unit constructed by a single transistor.
  • the resistors 77a, 77b enforce a more uniform current distribution through the transistors 73a, 73b.
  • the flochvolt electrical system comprises a direct voltage source 80 in the form of a flochvolt battery and a plurality of converters 81, 82, 83.
  • the converter 81 is an inverter which is designed to convert a DC voltage provided by the DC voltage source into a three-phase AC voltage for an electrical machine 84 which at least partially drives the vehicle 78.
  • the converter 82 is an active rectifier of a charging device for converting an alternating voltage provided at a charging connection 85 of the vehicle 78 into a direct voltage or a direct current charging the high-voltage battery.
  • the converter 83 is a DC / DC converter which is set up to couple the high-voltage electrical system 78 to a low-voltage electrical system 86.
  • Each converter 81, 82, 83 comprises, on its high-voltage on-board DC side, an intermediate circuit capacitor 2, which is connected to the inputs 3, 4 of a device 1 for discharging the intermediate circuit capacitor 2 according to one of the exemplary embodiments described above.
  • the DC voltage source 80 can be separated by means of a separating device 87 from the remaining components of the high-voltage electrical system 79.
  • the vehicle 78 has a control unit 88, by means of which a data telegram can be provided via a vehicle bus 89 when an error is detected.
  • the data telegram controls both the isolating device 87 for isolating the DC voltage source 80 from the other components of the high-voltage electrical system 79 and the power converters 81, 82, 83 for discharging the intermediate circuit capacitors 2.
  • the power converters 81, 82, 83 are set up to evaluate the data telegram and to generate the discharge signal 9 from the data telegram.
  • the discharge signal 9 can also be supplied to the devices 1 of the converters 81, 82, 83 directly by the control unit 88.
  • the device 1 allows a double fault to be dealt with in which the separation by the separating device 87 does not take place as intended.

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Abstract

Vorrichtung (1) zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators (2), umfassend - eine parallel zum Zwischenkreiskondensator (2) geschaltete Entladungseinrichtung (8), mittels welcher bei Erhalt eines das Entladen anfordernden Entladesignals (9) ein Stromfluss (I) erzeugbar ist, der bei Vorliegen eines ersten Signalzustands eines Steuersignals (11 ) eine geringere Stromstärke aufweist als bei Vor- liegen eines zweiten Signalzustands des Steuersignals (11), und - eine Spannungserfassungseinrichtung (13), mittels welcher ein eine über dem Zwischenkreiskondensator (2) abfallende Kondensatorspannung (7) beschreibendes Spannungssignal (14) erzeugbar ist, und - eine Steuerungseinrichtung (19) mit - einer Signalerzeugungseinheit (22), welche zum Erzeugen eines Referenzsignals (24) eingerichtet ist, dessen Wert zum Zeitpunkt des Erhalts des Entladesignals (9) vom Spannungssignal (14) abhängig ist und gegen- überdem Spannungssignal (14) verringert ist, und - einer Vergleichseinheit (23), welche zum Vergleichen des Spannungssignals (14) mit dem Referenzsignal (24), zum Bereitstellen des Steuersignals (11 ) mit dem ersten Signalzustand bei Erhalt des Entladesignals (9) und zum Bereitstellen des Steuersignals mit dem zweiten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals (14) den Wert des Referenzsignals (24) erreicht oder unterschreitet, eingerichtet ist.

Description

Vorrichtung und Verfahren zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators, Stromrichter und Fahrzeug
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Entladen eines Zwischen- kreiskondensators, umfassend eine parallel zum Zwischenkreiskondensator ge- schaltete Entladungseinrichtung, mittels welcher bei Erhalt eines das Entladen an- fordernden Entladesignals ein Stromfluss erzeugbar ist, der bei Vorliegen eines ersten Signalzustands eines Steuersignals eine geringere Stromstärke aufweist als bei Vorliegen eines zweiten Signalzustands des Steuersignals, und eine Span- nungserfassungseinrichtung, mittels welcher ein eine über dem Zwischenkreiskon- densator abfallende Kondensatorspannung beschreibendes Spannungssignal er- zeugbar ist.
Daneben betrifft die Erfindung einen Stromrichter, ein Fahrzeug und ein Verfahren zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators.
Elektrisch angetriebene Fahrzeuge höherer Leistung weisen typischerweise ein Flochvoltbordnetz auf, das von einer Gleichspannungsquelle wie einer Flochvolt- batterie gespeist wird. An das Flochvoltbordnetz angeschlossene Flochvoltkompo- nenten, insbesondere Stromrichter, umfassen dabei einen Zwischenkreiskonden- sator, der im aufgeladenen Zustand eine signifikante Menge elektrischer Energie speichert. Bei einem sicherheitsrelevanten Fehlerfall, wie einer Unterbrechung ei- ner Pilotlinie, einem Unfall oder einem Isolationsfehler, werden strenge Anforde- rungen an die einzuhaltende Entladezeit gestellt, beispielsweise wird eine Entlade- zeit von 2 Sekunden gefordert. Dabei wird in der Regel davon ausgegangen, dass bedingt durch den Fehlerfall eine ordnungsmäßige galvanische Trennung der Gleichspannungsquelle des Flochvoltbordnetzes von der Flochvoltkomponente er- folgt.
Zusätzlich zu diesem einfachen Fehlerfall muss jedoch auch ein doppelter Fehler- fall, bei dem zusätzlich die galvanische Trennung der Gleichspannungsquelle nicht erfolgt, nur verzögert erfolgt oder während des Entladens wieder entfällt, beispiels weise wegen einer fehlerhaften Ansteuerung einer Trenneinrichtung zwischen der Gleichspannungsquelle und der Hochvoltkomponente bzw. "hängenden" mechani- schen Kontakten der Trenneinrichtung, berücksichtigt werden. Wird in einem sol- chen doppelten Fehlerfall eine parallel zum Zwischenkreiskondensator geschaltete Entladungseinrichtung zum Entladen angesteuert, entlädt diese nicht den Konden- sator, sondern der durch sie fließende Strom wird vollständig von der Gleichspan- nungsquelle bereitgestellt. Die dabei entstehende thermische Verlustleistung kann die Entladungseinrichtung beschädigen oder zerstören. Es bedarf daher für den Fall des doppelten Fehlers eines ausreichenden Schutzes vor thermischer Über- lastung.
Das Dokument EP 2 284 982 A1 offenbart eine Entladeschaltung für einen Glät- tungskondensator, welcher in einer Leistungswandlungseinrichtung verwendet wird. Die Entladeschaltung umfasst einen Widerstand, der Ladung aus dem Kon- densator entlädt, einen Schalter, der in Reihe zum Widerstand geschaltet ist, eine Messschaltung, die eine Anschlussspannung des Kondensators misst, und eine Steuerschaltung die steuert, ob der Schalter leitet oder sperrt. Nachdem sie den Schalter zum Leiten angesteuert und das Entladen des Kondensators über den Widerstand begonnen hat, steuert die Steuerschaltung den Schalter zum Sperren und zum Beenden des Entladens über den Widerstand an, wenn die von der Messschaltung gemessene Anschlussspannung des Kondensators eine im Vor- feld vorgegebene Spannungsverringerungscharakteristik überschreitet. Um das Entladen zu beschleunigen, umfasst der Widerstand einen ersten Widerstand mit einem ersten Widerstandswert und einen zweiten Widerstand mit einem zweiten Widerstandswert, der geringer als der erste Widerstandswert ist. Der Schalter um- fasst einen Schalter, der in Reihe mit dem ersten Widerstand geschaltet ist und ei- nen Schalter der in Reihe mit dem zweiten Widerstand geschaltet ist. Die Steue- rungseinrichtung startet das Entladen des Kondensators durch den ersten Wider- stand. Wenn die gemessene Anschlussspannung eine vorgegebene Spannung o- der weniger erreicht hat, startet die Steuerungseinrichtung ein Entladen des Kon- densators durch den zweiten Widerstand zusätzlich zum ersten Widerstand. Die vorgegebene Spannung ist ein Mittelwert einer maximalen Entladespannung und einer Zielentladespannung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine demgegenüber robustere Möglich- keit zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators anzugeben.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß eine Vorrichtung der eingangs genannten Art vorgeschlagen, ferner umfassend eine Steuerungseinrichtung mit einer Signalerzeugungseinheit, welche zum Erzeugen eines Referenzsignals ein- gerichtet ist, dessen Wert zum Zeitpunkt des Erhalts des Entladesignals vom Spannungssignal abhängig ist und gegenüber dem Spannungssignal verringert ist, und einer Vergleichseinheit, welche zum Vergleichen des Spannungssignals mit dem Referenzsignal, zum Bereitstellen des Steuersignals mit dem ersten Signal- zustand bei Erhalt des Entladesignals und zum Bereitstellen des Steuersignals mit dem zweiten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals den Wert des Referenzsignals erreicht oder unterschreitet, eingerichtet ist.
Die Erfindung beruht auf der Überlegung, durch die Entladungseinrichtung zu- nächst einen geringen Stromfluss vorzugeben, durch den Vergleich des Span- nungssignals mit dem unterhalb des Spannungssignals liegenden Referenzsignals zu prüfen, ob der Zwischenkreiskondensator tatsächlich entladen wird und, wenn dies der Fall ist, einen höheren Stromfluss zum Entladen des Zwischenkreiskon- densators vorzugeben. Ist ein Entladen des Zwischenkreiskondensators nicht möglich, was daraus geschlossen werden kann, dass das Spannungssignal das ihm gegenüber verringerte Referenzsignal nicht erreicht oder unterschreitet, weist der Stromfluss durch die Entladungseinrichtung lediglich die geringere Strom- stärke auf, wodurch die thermische Verlustleistung in der Entladungseinrichtung begrenzbar ist.
Vorteilhafterweise weist die erfindungsgemäße Vorrichtung so einen inhärenten Selbstschutz auf, weil er bei einem doppelten Fehlerfall, der das Auslösen des Entladesignals und eine fehlende Trennung des Zwischenkreiskondensators von einer Gleichspannungsquelle umfasst, lediglich einen geringen Stromfluss durch die Entladungseinrichtung vorsieht. Dies ermöglicht einen robusten Betrieb der Vorrichtung durch das Vorsehen mehrerer von der Entladbarkeit des Zwischen- kreiskondensators abhängiger Entladegeschwindigkeiten. Gleichzeitig kann auf die aufwendige, mikrocontrollergestützte Ermittlung einer Spannungsverringe- rungscharakteristik, wie sie im Stand der Technik bekannt ist, verzichtet werden.
Zweckmäßigerweise ist die Stromstärke beim Vorliegen des ersten Signalzu- stands des Steuersignals so gewählt, dass die Entladungseinrichtung auch bei An- liegen einer maximalen Spannung einer den Zwischenkreiskondensator speisen- den Spannungsquelle beschädigungsfrei betreibbar ist. Es wird generell bevor- zugt, wenn die Signalerzeugungseinheit und/oder die Vergleichseinheit als Ana- logschaltung ausgebildet ist bzw. sind. So ist vorteilhafterweise kein zeitdiskreter Controller notwendig, durch den nur mit hohem Aufwand ein für automotive An- wendungen hinreichendes ASIL-Level erreichbar ist. Die Vergleichseinheit weist bevorzugt einen Komparator auf, welcher zum Vergleich des Referenzsignals mit dem Spannungssignal eingerichtet ist. Die Spannungserfassungseinrichtung ist zweckmäßigerweise ein parallel zum Zwischenkreiskondensator schaltbarer Span- nungsteiler, an dessen Abgriff das Spannungssignal bereitstellbar ist. Die Span- nungserfassungseinrichtung muss nicht dediziert für das Entladen des Zwischen- kreiskondensators vorgesehen sein, es ist auch möglich, dass das Spannungssig- nal mittels der Spannungserfassungseinrichtung für andere Komponenten eines die erfindungsgemäße Vorrichtung aufweisenden Stromrichters bereitstellbar ist.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Vergleichseinheit bevorzugt dazu eingerichtet, vom zweiten Signalzustand zum ersten Signalzustand zu wechseln, wenn der Wert des Spannungssignals den Wert des Referenzsignals erreicht oder überschreitet. Dies ermöglicht eine gegebenenfalls vorübergehende Rückkehr zum Stromfluss mit der geringeren Stromstärke, wenn der Zwischenkreiskonden- sator unerwarteterweise wieder mit der Gleichspannungsquelle verbunden werden sollte, was einen schlagartigen Anstieg der Kondensatorspannung verursacht. Besonders bevorzugt ist die Signalerzeugungseinheit dazu eingerichtet, bei einem Überschreiten des Werts des Referenzsignals durch das Spannungssignal, den Wert des Referenzsignals bis auf einen gegenüber dem Wert des Spannungssig- nals verringerten Wert zu erhöhen. So kann sichergestellt werden, dass nach ei- ner Überschreitung des Werts des Referenzsignals, insbesondere bei der zuvor erwähnten unerwarteten Verbindung der Gleichspannungsquelle mit dem Zwi- schenkreiskondensator, erneut eine Überprüfung auf die Entladbarkeit des Zwi- schenkreiskondensators erfolgen kann, wenn beispielsweise die Verbindung mit der Gleichspannungsquelle später wieder entfällt.
Zweckmäßigerweise ist die Signalerzeugungseinheit dazu eingerichtet, einen Spannungsverlauf des Referenzsignals derart vorzugeben, dass sein Wert langsa- mer fällt als der Wert des Spannungssignals beim Entladen des Zwischenkreis- kondensators.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann mit Vorteil vorgesehen sein, dass die Spannungserfassungseinrichtung einen Ausgang aufweist, an welchem eine das Spannungssignal repräsentierende Spannung bereitstellbar ist, wobei die Sig nalerzeugungseinrichtung ein Spannungsverringerungselement und ein Energie- speicherelement aufweist, die in Reihe geschaltet sind, wobei das Spannungsver- ringerungselement an den Ausgang der Spannungserfassungseinrichtung ange- schlossen ist, wobei der Ausgang der Spannungserfassungseinrichtung an einen ersten Eingang der Vergleichseinheit angeschlossen ist, und wobei ein Potential zwischen dem Spannungsverringerungselement und dem Energiespeicherelement an einen zweiten Eingang der Vergleichseinheit angeschlossen ist. Dies ermög- licht eine besonders einfache schaltungstechnische Ausgestaltung der Signaler- zeugungseinheit. Zweckmäßigerweise ist der erste Eingang der Vergleichseinheit ein negativer Eingang und der zweite Eingang der Vergleichseinheit ein positiver Eingang.
Das Spannungsverringerungselement ist bevorzugt eine Diode. Die Diode kann mit ihrer Anode am Ausgang der Spannungserfassungseinrichtung und mit ihrer Kathode am Energiespeicherelement angeschlossen sein. Die Diode realisiert durch ihre Durchlassspannung bevorzugt die Verringerung des Werts des Refe- renzsignals gegenüber dem Spannungssignal. Außerdem erlaubt die Diode, dass der Energiespeicher wieder auf einen Differenzwert zwischen dem Spannungssig- nal und der Durchlassspannung aufgeladen wird, wenn das Spannungssignal an- steigt. Alternativ kann das Spannungsverringerungselement ein Widerstand sein. Das Energiespeicherelement ist bevorzugt ein RC-Glied, wobei ein Kondensator und ein Widerstand des RC-Glieds parallel geschaltet an den zweiten Eingang der Vergleichseinheit angeschlossen sein können.
Hinsichtlich der Entladungseinrichtung wird es bei der erfindungsgemäßen Vor- richtung bevorzugt, wenn die Entladungseinrichtung eine Reihenschaltung aus ei- ner Widerstandseinheit und einer Transistoreinheit aufweist. Es ist dabei zweck- mäßig, wenn ein Widerstandswert der Widerstandseinheit in Abhängigkeit des Steuersignals veränderbar ist. So können die unterschiedlichen Stromstärken bei Vorliegen des ersten bzw. zweiten Signalzustands realisiert werden.
Grundsätzlich ist es möglich, dass die Transistoreinheit zum Schalten in Abhän- gigkeit des Entladesignals eingerichtet ist. Dann ergibt sich ein exponentieller Ver- lauf des Stromflusses und der Kondensatorspannung, wenn der Zwischenkreis- kondensator entladen wird. Mithin wird die im Zwischenkreiskondensator gespei- cherte Energie im Wesentlichen in der Widerstandseinheit in Wärme umgesetzt. Die Widerstandseinheit sollte entsprechend einer dabei entstehende Verlustleis- tung dimensioniert und/oder entwärmt werden.
Es wird jedoch bevorzugt, wenn die Transistoreinheit ein Längselement einer in Abhängigkeit des Steuersignals steuerbaren Stromsenke ausbildet. Die Transisto- reinheit kann mithin in Abhängigkeit des Steuersignals in ihrem aktiven Bereich betreibbar sein, um den Stromfluss durch die Entladungseinrichtung konstant zu halten. Dann nimmt die Kondensatorspannung linear ab, wenn der Zwischenkreis- kondensator entladen wird. Der Vorteil einer Entladung mit einem im Wesentlichen konstanten Stromfluss gegenüber einer Entladung mit dem exponentiell fallenden Verlauf des Stromflusses ist in einer geringeren Entladeleistung zu Beginn des Entladevorgangs zu sehen. Dabei wird die Entladeleistung auch durch die Transis- toreinheit in Wärme umgesetzt, was es vorteilhafterweise erlaubt, auf teure Hoch- leistungswiderstandsbauelemente, insbesondere Zementwiderstände, in der Wi- derstandseinheit zu verzichten.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Stromsenke eine Spannungs- reglereinheit mit einer Kathode, einer Anode und einem Referenzanschluss auf, wobei die Kathode an einen Steueranschluss der Transistoreinheit und der Refe- renzanschluss mit einem Potential zwischen der Transistoreinheit und der Wider- standseinheit verbunden ist. Die Spannungsreglereinheit kann einen Operations- verstärker, eine Referenzspannungsquelle und einen Transistor als Längselement zwischen Anode und Kathode aufweisen.
Gemäß einer alternativen Ausgestaltung weist die Stromsenke einen Operations- verstärker auf, wobei ein Ausgang des Operationsverstärkers mit einem Steueran- schluss der Transistoreinheit verbunden ist, wobei ein erster Eingang des Operati- onsverstärkers an ein Bezugspotential zwischen der Widerstandseinheit und der Transistoreinheit angeschlossen ist, wobei eine Spannung an einem zweiten Ein- gang des Operationsverstärkers in Abhängigkeit des Steuersignals veränderbar ist. Der erste Eingang ist zweckmäßigerweise der negative Eingang des Operati- onsverstärkers und der zweite Eingang der positive Eingang des Operationsver- stärkers. Um die Spannung am zweiten Eingang zu verändern, wird es bevorzugt, wenn die Vergleichseinheit, insbesondere ihr Komparator, einen Open-Collector- Anschluss mit einem nachgeschalteten Widerstand und die Stromsenke eine Be- triebsspannung aufweist, welche an einen Spannungsteiler angeschlossen ist, wo- bei ein Abgriff des Spannungsteilers und der Widerstand der Vergleichseinheit an den zweiten Anschluss des Operationsverstärkers angeschlossen sind. Mittels des Spannungsteilers kann ein Sollwert der Stromsenke vorgebbar sein. Bevorzugt weist die Vorrichtung ferner eine Rückkopplungseinrichtung auf, mittels welcher der oder ein Sollwert der Stromsenke in Abhängigkeit des Spannungssig- nals steuerbar ist. Dadurch kann anstelle eines konstanten Entladestroms ein Ent- ladestrom bereitstellbar sein, welcher mit fallender Kondensatorspannung steigt, da ein Abbild der Kondensatorspannung zur Stromregelung zurückgekoppelt wird. Die Entladeleistung verläuft dann nicht linear fallend wie bei der Entladung mit konstanter Stromstärke, sondern zu Beginn des Entladevorgangs wesentlich gleichmäßiger. Dadurch kann ein Spitzenwert der Entladeleistung gesenkt wer- den, was die Verwendung kostengünstigerer Bauteile ermöglicht.
Bevorzugt weist die Rückkopplungseinrichtung eine in Abhängigkeit des Span- nungssignals steuerbare Stromsenke auf, mittels welcher die Spannung am zwei- ten Eingang des Komparators der Entladungseinrichtung veränderbar ist.
Es wird bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung ferner bevorzugt, wenn die Tran- sistoreinheit mehrere Transistoren, die jeweils einen Steueranschluss, mittels wel- chem ein Stromfluss zwischen zwei weiteren Anschlüssen des Transistors steuer- bar ist, umfassen, aufweist, wobei an einen jeweiligen widerstandseinheitsseitigen weiteren Anschluss ein erster Anschluss eines Widerstands angeschlossen ist und zweite Anschlüsse der Widerstände zusammengeschaltet sind. So können auch höhere im Zwischenkreiskondensator gemäß dem Zusammenhang E = 1 C U2 gespeicherte Energiemengen zuverlässig durch die Transistoreinheit geschaltet bzw. dissipiert werden. Zweckmäßigerweise weist die Vorrichtung Mittel zum Ent- wärmen der Transistoreinheit auf.
Daneben betrifft die Erfindung einen Stromrichter für ein Fahrzeug, umfassend ei- nen Zwischenkreiskondensator und eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Ent- laden des Zwischenkreiskondensators. Der Stromrichter kann ein Wechselrichter, ein Gleichspannungswandler oder aktiver Gleichrichter sein.
Die Erfindung betrifft ferner ein Fahrzeug, umfassend wenigstens einen erfin- dungsgemäßen Stromrichter. Typischerweise umfasst das Fahrzeug ein Hochvoltbordnetz mit einer Gleichspannungsquelle, insbesondere einer Hochvolt- batterie. Ein Stromrichter kann ein Wechselrichter sein, welcher zum Wandeln ei- ner von der Gleichspannungsquelle bereitgestellten Gleichspannung in eine Wechselspannung für eine das Fahrzeug zumindest teilweise antreibende elektri- sche Maschine eingerichtet ist. Ein Stromrichter kann ein Gleichspannungswand- ler sein, insbesondere zum Koppeln des Hochvoltbordnetzes mit einem weiteren Bordnetz, insbesondere Niedervoltbordnetz. Ein Stromrichter kann ein aktiver Gleichrichter sein, insbesondere für eine Ladeeinrichtung zum Aufladen der Hoch- voltbatterie. Das Fahrzeug weist typischerweise eine Trenneinrichtung auf, die zum Trennen der Gleichspannungsquelle von übrigen Komponenten des Hoch- voltbordnetzes, insbesondere von dem wenigstens einen Stromrichter, bei Erhalt des Entladesignals eingerichtet ist.
Die Erfindung betrifft schließlich ein Verfahren zum Entladen eines Zwischenkreis- kondensators, umfassend folgende Schritte: Erzeugen eines eine über dem Zwi- schenkreiskondensator abfallende Kondensatorspannung beschreibenden Span- nungssignals; Erzeugen eines Referenzsignals, dessen Wert zum Zeitpunkt des Erhalts des Entladesignals vom Spannungssignal abhängig ist und gegenüber dem Spannungssignal verringert ist; Vergleichen des Spannungssignals mit dem Referenzsignal; Bereitstellen eines Steuersignals mit einem ersten Signalzustand bei Erhalt des Entladesignals zum Bereitstellen des Steuersignals mit einem zwei- ten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals den Wert des Referenz- Signals erreicht oder unterschreitet; und Erzeugen eines Stromflusses durch eine parallel zum Zwischenkreiskondensator geschaltete Entladungseinrichtung, wobei der Stromfluss bei Vorliegen des ersten Signalzustands des Steuersignals eine geringere Stromstärke aufweist als bei Vorliegen des zweiten Signalzustands des Steuersignals.
Sämtliche Ausführungen zur erfindungsgemäßen Vorrichtung lassen sich analog auf den erfindungsgemäßen Stromrichter, das erfindungsgemäße Fahrzeug und das erfindungsgemäße Verfahren übertragen, so dass auch mit diesen die zuvor genannten Vorteile erzielt werden können. Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeich- nungen. Diese sind schematische Darstellungen und zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemä- ßen Vorrichtung;
Fig. 2 bis 4 jeweils zeitliche Verläufe elektrischer Größen in unterschiedlichen Be- triebsfällen der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung;
Fig. 5 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsge- mäßen Vorrichtung;
Fig. 6 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemä- ßen Vorrichtung;
Fig. 7 zeitliche Verläufe elektrischer Größen beim Betrieb der in Fig. 6 ge- zeigten Vorrichtung;
Fig. 8 ein Schaltbild einer Transistoreinheit gemäß weiteren Ausführungsbei- spielen der erfindungsgemäßen Vorrichtung; und
Fig. 9 eine Prinzipskizze eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemä- ßen Fahrzeugs mit einem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemä- ßen Stromrichters.
Fig. 1 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 1 zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators 2.
Der Zwischenkreiskondensator 2 ist an einen ersten Anschluss 3 und an einen zweiten Anschluss 4 der Vorrichtung 1 angeschlossen, sodass zwischen einer mit dem ersten Anschluss 3 verbundenen ersten Leitung 5 mit einem hohen Potential und einer mit dem zweiten Anschluss 4 verbundenen zweiten Leitung 6 mit einem niedrigen Potential der Vorrichtung 1 eine über dem Zwischenkreiskondensator 2 abfallende Kondensatorspannung 7 anliegt.
Die Vorrichtung 1 umfasst eine parallel zum Zwischenkreiskondensator 2 geschal- tete Entladungseinrichtung 8, mittels welcher bei Erhalt eines das Entladen anfor- dernden Entladesignals 9 an einem dritten Eingang 10 der Vorrichtung 1 ein Stromfluss I durch die Entladungseinrichtung 8 erzeugbar ist. Der Stromfluss weist bei Vorliegen eines ersten Signalzustands eines Steuersignals 11 an einem Ein- gang 12 der Entladungseinrichtung 8 eine geringere Stromstärke auf als bei Vor- liegen eines zweiten Signalzustands des Steuersignals 11.
Die Vorrichtung 1 umfasst ferner eine Spannungserfassungseinrichtung 13, mittels welcher ein die Kondensatorspannung 7 beschreibendes Spannungssignal 14 an einem Ausgang 15 erzeugbar ist. Die Spannungserfassungseinrichtung 13 ist vor- liegend als Spannungsteiler mit zwei Widerstandselementen 16a, 16b ausgebildet. An einem den Ausgang 15 bildenden Abgriff 17 des Spannungsteilers liegt eine Spannung 18 an, welche das Spannungssignal 14 repräsentiert.
Die Vorrichtung 1 umfasst ferner eine Steuerungseinrichtung 19, mittels welcher der Entladungseinrichtung 8 an einem Ausgang 20 das Steuersignal 11 in Abhän- gigkeit des an einem Eingang 21 der Steuerungseinrichtung 19 anliegenden Span- nungssignals 14 bereitstellbar ist. Dazu umfasst die Steuerungseinrichtung 19 eine Signalerzeugungseinheit 22 und eine Vergleichseinheit 23.
Die Signalerzeugungseinheit 22 ist zum Erzeugen eines Referenzsignals 24 ein- gerichtet, dessen Wert vom Spannungssignal 14 abhängig ist und zum Zeitpunkt des Erhalts des Entladesignals 9 diesem gegenüber verringert ist. Die Vergleichs- einheit 23 ist zum Vergleichen des Spannungssignals 14 mit dem Referenzsignal 24 und zum Bereitstellen des Steuersignals 11 mit dem ersten Signalzustand und zum Bereitstellen des Steuersignals 11 mit dem zweiten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals 14 den Wert des Referenzsignals 24 erreicht oder un- terschreitet, eingerichtet. Die Vergleichseinheit 23 ist ferner dazu eingerichtet, vom zweiten Signalzustand zum ersten Signalzustand zu wechseln, wenn der Wert des Spannungssignals 14 den Wert des Referenzsignals 24 erneut erreicht oder über- schreitet.
Dazu weist die Vergleichseinheit 23 einen Komparator 25 auf, dessen negativer Eingang einem Eingang 27 der Vergleichseinheit 23 entspricht und dessen positi- ver Eingang einem zweiten Eingang 28 der Vergleichseinheit 23 entspricht. Der Komparator 25 ist mittels einer Betriebsspannung 26 betreibbar. Am ersten Ein- gang 27 der Vergleichseinheit 23 liegt das Spannungssignal 14 an, indem die Spannungserfassungseinrichtung 13 an den ersten Eingang 27 angeschlossen ist. Am zweiten Eingang 28 der Vergleichseinheit 23 liegt das Referenzsignal 24 an, indem ein Ausgang 29 der Signalerzeugungseinrichtung 22, im vorliegenden Aus- führungsbeispiel exemplarisch unmittelbar, an den zweiten Eingang 28 der Ver- gleichseinheit 23 angeschlossen ist.
Die Signalerzeugungseinheit 22 ist dazu eingerichtet, bei einem Überschreiten des Werts des Referenzsignals 24 durch das Spannungssignal 14 den Wert des Refe- renzsignals bis auf einen gegenüber dem Spannungssignal 14 verringerten Wert zu erhöhen. Daneben ist die Signalerzeugungseinrichtung 22 dazu eingerichtet, den Spannungsverlauf des Referenzsignals 24 derart vorzugeben, dass sein Wert langsamer fällt als der Wert des Spannungssignals 14 beim Entladen des Zwi- schenkreiskondensators 2.
Dazu umfasst die Signalerzeugungseinrichtung 22 ein Spannungsverringerungs- element 30, das durch eine Diode realisiert ist, und ein Energiespeicherelement 31 , welches vorliegend als RC-Glied aus einem Widerstand 32 und einem Kon- densator 33 ausgebildet ist. Die Signalerzeugungseinrichtung 22 weist einen Ein- gang 34 auf, der an den Ausgang 15 der Spannungserfassungseinrichtung 13 an- geschlossen ist. Intern ist das Spannungsverringerungselement 30 mit dem Ein- gang 34 verbunden, indem eine Anode der Diode mit dem Eingang 34 und eine Katode der Diode mit dem Energiespeicherelement 31 verbunden sind. Durch das Spannungsverringerungselement 30 wird die Spannung 18 um die Durchlassspan- nung der Diode auf eine Spannung 35 verringert, welche am Energiespeicherele- ment 31 anliegt. In einem stationären Zustand ist der Kondensator 33 mithin auf diesen Wert aufgeladen.
Wird der Zwischenkreiskondensator 2 entladen, so sinkt die Kondensatorspan- nung 7 und damit die das Spannungssignal 14 repräsentierende Spannung 18 schneller als sich der Kondensator 33 über den Widerstand 32 entlädt,. Dazu ist der Widerstandswert des Widerstands 32 und der Kapazitätswert des Kondensa- tors 33 derart gewählt, dass das Referenzsignal 24 langsamer sinkt als das Span- nungssignal 14.
An einem Ausgang 36 des Komparators, welcher auch einen Ausgang 37 der Ver- gleichseinheit 23 bildet, liegt mithin vor und beim Erhalten des Entladesignals, wenn der Zwischenkreiskondensator 2 und der Kondensator 33 stationär aufgela- den sind, der erste Signalzustand an, weil der Wert des Spannungssignals 14 grö- ßer als der Wert des Referenzsignals 24 ist. Wird der Zwischenkreiskondensator 2 nach Erhalt des Entladesignals 9 entladen, so sinkt der Wert des Spannungssig- nals 14 bis er den Wert des Referenzsignals 24 erreicht und unterschreitet. Folg- lich gibt die Vergleichseinheit 23 den zweiten Signalzustand am Ausgang 37 aus. Bei einem Anstieg der Kondensatorspannung 7 wird das Energiespeicherelement 31 über die Diode 30 wieder aufgeladen, sodass sich die Spannungsverhältnisse an der Vergleichseinheit 23 umkehren und wieder der erste Signalzustand am Ausgang 37 anliegt.
Die Entladungseinrichtung 8 umfasst eine Reihenschaltung aus einer Wider- standseinheit 38 und einer Transistoreinheit 39, wobei ein erster Anschluss 40 der Transistoreinheit 39 mit der ersten Leitung 5 und ein zweiter Anschluss 41 der Transistoreinheit 39 an die Widerstandseinheit 38 angeschlossen sind. Im vorlie- genden Ausführungsbeispiel ist die Transistoreinheit 39 durch einen Bipolartran- sistor mit isoliertem Gate (IGBT) ausgebildet. Ein Widerstandwert der Widerstandseinheit 38 ist in Abhängigkeit des Steuersig- nals 11 veränderbar. Dazu umfasst die Widerstandseinheit 38 ein erstes Wider- standselement 42a und eine dazu parallelgeschaltete Reihenschaltung aus einem zweiten Widerstandselement 42b und einem Schaltelement 43, hier exemplarisch in Form eines Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate. Ein Steueranschluss 44 des Schaltelements 43 bildet den Eingang 12 der Entladungseinrichtung 8. Mithin schaltet das Schaltelement 43 in Abhängigkeit des Signalzustands des Steuersig- nals 11 das zweite Widerstandselement 42b parallel zum ersten Widerstandsele- ment 42a, woraus ein geringerer Widerstandswert der Widerstandseinheit 38 re- sultiert, als wenn das Schaltelement 43 sperrt.
Die Transistoreinheit 39 bildet ferner ein Längselement einer Stromsenke 45 aus. Dazu umfasst die Stromsenke 45 eine Spannungsreglereinheit 46, die durch einen Baustein vom Typ TL431 realisiert ist. Eine Katode 47 der Spannungsreglereinheit 46 ist dazu an einen Steueranschluss 48 der Transistoreinheit 39 angeschlossen. Ein Referenzanschluss 49 der Spannungsreglereinheit 46 ist mit einem Potential zwischen der Transistoreinheit 39 und der Widerstandseinheit 38 verbunden. Eine Anode 50 der Spannungsreglereinheit 46 ist mit der zweiten Leitung 6 verbunden. Der Steueranschluss 48 der Transistoreinheit 39 ist ferner über einen Widerstand 51 mit einer Betriebsspannung 52 der Vorrichtung 1 verbunden.
Liegt mithin am Eingang 12 der Entladungseinrichtung 8 der erste Signalzustand vor sperrt das Schaltelement 43, sodass der Widerstandswert der Widerstandsein- heit 38 hoch ist, weswegen die Spannungsreglereinheit 46 den Stromfluss I durch die Entladungseinrichtung 8 auf einen geringen Wertregelt. Liegt hingegen der zweite Signalzustand am Eingang 12 an, ist der Widerstandswert der Wider- standseinheit 38 gering, sodass die Spannungsreglereinheit 46 den Stromfluss I durch die Entladungseinrichtung 8 auf einen hohen Wert regelt.
Die Vorrichtung 1 umfasst ferner eine Aktivierungseinrichtung 53, deren Eingang 54 den Eingang 10 der Vorrichtung 1 bildet. Die Aktivierungseinrichtung 53 weist eine Transistorschaltung 55 auf, welche dazu eingerichtet ist, den Steueran- schluss 48 der Transistoreinheit 38 gegen das Massepotential der Leitung 6 zu schalten, wenn ein hoher Pegel am Eingang 10 anliegt, so dass die Transistorein- heit 39 sperrt und kein Stromfluss I erfolgt. Liegt hingegen das durch einen niedri- gen Pegel am Eingang 10 repräsentierte Entladesignal 9 vor, sperrt die Transistor- schaltung 55 und der Ladestrom I fließt in Abhängigkeit des Steuersignals 11.
Fig. 2 zeigt zeitliche Verläufe elektrischer Größen in einem ersten Betriebsfall der Vorrichtung 1. Dabei zeigt ein oberes Diagramm den Verlauf des Spannungssig- nals 14 und den Verlauf des Referenzsignals 24 und ein unteres Diagramm Ver- läufe der Kondensatorspannung 7, des Stromflusses I und einer daraus resultie- renden Entladeleistung 56, die in der Transistoreinheit 39 und der Widerstandsein- heit 38 umgesetzt wird.
Fig. 2 liegt dabei folgende exemplarische Konfiguration der Vorrichtung 1 zu- grunde. Zwischenkreiskondensator 2: 370 pF; Widerstand 16a: 89,7 kQ; Wider- stand 16b: 415 W; Spannungsverringerungselement 30: Diode 1 N4148; Wider- stand 32: 1 ,5 MW; Kondensator 33: 10 pF; Komparator 25: Komparator LM2903; Betriebsspannung 26: 5 V; Widerstand 42a: 94 W; Widerstand 42b: 6,6 W; Versor- gungsspannung 52: 15 V.
Vor einem Zeitpunkt to ist der Zwischenkreiskondensator 2 stationär mit einer Spannung von 900 V aufgeladen. Zum Zeitpunkt to erhält die Vorrichtung 1 das das Entladen des Zwischenkreiskondensators 2 anfordernde Entladesignal 9. Dadurch beginnt der Stromfluss I und es liegt der erste Signalzustand des Steuer- signals 11 am Eingang 12 der Entladungseinrichtung 8 vor, sodass lediglich ein geringer Entladestrom I von ca. 40 mA durch die Entladungseinrichtung 8 fließt.
Zu einem Zeitpunkt ti hat der Wert des Spannungssignals 14 den Wert des Refe- renzsignals 24 unterschritten, sodass der zweite Signalzustand des Steuersignals 11 am Eingang 12 anliegt und der Stromfluss I schlagartig auf einen Wert von ca. 400 mA ansteigt und im Wesentlichen konstant bis zu einem Zeitpunkt t2 bleibt, zu dem der Zwischenkreiskondensator 2 vollständig entladen ist. Es wird folglich durch die Vergleichseinheit 23 anhand der geringen Stromstärke überprüft, ob eine Entladung des Zwischenkreiskondensators 2 erfolgt, also ob das Spannungssignal 14 schneller sinkt als das Referenzsignal 24. Erst wenn dies der Fall ist, wird die größere Stromstärke des Stromflusses I freigegeben. Zwi- schen den Zeitpunkten to und ti, also bei Vorliegen des ersten Signalzustands, ist die Stromstärke so gewählt, dass diese auch dauerhaft beschädigungsfrei durch die Entladungseinrichtung 8 führbar ist, wohingegen die nahezu zehnmal so große Stromstärke zwischen dem Zeitpunkt ti und t2 erst dann freigegeben wird, wenn sichergestellt ist, dass der Zwischenkreiskondensator 2 entladbar ist, mithin keine Spannungsquelle mit diesem verbunden ist. Dabei ist beachten, dass das Refe- renzsignal 24 wegen des Spannungsverringerungselements 30 auch bei einer an- deren, insbesondere niedrigeren, Kondensatorspannung 7 stets definiert unterhalb des Spannungssignals 14 liegt, sodass die zuvor beschriebene Überprüfung auf die Entladbarkeit in einem weiten, für den Betrieb des Zwischenkreiskondensators 2 typischen Wertebereich der Kondensatorspannung 7 sichergestellt ist.
Fig. 3 zeigt zeitliche Verläufe der Kondensatorspannung 7, des Stromflusses I und der Entladeleistung 56 in einem weiteren Betriebsfall der Vorrichtung 1. Dabei steigt zu einem Zeitpunkt t3 die Kondensatorspannung 7 an, beispielsweise weil eine Gleichspannungsquelle unerwartet mit dem Zwischenkreiskondensator 2 ver- bunden wurde, und fällt ab einem Zeitpunkt U wieder, weil die Gleichspannungs- quelle wieder vom Zwischenkreiskondensator 2 getrennt wurde. Zum Zeitpunkt t3 wurde jedoch noch mit der geringen Stromstärke des Stromflusses I entladen. Es kommt mithin bis zu einem Zeitpunkt ts zu keiner Freigabe der erhöhten Strom- stärke, da das Energiespeicherelement 31 über die das Spannungsverringerungs- element 30 bildende Diode zum Zeitpunkt t3 wieder aufgeladen wird.
Fig. 4 zeigt zeitliche Verläufe der Kondensatorspannung 7, des Stromflusses I und der Entladeleistung 56 in einem weiteren Betriebsfall der Vorrichtung 1. Dabei wird zu einem Zeitpunkt ΐb die höhere Stromstärke des Stromflusses I freigegeben, wo nach die Kondensatorspannung 7 jedoch zu einem Zeitpunkt h analog zum Zeitpunkt t3 in Fig. 3 ansteigt. Ab einem Zeitpunkt te fällt die Kondensatorspannung 7 analog zum Zeitpunkt U in Fig. 3 wieder. Ersichtlich wird der Stromfluss I mit der hohen Stromstärke auch sofort beendet, wenn festgestellt wird, dass der Zwi- schenkreiskondensator 2 nicht mehr entladbar ist.
Fig. 5 ist ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 1 welches dem in Fig. 1 Gezeigten bis auf die nachfolgend beschriebenen Abwei- chungen entspricht. Dabei sind gleiche oder gleichwirkende Komponenten mit identischen Bezugszeichen versehen.
Die Spannungserfassungseinrichtung 13 und die Signalerzeugungseinrichtung 22 sind identisch zum ersten Ausführungsbeispiel aufgebaut. Die Vergleichseinheit 23 umfasst zwischen ihrem Ausgang und dem Ausgang 36 des Komparators 25, der als Open-Collector-Ausgangs ausgebildet ist, einen Widerstand 57.
Bei der Entladungseinrichtung 8 ist die Widerstandseinheit 38 durch ein Wider- standselement 42 mit einem festen Widerstandswert ausgebildet. Anstelle der Spannungsregelungseinheit 46 ist ein Operationsverstärker 58 vorgesehen, wel- cher mittels einer Betriebsspannung 59 betreibbar ist. Ein Ausgang 60 des Opera- tionsverstärkers 58 ist an den Steueranschluss 48 der Transistoreinheit 39 ange- schlossen. Ein negativer erster Eingang 61 des Operationsverstärkers 58 ist an ein Bezugspotential zwischen der Widerstandseinheit 38 und der Transistoreinheit 39 angeschlossen. Ein positiver zweiter Eingang 62 des Operationsverstärkers 58 ist über den Eingang 12 der Entladungseinrichtung 8 mit dem Ausgang 20 der Steuerungseinrichtung 19 verbunden. Dabei wird über den Widerstand 57 eine Referenzspannung des Operationsverstärkers 58 verändert, um die Stromstärke des Stromflusses I zu verändern. Zwei Widerstandselemente 63a und 63b teilen die Betriebsspannung 52 und stellen so die Referenzspannung, die als Sollwert der Stromsenke 45 dient und dem zweiten Eingang 62 des Operationsverstärkers 58 zugeführt wird. Die Transistorschaltung 55 der Aktivierungseinrichtung 53 ist in diesem Ausfüh- rungsbeispiel auf Basis eines Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate ausgebildet, was sich auch auf die übrigen Ausführungsbeispiele übertragen lässt, und mit dem zweiten Eingang 62 des Operationsverstärker 58 verbunden.
Fig. 6 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 1 , das dem in Fig. 5 Gezeigten entspricht und zusätzlich eine Rückkopplungseinrich- tung 64 aufweist, mittels welcher der Sollwert der Stromsenke 45 in Abhängigkeit des Spannungssignals 14 steuerbar ist.
Die Rückkopplungseinrichtung 64 umfasst einen Eingang 65, der mit dem Aus- gang 15 der Spannungserfassungseinrichtung 13 verbunden ist, und einen Aus- gang 66, der mit dem zweiten Eingang 62 des Operationsverstärkers 58 verbun- den ist. Eingangsseitig weist die Rückkopplungseinrichtung 64 einen Spannungs- teiler 67 auf, welcher die das Spannungssignal 14 repräsentierende Spannung 18 heruntersetzt. An einem Abgriff des Spannungsteilers 67 ist eine Referenzspan- nung für eine aus einem Operationsverstärker 68, einem Transistor 69 in Form ei- nes Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate und einem Widerstandselement 70 gebildete Stromsenke 71 abgreifbar. Dabei sind ein Potential zwischen dem Tran- sistor 69 und dem Widerstandselement 70 an einen negativen ersten Eingang 72a des Operationsverstärkers 68 und der Abgriff des Spannungsteilers 67 mit einem positiven zweiten Eingang 72b des Operationsverstärkers 68 verbunden. So wird die Referenzspannung am zweiten Eingang 62 des Operationsverstärkers 58 in Abhängigkeit vom momentanen Wert der Kondensatorspannung 7 dahingehend verändert, dass die Referenzspannung mit sinkender Spannung 7 am Zwischen- kreiskondensator 2 steigt.
Fig. 7 zeigt zeitliche Verläufe der Kondensatorspannung 7, des Stromflusses I und der Entladeleistung 56 in einem Betriebsfall der in Fig. 6 gezeigten Vorrichtung 1 , der im Wesentlichen dem in Fig. 2 gezeigten Betriebsfall entspricht. Ersichtlich wird der Stromfluss I zum Zeitpunkt ti mit der höheren Stromstärke frei- gegeben, wobei diese jedoch nicht im Wesentlichen konstant ist, sondern mit fal- lender Kondensatorspannung 7 steigt. Der Verlauf der Kondensatorspannung 7 ist dementsprechend exponentiell vom Typ
uc(t) = U1 - U2 - er
Die sich so ergebende Entladeleistung 56 vermeidet den linear fallenden Verlauf, wie er in den Fig. 2 bis 4 ersichtlich ist, sodass eine wesentlich geringere Spitzen- leistung durch die Widerstandseinheit 38 und die Transistoreinheit 39 in Wärme umgesetzt werden muss. Dementsprechend können kostengünstigere Bauele- mente mit einem höheren thermischen Widerstand für diese Komponenten ver- wendet werden und/oder ein Entwärmungskonzept einfacher ausfallen.
Fig. 8 ist ein Schaltbild einer Transistoreinheit 39 gemäß weiteren Ausführungsbei- spielen einer Vorrichtung 1 , die im Übrigen den zuvor beschriebenen Ausfüh- rungsbeispielen entsprechen können.
Die Transistoreinheit 39 weist mehrere parallel geschaltete Transistoren 73a, 73b auf, die jeweils als Bipolartransistoren mit isoliertem Gate ausgebildet sind. Dabei sind Steueranschlüsse 74 der Transistoren 73 a, 73b mit dem Steueranschluss 48 der Transistoreinheit 39 und erste Anschlüsse 75 der Transistoren 73a, 73b mit dem ersten Anschluss 40 zusammengeschaltet. Zweite Anschlüsse 76 sind je- weils über einen Widerstand 77a, 77b mit dem zweiten Anschluss 41 verbunden. Die Transistoreinheit 39 erlaubt dadurch, eine höhere Energiemenge aus dem Zwischenkreiskondensator 2 zu dissipieren als eine durch einen Einzeltransistor aufgebaute Transistoreinheit. Durch die Widerstände 77a, 77b wird eine gleichmä- ßigere Stromaufteilung durch die Transistoren 73a, 73b erzwungen.
Fig. 9 ist eine Prinzipskizze eines Ausführungsbeispiels eines Fahrzeugs 78 mit ei- nem Flochvoltbordnetz 79. Das Flochvoltbordnetz umfasst eine Gleichspannungs- quelle 80 in Form einer Flochvoltbatterie und mehrere Stromrichter 81 , 82, 83. Der Stromrichter 81 ist ein Wechselrichter, welcher zum Wandeln einer von der Gleichspannungsquelle bereitgestellten Gleichspannung in eine dreiphasige Wechselspannung für eine das Fahrzeug 78 zumindest teilweise antreibende elektrische Maschine 84 eingerichtet ist. Der Stromrichter 82 ist ein aktiver Gleich- richter einer Ladeeinrichtung zum Wandeln einer an einem Ladeanschluss 85 des Fahrzeugs 78 bereitgestellten Wechselspannung in eine die Hochvoltbatterie la- dende Gleichspannung oder einen ladenden Gleichstrom. Der Stromrichter 83 ist ein Gleichspannungswandler, der zum Koppeln des Hochvoltbordnetzes 78 mit ei- nem Niedervoltbordnetz 86 eingerichtet ist. Jeder Stromrichter 81 , 82, 83 umfasst auf seiner hochvoltbordnetzseitigen Gleichspannungsseite einen Zwischenkreis- kondensator 2, der an die Eingänge 3, 4 einer Vorrichtung 1 zum Entladen des Zwischenkreiskondensators 2 gemäß einem der zuvor beschriebenen Ausfüh- rungsbeispiele angeschlossen ist.
Die Gleichspannungsquelle 80 ist mittels eines Trenneinrichtung 87 von den übri gen Komponenten des Hochvoltbordnetzes 79 trennbar. Zur Steuerung der Trenneinrichtung 87 weist das Fahrzeug 78 ein Steuergerät 88 auf, durch welches bei Erfassung eines Fehlerfalls ein Datentelegramm über einen Fahrzeugbus 89 bereitstellbar ist. Das Datentelegramm steuert sowohl die Trenneinrichtung 87 zum Trennen der Gleichspannungsquelle 80 von den übrigen Komponenten des Hochvoltbordnetzes 79 als auch die Stromrichter 81 , 82, 83 zum Entladen der Zwi- schenkreiskondensatoren 2 an. Dabei sind die Stromrichter 81 , 82, 83 dazu einge- richtet, das Datentelegramm auszuwerten und aus dem Datentelegramm das Ent- ladesignal 9 zu erzeugen. Alternativ kann das Entladesignal 9 den Vorrichtungen 1 der Stromrichter 81 , 82, 83 auch direkt durch das Steuergerät 88 zuführbar sein. Die Vorrichtung 1 erlaubt dabei eine Behandlung eines doppelten Fehlerfalls, bei dem die Trennung durch die Trenneinrichtung 87 nicht wie vorgesehen erfolgt.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung (1 ) zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators (2), umfas- send
- eine parallel zum Zwischenkreiskondensator (2) geschaltete Entladungs- einrichtung (8), mittels welcher bei Erhalt eines das Entladen anfordernden Ent- ladesignals (9) ein Stromfluss (I) erzeugbar ist, der bei Vorliegen eines ersten Sig- nalzustands eines Steuersignals (11 ) eine geringere Stromstärke aufweist als bei Vorliegen eines zweiten Signalzustands des Steuersignals (11 ), und
- eine Spannungserfassungseinrichtung (13), mittels welcher ein eine über dem Zwischenkreiskondensator (2) abfallende Kondensatorspannung (7) be- schreibendes Spannungssignal (14) erzeugbar ist,
gekennzeichnet durch
eine Steuerungseinrichtung (19) mit
- einer Signalerzeugungseinheit (22), welche zum Erzeugen eines Refe- renzsignals (24) eingerichtet ist, dessen Wert zum Zeitpunkt des Erhalts des Ent- ladesignals (9) vom Spannungssignal (14) abhängig ist und gegenüber dem Span- nungssignal (14) verringert ist, und
- einer Vergleichseinheit (23), welche zum Vergleichen des Spannungssig- nals (14) mit dem Referenzsignal (24), zum Bereitstellen des Steuersignals (11 ) mit dem ersten Signalzustand bei Erhalt des Entladesignals (9) und zum Bereit- steilen des Steuersignals mit dem zweiten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals (14) den Wert des Referenzsignals (24) erreicht oder unter- schreitet, eingerichtet ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1 , wobei die Vergleichseinheit (23) dazu einge- richtet ist, vom zweiten Signalzustand zum ersten Signalzustand zu wechseln, wenn der Wert des Spannungssignals (14) den Wert des Referenzsignals (24) er- reicht oder überschreitet.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Signalerzeugungseinheit (22) dazu eingerichtet ist, bei einem Überschreiten des Werts des Referenzsignals (24) durch das Spannungssignal (14), den Wert des Referenzsignals (24) bis auf einen gegenüber dem Wert des Spannungssignals (14) verringerten Wert zu erhö- hen.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sig nalerzeugungseinheit (22) dazu eingerichtet ist, einen Spannungsverlauf des Re- ferenzsignals (24) derart vorzugeben, dass sein Wert langsamer fällt als der Wert des Spannungssignals (14) beim Entladen des Zwischenkreiskondensators (2).
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
- wobei die Spannungserfassungseinrichtung (13) einen Ausgang (15) auf- weist, an welchem eine das Spannungssignal (14) repräsentierende Spannung (18) bereitstellbar ist,
- wobei die Signalerzeugungseinrichtung (13) ein Spannungsverringe- rungselement (30) und ein Energiespeicherelement (31 ) aufweist, die in Reihe ge- schaltet sind,
- wobei das Spannungsverringerungselement (30) an den Ausgang (15) der Spannungserfassungseinrichtung (13) angeschlossen ist,
- wobei der Ausgang (15) der Spannungserfassungseinrichtung (13) an ei- nen ersten Eingang (27) der Vergleichseinheit (23) angeschlossen ist, und
- wobei ein Potential zwischen dem Spannungsverringerungselement (30) und dem Energiespeicherelement (31 ) an einen zweiten Eingang (28) der Ver- gleichseinheit (23) angeschlossen ist.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Entla- dungseinrichtung (8) eine Reihenschaltung aus einer Widerstandseinheit (38) und einer Transistoreinheit (39) aufweist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei ein Widerstandswert der Widerstands- einheit (38) in Abhängigkeit des Steuersignals (11 ) veränderbar ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, wobei die Transistoreinheit (39) ein Längselement einer in Abhängigkeit des Steuersignals (11 ) steuerbaren Strom- senke (45) ausbildet.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Stromsenke (45) einen Operations- verstärker (58) aufweist, wobei ein Ausgang (60) des Operationsverstärkers (58) mit einem Steueranschluss (48) der Transistoreinheit (39) verbunden ist, wobei ein erster Eingang (61 ) des Operationsverstärkers (58) an ein Bezugspotential zwi- schen der Widerstandseinheit (38) und der Transistoreinheit (39) angeschlossen ist, wobei eine Spannung an einem zweiten Eingang (62) des Operationsverstär- kers (58) in Abhängigkeit des Steuersignals (11 ) veränderbar ist.
10. Vorrichtung nach den Ansprüchen 7 und 8, wobei die Stromsenke (45) eine Spannungsreglereinheit (46) mit einer Kathode (47), einer Anode (50) und einem Referenzanschluss (49) aufweist, wobei die Kathode (47) an einen Steueran- schluss (48) der Transistoreinheit (39) und der Referenzanschluss (49) mit einem Potential zwischen der Transistoreinheit (39) und der Widerstandseinheit (38) ver- bunden ist.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, ferner umfassend eine Rückkopplungseinrichtung (64), mittels welcher ein Sollwert der Stromsenke (45) in Abhängigkeit des Spannungssignals (14) steuerbar ist.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 11 , wobei die Transistoreinheit (39) mehrere Transistoren (73a, 73b), die jeweils einen Steueranschluss (74), mit- tels welchem ein Stromfluss zwischen zwei weiteren Anschlüssen (75, 76) des Transistors (73a, 73b) steuerbar ist, umfassen, aufweist, wobei an einen jeweili gen widerstandseinheitsseitigen weiteren Anschluss (76) ein erster Anschluss ei- nes Widerstands (77a, 77b) angeschlossen ist und zweite Anschlüsse der Wider- stände (77a, 77b) zusammengeschaltet sind.
13. Stromrichter (81 , 82, 83) für ein Fahrzeug (78), umfassend einen Zwischen- kreiskondensator (2) und eine Vorrichtung (1 ) zum Entladen des Zwischenkreis- kondensators (2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
14. Fahrzeug (78), umfassend wenigstens einen Stromrichter (81 , 82, 83) nach
Anspruch 13.
15. Verfahren zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators (2), umfassend folgende Schritte:
- Erzeugen eines eine über dem Zwischenkreiskondensator (2) abfallende
Kondensatorspannung (7) beschreibenden Spannungssignals (14);
- Erzeugen eines Referenzsignals (24), dessen Wert zum Zeitpunkt des Er- halts eines Entladesignals (9) vom Spannungssignal (14) abhängig ist und gegen- über dem Spannungssignal (14) verringert ist;
- Vergleichen des Spannungssignals (14) mit dem Referenzsignal (24);
- Bereitstellen eines Steuersignals (11 ) mit einem ersten Signalzustand bei Erhalt des Entladesignals (9) und mit einem zweiten Signalzustand, wenn der Wert des Spannungssignals (14) den Wert des Referenzsignals (24) erreicht oder unterschreitet; und
- Erzeugen eines Stromflusses (I) durch eine parallel zum Zwischenkreis- kondensator (2) geschaltete Entladungseinrichtung (8), wobei der Stromfluss (I) bei Vorliegen des ersten Signalzustands des Steuersignals (11 ) eine geringere Stromstärke aufweist als bei Vorliegen des zweiten Signalzustands des Steuersig- nals (11 ).
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