EP3740782A1

EP3740782A1 - Fmcw-radarsensor

Info

Publication number: EP3740782A1
Application number: EP18808308.3A
Authority: EP
Inventors: Marcel Mayer; Michael Schoor
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2018-01-18
Filing date: 2018-11-22
Publication date: 2020-11-25
Also published as: CN111630410A; JP7033663B2; WO2019141413A1; JP2021510822A; DE102018200765A1; US11360202B2; KR20200104913A; US20200363520A1

Abstract

FMCW-Radarsensor mit mehreren in Abstand in einer Reihe angeordneten Antennenelementen (10), denen jeweils ein Mischer (12), der durch Mischen eines empfangenen Signals (E) mit einem Oszillatorsignal (OSC) ein Zwischenfrequenzsignal (Z1, Zi, Zn) erzeugt, und eine Auswerteeinheit (16) zugeordnet ist, die dazu ausgebildet ist,das Zwischenfrequenzsignal (Z1, Zi, Zn) über eine Messperiode (T) als Funktion der Zeit (t) aufzuzeichnen und das so erhaltene Zeitsignal (S1, Si, Sn) durch Fouriertransformation in ein Spektrum (F[Si_c]) umzuwandeln, sowie mit einer Winkelmesseinrichtung(32), in der die von den verschiedenen Auswerteeinrichtungen erhaltenen Spektren in getrennten Kanälen weiter ausgewertet werden, gekennzeichnet durch: - eine Strahlformungseinrichtung (22), die dazu ausgebildet ist, eine Strahlformung für das aus einer vorgegebenen Vorzugsrichtung (θ) empfangene Signal (E) vorzunehmen, durch Ausgleich von Lauflängenunterschieden des Signals zu den verschiedenen Antennenelementen (10), - eine Summationseinrichtung (26) zur Bildung eines Summenspektrums durch kohärente Addition der Spektren, und - eine Abstandsmesseinrichtung (30) zur Bestimmung von Abständen von Objekten in der Vorzugsrichtung anhand des Summenspektrums.

Description

Beschreibung

Titel

FMCW-Radarsensor

Die Erfindung betrifft einen FMCW-Radarsensor mit mehreren in Abstand in einer Reihe angeordneten Antennenelementen, denen jeweils ein Mischer, der durch Mischen eines empfangenen Signals mit einem Oszillatorsignal ein Zwi- schenfrequenzsignal erzeugt, und eine Auswerteeinheit zugeordnet ist, die da- zu ausgebildet ist, das Zwischenfrequenzsignal über eine Messperiode als Funktion der Zeit aufzuzeichnen und das so erhaltene Zeitsignal durch Fourier- transformation in ein Spektrum umzuwandeln, sowie mit einer Winkelmessein- richtung, in der die von den verschiedenen Auswerteeinrichtungen erhaltenen Spektren in getrennten Kanälen weiter ausgewertet werden.

Stand der Technik

In bekannten FMCW-Radarsensoren wird die Frequenz des Sendesignals ram- penförmig moduliert. Im Empfangsteil erhält man durch Mischen des ermpfan- genen Signals mit dem Sendesignal ein Zwischenfrequenzsignal, dessen Fre- quenz vom Frequenzunterschied zwischen dem aktuell gesendeten Signal und dem empfangenen Signal abhängig ist. Aufgrund der rampenförmigen Modula- tion ist dieser Frequenzunterschied von der Laufzeit der Radarwellen vom Sen- sor zum Objekt und zurück zum Sensor abhängig. Durch Fouriertransformation erhält man ein Spektrum des Zwischenfrequenzsignals, in dem sich jedes geor- tete Objekt als ein Peak bei einer vom Abstand des Objekts abhängigen Fre- quenz abzeichnet. Aufgrund des Doppler-Effekts ist die Frequenzlage des Peaks allerdings auch von der Relativgeschwindigkeit des Objekts abhängig. Um die abstands- und geschwindigkeitsabhängigen Anteile voneinander zu trennen ist es bekannt, nacheinander mehrere Frequenzrampen mit unter- schiedlicher Steigung zu fahren. Da nur der abstandsabhängige Anteil der Fre- quenz von der Rampensteigung abhängig ist, lassen sich durch Vergleich der auf den verschiedenen Rampen erhaltenen Frequenzlagen der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Objekts bestimmen.

Der Umstand, dass die Messperiode, über die das Zeitsignal aufgezeichnet wird, nur eine begrenzte Länge haben kann, führt dazu, dass bei der Fourier- transformation Artefakte in der Form von Nebenmaxima erzeugt werden, die die Interpretation des Signals erschweren. Es ist bekannt, solche Nebenmaxima dadurch weitgehend zu unterdrücken, dass das Zeitsignal vor der Fouriertrans- formation mit einer geeigneten Fensterfunktion„gefenstert“ wird, beispielsweise indem das Zeitsignal mit einer ebenfalls zeitabhängigen Fensterfunktion multi- pliziert wird. Die Fensterfunktion, beispielsweise ein sogenanntes Hamming- Fenster, hat in erster Linie die Wirkung, dass die abrupten Übergänge im Zeit- Signal am Beginn und am Ende der Messperiode geglättet und dadurch die Ne- benmaxima gemildert werden.

Radarsensoren dieser Art werden bereits in weitem Umfang als sensorische Komponenten in Fahrerassistenzsystemen für Kraftfahrzeuge eingesetzt. Im Zuge einer Weiterentwicklung der Fahrerassistenzsysteme in Richtung hochau- tonomes Fahren werden an die Leistungsfähigkeit der Radarsensoren zuneh- mend höhere Anforderungen gestellt. Um eine bessere Winkelauflösung zu er- reichen, beispielsweise im Azimut, kann die Anzahl der in einer Reihe angeord- neten Antennenelemente vergrößert werden. Bei Objekten mit sehr kleinem Azimutwinkel kann dann auch die Ortungsempfindlichkeit gesteigert werden, indem die von den verschiedenen Antennenelementen empfangenen Signale, die dann für das Objekt im wesentlichen phasengleich sind, kohärent addiert werden, so dass man durch konstruktive Überlagerung ein besseres Sig nal/Rausch-Verhältnis erhält.

Eine verbesserte Abstandsauflösung lässt sich dadurch erreichen, dass die rampenförmige Modulation des Sendesignals mit größerem Frequenzhub aus- geführt wird. Im Spektrum vergrößert sich dadurch der Frequenzabstand zwi- schen zwei Peaks von Objekten, die in unterschiedlichen Abständen geortet werden. Der Abstandsraum kann dementsprechend in eine größere Anzahl von Abstandsbins unterteilt werden, wobei nach wie vor die Forderung erfüllt wird, dass sich jeder Objektpeak eindeutig einem bestimmten Abstandsbin zuordnen lässt.

Für Objekte, deren Ortungsrichtung um einen größeren Winkel von der Norma- len auf die Reihe der Antennenelemente abweicht, ergeben sich jedoch mit zu- nehmender Apertur des Antennenarrays (und dementsprechend größerem Ab- stand zwischen Antennenelementen an den entgegengesetzten Enden des Ar- rays) deutliche Lauflängenunterschiede zwischen den Signalen, die von dem- selben Objekt in verschiedenen Antennenelementen empfangen werden, so dass es bei der kohärenten Addition aufgrund der Phasendifferenzen auch zu destruktiver Interferenz kommen kann. Aufgrund der Lauflängenunterschiede führt dann eine Vergrößerung des Frequenzhubes zu einer Verbreiterung der Peaks, so dass die angestrebte Verbesserung der Abstandsauflösung nicht mehr in vollem Umfang erreicht wird.

Offenbarung der Erfindung Aufgabe der Erfindung ist es, bei einem Radarsensor der eingangs genannten Art die Ortungsempfindlichkeit und/oder Abstandsauflösung für in einer be- stimmten Vorzugsrichtung liegende Objekte zu verbessern. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch:

eine Strahlformungseinrichtung, die dazu ausgebildet ist, eine Strahl formung für das aus einer vorgegebenen Vorzugsrichtung empfangene Signal vorzunehmen, durch Ausgleich von Lauflängenunterschieden des Signals zu den verschiedenen Antennenelementen,

eine Summationseinrichtung zur Bildung eines Summenspektrums durch kohärente Addition der Spektren, und

eine Abstandsmesseinrichtung zur Bestimmung von Abständen von Ob- jekten in der Vorzugsrichtung anhand des Summenspektrums.

Die Erfindung erlaubt es, für eine vorgegebene Vorzugsrichtung die Lauflän- genunterschiede so auszugleichen, dass die Strahlformung für diese Richtung optimiert wird und dementsprechend die kohärente Addition für Objekte, die in der gewählten Vorzugsrichtung liegen, zu höherer Ortungsempfindlichkeit und verbesserter Abstandsauflösung führt. Insbesondere wird durch den Ausgleich der Lauflängenunterschiede erreicht, dass die Erhöhung des Frequenzhubs nicht zu einer Verbreiterung der Peaks sondern zu einer Verbesserung der Ab- standsauflösung führt.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Strahlformung kann auf unterschiedliche Weise erfolgen.

Eine Möglichkeit besteht darin, den Ausgleich der Lauflängenunterschiede in den einzelnen Auswerteeinrichtungen vorzunehmen, indem dort die Zeitsignale mit geeignet gewählten komplexwertigen Fensterfunktionen gefenstert werden. Dabei wird eine Eigenschaft der Fouriertransformation ausgenutzt, die darin besteht, dass sich durch die Wahl der komplexwertigen Fensterfunktion errei- chen lässt, dass sich das durch die Fouriertransformation erhaltene Spektrum um einen einstellbaren Betrag auf der Frequenzachse verschiebt. Wenn das Sendesignal von verschiedenen Antennenelementen empfangen wird, so füh- ren die Laufzeitzeitunterschiede von dem einen Antennenelement zum anderen beim Mischen des empfangenen Signals mit dem Oszillatorsignal (Sendesignal) zu einem Frequenzunterschied, der eine Änderung des Objektabstands vor- täuscht. Da sich jedoch die durch die Fensterfunktion erreichte Frequenzver- schiebung des Peaks im Spektrum ebenfalls als (scheinbare) Änderung des Objektabstands interpretieren lässt (der Einfluss des Dopplereffekts bei nicht verschwindender Relativgeschwindigkeit braucht hier nicht berücksichtigt zu werden), lassen sich die Laufzeitunterschiede durch eine geeignete Frequenz- verschiebung mittels der Fensterfunktion kompensieren, ohne dass aufwendige Maßnahmen zur Anpassung von Leitungslängen erforderlich sind.

Bei dieser Ausführungsform lässt sich die Vorzugsrichtung situationsabhängig variieren, indem in den einzelnen Auswerteeinrichtungen Fensterfunktionen verwendet werden, die unterschiedliche Frequenzverschiebungen bewirken.

Wahlweise kann der Ausgleich der Lauflängenunterschiede jedoch auch durch Anpassung von Leitungslängen erreicht werden, beispielsweise indem für jedes Antennenelement die Leitungslänge vom Antennenelement zum Mischer so gewählt wird, dass sich eine Signalverzögerung ergibt, die den Lauflängenun- terschied ausgleicht. Ebenso lässt sich der Lauflängenunterschied auch dadurch ausgleichen, dass für die Leitungen, auf denen das Oszillatorsignal dem Mischer zugeführt wird, für jedes Antennenelement eine andere Leitungs- länge gewählt wird. Bei den letztgenannten Ausführungsformen ist die Vorzugsrichtung durch die gewählten Leitungslängen festgelegt. Grundsätzlich ist es jedoch möglich, si- tuationsabhängig zwischen unterschiedlichen Leitungswegen umzuschalten, wodurch dann auch eine Umschaltung zwischen den betreffenden Vorzugsrich- tungen erreicht wird.

Die Erfindung ist sowohl bei bistatischen Antennenkonzepten als auch bei mo- nostatischen Antennenkonzepten anwendbar. Bei monostatischen Antennen- konzepten kann jedes der Antennenelemente zum Senden verwendet werden (MIMO; Multiple Input Multiple Output), oder es wird nur ein ausgewähltes An- tennenelement zum Senden benutzt, während die übrigen Antennenelemente nur zum Empfang dienen. Bei monostatischen MIMO-Lösungen kann, sofern die Strahlformung durch Anpassung von Leitungslängen erreicht wird, je nach Ausführungsform auch eine Strahlformung im Sendepfad bewirkt werden.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläu- tert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm der wesentlichen Komponenten eines er- findungsgemäßen Radarsensors;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Illustration der Frequenzmodulation beim einem FMCW-Radar;

Fig. 3 Beispiele für Zeitsignale, die in verschiedenen Antennenele- menten des Radarsensors nach Fig. 1 empfangen werden;

Fig. 4 Spektren der Zeitsignale nach Fig. 3; und Fig. 5 und 6 Blockdiagramme analog zu Fig. 1 für unterschiedliche Aus- führungsformen der Erfindung.

Der in Fig. 1 gezeigte Radarsensor weist eine Vielzahl (n) von in gleichmäßigen Abständen in einer Reihe angeordneten Antennenelementen 10 auf (ULA; Uni- form Linear Array), denen jeweils ein Mischer 12 zugeordnet ist. Allgemein kann die Reihe der Antennenelemente auch Teil eines zweidimensionalen Anten- nenarrays sein. Die Mischer erhalten phasengleiche Oszillatorsignale OSC von einem gemeinsamen lokalen Oszillator. Die Antennenelemente 10 dienen in diesem Beispiel nur zum Empfang eines Radarsignals E. Zum Senden von Ra- darwellen ist mindestens ein weiteres nicht gezeigtes Antennenelement vorge- sehen, dem das gleiche Oszillatorsignal OSC zugeführt wird wie den Mischern 12.

Das von einem nicht gezeigten Objekt reflektierte Radarecho wird von den An- tennenelementen 10 empfangen und in den Mischern 12 jeweils mit dem Oszil- latorsignal OSC gemischt, wodurch jeweils ein Zwischenfrequenzsignal Z1 , Zi, Zn erzeugt wird, das an eine Auswerteeinheit 16 ausgegeben wird.

Jede Auswerteeinheit 16 enthält eine Vorverarbeitungsstufe 18 mit einem Zeit- signalmodul 20, in dem das Zwischenfrequenzsignal digitalisiert und über eine bestimmte Messperiode als Funktion der Zeit aufgezeichnet wird. Auf diese

Weise wird ein digitales Zeitsignal S1 , Si, Sn gebildet, das an ein Fenstermodul 22 übergeben wird, in dem das aus dem Zwischenfrequenzsignal erzeugte Zeitsignal mit einer Fensterfunktion V1 , Vi, Vn gefenstert wird. Dadurch wird ein korrigiertes Zeitsignal S1_c, Si_c, Sn_c gebildet, das dann in einem Fourier- transformationsmodul 24 der der Auswerteeinheit 16 durch Fouriertransformati- on in ein Spektrum F[S1_c], F[Si_c], F[Sn_c] umgewandelt wird. In einer Sum- mationseinrichtung 26 werden die Spektren kohärent addiert (d.h., Addition der komplexen Amplituden, bevor des Betragsquadrat gebildet wird). Das erhaltene Summenspektrum (Betragsquadrat als Funktion der Frequenz) ist in Fig. 1 auch graphisch dargestellt und enthält einen einzelnen Peak 28, dessen Frequenzla- ge den Abstand des georteten Objekts angibt. Der Einfachheit halber soll hier angenommen werden, dass die Relativgeschwindigkeit des Objekts null ist, so dass keine Dopplerverschiebung vorliegt. Anhand des Summenspektrums wird in einer Abstandsmesseinrichtung 30 mit hoher Auflösung der Abstand des ge- orteten Objekts bestimmt.

Parallel dazu wird in einer Winkelmesseinrichtung 32 der Azimutwinkel des Ob- jekts bestimmt (bei horizontaler Anordnung der Reihe der Antennenelemente 10). Dazu werden die von den einzelnen Auswerteeinrichtungen 16 gelieferten Spektren F[S1_c], ... in getrennten Auswertekanälen ausgewertet, so dass der Azimutwinkel anhand der winkelabhängigen Amplituden- und Phasenbeziehun- gen zwischen den empfangenen Signalen bestimmt werden kann. Im Prinzip kann in der Winkelmesseinrichtung 32 anhand der einzelnen Spektren auch jeweils ein Wert für den Abstand des Objekts bestimmt werden, jedoch ist dabei wegen des schlechteren Signal/Rausch-Verhältnisses die Ortungsempfindlich- keit und die Genauigkeit der Abstandsmessung geringer.

Damit in der Abstandsbestimmungseinrichtung 30 eine höhere Ortungsgenau- igkeit und eine hohe Abstandsauflösung erreicht werden, müssen bei Objekten mit von null verschiedenem Azimutwinkel Q die Lauflängenunterschiede D zwi- schen den Radarwellen ausgeglichen werden, die von den verschiedenen An- tennenelementen 10 empfangen werden. Diese Lauflängenunterschiede erge- ben sich, wie in Fig. 1 schematisch dargestellt ist, aufgrund der Schrägstellung der Wellenfronten des Signals E relativ zu der Normalen auf die Reihe der An- tennenelemente 10 und sind deshalb vom Azimutwinkel Q abhängig. Sie sind außerdem proportional zu dem Abstand d zwischen den einzelnen Antennene- lementen 10.

D = d sin(0).

Ein Ausgleich der Lauflängenunterschiede ist deshalb jeweils nur für einen be- stimmten Azimutwinkel Q möglich, der eine bestimmte Einfallsrichtung der Ra- darstrahlung E angibt. Diese Einfallsrichtung wird hier als„Vorzugsrichtung“ bezeichnet und ist durch den Winkel Q angegeben.

In dem hier gezeigten Beispiel erfolgt der Ausgleich der Lauflängenunterschie- de, die sogenannte Strahlformung, auf rechnerischem Wege durch Verwendung spezieller Fensterfunktionen Vi (i = 1 , ..., n) in den Fenstermodulen 22, wie im folgenden näher erläutert werden soll.

In Fig. 2 ist ein (vereinfachtes) Beispiel eines Modulationsschemas gezeigt, mit dem die Frequenz des Oszillatorsignals OSC - und damit auch die Frequenz f r der gesendeten Radarwellen - moduliert ist. Die Frequenz f r ist als Funktion der Zeit t dargestellt und weist eine Folge von Modulationsrampen 34 mit einer Rampensteigung B/T auf, wobei B der Frequenzhub und T die Dauer der Modu- lationsrampe ist. Diese Dauer T ist zugleich auch die Dauer der Messperiode über die das Zeitsignal im Zeitsignalmodul 20 aufgezeichnet wird.

In jedem Mischer 12 wird das empfangene Signal E mit Oszillatorsignal OSC gemischt, dessen Frequenz der Frequenz des aktuell gesendeten Radarsignals entspricht. Die Frequenz des empfangenen Signals E ist dagegen durch die Frequenz des Oszillatorsignals OSC zu dem Zeitpunkt gegeben, an dem das Signal ausgesandt wurde. Der Frequenzunterschied - und damit die Frequenz (Schwebungsfrequenz) des betreffenden Zwischenfrequenzsignals Z1 , Zi, Zn - ist deshalb proportional zur Gesamtlaufzeit des Signals vom Radarsensor zum Objekt und zurück zu dem betreffenden Antennenelement 10, und proportional zur Rampensteigung B/T, und die Signallaufzeit ist ihrerseits proportional zum zweifachen Objektabstand. Aufgrund des Lauflängenunterschieds D sind jedoch die Objektabstände für zwei benachbarte Antennenelemente 10 um 2D vonei- nander verschieden, so dass auch die zugehörigen Zwischenfrequenzsignale einen entsprechenden Frequenzunterschied aufweisen, wie in Fig. 3 dargestellt ist.

In Fig. 3 sind die Zeitsignale S1 , Si, Sn als Funktionen der Zeit t dargestellt. Auf der vertikalen Achse ist hier nur der Realteil ReA der (komplexen) Amplitude A angegeben. Man erkennt, dass die Frequenz des Zeitsignals S1 (für das in Fig.

1 am weitesten links liegende Antennenelement) aufgrund des oben beschrie- benen Lauflängenunterschieds gegenüber der Frequenz des Zeitsignals Sn erhöht ist. In den Fenstermodulen 22 wird dieser Frequenzversatz wieder rück- gängig gemacht, so dass im Idealfall das korrigierte Zeitsignal Sn c mit dem korrigierten Zeitsignal S1_c und auch mit allen anderen Zeitsignalen Si_c über- einstimmt. Dazu wird in jedem Fenstermodul 22 das Zeitsignal mit einer gleich falls zeitabhängigen Fensterfunktion Vi(t) = exp( -j ^* 2 ^* p ^* (1 /T) ^* (t - x) ^* b ) (1 ) multipliziert. Darin ist i = 1 , ..., n ein laufender Index des Antennenelements, j ist die Wurzel aus (-1 ), p ist die Kreiszahl, T ist die Dauer der Messperiode und zugleich die Rampendauer, b ist ein sogenannter Binversatz, der so gewählt wird, dass der Lauflängenunterschied für die Vorzugsrichtung Q ausgeglichen wird, und x ist ein beliebiger Wert aus dem Intervall [0, T], der eine konstante Phasenverschiebung bewirkt. Als vorteilhaft hat sich x = T/2 erwiesen.

Bei der Fensterfunktion Vi(t) handelt es sich um eine komplexwertige Funktion, deren Betrag konstant den Wert 1 hat und deren Phase proportional zur Zeit t und zu dem Binversatz b ist. Der Ausdruck„Binversatz“ resultiert daraus, dass der Bereich der Frequenzen f, auf dem die Spektren F[Si_c] (i =1 , n) definiert sind, in eine Vielzahl (beispielsweise 512) Bins unterteilt ist, die jeweils eine Binbreite W = c/2B haben, wie in Fig. 4 gezeigt ist.

Es ist zu bemerken, dass die Binbreite W die Dimension einer Länge hat, wäh- rend auf der horizontalen Achse in Fig. 4 die Frequenz f als unabhängige Vari- able angegeben ist. Für das Radarecho eines Objekts mit dem Objektabstand D ist die Frequenz f, bei der der von dem Objekt herrührende Peak liegt, ist je- doch (vereinfacht, bei Vernachlässigung des Doppler-Effekts) gegeben durch f = (B/T)^*2D/c (2)

Die Frequenz f kann somit auch als Maß für den Objektabstand D betrachtet werden. Die in Fig. 4 gezeigten Frequenzbins sind deshalb äquivalent zu Ab- standsbins mit der Binbreite W.

Der Binversatz b ist gegeben durch das Verhältnis zwischen dem Lauflängen- unterschied (n-i) * D zwischen dem i-ten und das n-ten Antennenelement und der Binbreite W also b = (n-i) * D / W = (n-i) * D *2B/c (3)

Unter diesen Bedingungen ist der Frequenzversatz zwischen den Peaks in den Spektren F[Si] äquivalent zu einer scheinbaren Änderung des Objektabstands D, die gleich dem Lauflängenunterschied D ist. Folglich ist in den korrigierten Spektren F[Si_c] der Frequenzversatz eliminiert. In Fig. 4 haben alle Spektren F[Si_c] die gleiche Form und sind deshalb nicht unterscheidbar. Zum Vergleich ist auch ein unkorrigiertes Spektrum F[S1] gezeigt, das man durch Fouriertrans- formation des Zeitsignals S1 erhalten würde, also ohne Fensterung mit der Fensterfunktion V1. Man erkennt, dass der entsprechende Peak im Spektrum bei einer etwas höheren Frequenz liegt als der Peak in den Spektren F[Si_c], übereinstimmend mit dem Frequenzunterschied, der auch in Fig. 3 zu erkennen ist.

Die kohärente Summe der korrigierten Spektren F [Si_c] ergibt das Summen- spektrum EF[Si_c]. Dieses Summenspektrum zeichnet sich durch ein hohes Signal/Rausch-Verhältnis aus, und da die Frequenzversätze zwischen den Ein- zelspektren korrigiert werden, führt eine Erhöhung des Frequenzhubes B nicht zu einer Verbreiterung des Peaks im Summenspektrum, sondern vielmehr zu der erwünschten erhöhten Abstandsauflösung.

Fig. 5 zeigt ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel, bei dem der Ausgleich der Lauflängenunterschiede durch Umwegleitungen 36 erreicht wird, die den Sig nalweg vom Antennenelement 10 zum Mischer 12 in dem Masse verlängern wie die Lauflänge des Signals abnimmt. Zwar sind in den Auswerteeinrichtun- gen 16 auch in diesem Fall Fenstermodule 22 vorhanden, doch werden die Zeitsignale hier nur mit reellwertigen Fensterfunktionen V gefenstert, die eine Unterdrückung von Nebenkeulen bewerten. Auch die komplexwertigen Fenster- funktionen Vi, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet werden, kön- nen zusätzlich einen reellwertigen Faktor zur Unterdrückung von Nebenkeulen enthalten.

In Fig. 5 ist nur die Abstandsmesseinrichtung 30 gezeigt aber nicht die zusätz- lieh vorhandene Winkelmesseinrichtung.

Da die Umwegleitungen 36 die Phasenbeziehungen zwischen den Signalen stören, auf denen die Winkelmessung beruht, sind die Signalwege mit Hilfe von Schaltern 38 umschaltbar. In einem Betriebsmodus, in dem eine Winkelmes- sung durchgeführt werden soll, nehmen die Schalter 38 die in Fig. 5 gestrichelt eingezeichnete Position ein, so dass alle Signalwege die gleiche Länge haben. Nur wenn eine hochauflösende Abstandsmessung für Signale aus der Vorzugs- richtung vorgenommen werden soll, werden die Schalter 38 umgeschaltet und damit die Umwegleitungen 36 aktiviert.

Nach dem gleichen Prinzip kann mit Hilfe von Schaltern für jedes Antennene- lement auch zwischen mehreren unterschiedlich langen Umwegleitungen um- geschaltet werden, die unterschiedliche Vorzugsrichtungen definieren.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem ein monostatisches Antennenkon- zept verwirklicht ist. Das Oszillatorsignal OSC wird über einen Zirkulator 40 je- dem der Antennenelemente 10 zugeführt, so dass jedes Antennenelement auch als Sendeantenne arbeitet. Umwegleitungen 42 sind in diesem Fall in den Sig nalwegen vorgesehen, über die das Oszillatorsignal OSC dem Mischer 12 zu- geführt wird. Dadurch wird das Oszillatorsignal, das der Mischer 12 erhält, im gleichen Masse verzögert wie aufgrund des Lauflängenunterschiedes auch das empfangene Signal verzögert wird, das der Mischer über den Zirkulator 40 er- hält. Auch in diesem Fall werden so die Lauflängenunterschiede durch unter- schiedliche Leitungslängen ausgeglichen. Auch in diesem Fall lassen sich die Umwegleitungen 42 mit Hilfe von Schaltern 44 überbrücken, um Winkelmes- sungen anhand unverfälschter Phasenbeziehungen durchzuführen.

Da sich bei diesem Ausführungsbeispiel die Umwegleitungen 42 nur in dem Leitungsast befinden, über den das Oszillatorsignal dem Mischer 12 zugeführt wird, erhalten alle Antennenelemente 10 phasengleiche Sendesignale, so dass die Hauptabstrahlrichtung der Radarstrahlen die Richtung mit dem Azimutwin- kel null ist. Das gleiche ließe sich auch mit Umwegleitungen erreichen, die in dem Leitungsweg vom Zirkulator 40 zum Mischer 12 angeordnet sind. Wenn dagegen die Umwegleitungen in dem Leitungsweg angeordnet werden, über den das Oszillatorsignal OSC dem Zirkulator 40 zugeführt wird oder in dem Lei- tungsweg zwischen dem Zirkulator 40 und dem Antennenelement 10, so erge- ben sich auch Phasenunterschiede zwischen den Sendesignalen, und dement- sprechend würde auch beim Senden des Radarstrahls eine Strahlformung er- folgen, und die Hauptabstrahlrichtung wäre identisch mit der Vorzugsrichtung bei dem Azimutwinkel Q.

In Fig. 5 ist strichpunktiert noch ein weiteres Ausführungsbeispiel illustriert, bei dem nur einem der Antennenelemente 10, nämlich dem am weitesteten links liegenden, ein Zirkulator 40 zugeordnet ist, so dass dieses Antennenelement auch als Sendeantenne dient, während alle übrigen Antennenelemente nur empfangen.

Claims

Ansprüche

1. FMCW-Radarsensor mit mehreren in Abstand in einer Reihe angeordne- ten Antennenelementen (10), denen jeweils ein Mischer (12), der durch Mi- sehen eines empfangenen Signals (E) mit einem Oszillatorsignal (OSC) ein Zwischenfrequenzsignal (Z1 , Zi, Zn) erzeugt, und eine Auswerteeinheit (16) zugeordnet ist, die dazu ausgebildet ist, das Zwischenfrequenzsignal (Z1 , Zi, Zn) über eine Messperiode (T) als Funktion der Zeit (t) aufzuzeichnen und das so erhaltene Zeitsignal (S1 , Si, Sn) durch Fouriertransformation in ein Spektrum (F[Si_cj) umzuwandeln, sowie mit einer Winkelmesseinrichtung (32), in der die von den verschiedenen Auswerteeinrichtungen erhaltenen Spektren in getrenn- ten Kanälen weiter ausgewertet werden, gekennzeichnet durch:

eine Strahlformungseinrichtung (22; 36; 42), die dazu ausgebildet ist, eine Strahlformung für das aus einer vorgegebenen Vorzugsrichtung (Q) emp- fangene Signal (E) vorzunehmen, durch Ausgleich von Lauflängenunterschie- den des Signals zu den verschiedenen Antennenelementen (10),

eine Summationseinrichtung (26) zur Bildung eines Summenspektrums durch kohärente Addition der Spektren, und

eine Abstandsmesseinrichtung (30) zur Bestimmung von Abständen von Objekten in der Vorzugsrichtung anhand des Summenspektrums.

2. Radarsensor nach Anspruch 1 , bei dem die Auswerteeinheiten (16) dazu ausgebildet sind, die Laufzeitunterschiede dadurch auszugleichen, dass die Zeitsignale (Si) vor der Fouriertransformation mit komplexwertigen Fensterfunk- tionen (Vi) gefenstert werden.

3. Radarsensor nach Anspruch 1 , bei dem zum Ausgleich der Laufzeitun- terschiede Umwegleitungen (36; 42) in den Signalwegen für das empfangene Signal (E) und/oder das Oszillatorsignal (OSC) vorgesehen sind.

4. Radarsensor nach Anspruch 3, mit Schaltern (38, 42) zum Umschalten zwischen Umwegleitungen (36, 38) mit von Antennenelement zu Antennenele- ment unterschiedlichen Längendifferenzen und damit zwischen unterschiedli- chen Vorzugsrichtungen (Q).

5. Radarsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die An- tennenelemente (10) auch als Sendeantennen zum Senden eines mit dem Os- zillatorsignals synchronen Sendesignals betreibbar sind.

6. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem mindestens eines der Antennenelemente (10) auch als Sendeantenne betreibbar ist und mehrere andere Antennenelemente (10) nur als Empfangsantennen betreibbar sind.