EP3729557A1 - Composant micro-ondes et procede de fabrication associe - Google Patents

Composant micro-ondes et procede de fabrication associe

Info

Publication number
EP3729557A1
EP3729557A1 EP18845308.8A EP18845308A EP3729557A1 EP 3729557 A1 EP3729557 A1 EP 3729557A1 EP 18845308 A EP18845308 A EP 18845308A EP 3729557 A1 EP3729557 A1 EP 3729557A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
propagation
temperature
resonator
compensation
axis
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP18845308.8A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP3729557B1 (fr
Inventor
Frédéric LOTZ
Tifenn Martin
Anthony Ghiotto
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Exens Solutions
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
Cobham Microwave SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, Universite de Bordeaux, Institut Polytechnique de Bordeaux, Cobham Microwave SAS filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP3729557A1 publication Critical patent/EP3729557A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP3729557B1 publication Critical patent/EP3729557B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H01P3/121—Hollow waveguides integrated in a substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2088—Integrated in a substrate

Definitions

  • the present invention relates to a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate, comprising a propagation zone extending along an axis of propagation and being delimited transversely, with respect to the axis of propagation, by a least one electrically conductive wall, the propagation zone being configured to present, at a predetermined reference temperature, a corresponding predetermined frequency response.
  • the invention also relates to a method of manufacturing such a microwave component.
  • the invention applies to the field of microwave components based on microwave transmission lines.
  • GIS substrate-integrated waveguide
  • components are commonly referred to as “GIS components” or referred to as “substrate-integrated transmission line components”.
  • the components of the type of transmission line integrated into the substrate there are generally the components of the guide type integrated in the substrate, the type of hollow guide integrated into the substrate, the coaxial line type integrated into the substrate and suspended line type integrated into the substrate.
  • Such GIS components are made from substrates commonly used for the manufacture of electronic cards, which makes the manufacture of such GIS components inexpensive.
  • GIS components have a reduced mass compared to conventional microwave components, and do not generally require shielding, while allowing a high integration density.
  • GIS components are a serious alternative to conventional microwave waveguide components, which generally do not have such advantages.
  • microwave GIS components are not entirely satisfactory.
  • the materials in which a GIS component of the state of the art is produced are generally subject to expansion or contraction during a variation in their temperature. This results in a fluctuation of the dimensions of such a GIS component, and in particular by a fluctuation of the dimensions of a propagation zone of said GIS component, intended for guiding electromagnetic waves. This results, in particular, a fluctuation of the frequency response of such microwave GIS component with the temperature.
  • bandwidth is intended to mean a frequency band around the central frequency in which the frequency response of the component has an amplitude at least equal to a predetermined fraction of an amplitude. the frequency response reached at said central frequency.
  • An object of the invention is therefore to provide a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate in which the fluctuation of the frequency response with the temperature is lower.
  • the subject of the invention is a microwave component of the above-mentioned type, further comprising at least one compensation block arranged in the propagation zone, the at least one compensation block being made of a material dielectric having a dielectric permittivity whose temperature derivative, within a predetermined temperature range of interest around the reference temperature, has a sign opposite to the sign of at least one coefficient of thermal expansion of the propagation zone , the dimensions of the at least one compensation block, at the reference temperature, being chosen so that the at least one compensation block is able to compensate a variation of the frequency response with the temperature, in the range of temperature of interest.
  • the at least one compensation block being made of a dielectric material having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature has a sign opposite to the sign of at least one coefficient of thermal expansion of the propagation zone,
  • the dielectric permittivity variations of the at least one compensation block with the temperature cause the frequency response to shift in an opposite direction with respect to the offset caused by the size variations of the propagation zone.
  • the microwave component comprises one or more of the following characteristics, taken in isolation or in any technically possible combination:
  • the dimensions of the at least one compensation block are a function of a central frequency of the frequency response at the reference temperature, of the at least one thermal expansion coefficient of the propagation zone, of at least one a coefficient of thermal expansion of the compensation block, the dielectric permittivity of the dielectric material in which the at least one compensation block is produced and the derivative, with respect to the temperature, of the dielectric permittivity of the dielectric material in which is realized the at least one compensation block;
  • the propagation zone comprises at least one resonator, the resonator having, at the reference temperature, a resonator length and a half-width of predetermined resonator, at least one compensation block being arranged in the resonator, the dimensions of the resonator being at least one compensation block being a function of the resonator length and the resonator resonator half-width;
  • the resonator is delimited, along a transverse axis orthogonal to the axis of propagation, by two electrically conductive walls, two compensation blocks being arranged in the resonator, each compensation block being fixed to a respective electrically conductive wall of the two walls. electrically conductive;
  • the resonator is symmetrical with respect to a plane of symmetry orthogonal to the transverse axis, and the two compensation blocks are symmetrical with respect to the plane of symmetry,
  • wo is said difference between the resonator resonator half-width and the block width along the transverse axis, called "half-distance";
  • DT is the difference between the temperature distinct from the reference temperature and the reference temperature
  • mo is the magnetic permeability of the void
  • eo is the dielectric permittivity of the vacuum
  • r , o is the relative permittivity of a dielectric material, in the propagation zone, which is distinct from the dielectric material of the two compensation blocks;
  • e r , i is the relative permittivity of the dielectric material in which the two compensation blocks are made
  • d e o is the derivative with respect to the temperature of the relative permittivity e G o;
  • f is the center frequency of the resonator
  • tan is the function "tangent"
  • d c is the coefficient of thermal expansion of the propagation zone along the axis of propagation
  • Y is the coefficient of thermal expansion of the propagation zone along the transverse axis
  • L is the resonator length of the resonator
  • the exponent "T” refers to a value of a magnitude when the microwave component has the reference temperature
  • the exponent "T + DT" refers to the value of a quantity when the microwave component has the temperature distinct from the reference temperature
  • the propagation zone comprises a cavity delimited, along a transverse axis orthogonal to the propagation axis, by a dielectric surface of at least one substrate, the at least one substrate comprising at least one vias path, each via extending along an axis not parallel to the transverse axis, the at least one vias path at least partially forming the at least one electrically conductive wall, at least one compensation block being delimited, along the transverse axis, between the vias path and the dielectric surface;
  • the component comprises a substrate comprising an upper conductive layer and a lower conductive layer separated by a dielectric layer, each of the upper conductive layer, the lower conductive layer and the dielectric layer extending in a plane defined by the propagation axis; and a transverse axis orthogonal to the axis of propagation, the substrate comprising two vias paths spaced from each other along the transverse axis, each via extending between the upper conductive layer and the lower conductive layer of substrate, each vias path forming at least partially the at least one electrically conductive wall, at least one compensation block being arranged in a corresponding cell formed within the propagation zone, in the dielectric layer.
  • the subject of the invention is a method for manufacturing a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate, comprising the steps of:
  • the compensation device comprising at least one compensation block arranged in the propagation zone, each compensation block being made of a dielectric material having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature, in a predetermined temperature range of interest around the reference temperature, at a sign opposite to the sign of at least one coefficient of thermal expansion of the propagation zone, the dimensions of the at least one compensation block, at the reference temperature being chosen so that the at least one compensation block is suitable for compensate for a variation of the frequency response with the temperature in the temperature range of interest.
  • the method comprises the following characteristic: the propagation zone comprises a cavity delimited, along a transverse axis orthogonal to the axis of propagation, by a dielectric surface of at least one substrate, realization step comprising producing, in the at least one substrate, a plurality of vias each extending along an axis not parallel to the transverse axis, the vias defining at least one path, each vias path forming at least partially the at least one electrically conductive wall, at least one compensation block being delimited, along the transverse axis, between the vias path and the dielectric surface.
  • FIG. 1 is a sectional view of a first embodiment of a microwave component according to the invention, according to a sectional plane defined by a transverse axis and a propagation axis of the microwave component;
  • FIG. 2 is a sectional view of the microwave component of FIG. 1, in a plane orthogonal to the axis of propagation passing through projections of lateral substrates of the microwave component;
  • FIG. 3 is a sectional view of the microwave component of Figure 1, in a plane orthogonal to the axis of propagation passing through hollow side substrates of the microwave component;
  • FIG. 4 is a sectional view of a second embodiment of a microwave component according to the invention, according to a sectional plane defined by a transverse axis and an axis of propagation of the microwave component;
  • FIG. 5 is a sectional view of the microwave component of FIG. 4, in a plane orthogonal to the axis of propagation passing through conductive surfaces of lateral substrates of the microwave component;
  • FIG. 6 is a sectional view of the microwave component of FIG. 4, in a plane orthogonal to the axis of propagation passing through vias of the lateral substrates of the microwave component;
  • FIG. 7 is a graph showing the evolution, with frequency, of a transmission coefficient of the microwave component of FIG. 4, at three different temperatures;
  • FIG. 8 is a graph showing the evolution, with frequency, of a transmission coefficient of a microwave component of the state of the art, at three different temperatures.
  • FIG. 9 is a sectional view of a third embodiment of a microwave component according to the invention, according to a sectional plane defined by a transverse axis and an axis of propagation of the microwave component.
  • FIGS. 1 to 3 A first embodiment of a microwave component 2 according to the invention is diagrammatically represented in FIGS. 1 to 3.
  • the microwave component 2 is, for example, a filter, a coupler, an antenna, an oscillator, a load, a circulator or an insulator.
  • the microwave component 2 is of the "hollow waveguide integrated substrate” type.
  • the microwave component 2 comprises a waveguide 4 and a compensation device 6.
  • the waveguide 4 is configured to allow the propagation of an electromagnetic wave along a propagation axis XX.
  • the waveguide 4 comprises a propagation zone 5 intended to confine the electromagnetic wave.
  • the spatial boundaries of the propagation zone 5 will be defined later.
  • the waveguide 4 has, at a given temperature, a frequency response that is representative of how the electromagnetic wave propagates in the waveguide as a function of its frequency.
  • the compensation device 6 is adapted to prevent, in particular to compensate, a thermal drift of predetermined properties of the waveguide 4.
  • the compensation device 6 is configured to compensate for a thermal drift of a frequency response of the guide 4, for example a thermal drift of a transmission coefficient and / or a reflection coefficient of the waveguide 4.
  • the compensation device 6 is in particular configured to compensate for a thermal drift of a central frequency and a bandwidth of the waveguide 4.
  • the waveguide 4 will now be described.
  • the waveguide 4 comprises four substrates 8.
  • Each substrate 8 is, for example, an electronic card.
  • the substrates 8 are divided into an upper substrate 8A, a lower substrate 8B, and two lateral substrates 8C and 8D respectively.
  • Each substrate 8 extends in a plane XY, defined by the axis of propagation X-X and by a transverse axis Y-Y orthogonal to the axis of propagation X-X.
  • a vertical axis Z-Z, orthogonal to the axis of propagation X-X and the transverse axis Y-Y, is also shown in Figures 2 and 3, as well as in Figure 1.
  • Each substrate 8 comprises an upper conductive layer 10, a lower conductive layer 12 and a dielectric layer 14.
  • the upper conductive layer 10, the lower conductive layer 12 and the dielectric layer 14 each extend in the XY plane.
  • the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 are arranged at a distance from each other, on either side of the dielectric layer 14, in contact with the dielectric layer
  • Each of the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 is made of an electrically conductive material, for example copper.
  • the dielectric layer 14 is made of a dielectric material, for example an epoxy resin, or a ceramic / polytetrafluoroethylene composite.
  • such a composite is the composite generally known under the trade name "RT / Duroid 6010LM", which has, between -40 ° C (degrees Celsius) and 80 ° C, a coefficient of thermal expansion of substantially constant value equal at 24.10 6 / K (per Kelvin).
  • the upper substrate 8A, the lateral substrates 8C and 8D and the lower substrate 8B are arranged in a stack.
  • the lateral substrates 8C, 8D are reported on the lower substrate 8B.
  • the lower conductive layer 12 of each of the lateral substrates 8C, 8D is pressed against the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B, in electrical contact with the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B.
  • respective slices of the lateral substrates 8C, 8D are arranged facing one another at a distance from each other along the transverse axis Y-Y.
  • the upper substrate 8A is attached to the side substrates 8C, 8D.
  • the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A is pressed against the upper conductive layer 10 of each of the lateral substrates 8C, 8D, in electrical contact with the upper conductive layer 10 of each of the lateral substrates 8C, 8D.
  • the upper substrate 8A and the lower substrate 8B are arranged at a distance from each other along the vertical axis ZZ, the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A being opposite the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B.
  • Each wafer 15 is covered with a conductive film 25 made of an electrically conductive material, such as a metal, for example copper.
  • a conductive film 25 is continuous, along the vertical axis ZZ, of the upper conductive layer 10 to the layer lower conductor 12 of the lateral substrate 8C, 8D corresponding, being in electrical contact with the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12.
  • the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A, the conductive film 25 of each lateral substrate 8C, 8D and the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B define a cavity 20 transversely between them.
  • the cavity 20 is filled with air, or even another gas, for example nitrogen, or gas vacuum.
  • the cavity 20 is filled with a dielectric material that is distinct from a material in which compensation blocks described below are made.
  • the cavity 20 constitutes the propagation zone 5 of the microwave component 2.
  • each lateral substrate 8C, 8D is cut out so that it has an alternation of projections 16 and recesses 17.
  • Each projection 16 of one of the lateral substrates 8C, 8D extends in the direction on the other side substrates 8C, 8D.
  • each recess 17 separates two successive protrusions 16 along the axis of propagation X-X. In this case, such cutting gives the slice 15, in the XY plane, a crenellated form.
  • the slices 15 of the lateral substrates 8C, 8D are symmetrical to one another with respect to a plane XZ, defined by the propagation axis X-X and the vertical axis Z-Z. More preferably, the slices 15 of the side substrates 8C, 8D comprise only planar portions, extending parallel to one or the other of the XZ and YZ planes.
  • a projection 16 of one of the lateral substrates 8C, 8D facing a projection 16 of the other of the lateral substrates 8C, 8D define between them, along the transverse axis Y-Y, a coupling window 18.
  • each resonator 19 is located at two respective recesses 17 of the lateral substrates 8C, 8D facing one of the other, along the transverse axis YY.
  • Half of the distance, along the transverse axis YY, separating the slices 15 at a given resonator 19 is called "half-distance wo".
  • the half distance wo is likely to vary with the temperature.
  • the distance along the axis of propagation X-X, separating two projections 16 on either side of a resonator 19 is denoted L.
  • the distance L is also called "resonator length”.
  • the length of the resonator L is likely to vary with the temperature.
  • the compensation device 6 will now be described.
  • the compensation device 6 comprises at least one compensation block 28.
  • Each compensation block 28 is made of a dielectric material.
  • each compensation block 28 is made of a dielectric material having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature, within a predetermined temperature range of interest, has a sign opposite to the sign of at least one coefficient of thermal expansion of the substrates 8 in the range of interest.
  • each compensation block 28 is made of a dielectric material having, in the range of interest, a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature has a sign opposite the sign of the thermal expansion coefficients of the substrates 8 in the range of interest.
  • thermal expansion coefficients of the substrates 8 conditioning the variations of the dimensions of the propagation zone 5 they will also be called “coefficients of thermal expansion of the propagation zone”.
  • each compensation block 28 is made of the same dielectric material as the material in which the dielectric layer 14 of the substrates 8 is made.
  • each compensation block 28 has expansion coefficients equal to those of the substrates 8 .
  • the composite material mentioned above has a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature is -425.10 6 / K.
  • Each compensation block 28 is arranged in the cavity 20, that is to say in the propagation zone 5.
  • each compensation block 28 is arranged in the cavity 20 at a corresponding resonator 19.
  • two compensation blocks 28 are arranged in the cavity 20.
  • each compensation block 28 is parallelepipedic.
  • each compensation block 28 extends, along the vertical axis Z-Z, of the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B to the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A.
  • each compensation block 28 has a length, along the axis of propagation X-X, equal to the resonator length L of the corresponding resonator 19.
  • the compensation block 28 extends, along the X-X propagation axis, between the two projections 16 of the same lateral substrate 8C, 8D longitudinally defining the corresponding resonator 19.
  • each compensation block 28 is integral with a corresponding wafer 15, for example glued to the wafer 15.
  • each compensation block 28 comprises a free surface 30 which faces the cavity 20.
  • the distance along the transverse axis YY, denoted wi, between the free surface 30 of a given compensation block 28 and the recess 17 of the corresponding wafer 15 is chosen depending on the properties of the resonator 19 corresponding.
  • the distance wi also called “block width” is likely to vary with temperature.
  • each of the two corresponding compensation blocks 28 For a given resonator 19 defined between two successive coupling windows 18 along the propagation axis XX, the dimensioning of each of the two corresponding compensation blocks 28, and in particular the choice of the block width w i, will now be described.
  • the block width wi and the half-distance wo are such that their sum, denoted W and called "half-width of resonator", at a reference temperature, is fixed.
  • the equivalent model involves a plurality of quantities described below.
  • the exponent "T” will refer to the value of a quantity when the microwave component 2 has a reference temperature T
  • the exponent "T + DT” will refer to the value a quantity when the microwave component 2 has a temperature T + DT different from the reference temperature, DT being a non-zero temperature difference.
  • second equivalent impedance Z ei a second equivalent impedance Z ei reduced to a plane of symmetry of the resonator 19, hereinafter referred to as "second equivalent impedance Z ei ", according to the formula:
  • f is a natural frequency of the resonator
  • tan is the "tangent" function.
  • the natural frequency f of the resonator is also denoted f mn , the integers (m, n) being the integers characterizing the eigen mode considered of the resonator.
  • first equivalent impedance Z e o a first equivalent impedance Z e o reduced to the plane of symmetry of the resonator 19, hereinafter referred to as "first equivalent impedance Z e o", according to the formula:
  • r , o is the relative permittivity of the medium in the cavity 20 which is distinct from the compensation blocks 28, and which, in the example, is assumed to be independent of the temperature (when the cavity is filled with gas, or empty ).
  • the waveguide 4 and the compensation blocks 28 expand or contract, according to the sign of the coefficients of thermal expansion of the substrates 8 and the coefficient of thermal expansion of the material in which the compensation blocks 28 are made.
  • the half-distance wo, the length of the resonator L and the block width w i change, respectively, with the temperature, according to the following relations:
  • d g is the coefficient of thermal expansion of the substrate 8 along the transverse axis YY;
  • d c is the coefficient of thermal expansion of the substrate 8 along the axis of propagation XX.
  • d e is the derivative relative to the temperature of the relative permittivity e G i of the material in which the compensation blocks 28 are produced, that is to say, in the example, the material of the dielectric layer Substrates 8.
  • the second propagation constant b 1 the second guide impedance Z 1 and the second equivalent impedance Z e 1 are expressed according to:
  • the first propagation constant bo the first guide impedance Zo and the first equivalent impedance Z e o are expressed according to:
  • the condition according to which the natural frequency of the resonator 19 is the same at T and at T + DT is imposed.
  • the natural frequency of the resonator 19 is set at 21 GHz.
  • the resolution of the associated equation corresponds to the resolution of the following equation: "the inverse of the imaginary part of the first equivalent impedance Z e o is zero".
  • eigenmodes for which the value of at least one of the integers m and n is greater than 1 are used.
  • the difference, at the reference temperature T, between the resonator half-width W of the resonator 19 and the block width wi of one of the two compensation blocks 28, for a transverse eigenmode determined for a pair of integers (m, n), is equal to the value for which the center frequency of the frequency response of the resonator 19 (i.e., its natural frequency) at a temperature T + DT Anything different from the reference temperature T is equal to the center frequency at the reference temperature T.
  • the half-distance wo is measured from the center of the vias 24.
  • the effective value of the half-distance wo is taken equal to the calculated value of the half-distance wo, to which is subtracted a corrective factor which is a function of the diameter of the vias 24 and the distance between two successive vias 24 along the path 26.
  • a corrective factor is, for example, equal to d 2 /0.95D, where d is the diameter of the vias 24, and D is the distance separating the centers of two successive vias along the path 26 .
  • FIGS. 4 to 6 A second embodiment of a microwave component 102 according to the invention will now be described with reference to FIGS. 4 to 6.
  • the microwave component 2 is of the "hollow waveguide integrated substrate” type.
  • the microwave component 102 of Figures 4 to 6 differs from the microwave component 2 of Figures 1 to 3 in that the conductive film 25 is not continuous along the edges 15 of the side substrates 8C, 8D, according to the invention.
  • propagation axis XX propagation axis XX.
  • each slice 15 of the lateral substrates 8C, 8D each comprise at least one dielectric surface 22.
  • each slice 15 comprises at least one conductive surface 23.
  • Each conductive surface 23 is a part of the wafer 15 which is covered by the conductive film 25.
  • Each conductive surface 23 extends, along the vertical axis ZZ, between the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the lateral substrate. 8C, 8D corresponding, in electrical contact with the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12.
  • the portions of wafer 15 which form conductive surfaces 23 correspond to projections 16, as illustrated in FIG. 4.
  • Each dielectric surface 22 is a part of the wafer 16 which is not electrically conductive, and in particular not covered by the conductive film 25.
  • each dielectric surface 22 is a part of wafer 16 at which the dielectric layer 14 of the lateral substrate 8C, 8D delimits directly the cavity 20.
  • Each dielectric surface 22 extends, along the vertical axis ZZ, between the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the corresponding lateral substrate 8C, 8D.
  • the portions of the wafer 15 which form dielectric surfaces 22 correspond to recesses 17, as illustrated in FIG. 4.
  • Each dielectric surface 22 is associated with a plurality of metallized holes 24, more commonly called “vias”, made in the corresponding lateral substrate 8C, 8D.
  • Each via 24 extends along the vertical axis Z-Z, passing through the upper conductive layer 10, the dielectric layer 14 and the lower conductive layer 12 of the side substrate 8C, 8D.
  • Each via 24 is made of an electrically conductive material and electrically connects the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the side substrate 8C, 8D therebetween.
  • the corresponding vias 24 are transversely further away, along the transverse axis Y-Y, of the cavity 20 than said dielectric surface 22.
  • the vias 24 are arranged along a path 26, two successive vias 24 along the path 26 being separated by a portion of the lateral substrate 8C, 8D, as illustrated in FIG. 4.
  • Each path 26 forms an electrically conductive wall.
  • the distance between two successive vias 24 is smaller than the smallest of the wavelengths of the electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2, preferably less than or equal to one-fifth of the smallest of the wavelengths. electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2, for example less than or equal to one-tenth of the smallest of the wavelengths of the electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2.
  • the distance, along the transverse axis Y-Y, between the dielectric surface 22 and the corresponding path 26 is a block width wi, as will be apparent from the description which follows.
  • a majority of vias 24, called intermediate vias 241 are arranged to define a rectilinear segment 27 within the path 26.
  • the rectilinear segment 27 is preferably parallel to the corresponding dielectric surface 22, as appears in Figure 4.
  • the block width wi, taken as the distance between the dielectric surface 22 and the rectilinear segment 27 is constant along the axis of propagation XX.
  • the rectilinear segment 27 has a length, along the axis of propagation X-X, equal to the length of resonator L.
  • the vias 24 which are not intermediate vias are called “lateral vias 24L”.
  • At least one lateral via 24L is arranged between said intermediate via 24 end and a portion closest to the conductive surface 23 closest, if it exists.
  • the vias 24 delimit, with the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A and the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B, the propagation zone. More precisely, and as it appears in FIGS. 5 and 6, in any plane YZ, the propagation zone 5 is transversely delimited, along the vertical axis ZZ, by the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A, firstly, and the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B, on the other hand; in addition, the propagation zone is transversely delimited, along the transverse axis Y-Y, by each of the lateral substrates 8C, 8D, and more precisely:
  • each compensation block 28 is associated with a respective dielectric surface 22, and is defined as the portion of the dielectric layer 14 of a lateral substrate 8C, 8D which is delimited:
  • the block width wi between the dielectric surface 22 and the rectilinear segment 27 and, consequently, the position of the vias 24 relative to the corresponding dielectric surface 22, is determined in the same way as for the micro-component. Wave 2 of Figures 1 to 3.
  • the microwave component 102 is a microwave bandpass filter.
  • the center frequency is 21.018 GHz and the bandwidth at -3 dB (decibel) is 284 MHz. It is assumed in this example that such characteristics correspond to specifications required for the microwave component 102.
  • the variation of the transmission coefficient of the filter, when the microwave component 102 has a temperature of -40 ° C is illustrated by the curve 42 (dotted line).
  • the center frequency is 21.016 GHz and the bandwidth at -3 dB is 280 MHz.
  • the variation of the transmission coefficient of the filter, when the microwave component 102 has a temperature of 80 ° C is illustrated by the curve 44 (broken line).
  • the center frequency is 21.014 GHz and the bandwidth at -3 dB is 286 MHz.
  • the value of the transmission coefficient is of the order of -1.1 dB.
  • the value of the reflection coefficient, in the bandwidth is, at most, of the order of -20 dB.
  • the variation of the central frequency, when the temperature of the microwave component 102 varies from -40 ° C. to 80 ° C., is therefore approximately 4 MHz.
  • the variation of the transmission coefficient of a microwave component of the state of the art, called the "uncompensated component", as a function of the frequency of an electromagnetic wave applied to an input of said uncompensated component, for three distinct temperatures is illustrated in FIG. 8.
  • the uncompensated component is devoid of a compensation device, and is designed to have, at the reference temperature, a frequency response substantially identical to the frequency response of the microwave component 102. , in particular a substantially equal transmission coefficient.
  • curve 50 The variation of the transmission coefficient of the uncompensated component, when said component has a temperature of 23 ° C., is illustrated by curve 50 (solid line).
  • the center frequency is 21.009 GHz and the bandwidth at -3 dB is 288 MHz.
  • the variation of the transmission coefficient of the filter, when the uncompensated component has a temperature of -40 ° C is illustrated by the curve 52 (dotted line).
  • the center frequency is 21.039 GHz and the bandwidth at -3 dB is 291 MHz.
  • the variation of the transmission coefficient of the filter, when the uncompensated component has a temperature of 80 ° C is illustrated by the curve 54 (broken line).
  • the center frequency is 21.982 GHz and the bandwidth at -3 dB is 288 MHz.
  • the value of the transmission coefficient is of the order of -0.7 dB.
  • the value of the reflection coefficient, in the bandwidth is, at most, of the order of -13 dB.
  • the variation of the center frequency, when the temperature of the uncompensated component varies from -40 ° C to 80 ° C, for the uncompensated component is therefore about 57 MHz.
  • the compensation device 6 integrated in the microwave components according to the invention significantly reduces the fluctuations of the frequency response of said microwave components with the temperature.
  • a third embodiment of a microwave component 202 according to the invention will now be described, with reference to FIG. 9.
  • the microwave component 202 of FIG. 8 differs from the microwave component 2 of FIGS. 1 to 3 in that it comprises a single substrate 8.
  • the microwave component 202 is of the "waveguide integrated substrate” type.
  • the microwave component 202 comprises two paths 26 vias 24 each extending along the axis of propagation X-X, and being away from each other along the transverse axis Y-Y.
  • the propagation zone 5 is delimited transversely:
  • cells 32 are formed within the propagation zone 5, in the dielectric layer 14 of the substrate 8.
  • a compensation block 28 is arranged in each cell 32.
  • each compensation block 28 occupies the entire volume of the cell 32.
  • Each compensation block 28 is made of a dielectric material distinct from the dielectric material of the dielectric layer 14 and having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature, within a predetermined temperature range of interest, has a sign opposite to the sign at least one coefficient of thermal expansion of the dielectric material of the dielectric layer 14 of the substrate 8, in the range of interest.
  • each compensation block 28 are determined as previously described, with the difference that the relative permittivity of the dielectric material of the dielectric layer is supposed to depend on the temperature, and to vary according to the relation:
  • d e o is the derivative relative to the temperature of the relative permittivity r, o of the dielectric material of the dielectric layer 14.
  • the microwave component is of the "coaxial line integrated into the substrate” type, or else of the "suspended line integrated into the substrate” type.
  • the corresponding compensation blocks are arranged in a manner similar to the compensation blocks 28 of the microwave component. 2 of Figures 1 to 3, or the microwave component 102 of Figures 4 to 6.
  • the corresponding compensation blocks 28 are arranged in a manner similar to the compensation blocks 28 of the micro-component. wave 202 of FIG. 9.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguides (AREA)

Abstract

L'invention concerne un composant micro-ondes (102) comprenant une zone de propagation s'étendant le long d'un axe de propagation (X-X) et étant délimitée transversalement, par rapport à l'axe de propagation (X-X), par au moins une paroi électriquement conductrice (23, 26), la zone de propagation (5) étant configurée pour présenter, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante, le composant micro-ondes (102) étant caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, au moins un bloc de compensation (28) agencé dans la zone de propagation (5), l'au moins un bloc de compensation (28) étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5), pour compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température.

Description

COMPOSANT MICRO-ONDES ET PROCEDE DE FABRICATION ASSOCIE
DESCRIPTION
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention concerne un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat, comprenant une zone de propagation s'étendant le long d'un axe de propagation et étant délimitée transversalement, par rapport à l'axe de propagation, par au moins une paroi électriquement conductrice, la zone de propagation étant configurée pour présenter, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante.
L'invention concerne également un procédé de fabrication d'un tel composant micro-ondes.
L'invention s'applique au domaine des composants micro-ondes à base de lignes de transmission micro-ondes.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
Il est connu d'avoir recours à la technologie GIS (cet acronyme signifiant « guide d'onde intégré au substrat ») pour la conception de composants micro-ondes. De tels composants sont couramment désignés par l'expression « composants GIS », ou encore qualifiés de « composants du type ligne de transmission intégrée au substrat ».
Parmi les composants du type ligne de transmission intégrée au substrat, on compte généralement les composants du type à guide intégré au substrat, du type à guide creux intégré au substrat, du type ligne coaxiale intégrée au substrat et du type ligne suspendue intégrée au substrat.
De tels composants GIS sont réalisés à partir de substrats couramment utilisés pour la fabrication de cartes électroniques, ce qui rend peu onéreuse la fabrication de tels composants GIS. En outre, de tels composants GIS présentent une masse réduite en comparaison des composants micro-ondes usuels, et ne requièrent généralement pas de blindage, tout en autorisant une forte densité d'intégration. Ainsi, de tels composants GIS constituent une alternative sérieuse aux composants micro-ondes à guide d'onde usuels, qui ne présentent généralement pas de tels avantages.
Néanmoins, de tels composants micro-ondes GIS ne donnent pas entière satisfaction.
En effet, les matériaux dans lesquels est réalisé un composant GIS de l'état de la technique sont généralement sujets à une dilatation ou une contraction lors d'une variation de leur température. Ceci se traduit par une fluctuation des dimensions d'un tel composant GIS, et notamment par une fluctuation des dimensions d'une zone de propagation dudit composant GIS, destinée au guidage d'ondes électromagnétiques. Il en résulte, notamment, une fluctuation de la réponse en fréquence d'un tel composant micro ondes GIS avec la température.
De telles fluctuations de réponse en fréquence sont préjudiciables, en particulier dans le cas de composants GIS dont le fonctionnement repose sur la mise en œuvre de cavités résonantes, encore appelées « résonateurs ». Dans ce cas, une fluctuation des dimensions de la zone de propagation avec la température, et donc des dimensions du ou des résonateur(s), se traduit par une fluctuation d'une bande passante du composant GIS, et en particulier d'une fréquence centrale associée au composant GIS.
Par « bande passante », il est entendu, au sens de la présente invention, une bande de fréquence, autour de la fréquence centrale, dans laquelle la réponse en fréquence du composant présente une amplitude au moins égale à une fraction prédéterminée d'une amplitude maximale de la réponse en fréquence atteinte en ladite fréquence centrale.
A titre d'exemple illustratif, il a été observé, pour un filtre micro-ondes en technologie GIS de l'état de la technique, conçu pour présenter une fréquence centrale à 21 GHz (gigahertz), une diminution de 28,3 MHz (mégahertz) de la fréquence centrale du filtre lors d'un passage de sa température de 23°C (degré Celsius) à 80°C. De telles fluctuations de la réponse en fréquence des composants micro ondes GIS avec la température ne sont généralement pas acceptables au regard des spécifications généralement requises. Ceci est préjudiciable à une plus large adoption de tels composants micro-ondes GIS en remplacement des composants micro-ondes classiques.
Un but de l'invention est donc de proposer un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat dans lequel la fluctuation de la réponse en fréquence avec la température est moindre.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
A cet effet, l'invention a pour objet un composant micro-ondes du type précité, comportant, en outre, au moins un bloc de compensation agencé dans la zone de propagation, l'au moins un bloc de compensation étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, les dimensions de l'au moins un bloc de compensation, à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt.
En effet, l'au moins un bloc de compensation étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, il en résulte que les variations de permittivité diélectrique de l'au moins un bloc de compensation avec la température entraînent un décalage de la réponse en fréquence dans un sens opposé par rapport au décalage entraîné par les variations de dimension de la zone de propagation. Il s'ensuit, pour des dimensions appropriées de l'au moins un bloc de compensation, une compensation, par les blocs de compensation, des effets de la variation thermique des dimensions de la zone de propagation sur la réponse en fréquence, ce qui confère à la réponse en fréquence des composant micro-ondes selon l'invention une plus grande stabilité en température que la réponse en fréquence des composants de l'état de la technique.
Suivant d'autres aspects avantageux de l'invention, le composant micro ondes comporte une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prise(s) isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles :
- les dimensions de l'au moins un bloc de compensation sont fonction d'une fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température de référence, de l'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, d'au moins un coefficient de dilatation thermique du bloc de compensation, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation et de la dérivée, par rapport à la température, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation ;
- la zone de propagation comprend au moins un résonateur, le résonateur présentant, à la température de référence, une longueur de résonateur et une demi- largeur de résonateur prédéterminées, au moins un bloc de compensation étant agencé dans le résonateur, les dimensions de l'au moins un bloc de compensation étant fonction de la longueur de résonateur et de la demi-largeur de résonateur du résonateur ;
- le résonateur est délimité, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par deux parois électriquement conductrices, deux blocs de compensation étant agencés dans le résonateur, chaque bloc de compensation étant fixé à une paroi électriquement conductrice respective parmi les deux parois électriquement conductrices ;
- le résonateur est symétrique par rapport à un plan de symétrie orthogonal à l'axe transverse, et les deux blocs de compensation sont symétriques par rapport au plan de symétrie,
la différence, à la température de référence, entre la demi-largeur de résonateur du résonateur et une largeur de bloc, suivant l'axe transverse, de l'un des deux blocs de compensation, pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), étant égale à la valeur pour laquelle une fréquence centrale de la réponse en fréquence, obtenue comme étant : • la p-ième solution de l'équation lm si m est pair, m étant de la forme m = 2p, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1 ; ou
• la p-ième solution de l'équation lm(z 0 +AT)=¥ si m est impair, m étant de la forme m = 2p-l, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1,
à une température quelconque distincte de la température de référence est égale à la fréquence centrale à la température de référence, avec
7 T+DT
7T+DT 7 T+DT el +jZ’ 1 aT Lan Gb ,' 4t(ΐ+ό,,DT jvv. j
et où f est la fréquence centrale ;
wo est ladite différence entre la demi-largeur de résonateur du résonateur et la largeur de bloc suivant l'axe transverse, dite « demi-distance » ;
wi est la largeur de bloc ;
DT est la différence entre la température distincte de la température de référence et la température de référence ;
Im est l'opérateur « partie imaginaire » ;
mo est la perméabilité magnétique du vide ;
eo est la permittivité diélectrique du vide ; r,o est la permittivité relative d'un matériau diélectrique, dans la zone de propagation, qui est distinct du matériau diélectrique des deux blocs de compensation ;
er,i est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les deux blocs de compensation ;
deo est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative eG o ;.
dei est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative
£r,l ;
j est le nombre tel que j2 = -1 ;
f est la fréquence centrale du résonateur ;
tan est la fonction « tangente » ;
dc est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation suivant l'axe de propagation ;
5y est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation suivant l'axe transverse ;
L est la longueur de résonateur du résonateur ;
l'exposant « T » se rapporte à une valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes présente la température de référence ; et
l'exposant « T+DT » se rapporte à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes présente la température distincte de la température de référence ;
- l'entier m est égal à 1, la demi-distance, à la température de référence, étant égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température distincte de la température de référence, obtenue comme étant la première solution de l'équation Im(z 0 +AT)=¥, est égale à la fréquence centrale à la température de référence, l'entier n étant, de préférence, égal à 1 ;
- la zone de propagation comporte une cavité délimitée, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par une surface diélectrique d'au moins un substrat, l'au moins un substrat comprenant au moins un chemin de vias, chaque via s'étendant suivant un axe non parallèle à l'axe transverse, l'au moins un chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant délimité, suivant l'axe transverse, entre le chemin de vias et la surface diélectrique ;
- le composant comporte un substrat comportant une couche conductrice supérieure et une couche conductrice inférieure séparées par une couche diélectrique, chacune parmi la couche conductrice supérieure, la couche conductrice inférieure et la couche diélectrique s'étendant dans un plan défini par l'axe de propagation et un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, le substrat comprenant deux chemins de vias à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse, chaque via s'étendant entre la couche conductrice supérieure et la couche conductrice inférieure du substrat, chaque chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant agencé dans une cellule correspondante ménagée au sein de la zone de propagation, dans la couche diélectrique.
En outre, l'invention a pour objet un procédé de fabrication d'un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat, comportant les étapes de :
- fabrication d'une zone de propagation délimitée transversalement, par rapport à un axe de propagation, par au moins une paroi électriquement conductrice, la zone de propagation présentant, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante ;
- réalisation d'un dispositif de compensation, le dispositif de compensation comportant au moins un bloc de compensation agencé dans la zone de propagation, chaque bloc de compensation étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, les dimensions de l'au moins un bloc de compensation, à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt.
Suivant un autre aspect avantageux de l'invention, le procédé comporte la caractéristique suivante : la zone de propagation comporte une cavité délimitée, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par une surface diélectrique d'au moins un substrat, l'étape de réalisation comportant la réalisation, dans l'au moins un substrat, d'une pluralité de vias s'étendant chacun suivant un axe non parallèle à l'axe transverse, les vias définissant au moins un chemin, chaque chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant délimité, suivant l'axe transverse, entre le chemin de vias et la surface diélectrique.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 est une vue en section d'un premier mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes ;
- la figure 2 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 1, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des saillies de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
- la figure 3 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 1, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des creux de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
- la figure 4 est une vue en section d'un deuxième mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes ; - la figure 5 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 4, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des surfaces conductrices de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
- la figure 6 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 4, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des vias des substrats latéraux du composant micro-ondes ;
- la figure 7 est un graphique représentant l'évolution, avec la fréquence, d'un coefficient de transmission du composant micro-ondes de la figure 4, à trois températures différentes ;
- la figure 8 est un graphique représentant l'évolution, avec la fréquence, d'un coefficient de transmission d'un composant micro-ondes de l'état de la technique, à trois températures différentes ; et
- la figure 9 est une vue en section d'un troisième mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
Un premier mode de réalisation d'un composant micro-ondes 2 selon l'invention est schématiquement représenté sur les figures 1 à 3.
Le composant micro-ondes 2 est, par exemple, un filtre, un coupleur, une antenne, un oscillateur, une charge, un circulateur ou encore un isolateur.
Le composant micro-ondes 2 est du type « à guide d'onde creux intégré au substrat ».
Le composant micro-ondes 2 comporte un guide d'onde 4 et un dispositif de compensation 6.
Le guide d'onde 4 est configuré pour permettre la propagation d'une onde électromagnétique le long d'un axe de propagation X-X. En particulier, le guide d'onde 4 comporte une zone de propagation 5 destinée à confiner l'onde électromagnétique. Les limites spatiales de la zone de propagation 5 seront définies ultérieurement. Le guide d'onde 4 présente, à une température donnée, une réponse en fréquence qui est représentative de la façon dont l'onde électromagnétique se propage dans le guide d'onde en fonction de sa fréquence.
Le dispositif de compensation 6 est adapté pour prévenir, notamment pour compenser, une dérive thermique de propriétés prédéterminées du guide d'onde 4. En particulier, le dispositif de compensation 6 est configuré pour compenser une dérive thermique d'une réponse en fréquence du guide d'onde 4, par exemple une dérive thermique d'un coefficient de transmission et/ou d'un coefficient de réflexion du guide d'onde 4.
Par exemple, dans le cas où le composant micro-ondes 2 met en œuvre au moins un résonateur, le dispositif de compensation 6 est notamment configuré pour compenser une dérive thermique d'une fréquence centrale et d'une bande passante du guide d'onde 4.
Le guide d'onde 4 va maintenant être décrit.
Comme cela apparaît sur les figures 2 et 3, le guide d'onde 4 comprend quatre substrats 8. Chaque substrat 8 est, par exemple, une carte électronique. Les substrats 8 sont répartis en un substrat supérieur 8A, un substrat inférieur 8B, et deux substrats latéraux notés 8C et 8D respectivement.
Chaque substrat 8 s'étend dans un plan XY, défini par l'axe de propagation X-X et par un axe transverse Y-Y orthogonal à l'axe de propagation X-X.
Un axe vertical Z-Z, orthogonal à l'axe de propagation X-X et à l'axe transverse Y-Y, est également représenté sur les figures 2 et 3, ainsi que sur la figure 1.
Chaque substrat 8 comprend une couche conductrice supérieure 10, une couche conductrice inférieure 12 et une couche diélectrique 14.
La couche conductrice supérieure 10, la couche conductrice inférieure 12 et la couche diélectrique 14 s'étendent chacune dans le plan XY. La couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 sont disposées à distance l'une de l'autre, de part et d'autre de la couche diélectrique 14, au contact de la couche diélectrique
14. Chacune de la couche conductrice supérieure 10 et de la couche conductrice inférieure 12 est réalisée dans un matériau électriquement conducteur, par exemple du cuivre.
La couche diélectrique 14 est réalisée dans un matériau diélectrique, par exemple une résine époxyde, ou encore un composite céramique/polytétrafluoroéthylène.
Par exemple, un tel composite est le composite généralement connu sous l'appellation commerciale « RT/Duroid 6010LM », qui présente, entre -40°C (degré Celsius) et 80°C, un coefficient de dilatation thermique de valeur sensiblement constante égale à 24.10 6/K (par kelvin).
Comme cela apparaît sur les figures 2 et 3, le substrat supérieur 8A, les substrats latéraux 8C et 8D et le substrat inférieur 8B sont agencés selon un empilement.
Plus précisément, les substrats latéraux 8C, 8D sont rapportés sur le substrat inférieur 8B. En particulier, la couche conductrice inférieure 12 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D est plaquée contre la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B. En outre, des tranches 15 respectives des substrats latéraux 8C, 8D sont agencées en regard l'une de l'autre, à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse Y-Y.
En outre, le substrat supérieur 8A est rapporté sur les substrats latéraux 8C, 8D. En particulier, la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A est plaquée contre la couche conductrice supérieure 10 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D. Dans ce cas, le substrat supérieur 8A et le substrat inférieur 8B sont disposés à distance l'un de l'autre suivant l'axe vertical Z-Z, la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A étant en regard de la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B.
Chaque tranche 15 est recouverte d'une pellicule conductrice 25 réalisée dans un matériau électriquement conducteur, tel qu'un métal, par exemple le cuivre. Dans tout plan YZ, défini par l'axe transverse Y-Y et l'axe vertical Z-Z, la pellicule conductrice 25 est continue, suivant l'axe vertical Z-Z, de la couche conductrice supérieure 10 à la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant, en étant en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12.
La couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A, la pellicule conductrice 25 de chaque substrat latéral 8C, 8D et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B délimitent entre elles, transversalement, une cavité 20.
Selon l'étanchéité du composant micro-ondes 2, la cavité 20 est remplie d'air, voire d'un autre gaz, par exemple de l'azote, ou encore vide de gaz.
En variante, la cavité 20 est remplie d'un matériau diélectrique distinct d'un matériau dans lequel sont réalisés des blocs de compensation décrits ultérieurement.
Dans l'exemple des figures 1 à 3, la cavité 20 constitue la zone de propagation 5 du composant micro-ondes 2.
Comme cela apparaît sur la figure 1, chaque substrat latéral 8C, 8D est découpé de sorte qu'il comporte une alternance de saillies 16 et de creux 17. Chaque saillie 16 de l'un des substrats latéraux 8C, 8D s'étend en direction de l'autre des substrats latéraux 8C, 8D. En outre, chaque creux 17 sépare deux saillies 16 successives le long de l'axe de propagation X-X. Dans ce cas, une telle découpe confère à la tranche 15, dans le plan XY, une forme en créneaux.
De préférence, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D sont symétriques l'une de l'autre par rapport à un plan XZ, défini par l'axe de propagation X-X et l'axe vertical Z-Z. De préférence encore, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D comportent uniquement des parties planes, s'étendant parallèlement à l'un ou l'autre des plans XZ et YZ.
Une saillie 16 de l'un des substrats latéraux 8C, 8D en regard d'une saillie 16 de l'autre des substrats latéraux 8C, 8D définissent entre elles, suivant l'axe transverse Y-Y, une fenêtre de couplage 18.
Deux fenêtres de couplage 18 successives le long de l'axe de propagation X-X définissent entre elles un résonateur 19. Dans ce cas, chaque résonateur 19 est localisé au niveau de deux creux 17 respectifs des substrats latéraux 8C, 8D en regard l'un de l'autre, suivant l'axe transverse Y-Y. La moitié de la distance, le long de l'axe transverse Y-Y, séparant les tranches 15 au niveau d'un résonateur 19 donné est appelée « demi-distance wo ».
La demi-distance wo est susceptible de varier avec la température.
En outre, la distance, le long de l'axe de propagation X-X, séparant deux saillies 16 de part et d'autre d'un résonateur 19 est notée L. La distance L est également appelée « longueur du résonateur ».
La longueur du résonateur L est susceptible de varier avec la température.
Le dispositif de compensation 6 va maintenant être décrit.
Le dispositif de compensation 6 comporte au moins un bloc de compensation 28.
Chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique.
Plus précisément, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique des substrats 8 dans la plage d'intérêt.
En particulier, si les coefficients de dilatation thermique des substrats 8 sont tous de même signe, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique présentant, dans la plage d'intérêt, une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température a un signe opposé au signe des coefficients de dilatation thermique des substrats 8 dans la plage d'intérêt.
Les coefficients de dilatation thermique des substrats 8 conditionnant les variations des dimensions de la zone de propagation 5, ils seront également appelés « coefficients de dilatation thermique de la zone de propagation ».
De préférence, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans le même matériau diélectrique que le matériau dans lequel est réalisée la couche diélectrique 14 des substrats 8. Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 présente des coefficients de dilatation égaux à ceux des substrats 8. Par exemple, le matériau composite cité précédemment présente une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température vaut -425.10 6/K.
Chaque bloc de compensation 28 est agencé dans la cavité 20, c'est-à- dire dans la zone de propagation 5. En particulier, dans le cas où le composant micro-ondes 2 met en œuvre au moins un résonateur, comme dans l'exemple des figures 1 à 3, chaque bloc de compensation 28 est agencé, dans la cavité 20, au niveau d'un résonateur 19 correspondant. Par exemple, comme cela est illustré sur la figure 1, pour chaque résonateur 19, deux blocs de compensation 28 sont agencés dans la cavité 20.
Par exemple, chaque bloc de compensation 28 est parallélépipédique.
Par exemple, comme illustré par la figure 3, chaque bloc de compensation 28 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, de la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B à la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A.
Par exemple, comme illustré par la figure 1, chaque bloc de compensation 28 présente une longueur, suivant l'axe de propagation X-X, égale à la longueur de résonateur L du résonateur 19 correspondant. Dans ce cas, le bloc de compensation 28 s'étend, suivant l'axe de propagation X-X, entre les deux saillies 16 d'un même substrat latéral 8C, 8D délimitant longitudinalement le résonateur 19 correspondant.
Avantageusement, chaque bloc de compensation 28 est solidaire d'une tranche 15 correspondante, par exemple collé à la tranche 15. Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 comprend une surface libre 30 qui fait face à la cavité 20.
Pour chaque bloc de compensation 28, la distance suivant l'axe transverse Y-Y, notée wi, entre la surface libre 30 d'un bloc de compensation 28 donné et le creux 17 de la tranche 15 correspondante, est choisie dépendante de propriétés du résonateur 19 correspondant.
La distance wi, également appelée « largeur de bloc », est susceptible de varier avec la température.
Pour un résonateur 19 donné défini entre deux fenêtres de couplage 18 successives le long de l'axe de propagation X-X, le dimensionnement de chacun des deux blocs de compensation 28 correspondants, et en particulier le choix de la largeur de bloc wi, va maintenant être décrit. La largeur de bloc wi et la demi-distance wo sont telles que leur somme, notée W et appelée « demi-largeur de résonateur », à une température de référence, est fixe.
Au cours d'une étape de modélisation, un modèle équivalent de ligne de transmission pour le résonateur 19 est élaboré.
Par exemple, pour un mode propre transverse électrique prédéterminé du résonateur 19, défini par un couple d'entiers (m, n), souhaité dans le composant micro ondes 2, le modèle équivalent fait intervenir une pluralité de grandeurs décrites ci-après.
Dans ce qui va suivre, l'exposant « T » se rapportera à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes 2 présente une température de référence T, tandis que l'exposant « T+DT » se rapportera à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes 2 présente une température T+DT distincte de la température de référence, DT étant un écart de température non nul.
Dans la zone de propagation 5, et en particulier dans le résonateur 19, à la température de référence T, pour les blocs de compensation 28, et pour un mode tel que m est supérieur ou égal à 1, les grandeurs suivantes sont définies :
- une deuxième constante de propagation bi, selon la formule :
- une deuxième impédance de guide Zi, selon la formule :
- une deuxième impédance équivalente Zei ramenée à un plan de symétrie du résonateur 19, appelée par la suite « deuxième impédance équivalente Zei », selon la formule :
où mo est la perméabilité magnétique du vide ;
8o est la permittivité diélectrique du vide ; eG,i est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28 ;
j est le nombre tel que j2 = -1 ;
f est une fréquence propre du résonateur ; et
tan est la fonction « tangente ».
La fréquence propre f du résonateur est également notée fmn, les entiers (m, n) étant les entiers caractérisant le mode propre considéré du résonateur.
En outre, dans la zone de propagation 5, et en particulier dans le résonateur 19, à la température de référence T, pour le milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, les grandeurs suivantes sont définies :
- une première constante de propagation bo, selon la formule :
- une première impédance de guide Zo, selon la formule :
- une première impédance équivalente Zeo ramenée au plan de symétrie du résonateur 19, appelée par la suite « première impédance équivalente Zeo », selon la formule :
où r,o est la permittivité relative du milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, et qui, dans l'exemple, est supposée indépendante de la température (cas où la cavité est remplie de gaz, ou encore vide).
Lors du passage de la température du composant micro-ondes 2 de la température de référence T à une température T+DT distincte, le guide d'onde 4 et les blocs de compensation 28 se dilatent ou se contractent, selon le signe des coefficients de dilatation thermique des substrats 8 et du coefficient de dilatation thermique du matériau dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28. En particulier, en supposant un comportement linéaire des substrats 8 et des blocs de compensation 28, la demi-distance wo, la longueur du résonateur L et la largeur de bloc wi évoluent respectivement, avec la température, selon les relations suivantes :
où dg est le coefficient de dilatation thermique du substrat 8 suivant l'axe transverse Y-Y ; et
dc est le coefficient de dilatation thermique du substrat 8 suivant l'axe de propagation X-X.
En outre, la permittivité relative r,i des blocs de compensation 28 varie, avec la température, selon la relation linéarisée suivante :
où de est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative eG,i du matériau dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28, c'est-à-dire, dans l'exemple, le matériau de la couche diélectrique 14 des substrats 8.
Il en résulte que, pour les blocs de compensation 28, la deuxième constante de propagation bi, la deuxième impédance de guide Zi et la deuxième impédance équivalente Zei s'expriment selon :
En outre, pour le milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, la première constante de propagation bo, la première impédance de guide Zo et la première impédance équivalente Zeo s'expriment selon :
Puis, la condition selon laquelle la fréquence propre du résonateur 19 est la même à T et à T+DT est imposée. Par exemple, la fréquence propre du résonateur 19 est fixée à 21 GHz.
Puis, pour le mode transverse électrique prédéterminé, c'est-à-dire pour le couple d'entiers (m, n) considéré, et pour chacune parmi une pluralité de valeurs de demi-largeur wo à tester, l'une des deux équations suivantes est utilisée, selon la parité de l'entier m, afin de déterminer la valeur de la fréquence propre fmn T+AT du résonateur 19 :
- si m est pair : lm(z 0 +AT)=0 ; et
- si m est impair : lm(z 0 +AT)=¥
Im étant l'opérateur « partie imaginaire ».
Dans le cas où m est impair, la résolution de l'équation associée correspond à la résolution de l'équation suivante : « l'inverse de la partie imaginaire de la première impédance équivalente Zeo est nul ».
Puis, est choisie la valeur de la demi-distance wo qui conduit à une fréquence propre fnT+AT du mode fondamental (pour lequel m=l et n=l) du résonateur 19 égale à la fréquence propre fnT imposée. Plus précisément, la fréquence propre fnT+AT correspond à la première solution obtenue en résolvant l'équation lm(z 0 +AT)=¥, et en prenant n=l.
Dans certains cas particuliers, des modes propres pour lesquels la valeur d'au moins un parmi les entiers m et n est supérieure à 1 sont utilisés.
La somme de la largeur de bloc wi et la demi-distance wo étant fixe, à la température de référence, le choix de la valeur de la demi-distance wo détermine la valeur de la largeur de bloc wi. De façon plus générale, pour différentes géométries de la cavité résonante, chacune donnée par une valeur du couple de distances (L, W), il est possible de déterminer une valeur de demi-distance wo conduisant à une fréquence propre fT imposée.
En prenant en compte la dérive thermique pour les géométries permettant d'obtenir la fréquence propre fT, il est possible de déterminer la fréquence propre fT+AT. On s'aperçoit alors qu'il existe des solutions de points (L, W, wo) permettant d'avoir fT= fT+AT, c'est-à-dire de réaliser la compensation thermique de la fréquence propre de la cavité. Les dimensions permettant la compensation thermique peuvent être utilisées par la suite dans la conception de composants micro-ondes thermiquement compensés.
En d'autres termes encore, la différence, à la température de référence T, entre la demi-largeur de résonateur W du résonateur 19 et la largeur de bloc wi de l'un des deux blocs de compensation 28, pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), est égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence du résonateur 19 (c'est-à-dire sa fréquence propre) à une température T+DT quelconque distincte de la température de référence T est égale à la fréquence centrale à la température de référence T.
Un tel calcul est réalisé pour les blocs de compensation 28 de chaque résonateur 19.
Puis, des blocs de compensation 28 aux dimensions adéquates sont réalisés.
Dans le cas particulier où la zone de propagation 5 est délimitée transversalement par des chemins 26 de vias 24, la demi-distance wo est mesurée à partir du centre des vias 24.
En outre, dans ce cas, la valeur effective de la demi-distance wo est prise égale à la valeur calculée de la demi-distance wo, à laquelle est retranché un facteur correctif qui est fonction du diamètre des vias 24 et de la distance entre deux vias 24 successifs le long du chemin 26. Un tel facteur est, par exemple, égal à d2/0.95D, d étant le diamètre des vias 24, et D la distance séparant les centres de deux vias successifs le long du chemin 26. Puis, au cours de l'assemblage du composant micro-ondes 2, pour chaque résonateur 19, les blocs de compensation 28 correspondants qui ont été réalisés sont agencés entre les substrats latéraux 8C, 8D, et fixés aux parois 15 correspondantes.
Un deuxième mode de réalisation d'un composant micro-ondes 102 selon l'invention va maintenant être décrit, en référence aux figures 4 à 6.
Le composant micro-ondes 2 est du type « à guide d'onde creux intégré au substrat ».
Le composant micro-ondes 102 des figures 4 à 6 diffère du composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3 en ce que la pellicule conductrice 25 n'est pas continue le long des bords 15 des substrats latéraux 8C, 8D, suivant l'axe de propagation X-X.
Dans ce cas, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D comportent chacune au moins une surface diélectrique 22. En outre, chaque tranche 15 comporte au moins une surface conductrice 23.
Chaque surface conductrice 23 est une partie de la tranche 15 qui est recouverte par la pellicule conductrice 25. Chaque surface conductrice 23 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, entre la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12.
De préférence, les parties de la tranche 15 qui forment des surfaces conductrices 23 correspondent à des saillies 16, comme illustré par la figure 4.
Chaque surface diélectrique 22 est une partie de la tranche 16 qui n'est pas électriquement conductrice, et notamment pas recouverte par la pellicule conductrice 25. Par exemple, chaque surface diélectrique 22 est une partie de la tranche 16 au niveau de laquelle la couche diélectrique 14 du substrat latéral 8C, 8D délimite directement la cavité 20. Chaque surface diélectrique 22 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, entre la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant.
De préférence, les parties de la tranche 15 qui forment des surfaces diélectriques 22 correspondent à des creux 17, comme illustré par la figure 4. Chaque surface diélectrique 22 est associée à une pluralité de trous métallisés 24, plus communément appelés « vias », réalisés dans le substrat latéral 8C, 8D correspondant.
Chaque via 24 s'étend le long de l'axe vertical Z-Z, en traversant la couche conductrice supérieure 10, la couche diélectrique 14 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D. Chaque via 24 est réalisé dans un matériau électriquement conducteur et connecte électriquement la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D entre elles.
Pour chaque surface diélectrique 22, les vias 24 correspondants sont transversalement plus éloignés, suivant l'axe transverse Y-Y, de la cavité 20 que ladite surface diélectrique 22.
Les vias 24 sont agencés suivant un chemin 26, deux vias 24 successifs le long du chemin 26 étant séparés par une portion du substrat latéral 8C, 8D, comme illustré par la figure 4.
Chaque chemin 26 forme une paroi électriquement conductrice.
La distance entre deux vias 24 successifs est inférieure à la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2, de préférence inférieure ou égale à un cinquième de la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2, par exemple inférieure ou égale à un dixième de la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2.
La distance, suivant l'axe transverse Y-Y, entre la surface diélectrique 22 et le chemin 26 correspondant est une largeur de bloc wi, comme cela ressortira de la description qui va suivre.
De préférence, une majorité de vias 24, dits vias intermédiaires 241, est agencée de façon à définir un segment rectiligne 27 au sein du chemin 26. Le segment rectiligne 27 est, de préférence, parallèle à la surface diélectrique 22 correspondante, comme cela apparaît sur la figure 4. Dans ce cas, la largeur de bloc wi, prise comme étant la distance entre la surface diélectrique 22 et le segment rectiligne 27, est constante le long de l'axe de propagation X-X.
De préférence, le segment rectiligne 27 présente une longueur, suivant l'axe de propagation X-X, égale à la longueur de résonateur L.
En outre, dans ce cas, les vias 24 qui ne sont pas des vias intermédiaires sont dits « vias latéraux 24L ».
Pour chacun des vias intermédiaires 241 définissant une extrémité respective du segment rectiligne 27, au moins un via latéral 24L est agencé entre ledit via intermédiaire 24 d'extrémité et une partie la plus proche de la surface conductrice 23 la plus proche, si elle existe.
Les vias 24 délimitent, avec la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, la zone de propagation. Plus précisément, et comme cela apparaît sur les figures 5 et 6, dans tout plan YZ, la zone de propagation 5 est transversalement délimitée, le long de l'axe vertical Z-Z, par la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A, d'une part, et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, d'autre part ; en outre, la zone de propagation est transversalement délimitée, suivant l'axe transverse Y-Y, par chacun des substrats latéraux 8C, 8D, et plus précisément :
- si le plan YZ passe par une surface diélectrique 22 du substrat latéral 8C, 8D, par le chemin 26 de vias 24 correspondant ;
- si le plan YZ passe par une surface conductrice 23 du substrat latéral 8C, 8D, par la pellicule conductrice 25 correspondante.
Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 est associé à une surface diélectrique 22 respective, et est défini comme la partie de la couche diélectrique 14 d'un substrat latéral 8C, 8D qui est délimitée :
- suivant l'axe transverse Y-Y, par la surface diélectrique 22 correspondante, d'une part, et par le segment rectiligne 27 défini par les vias 24 associés à ladite surface diélectrique 22, d'autre part ;
- suivant l'axe de propagation X-X, de part et d'autre par les vias latéraux 24L associés à ladite surface diélectrique 22 ; et - suivant l'axe vertical Z-Z, par la couche conductrice supérieure 10 dudit substrat latéral, d'une part, et par la couche conductrice inférieure 12 dudit substrat latéral, d'autre part.
Pour chaque résonateur 19, la largeur de bloc wi entre la surface diélectrique 22 et le segment rectiligne 27 et, par conséquent, la position des vias 24 relativement à la surface diélectrique 22 correspondante, est déterminée de la même façon que pour le composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3.
La variation du coefficient de transmission du composant micro-ondes 102, en fonction de la fréquence d'une onde électromagnétique appliquée à une entrée du composant micro-ondes 102, pour trois températures distinctes, est illustrée par la figure 7. Dans le cas du présent exemple, le composant micro-ondes 102 est un filtre micro-ondes passe-bande.
La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de 23°C, prise comme étant la température de référence T, est illustrée par la courbe 40 (trait plein). Pour le coefficient de transmission, à la température de référence, la fréquence centrale vaut 21,018 GHz et la bande passante à -3 dB (décibel) vaut 284 MHz. Il est supposé, dans cet exemple, que de telles caractéristiques correspondent à des spécifications requises pour le composant micro ondes 102.
La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de -40°C est illustrée par la courbe 42 (courbe en pointillés). Pour le coefficient de transmission, à -40°C, la fréquence centrale vaut 21,016 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 280 MHz.
La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de 80°C est illustrée par la courbe 44 (trait discontinu). Pour le coefficient de transmission, à 80°C, la fréquence centrale vaut 21,014 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 286 MHz.
Dans les trois cas, la valeur du coefficient de transmission est de l'ordre de -1,1 dB. En outre, dans les trois cas, la valeur du coefficient de réflexion, dans la bande passante, est, au plus, de l'ordre de -20 dB. La variation de la fréquence centrale, lorsque la température du composant micro-ondes 102 varie de -40°C à 80°C, vaut donc environ 4 MHz.
La variation du coefficient de transmission d'un composant micro-ondes de l'état de la technique, dit « composant non compensé », en fonction de la fréquence d'une onde électromagnétique appliquée à une entrée dudit composant non compensé, pourtrois températures distinctes, est illustrée par la figure 8. Le composant non compensé est dépourvu de dispositif de compensation, et est conçu de façon à présenter, à la température de référence, une réponse en fréquence sensiblement identique à la réponse en fréquence du composant micro-ondes 102, en particulier un coefficient de transmission sensiblement égal.
La variation du coefficient de transmission du composant non compensé, lorsque ledit composant présente une température de 23°C est illustrée par la courbe 50 (trait plein). Pour le coefficient de transmission, à la température de référence, la fréquence centrale vaut 21,009 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 288 MHz.
La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant non compensé présente une température de -40°C est illustrée par la courbe 52 (courbe en pointillés). Pour le coefficient de transmission, à -40°C, la fréquence centrale vaut 21,039 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 291 MHz.
La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant non compensé présente une température de 80°C est illustrée par la courbe 54 (trait discontinu). Pour le coefficient de transmission, à 80°C, la fréquence centrale vaut 21,982 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 288 MHz.
Dans les trois cas, la valeur du coefficient de transmission est de l'ordre de -0,7 dB. En outre, dans les trois cas, la valeur du coefficient de réflexion, dans la bande passante, est, au plus, de l'ordre de -13 dB.
La variation de la fréquence centrale, lorsque la température du composant non compensé varie de -40°C à 80°C, pour le composant non compensé, vaut donc environ 57 MHz. Le dispositif de compensation 6 intégré aux composants micro-ondes selon l'invention réduit de façon significative les fluctuations de la réponse fréquentielle desdits composants micro-ondes avec la température.
Un troisième mode de réalisation d'un composant micro-ondes 202 selon l'invention va maintenant être décrit, en référence à la figure 9.
Le composant micro-ondes 202 de la figure 8 diffère du composant micro ondes 2 des figures 1 à 3 en ce qu'il comporte un seul substrat 8.
Le composant micro-ondes 202 est du type « à guide d'onde intégré au substrat ».
Dans ce cas, le composant micro-ondes 202 comporte deux chemins 26 de vias 24 s'étendant chacun suivant l'axe de propagation X-X, et étant à l'écart l'un de l'autre suivant l'axe transverse Y-Y.
La zone de propagation 5 est délimitée transversalement :
- par les deux chemins 26 de vias 24 suivant l'axe transverse Y-Y ; et
- par la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat 8 suivant l'axe vertical Z-Z.
En outre, des cellules 32 sont ménagées au sein de la zone de propagation 5, dans la couche diélectrique 14 du substrat 8.
Un bloc de compensation 28 est agencé dans chaque cellule 32. De préférence, chaque bloc de compensation 28 occupe tout le volume de la cellule 32.
Chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique distinct du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14 et présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14 du substrat 8, dans la plage d'intérêt.
Les dimensions de chaque bloc de compensation 28 sont déterminées comme décrit précédemment, à la différence près que la permittivité relative du matériau diélectrique de la couche diélectrique, est supposée dépendre de la température, et varier selon la relation :
où deo est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative r,o du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14.
En variante, le composant micro-ondes est du type « ligne coaxiale intégrée au substrat », ou encore du type « ligne suspendue intégrée au substrat ».
Si le composant micro-ondes du type « ligne coaxiale intégrée au substrat » ou du type « ligne suspendue intégrée au substrat » est creux, les blocs de compensation correspondants sont agencés d'une façon similaire aux blocs de compensation 28 du composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3, ou du composant micro- ondes 102 des figures 4 à 6.
Si le composant micro-ondes du type « ligne coaxiale intégrée au substrat » ou du type « ligne suspendue intégrée au substrat » est plein, les blocs de compensation 28 correspondants sont agencés d'une façon similaire aux blocs de compensation 28 du composant micro-ondes 202 de la figure 9.

Claims

REVENDICATIONS
1. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) du type ligne de transmission intégrée au substrat, comprenant une zone de propagation (5) s'étendant le long d'un axe de propagation (X-X) et étant délimitée transversalement, par rapport à l'axe de propagation (X-X), par au moins une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26),
la zone de propagation (5) étant configurée pour présenter, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante,
le composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) étant caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, au moins un bloc de compensation (28) agencé dans la zone de propagation (5),
l'au moins un bloc de compensation (28) étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5),
les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28), à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation (28) est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt,
la zone de propagation (5) comportant, également, un matériau diélectrique distinct du matériau dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28), ou un gaz ou du vide.
2. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 1, dans lequel les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28) sont fonction d'une fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température de référence, de l'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5), d'au moins un coefficient de dilatation thermique du bloc de compensation (28), de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28) et de la dérivée, par rapport à la température, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28).
3. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la zone de propagation (5) comprend au moins un résonateur (19), le résonateur (19) présentant, à la température de référence, une longueur de résonateur (L) et une demi-largeur de résonateur (W) prédéterminées, au moins un bloc de compensation (28) étant agencé dans le résonateur (19), les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28) étant fonction de la longueur de résonateur (L) et de la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19).
4. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 3, dans lequel le résonateur (19) est délimité, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par deux parois électriquement conductrices (25 ; 23, 26), deux blocs de compensation (28) étant agencés dans le résonateur (19), chaque bloc de compensation (28) étant fixé à une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26) respective parmi les deux parois électriquement conductrices (25 ; 23, 26).
5. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 4, dans lequel le résonateur (19) est symétrique par rapport à un plan de symétrie orthogonal à l'axe transverse (Y-Y), et les deux blocs de compensation (28) sont symétriques par rapport au plan de symétrie,
la différence, à la température de référence, entre la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19) et une largeur de bloc (wi), suivant l'axe transverse (Y- Y), de l'un des deux blocs de compensation (28), pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), étant égale à la valeur pour laquelle une fréquence centrale de la réponse en fréquence, obtenue comme étant :
- la p-ième solution de l'équation lm si m est pair, m étant de la forme m = 2p, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1 ; ou
G) - la p-ième solution de l'équation lm(z 0 +AT)=¥ si m est impair, m étant de la forme m = 2p-l, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1,
à une température quelconque distincte de la température de référence est égale à la fréquence centrale à la température de référence, avec
7 T+DT
7T+DT 7 T+DT el +jZ’ 1 aT Lan Gb ,' 4t(ΐ+ό,,DT jvv. j
et où f est la fréquence centrale ;
wo est ladite différence entre la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19) et la largeur de bloc (wi) suivant l'axe transverse (Y-Y), dite « demi- distance » ;
0 wi est la largeur de bloc ;
DT est la différence entre la température distincte de la température de référence et la température de référence ;
Im est l'opérateur « partie imaginaire » ; mo est la perméabilité magnétique du vide ;
8o est la permittivité diélectrique du vide ;
r,o est la permittivité relative d'un matériau diélectrique, dans la zone de propagation (5), qui est distinct du matériau diélectrique des deux blocs de compensation (28) ;
eG,i est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les deux blocs de compensation (28) ;
deo est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative eG,o ;.
dei est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative
£r,l ;
j est le nombre tel que j2 = -1 ;
f est la fréquence centrale du résonateur (19) ;
tan est la fonction « tangente » ;
ôx est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5) suivant l'axe de propagation (X-X) ;
ôy est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5) suivant l'axe transverse (Y-Y) ;
L est la longueur de résonateur du résonateur (19) ;
l'exposant « T » se rapporte à une valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) présente la température de référence ; et
l'exposant « T+DT » se rapporte à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) présente la température distincte de la température de référence.
6. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 5, dans lequel l'entier m est égal à 1, la demi-distance (wo), à la température de référence, étant égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température distincte de la température de référence, obtenue comme étant la première solution de l'équation Im(z 0 +AT)=¥, est égale à la fréquence centrale à la température de référence, l'entier n étant, de préférence, égal à 1.
7. Composant micro-ondes (102) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel la zone de propagation (5) comporte une cavité (20) délimitée, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par une surface diélectrique (22) d'au moins un substrat (8C, 8D), l'au moins un substrat (8C, 8D) comprenant au moins un chemin (26) de vias (24), chaque via (24) s'étendant suivant un axe (Z-Z) non parallèle à l'axe transverse (Y-Y), l'au moins un chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation (28) étant délimité, suivant l'axe transverse (Y-Y), entre le chemin (26) de vias (24) et la surface diélectrique (22).
8. Composant micro-ondes (202) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, comportant un substrat (8) comportant une couche conductrice supérieure (10) et une couche conductrice inférieure (12) séparées par une couche diélectrique (14),
chacune parmi la couche conductrice supérieure (10), la couche conductrice inférieure (12) et la couche diélectrique (14) s'étendant dans un plan défini par l'axe de propagation (X-X) et un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X- X),
le substrat (8) comprenant deux chemins (26) de vias (24) à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse (Y-Y), chaque via (24) s'étendant entre la couche conductrice supérieure (10) et la couche conductrice inférieure (12) du substrat (8),
chaque chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice,
au moins un bloc de compensation (28) étant agencé dans une cellule (32) correspondante ménagée au sein de la zone de propagation (5), dans la couche diélectrique (14).
9. Procédé de fabrication d'un composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) du type ligne de transmission intégrée au substrat, comportant les étapes de :
- fabrication d'une zone de propagation (5) délimitée transversalement, par rapport à un axe de propagation (X-X), par au moins une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26), la zone de propagation (5) présentant, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante ;
- réalisation d'un dispositif de compensation (6), le dispositif de compensation comportant au moins un bloc de compensation (28) agencé dans la zone de propagation (5), chaque bloc de compensation (28) étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5), les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28), à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation (28) est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt, la zone de propagation (5) comportant, également, un matériau diélectrique distinct du matériau dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28), ou un gaz ou du vide.
10. Procédé de fabrication selon la revendication 9, dans lequel la zone de propagation (5) comporte une cavité (20) délimitée, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par une surface diélectrique (22) d'au moins un substrat (8C, 8D),
l'étape de réalisation comportant la réalisation, dans l'au moins un substrat (8C, 8D), d'une pluralité de vias (24) s'étendant chacun suivant un axe (Z-Z) non parallèle à l'axe transverse (Y-Y),
les vias (24) définissant au moins un chemin (26), chaque chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation (28) étant délimité, suivant l'axe transverse (Y-Y), entre le chemin (26) de vias (24) et la surface diélectrique (22).
EP18845308.8A 2017-12-29 2018-12-28 Composant micro-ondes et procede de fabrication associe Active EP3729557B1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1763412A FR3076402B1 (fr) 2017-12-29 2017-12-29 Composant micro-ondes et procede de fabrication associe
PCT/FR2018/053564 WO2019130007A1 (fr) 2017-12-29 2018-12-28 Composant micro-ondes et procede de fabrication associe

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP3729557A1 true EP3729557A1 (fr) 2020-10-28
EP3729557B1 EP3729557B1 (fr) 2024-03-13

Family

ID=61913340

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP18845308.8A Active EP3729557B1 (fr) 2017-12-29 2018-12-28 Composant micro-ondes et procede de fabrication associe

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP3729557B1 (fr)
ES (1) ES2975209T3 (fr)
FR (1) FR3076402B1 (fr)
WO (1) WO2019130007A1 (fr)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3119943B1 (fr) * 2021-02-17 2023-03-03 Cobham Microwave Composant micro-ondes non réciproque

Also Published As

Publication number Publication date
ES2975209T3 (es) 2024-07-04
FR3076402B1 (fr) 2021-04-23
EP3729557B1 (fr) 2024-03-13
FR3076402A1 (fr) 2019-07-05
WO2019130007A1 (fr) 2019-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2510574B1 (fr) Dispositif de transition hyperfréquence entre une ligne à micro-ruban et un guide d'onde rectangulaire
US20200076037A1 (en) Contactless air-filled substrate integrated waveguide devices and methods
EP2278708A1 (fr) Dispositif résonant à ondes acoustiques guidées et procédé de réalisation du dispositif
FR2578104A1 (fr) Filtre passe-bande pour hyperfrequences
EP2092605A1 (fr) Corps de support de plan de masse d'antenne plate comprenant des pieges quart d'onde
EP1964204B1 (fr) Boitier avec fonction accordable en frequence
EP3729557B1 (fr) Composant micro-ondes et procede de fabrication associe
WO2012032269A1 (fr) Ligne de transmission haute frequence accordable
EP0446107B1 (fr) Système de transmission d'énergie électrique, aux hyperfréquences, à effet gyromagnétique, tel que circulateur, isolateur ou filtre
EP3136499A1 (fr) Système diviseur/combineur pour onde hyperféquence
EP0582637B1 (fr) Transition ligne microruban/guide d'ondes
EP2871457B1 (fr) Capteur de pression a resonateur electromagnetique
EP0223673B1 (fr) Dispositif de couplage entre une ligne à ondes de surface électromagnétiques et une ligne microbande extérieure
Ashesh et al. Characterization of V-groove coupled microshield line
FR2828337A1 (fr) Circuit resonant hyperfrequence et filtre hyperfrequence accordable utilisant le circuit resonant
FR3093594A1 (fr) Résonateur à compensation thermique
EP0128798B1 (fr) Dispositif sélectif accordable à ondes magnétostatiques de volume
FR3090109A1 (fr) Capteur micro-onde du type à micro-ruban
EP3605730B1 (fr) Dispositif d'antenne à deux substrats plans différents et sécants
EP3721501A1 (fr) Composant micro-ondes et procédé de fabrication associé
WO2011117532A1 (fr) Ligne de transmission haute frequence accordable
WO2022175632A1 (fr) Composant micro-ondes non reciproque
FR3073085A1 (fr) Ensemble guide d'onde et procede d'assemblage associe
WO2021063985A1 (fr) Procede d'isolation electrique d'un dispositif electronique et dispositif ainsi obtenu
FR2675638A1 (fr) Dispositif resonateur dielectrique.

Legal Events

Date Code Title Description
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: UNKNOWN

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE INTERNATIONAL PUBLICATION HAS BEEN MADE

PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE

17P Request for examination filed

Effective date: 20200721

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

DAV Request for validation of the european patent (deleted)
DAX Request for extension of the european patent (deleted)
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS

17Q First examination report despatched

Effective date: 20220228

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: GRANT OF PATENT IS INTENDED

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20230927

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE PATENT HAS BEEN GRANTED

RAP3 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: CENTRE NATIONAL DE LA RECHERCHE SCIENTIFIQUE

Owner name: INSTITUT POLYTECHNIQUE DE BORDEAUX

Owner name: UNIVERSITE DE BORDEAUX

Owner name: EXENS SOLUTIONS

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 602018066667

Country of ref document: DE

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: FRENCH

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2975209

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

Effective date: 20240704

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

REG Reference to a national code

Ref country code: LT

Ref legal event code: MG9D

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240614

REG Reference to a national code

Ref country code: NL

Ref legal event code: MP

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: RS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240613

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: RS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240613

Ref country code: NO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240613

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240614

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: MK05

Ref document number: 1666633

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

Ref country code: LV

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240713

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SM

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240313

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20240715