EP3729557B1 - Composant micro-ondes et procede de fabrication associe - Google Patents

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EP3729557B1
EP3729557B1 EP18845308.8A EP18845308A EP3729557B1 EP 3729557 B1 EP3729557 B1 EP 3729557B1 EP 18845308 A EP18845308 A EP 18845308A EP 3729557 B1 EP3729557 B1 EP 3729557B1
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EP
European Patent Office
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propagation
temperature
resonator
compensation
reference temperature
Prior art date
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EP18845308.8A
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German (de)
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EP3729557A1 (fr
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Frédéric LOTZ
Tifenn Martin
Anthony Ghiotto
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Exens Solutions
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
Original Assignee
Exens Solutions
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H01P3/121—Hollow waveguides integrated in a substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2088—Integrated in a substrate

Definitions

  • the present invention relates to a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate, comprising a propagation zone extending along an axis of propagation and being delimited transversely, relative to the axis of propagation, by at least one electrically conductive wall, the propagation zone being configured to present, at a predetermined reference temperature, a corresponding predetermined frequency response.
  • the invention also relates to a method of manufacturing such a microwave component.
  • the invention applies to the field of microwave components based on microwave transmission lines.
  • GIS microwave integrated into the substrate
  • Substrate-integrated transmission line type components generally include substrate-integrated guide type, substrate-integrated hollow guide type, substrate-integrated coaxial line type, and substrate-integrated suspended line type components.
  • Such GIS components are made from substrates commonly used for the manufacture of electronic cards, which makes the manufacture of such GIS components inexpensive.
  • GIS components have a reduced mass compared to usual microwave components, and generally do not require shielding, while allowing a high integration density.
  • GIS components constitute a serious alternative to the usual waveguide microwave components, which generally do not present such advantages.
  • the materials in which a prior art GIS component is made are generally subject to expansion or contraction during a variation in their temperature. This results in a fluctuation in the dimensions of such a GIS component, and in particular in a fluctuation in the dimensions of a propagation zone of said GIS component, intended for guiding electromagnetic waves. This results, in particular, in a fluctuation of the frequency response of such a GIS microwave component with the temperature.
  • bandwidth is meant, within the meaning of the present invention, a frequency band, around the central frequency, in which the frequency response of the component has an amplitude at least equal to a predetermined fraction of an amplitude maximum frequency response achieved at said central frequency.
  • An aim of the invention is therefore to propose a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate in which the fluctuation of the frequency response with temperature is less.
  • the subject of the invention is a microwave component of the aforementioned type, according to claim 1.
  • the at least one compensation block being made of a dielectric material having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature has a sign opposite to the sign of at least one thermal expansion coefficient of the propagation zone,
  • variations in dielectric permittivity of the at least one compensation block with temperature cause a shift in the frequency response in an opposite direction compared to the shift caused by variations in the size of the propagation zone.
  • compensation, by the compensation blocks of the effects of the thermal variation of the dimensions of the propagation zone on the frequency response, which gives to the frequency response of the microwave components according to the invention greater temperature stability than the frequency response of the components of the state of the art.
  • the subject of the invention is a method of manufacturing a microwave component of the transmission line type integrated into the substrate, according to claim 8.
  • the method comprises the following characteristic: the propagation zone comprises a cavity delimited, along a transverse axis orthogonal to the propagation axis, by a dielectric surface of at least one substrate, production step comprising the production, in the at least one substrate, of a plurality of vias each extending along an axis not parallel to the transverse axis, the vias defining at least one path, each path of vias forming at least partially the at least one electrically conductive wall, at least one compensation block being delimited, along the transverse axis, between the via path and the dielectric surface.
  • a first embodiment of a microwave component 2 according to the invention is schematically represented on the figures 1 to 3 .
  • the microwave component 2 is, for example, a filter, a coupler, an antenna, an oscillator, a load, a circulator or even an isolator.
  • the microwave component 2 is of the “hollow waveguide integrated into the substrate” type.
  • the microwave component 2 comprises a waveguide 4 and a compensation device 6.
  • the waveguide 4 is configured to allow the propagation of an electromagnetic wave along a propagation axis XX.
  • the waveguide 4 includes a propagation zone 5 intended to confine the electromagnetic wave. The spatial limits of propagation zone 5 will be defined later.
  • the waveguide 4 presents, at a given temperature, a frequency response which is representative of the way in which the electromagnetic wave propagates in the waveguide as a function of its frequency.
  • the compensation device 6 is adapted to prevent, in particular to compensate, a thermal drift of predetermined properties of the waveguide 4.
  • the compensation device 6 is configured to compensate for a thermal drift of a frequency response of the guide of wave 4, for example a thermal drift of a transmission coefficient and/or a reflection coefficient of the waveguide 4.
  • the compensation device 6 is in particular configured to compensate for a thermal drift of a central frequency and of a bandwidth of the waveguide 4.
  • Waveguide 4 will now be described.
  • the waveguide 4 comprises four substrates 8.
  • Each substrate 8 is, for example, an electronic card.
  • the substrates 8 are distributed into an upper substrate 8A, a lower substrate 8B, and two side substrates denoted 8C and 8D respectively.
  • Each substrate 8 extends in a plane XY, defined by the propagation axis XX and by a transverse axis YY orthogonal to the propagation axis XX.
  • a vertical axis ZZ, orthogonal to the propagation axis XX and the transverse axis YY, is also represented on the figures 2 and 3 , as well as on the figure 1 .
  • Each substrate 8 comprises an upper conductive layer 10, a lower conductive layer 12 and a dielectric layer 14.
  • the upper conductive layer 10, the lower conductive layer 12 and the dielectric layer 14 each extend in the XY plane.
  • the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 are arranged at a distance from each other, on either side of the dielectric layer 14, in contact with the dielectric layer 14.
  • Each of the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 is made of an electrically conductive material, for example copper.
  • the dielectric layer 14 is made of a dielectric material, for example an epoxy resin, or even a ceramic/polytetrafluoroethylene composite.
  • such a composite is the composite generally known under the trade name “RT/Duroid 6010LM”, which has, between -40°C (degree Celsius) and 80°C, a coefficient of thermal expansion of a substantially constant value equal to at 24.10 -6 /K (per kelvin).
  • the upper substrate 8A, the side substrates 8C and 8D and the lower substrate 8B are arranged in a stack.
  • the side substrates 8C, 8D are attached to the lower substrate 8B.
  • the lower conductive layer 12 of each of the side substrates 8C, 8D is pressed against the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B, in electrical contact with the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B.
  • respective slices 15 of the lateral substrates 8C, 8D are arranged facing each other, at a distance from each other along the transverse axis Y-Y.
  • the upper substrate 8A is attached to the side substrates 8C, 8D.
  • the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A is pressed against the upper conductive layer 10 of each of the lateral substrates 8C, 8D, in electrical contact with the upper conductive layer 10 of each of the side substrates 8C, 8D.
  • the upper substrate 8A and the lower substrate 8B are arranged at a distance from each other along the vertical axis ZZ, the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A being facing the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B.
  • Each slice 15 is covered with a conductive film 25 made of an electrically conductive material, such as a metal, for example copper.
  • a conductive film 25 is continuous, along the vertical axis Z-Z, from the upper conductive layer 10 to the lower conductive layer 12 of the lateral substrate 8C, 8D corresponding, being in electrical contact with the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12.
  • the cavity 20 is filled with air, or even with another gas, for example nitrogen, or even empty of gas.
  • the cavity 20 is filled with a dielectric material distinct from a material in which compensation blocks described later are made.
  • the cavity 20 constitutes the propagation zone 5 of the microwave component 2.
  • each side substrate 8C, 8D is cut so that it has alternating projections 16 and recesses 17.
  • Each projection 16 of one of the side substrates 8C, 8D extends towards the other of the side substrates 8C, 8D.
  • each hollow 17 separates two successive projections 16 along the axis of propagation XX. In this case, such a cut gives the slice 15, in the XY plane, a crenellated shape.
  • the slices 15 of the lateral substrates 8C, 8D are symmetrical to each other with respect to a plane XZ, defined by the propagation axis XX and the vertical axis ZZ. More preferably, the edges 15 of the lateral substrates 8C, 8D comprise only planar parts, extending parallel to one or the other of the planes XZ and YZ.
  • a projection 16 of one of the lateral substrates 8C, 8D facing a projection 16 of the other of the lateral substrates 8C, 8D define between them, along the transverse axis Y-Y, a coupling window 18.
  • Half of the distance, along the transverse axis YY, separating the slices 15 at a given resonator 19 is called “half distance w 0 ”.
  • the half-distance w 0 is likely to vary with the temperature.
  • the distance, along the propagation axis X-X, separating two projections 16 on either side of a resonator 19 is denoted L.
  • the distance L is also called “length of the resonator”.
  • the length of the resonator L is likely to vary with the temperature.
  • the compensation device 6 will now be described.
  • the compensation device 6 comprises at least one compensation block 28.
  • Each compensation block 28 is made of a dielectric material.
  • each compensation block 28 is made of a dielectric material having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature, in a predetermined temperature range of interest, has a sign opposite to the sign of at least one coefficient of thermal expansion of the substrates 8 in the range of interest.
  • each compensation block 28 is made of a dielectric material having, in the range of interest, a dielectric permittivity whose derived with respect to the temperature has a sign opposite to the sign of the thermal expansion coefficients of the substrates 8 in the range of interest.
  • thermal expansion coefficients of the substrates 8 conditioning the variations in the dimensions of the propagation zone 5 they will also be called “thermal expansion coefficients of the propagation zone”.
  • each compensation block 28 is made of the same dielectric material as the material in which the dielectric layer 14 of the substrates 8 is made. In this case, each compensation block 28 has expansion coefficients equal to those of the substrates 8. .
  • the composite material mentioned above has a dielectric permittivity whose derivative with respect to temperature is -425.10 -6 /K.
  • Each compensation block 28 is arranged in the cavity 20, that is to say in the propagation zone 5.
  • each compensation block 28 is arranged, in the cavity 20, at the level of a corresponding resonator 19.
  • two compensation blocks 28 are arranged in the cavity 20.
  • each compensation block 28 is parallelepiped.
  • each compensation block 28 extends, along the vertical axis ZZ, from the upper conductive layer 10 of the lower substrate 8B to the lower conductive layer 12 of the upper substrate 8A.
  • each compensation block 28 has a length, along the propagation axis XX, equal to the resonator length L of the corresponding resonator 19.
  • the compensation block 28 extends, along the propagation axis XX, between the two projections 16 of the same lateral substrate 8C, 8D longitudinally delimiting the corresponding resonator 19.
  • each compensation block 28 is integral with a corresponding slice 15, for example glued to the slice 15.
  • each compensation block 28 comprises a free surface 30 which faces the cavity 20.
  • the distance along the transverse axis YY, denoted w 1 , between the free surface 30 of a given compensation block 28 and the hollow 17 of the corresponding slice 15, is chosen depending on the properties of the resonator 19 correspondent.
  • the distance w 1 also called “block width”, is likely to vary with temperature.
  • the block width w 1 and the half-distance w 0 are such that their sum, denoted W and called “resonator half-width”, at a reference temperature, is fixed.
  • the equivalent model involves a plurality of quantities described below.
  • the exponent “T” will relate to the value of a quantity when the microwave component 2 has a reference temperature T, while the exponent “T+ ⁇ T” will relate to the value of a magnitude when the microwave component 2 has a temperature T+ ⁇ T distinct from the reference temperature, ⁇ T being a non-zero temperature difference.
  • the natural frequency f of the resonator is also denoted f mn , the integers (m, n) being the integers characterizing the considered natural mode of the resonator.
  • the waveguide 4 and the compensation blocks 28 expand or contract, depending on the sign of the coefficients of thermal expansion of the substrates 8 and the thermal expansion coefficient of the material in which the compensation blocks 28 are made.
  • the condition according to which the natural frequency of resonator 19 is the same at T and at T+ ⁇ T is imposed.
  • the natural frequency of resonator 19 is set at 21 GHz.
  • the resolution of the associated equation corresponds to the resolution of the following equation: “the inverse of the imaginary part of the first equivalent impedance Z e0 is zero”.
  • eigenmodes for which the value of at least one among the integers m and n is greater than 1 are used.
  • the difference, at the reference temperature T, between the half-resonator width W of the resonator 19 and the block width w 1 of one of the two compensation blocks 28, for an eigenmode electrical transverse determined for a pair of integers (m, n), is equal to the value for which the central frequency of the frequency response of the resonator 19 (that is to say its natural frequency) at a temperature T+ Any ⁇ T distinct from the reference temperature T is equal to the central frequency at the reference temperature T.
  • the half-distance w 0 is measured from the center of the vias 24.
  • the effective value of the half-distance w 0 is taken equal to the calculated value of the half-distance w 0 , from which a corrective factor is subtracted which is a function of the diameter of the vias 24 and the distance between two successive vias 24 along the path 26.
  • a corrective factor is, for example, equal to d 2 /0.95D, d being the diameter of the vias 24, and D the distance separating the centers of two successive vias along the path 26.
  • the corresponding compensation blocks 28 which have been produced are arranged between the lateral substrates 8C, 8D, and fixed to the corresponding walls 15.
  • a second embodiment of a microwave component 102 according to the invention will now be described, with reference to the figures 4 to 6 .
  • the microwave component 2 is of the “hollow waveguide integrated into the substrate” type.
  • the microwave component 102 of the figures 4 to 6 differs from microwave component 2 of the figures 1 to 3 in that the conductive film 25 is not continuous along the edges 15 of the lateral substrates 8C, 8D, along the propagation axis XX.
  • each slice 15 of the lateral substrates 8C, 8D each comprise at least one dielectric surface 22.
  • each slice 15 comprises at least one conductive surface 23.
  • Each conductive surface 23 is a part of the wafer 15 which is covered by the conductive film 25.
  • Each conductive surface 23 extends, along the vertical axis Z-Z, between the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the lateral substrate 8C, 8D corresponding, in electrical contact with the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12.
  • the parts of the slice 15 which form conductive surfaces 23 correspond to projections 16, as illustrated by the Figure 4 .
  • Each dielectric surface 22 is a part of the slice 16 which is not electrically conductive, and in particular not covered by the conductive film 25.
  • each dielectric surface 22 is a part of the slice 16 at which the dielectric layer 14 of the lateral substrate 8C, 8D directly delimits the cavity 20.
  • Each dielectric surface 22 extends, along the vertical axis Z-Z, between the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the corresponding lateral substrate 8C, 8D.
  • the parts of the slice 15 which form dielectric surfaces 22 correspond to recesses 17, as illustrated by the Figure 4 .
  • Each dielectric surface 22 is associated with a plurality of metallized holes 24, more commonly called “vias”, made in the corresponding lateral substrate 8C, 8D.
  • Each via 24 extends along the vertical axis Z-Z, crossing the upper conductive layer 10, the dielectric layer 14 and the lower conductive layer 12 of the side substrate 8C, 8D.
  • Each via 24 is made of an electrically conductive material and electrically connects the upper conductive layer 10 and the lower conductive layer 12 of the lateral substrate 8C, 8D between them.
  • the corresponding vias 24 are transversely further away, along the transverse axis Y-Y, from the cavity 20 than said dielectric surface 22.
  • the vias 24 are arranged along a path 26, two successive vias 24 along the path 26 being separated by a portion of the lateral substrate 8C, 8D, as illustrated by the Figure 4 .
  • Each path 26 forms an electrically conductive wall.
  • the distance between two successive vias 24 is less than the smallest wavelength of the electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2, preferably less than or equal to one fifth of the smallest wavelength. electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2, for example less than or equal to one tenth of the smallest wavelengths of the electromagnetic waves intended to propagate in the microwave component 2.
  • the distance, along the transverse axis YY, between the dielectric surface 22 and the corresponding path 26 is a block width w 1 , as will emerge from the description which follows.
  • a majority of vias 24, called intermediate vias 24l are arranged so as to define a rectilinear segment 27 within the path 26.
  • the rectilinear segment 27 is, preferably, parallel to the corresponding dielectric surface 22, as appears on the figure 4 .
  • the block width w 1 taken as the distance between the dielectric surface 22 and the rectilinear segment 27, is constant along the propagation axis XX.
  • the rectilinear segment 27 has a length, along the propagation axis X-X, equal to the resonator length L.
  • the vias 24 which are not intermediate vias are called “lateral vias 24L”.
  • At least one lateral via 24L is arranged between said intermediate end via 24 and a part closest to the closest conductive surface 23, if it exists.
  • the block width w 1 between the dielectric surface 22 and the rectilinear segment 27 and, consequently, the position of the vias 24 relative to the corresponding dielectric surface 22, is determined in the same way as for the micro component -waves 2 of figures 1 to 3 .
  • the microwave component 102 is a band-pass microwave filter.
  • the central frequency is 21.018 GHz and the bandwidth at -3 dB (decibel) is 284 MHz. It is assumed, in this example, that such characteristics correspond to specifications required for the microwave component 102.
  • the variation in the transmission coefficient of the filter, when the microwave component 102 has a temperature of -40°C is illustrated by curve 42 (dotted curve).
  • the central frequency is 21.016 GHz and the bandwidth at -3 dB is 280 MHz.
  • the central frequency is 21.014 GHz and the bandwidth at -3 dB is 286 MHz.
  • the value of the transmission coefficient is of the order of -1.1 dB. Furthermore, in the three cases, the value of the reflection coefficient, in the pass band, is, at most, of the order of -20 dB.
  • the non-compensated component does not have a compensation device, and is designed so as to present, at the reference temperature, a frequency response substantially identical to the frequency response of the microwave component 102, in particular a transmission coefficient substantially equal.
  • curve 50 The variation in the transmission coefficient of the uncompensated component, when said component has a temperature of 23°C, is illustrated by curve 50 (solid line).
  • the central frequency is 21.009 GHz and the bandwidth at -3 dB is 288 MHz.
  • the variation in the transmission coefficient of the filter, when the uncompensated component has a temperature of -40°C is illustrated by curve 52 (dotted curve).
  • the central frequency is 21.039 GHz and the bandwidth at -3 dB is 291 MHz.
  • the value of the transmission coefficient is of the order of -0.7 dB. Furthermore, in the three cases, the value of the reflection coefficient, in the pass band, is, at most, of the order of -13 dB.
  • the variation of the central frequency, when the temperature of the uncompensated component varies from -40°C to 80°C, for the uncompensated component, is therefore approximately 57 MHz.
  • the compensation device 6 integrated into the microwave components according to the invention significantly reduces the fluctuations in the frequency response of said microwave components with temperature.
  • a third embodiment of a microwave component 202 according to the invention will now be described, with reference to the Figure 9 .
  • the microwave component 202 of the figure 8 differs from microwave component 2 of the figures 1 to 3 in that it comprises a single substrate 8.
  • the microwave component 202 is of the “waveguide integrated into the substrate” type.
  • the microwave component 202 comprises two paths 26 of vias 24 each extending along the propagation axis X-X, and being spaced apart from one another along the transverse axis Y-Y.
  • cells 32 are provided within the propagation zone 5, in the dielectric layer 14 of the substrate 8.
  • a compensation block 28 is arranged in each cell 32.
  • each compensation block 28 occupies the entire volume of cell 32.
  • Each compensation block 28 is made of a dielectric material distinct from the dielectric material of the dielectric layer 14 and having a dielectric permittivity whose derivative with respect to the temperature, in a predetermined temperature range of interest, has a sign opposite to the sign of at least one thermal expansion coefficient of the dielectric material of the dielectric layer 14 of the substrate 8, in the range of interest.
  • the microwave component is of the “coaxial line integrated into the substrate” type, or even of the “suspended line integrated into the substrate” type.
  • the corresponding compensation blocks are arranged in a manner similar to the compensation blocks 28 of the microwave component 2 of figures 1 to 3 , or the microwave component 102 of the figures 4 to 6 .
  • the corresponding compensation blocks 28 are arranged in a manner similar to the compensation blocks 28 of the micro-wave component. waves 202 of the Figure 9 .

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguides (AREA)

Description

    DOMAINE TECHNIQUE
  • La présente invention concerne un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat, comprenant une zone de propagation s'étendant le long d'un axe de propagation et étant délimitée transversalement, par rapport à l'axe de propagation, par au moins une paroi électriquement conductrice, la zone de propagation étant configurée pour présenter, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante.
  • L'invention concerne également un procédé de fabrication d'un tel composant micro-ondes.
  • L'invention s'applique au domaine des composants micro-ondes à base de lignes de transmission micro-ondes.
    • ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
  • Il est connu d'avoir recours à la technologie GIS (cet acronyme signifiant « guide d'onde intégré au substrat ») pour la conception de composants micro-ondes. De tels composants sont couramment désignés par l'expression « composants GIS », ou encore qualifiés de « composants du type ligne de transmission intégrée au substrat ».
  • Parmi les composants du type ligne de transmission intégrée au substrat, on compte généralement les composants du type à guide intégré au substrat, du type à guide creux intégré au substrat, du type ligne coaxiale intégrée au substrat et du type ligne suspendue intégrée au substrat.
  • De tels composants GIS sont réalisés à partir de substrats couramment utilisés pour la fabrication de cartes électroniques, ce qui rend peu onéreuse la fabrication de tels composants GIS.
  • En outre, de tels composants GIS présentent une masse réduite en comparaison des composants micro-ondes usuels, et ne requièrent généralement pas de blindage, tout en autorisant une forte densité d'intégration. Ainsi, de tels composants GIS constituent une alternative sérieuse aux composants micro-ondes à guide d'onde usuels, qui ne présentent généralement pas de tels avantages.
  • Néanmoins, de tels composants micro-ondes GIS ne donnent pas entière satisfaction.
  • En effet, les matériaux dans lesquels est réalisé un composant GIS de l'état de la technique sont généralement sujets à une dilatation ou une contraction lors d'une variation de leur température. Ceci se traduit par une fluctuation des dimensions d'un tel composant GIS, et notamment par une fluctuation des dimensions d'une zone de propagation dudit composant GIS, destinée au guidage d'ondes électromagnétiques. Il en résulte, notamment, une fluctuation de la réponse en fréquence d'un tel composant micro-ondes GIS avec la température.
  • De telles fluctuations de réponse en fréquence sont préjudiciables, en particulier dans le cas de composants GIS dont le fonctionnement repose sur la mise en oeuvre de cavités résonantes, encore appelées « résonateurs ». Dans ce cas, une fluctuation des dimensions de la zone de propagation avec la température, et donc des dimensions du ou des résonateur(s), se traduit par une fluctuation d'une bande passante du composant GIS, et en particulier d'une fréquence centrale associée au composant GIS.
  • Par « bande passante », il est entendu, au sens de la présente invention, une bande de fréquence, autour de la fréquence centrale, dans laquelle la réponse en fréquence du composant présente une amplitude au moins égale à une fraction prédéterminée d'une amplitude maximale de la réponse en fréquence atteinte en ladite fréquence centrale.
  • A titre d'exemple illustratif, il a été observé, pour un filtre micro-ondes en technologie GIS de l'état de la technique, conçu pour présenter une fréquence centrale à 21 GHz (gigahertz), une diminution de 28,3 MHz (mégahertz) de la fréquence centrale du filtre lors d'un passage de sa température de 23°C (degré Celsius) à 80°C.
  • De telles fluctuations de la réponse en fréquence des composants micro-ondes GIS avec la température ne sont généralement pas acceptables au regard des spécifications généralement requises. Ceci est préjudiciable à une plus large adoption de tels composants micro-ondes GIS en remplacement des composants micro-ondes classiques.
  • Un but de l'invention est donc de proposer un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat dans lequel la fluctuation de la réponse en fréquence avec la température est moindre.
  • Par ailleurs, l'article de Djerafi et al. intitulé A Temperature-Compensation Technique for Substrate Integrated Waveguide Cavities and Filters, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.60, no.8, 2012 décrit une structure SIW dans laquelle le matériau de la cavité est choisi pour compenser une dérive thermique. On connaît également l'article de Parment et al. intitulé Double Dielectric Slab-Loaded Air-Filled SIW Phase Shiftersfor High-Performance Millimeter-Wave Intégration, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.64, no.9, 2016, ainsi que l'article de Parment et al. intitulé Air-FilledSubstrate Integrated Waveguide for Low-Loss and High-Power-Handling Millimeter-Wave Substrate Integrated Circuits, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.63, no.4, 2015.
    • EXPOSÉ DE L'INVENTION
  • A cet effet, l'invention a pour objet un composant micro-ondes du type précité, selon la revendication 1.
  • En effet, l'au moins un bloc de compensation étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, il en résulte que les variations de permittivité diélectrique de l'au moins un bloc de compensation avec la température entraînent un décalage de la réponse en fréquence dans un sens opposé par rapport au décalage entraîné par les variations de dimension de la zone de propagation. Il s'ensuit, pour des dimensions appropriées de l'au moins un bloc de compensation, une compensation, par les blocs de compensation, des effets de la variation thermique des dimensions de la zone de propagation sur la réponse en fréquence, ce qui confère à la réponse en fréquence des composant micro-ondes selon l'invention une plus grande stabilité en température que la réponse en fréquence des composants de l'état de la technique.
  • Suivant d'autres aspects avantageux de l'invention, le composant micro-ondes comporte une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prise(s) isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles :
    • les dimensions de l'au moins un bloc de compensation sont fonction d'une fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température de référence, de l'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation, d'au moins un coefficient de dilatation thermique du bloc de compensation, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation et de la dérivée, par rapport à la température, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation ;
    • le résonateur est délimité, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par deux parois électriquement conductrices, deux blocs de compensation étant agencés dans le résonateur, chaque bloc de compensation étant fixé à une paroi électriquement conductrice respective parmi les deux parois électriquement conductrices ;
    • le résonateur est symétrique par rapport à un plan de symétrie orthogonal à l'axe transverse, et les deux blocs de compensation sont symétriques par rapport au plan de symétrie,
    • la différence, à la température de référence, entre la demi-largeur de résonateur du résonateur et une largeur de bloc, suivant l'axe transverse, de l'un des deux blocs de compensation, pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), étant égale à la valeur pour laquelle une fréquence centrale de la réponse en fréquence, obtenue comme étant :
      • la p-ième solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = 0
        Figure imgb0001
         si m est pair, m étant de la forme m = 2p, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1 ; ou
      • la p-ième solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = ∞
        Figure imgb0002
         si m est impair, m étant de la forme m = 2p-1, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1,
    • à une température quelconque distincte de la température de référence est égale à la fréquence centrale à la température de référence, avec : Z e0 T + ΔT = Z 0 T + ΔT Z e1 T + ΔT + jZ 0 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T Z 0 T + ΔT + jZ e1 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T
      Figure imgb0003
       où : Z 0 T + ΔT = μ 0 ε 0 1 + δ ε 0 ΔT ε r , 0 T − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2
      Figure imgb0004
       Z e1 T + ΔT = jZ 1 T + ΔT tan β 1 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 1 T
      Figure imgb0005
       β 0 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 1 + δ ε 0 ΔT ε r ,0 T 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2
      Figure imgb0006
       Z 1 T + ΔT = μ 0 ε 0 1 + δ ε 1 ΔT ε r ,1 T − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2
      Figure imgb0007
       β 1 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 1 + δ ε 1 ΔT ε r ,1 T 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2
      Figure imgb0008
    • et où f est la fréquence centrale ;
    • w0 est ladite différence entre la demi-largeur de résonateur du résonateur et la largeur de bloc suivant l'axe transverse, dite « demi-distance » ;
    • w1 est la largeur de bloc ;
    • ΔT est la différence entre la température distincte de la température de référence et la température de référence ;
    • Im est l'opérateur « partie imaginaire » ;
    • µ0 est la perméabilité magnétique du vide ;
    • ε0 est la permittivité diélectrique du vide ;
    • εr,0 est la permittivité relative d'un matériau diélectrique, dans la zone de propagation, qui est distinct du matériau diélectrique des deux blocs de compensation ;
    • εr,1 est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les deux blocs de compensation ;
    • δε0 est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,0;.
    • δε1 est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,1;
    • j est le nombre tel que j2 = -1 ;
    • f est la fréquence centrale du résonateur ;
    • tan est la fonction « tangente » ;
    • δx est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation suivant l'axe de propagation ;
    • δγ est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation suivant l'axe transverse ;
    • L est la longueur de résonateur du résonateur ;
    • l'exposant « T » se rapporte à une valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes présente la température de référence ; et
    • l'exposant « T+ΔT » se rapporte à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes présente la température distincte de la température de référence ;
      • l'entier m est égal à 1, la demi-distance, à la température de référence, étant égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température distincte de la température de référence, obtenue comme étant la première solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = ∞
        Figure imgb0009
        , est égale à la fréquence centrale à la température de référence, l'entier n étant, de préférence, égal à 1 ;
      • la zone de propagation comporte une cavité délimitée, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par une surface diélectrique d'au moins un substrat, l'au moins un substrat comprenant au moins un chemin de vias, chaque via s'étendant suivant un axe non parallèle à l'axe transverse, l'au moins un chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant délimité, suivant l'axe transverse, entre le chemin de vias et la surface diélectrique ;
      • le composant comporte un substrat comportant une couche conductrice supérieure et une couche conductrice inférieure séparées par une couche diélectrique, chacune parmi la couche conductrice supérieure, la couche conductrice inférieure et la couche diélectrique s'étendant dans un plan défini par l'axe de propagation et un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, le substrat comprenant deux chemins de vias à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse, chaque via s'étendant entre la couche conductrice supérieure et la couche conductrice inférieure du substrat, chaque chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant agencé dans une cellule correspondante ménagée au sein de la zone de propagation, dans la couche diélectrique.
  • En outre, l'invention a pour objet un procédé de fabrication d'un composant micro-ondes du type ligne de transmission intégrée au substrat, selon la revendication 8.
  • Suivant un autre aspect avantageux de l'invention, le procédé comporte la caractéristique suivante : la zone de propagation comporte une cavité délimitée, suivant un axe transverse orthogonal à l'axe de propagation, par une surface diélectrique d'au moins un substrat, l'étape de réalisation comportant la réalisation, dans l'au moins un substrat, d'une pluralité de vias s'étendant chacun suivant un axe non parallèle à l'axe transverse, les vias définissant au moins un chemin, chaque chemin de vias formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation étant délimité, suivant l'axe transverse, entre le chemin de vias et la surface diélectrique.
    • BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
  • L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels :
    • la figure 1 est une vue en section d'un premier mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes ;
    • la figure 2 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 1, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des saillies de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
    • la figure 3 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 1, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des creux de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
    • la figure 4 est une vue en section d'un deuxième mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes ;
    • la figure 5 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 4, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des surfaces conductrices de substrats latéraux du composant micro-ondes ;
    • la figure 6 est une vue en section du composant micro-ondes de la figure 4, selon un plan orthogonal à l'axe de propagation passant par des vias des substrats latéraux du composant micro-ondes ;
    • la figure 7 est un graphique représentant l'évolution, avec la fréquence, d'un coefficient de transmission du composant micro-ondes de la figure 4, à trois températures différentes ;
    • la figure 8 est un graphique représentant l'évolution, avec la fréquence, d'un coefficient de transmission d'un composant micro-ondes de l'état de la technique, à trois températures différentes ; et
    • la figure 9 est une vue en section d'un troisième mode de réalisation d'un composant micro-ondes selon l'invention, selon un plan de section défini par un axe transverse et un axe de propagation du composant micro-ondes.
    EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
  • Un premier mode de réalisation d'un composant micro-ondes 2 selon l'invention est schématiquement représenté sur les figures 1 à 3.
  • Le composant micro-ondes 2 est, par exemple, un filtre, un coupleur, une antenne, un oscillateur, une charge, un circulateur ou encore un isolateur.
  • Le composant micro-ondes 2 est du type « à guide d'onde creux intégré au substrat ».
  • Le composant micro-ondes 2 comporte un guide d'onde 4 et un dispositif de compensation 6.
  • Le guide d'onde 4 est configuré pour permettre la propagation d'une onde électromagnétique le long d'un axe de propagation X-X. En particulier, le guide d'onde 4 comporte une zone de propagation 5 destinée à confiner l'onde électromagnétique. Les limites spatiales de la zone de propagation 5 seront définies ultérieurement.
  • Le guide d'onde 4 présente, à une température donnée, une réponse en fréquence qui est représentative de la façon dont l'onde électromagnétique se propage dans le guide d'onde en fonction de sa fréquence.
  • Le dispositif de compensation 6 est adapté pour prévenir, notamment pour compenser, une dérive thermique de propriétés prédéterminées du guide d'onde 4. En particulier, le dispositif de compensation 6 est configuré pour compenser une dérive thermique d'une réponse en fréquence du guide d'onde 4, par exemple une dérive thermique d'un coefficient de transmission et/ou d'un coefficient de réflexion du guide d'onde 4.
  • Par exemple, dans le cas où le composant micro-ondes 2 met en oeuvre au moins un résonateur, le dispositif de compensation 6 est notamment configuré pour compenser une dérive thermique d'une fréquence centrale et d'une bande passante du guide d'onde 4.
  • Le guide d'onde 4 va maintenant être décrit.
  • Comme cela apparaît sur les figures 2 et 3, le guide d'onde 4 comprend quatre substrats 8. Chaque substrat 8 est, par exemple, une carte électronique. Les substrats 8 sont répartis en un substrat supérieur 8A, un substrat inférieur 8B, et deux substrats latéraux notés 8C et 8D respectivement.
  • Chaque substrat 8 s'étend dans un plan XY, défini par l'axe de propagation X-X et par un axe transverse Y-Y orthogonal à l'axe de propagation X-X.
  • Un axe vertical Z-Z, orthogonal à l'axe de propagation X-X et à l'axe transverse Y-Y, est également représenté sur les figures 2 et 3, ainsi que sur la figure 1.
  • Chaque substrat 8 comprend une couche conductrice supérieure 10, une couche conductrice inférieure 12 et une couche diélectrique 14.
  • La couche conductrice supérieure 10, la couche conductrice inférieure 12 et la couche diélectrique 14 s'étendent chacune dans le plan XY. La couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 sont disposées à distance l'une de l'autre, de part et d'autre de la couche diélectrique 14, au contact de la couche diélectrique 14.
  • Chacune de la couche conductrice supérieure 10 et de la couche conductrice inférieure 12 est réalisée dans un matériau électriquement conducteur, par exemple du cuivre.
  • La couche diélectrique 14 est réalisée dans un matériau diélectrique, par exemple une résine époxyde, ou encore un composite céramique/polytétrafluoroéthylène.
  • Par exemple, un tel composite est le composite généralement connu sous l'appellation commerciale « RT/Duroid 6010LM », qui présente, entre -40°C (degré Celsius) et 80°C, un coefficient de dilatation thermique de valeur sensiblement constante égale à 24.10-6/K (par kelvin).
  • Comme cela apparaît sur les figures 2 et 3, le substrat supérieur 8A, les substrats latéraux 8C et 8D et le substrat inférieur 8B sont agencés selon un empilement.
  • Plus précisément, les substrats latéraux 8C, 8D sont rapportés sur le substrat inférieur 8B. En particulier, la couche conductrice inférieure 12 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D est plaquée contre la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B. En outre, des tranches 15 respectives des substrats latéraux 8C, 8D sont agencées en regard l'une de l'autre, à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse Y-Y.
  • En outre, le substrat supérieur 8A est rapporté sur les substrats latéraux 8C, 8D. En particulier, la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A est plaquée contre la couche conductrice supérieure 10 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 de chacun des substrats latéraux 8C, 8D. Dans ce cas, le substrat supérieur 8A et le substrat inférieur 8B sont disposés à distance l'un de l'autre suivant l'axe vertical Z-Z, la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A étant en regard de la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B.
  • Chaque tranche 15 est recouverte d'une pellicule conductrice 25 réalisée dans un matériau électriquement conducteur, tel qu'un métal, par exemple le cuivre. Dans tout plan YZ, défini par l'axe transverse Y-Y et l'axe vertical Z-Z, la pellicule conductrice 25 est continue, suivant l'axe vertical Z-Z, de la couche conductrice supérieure 10 à la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant, en étant en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12.
  • La couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A, la pellicule conductrice 25 de chaque substrat latéral 8C, 8D et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B délimitent entre elles, transversalement, une cavité 20.
  • Selon l'étanchéité du composant micro-ondes 2, la cavité 20 est remplie d'air, voire d'un autre gaz, par exemple de l'azote, ou encore vide de gaz.
  • En variante, la cavité 20 est remplie d'un matériau diélectrique distinct d'un matériau dans lequel sont réalisés des blocs de compensation décrits ultérieurement.
  • Dans l'exemple des figures 1 à 3, la cavité 20 constitue la zone de propagation 5 du composant micro-ondes 2.
  • Comme cela apparaît sur la figure 1, chaque substrat latéral 8C, 8D est découpé de sorte qu'il comporte une alternance de saillies 16 et de creux 17. Chaque saillie 16 de l'un des substrats latéraux 8C, 8D s'étend en direction de l'autre des substrats latéraux 8C, 8D. En outre, chaque creux 17 sépare deux saillies 16 successives le long de l'axe de propagation X-X. Dans ce cas, une telle découpe confère à la tranche 15, dans le plan XY, une forme en créneaux.
  • De préférence, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D sont symétriques l'une de l'autre par rapport à un plan XZ, défini par l'axe de propagation X-X et l'axe vertical Z-Z. De préférence encore, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D comportent uniquement des parties planes, s'étendant parallèlement à l'un ou l'autre des plans XZ et YZ.
  • Une saillie 16 de l'un des substrats latéraux 8C, 8D en regard d'une saillie 16 de l'autre des substrats latéraux 8C, 8D définissent entre elles, suivant l'axe transverse Y-Y, une fenêtre de couplage 18.
  • Deux fenêtres de couplage 18 successives le long de l'axe de propagation X-X définissent entre elles un résonateur 19. Dans ce cas, chaque résonateur 19 est localisé au niveau de deux creux 17 respectifs des substrats latéraux 8C, 8D en regard l'un de l'autre, suivant l'axe transverse Y-Y.
  • La moitié de la distance, le long de l'axe transverse Y-Y, séparant les tranches 15 au niveau d'un résonateur 19 donné est appelée « demi-distance w0 ».
  • La demi-distance w0 est susceptible de varier avec la température.
  • En outre, la distance, le long de l'axe de propagation X-X, séparant deux saillies 16 de part et d'autre d'un résonateur 19 est notée L. La distance L est également appelée « longueur du résonateur ».
  • La longueur du résonateur L est susceptible de varier avec la température.
  • Le dispositif de compensation 6 va maintenant être décrit.
  • Le dispositif de compensation 6 comporte au moins un bloc de compensation 28.
  • Chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique.
  • Plus précisément, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique des substrats 8 dans la plage d'intérêt.
  • En particulier, si les coefficients de dilatation thermique des substrats 8 sont tous de même signe, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique présentant, dans la plage d'intérêt, une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température a un signe opposé au signe des coefficients de dilatation thermique des substrats 8 dans la plage d'intérêt.
  • Les coefficients de dilatation thermique des substrats 8 conditionnant les variations des dimensions de la zone de propagation 5, ils seront également appelés « coefficients de dilatation thermique de la zone de propagation ».
  • De préférence, chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans le même matériau diélectrique que le matériau dans lequel est réalisée la couche diélectrique 14 des substrats 8. Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 présente des coefficients de dilatation égaux à ceux des substrats 8.
  • Par exemple, le matériau composite cité précédemment présente une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température vaut -425.10-6/K.
  • Chaque bloc de compensation 28 est agencé dans la cavité 20, c'est-à-dire dans la zone de propagation 5. En particulier, dans le cas où le composant micro-ondes 2 met en oeuvre au moins un résonateur, comme dans l'exemple des figures 1 à 3, chaque bloc de compensation 28 est agencé, dans la cavité 20, au niveau d'un résonateur 19 correspondant. Par exemple, comme cela est illustré sur la figure 1, pour chaque résonateur 19, deux blocs de compensation 28 sont agencés dans la cavité 20.
  • Par exemple, chaque bloc de compensation 28 est parallélépipédique.
  • Par exemple, comme illustré par la figure 3, chaque bloc de compensation 28 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, de la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B à la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A.
  • Par exemple, comme illustré par la figure 1, chaque bloc de compensation 28 présente une longueur, suivant l'axe de propagation X-X, égale à la longueur de résonateur L du résonateur 19 correspondant. Dans ce cas, le bloc de compensation 28 s'étend, suivant l'axe de propagation X-X, entre les deux saillies 16 d'un même substrat latéral 8C, 8D délimitant longitudinalement le résonateur 19 correspondant.
  • Avantageusement, chaque bloc de compensation 28 est solidaire d'une tranche 15 correspondante, par exemple collé à la tranche 15. Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 comprend une surface libre 30 qui fait face à la cavité 20.
  • Pour chaque bloc de compensation 28, la distance suivant l'axe transverse Y-Y, notée w1, entre la surface libre 30 d'un bloc de compensation 28 donné et le creux 17 de la tranche 15 correspondante, est choisie dépendante de propriétés du résonateur 19 correspondant.
  • La distance w1, également appelée « largeur de bloc », est susceptible de varier avec la température.
  • Pour un résonateur 19 donné défini entre deux fenêtres de couplage 18 successives le long de l'axe de propagation X-X, le dimensionnement de chacun des deux blocs de compensation 28 correspondants, et en particulier le choix de la largeur de bloc w1, va maintenant être décrit.
  • La largeur de bloc w1 et la demi-distance w0 sont telles que leur somme, notée W et appelée « demi-largeur de résonateur », à une température de référence, est fixe.
  • Au cours d'une étape de modélisation, un modèle équivalent de ligne de transmission pour le résonateur 19 est élaboré.
  • Par exemple, pour un mode propre transverse électrique prédéterminé du résonateur 19, défini par un couple d'entiers (m, n), souhaité dans le composant micro-ondes 2, le modèle équivalent fait intervenir une pluralité de grandeurs décrites ci-après.
  • Dans ce qui va suivre, l'exposant « T » se rapportera à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes 2 présente une température de référence T, tandis que l'exposant « T+ΔT » se rapportera à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes 2 présente une température T+ΔT distincte de la température de référence, ΔT étant un écart de température non nul.
  • Dans la zone de propagation 5, et en particulier dans le résonateur 19, à la température de référence T, pour les blocs de compensation 28, et pour un mode tel que m est supérieur ou égal à 1, les grandeurs suivantes sont définies :
    • une deuxième constante de propagation β1, selon la formule : β 1 T = 2 πf T μ 0 ε 0 ε r ,1 T 2 − nπ L T 2
      Figure imgb0010
    • une deuxième impédance de guide Z1, selon la formule : Z 1 T = μ 0 ε 0 ε r ,1 T − n 2 L T f T μ 0 2
      Figure imgb0011
    • une deuxième impédance équivalente Ze1 ramenée à un plan de symétrie du résonateur 19, appelée par la suite « deuxième impédance équivalente Ze1 », selon la formule : Z e1 T = jZ 1 T tan β 1 T w 1 T
      Figure imgb0012
      • où µ0 est la perméabilité magnétique du vide ;
      • ε0 est la permittivité diélectrique du vide ;
      • εr,1 est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28 ;
      • j est le nombre tel que j2 = -1 ;
      • f est une fréquence propre du résonateur ; et
      • tan est la fonction « tangente ».
  • La fréquence propre f du résonateur est également notée fmn, les entiers (m, n) étant les entiers caractérisant le mode propre considéré du résonateur.
  • En outre, dans la zone de propagation 5, et en particulier dans le résonateur 19, à la température de référence T, pour le milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, les grandeurs suivantes sont définies :
    • une première constante de propagation β0, selon la formule : β 0 T = 2 πf T μ 0 ε 0 ε r ,0 2 − nπ L T 2
      Figure imgb0013
    • une première impédance de guide Z0, selon la formule : Z 0 T = μ 0 ε 0 ε r , 0 − n 2 L T f T μ 0 2
      Figure imgb0014
    • une première impédance équivalente Ze0 ramenée au plan de symétrie du résonateur 19, appelée par la suite « première impédance équivalente Ze0 », selon la formule : Z e 0 T = Z 0 T Z e 1 T + jZ 0 T tan β 0 T w 0 T Z 0 T + jZ e 1 T tan β 0 T w 0 T
      Figure imgb0015
       où εr,0 est la permittivité relative du milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, et qui, dans l'exemple, est supposée indépendante de la température (cas où la cavité est remplie de gaz, ou encore vide).
  • Lors du passage de la température du composant micro-ondes 2 de la température de référence T à une température T+ΔT distincte, le guide d'onde 4 et les blocs de compensation 28 se dilatent ou se contractent, selon le signe des coefficients de dilatation thermique des substrats 8 et du coefficient de dilatation thermique du matériau dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28.
  • En particulier, en supposant un comportement linéaire des substrats 8 et des blocs de compensation 28, la demi-distance w0, la longueur du résonateur L et la largeur de bloc w1 évoluent respectivement, avec la température, selon les relations suivantes : { w 0 T + ΔT = 1 + δ y ΔT w 0 T L T + ΔT = 1 + δ x ΔT L T w 1 T + ΔT = 1 + δ y ΔT w 1 T
    Figure imgb0016
    • où δy est le coefficient de dilatation thermique du substrat 8 suivant l'axe transverse Y-Y ; et
    • δx est le coefficient de dilatation thermique du substrat 8 suivant l'axe de propagation X-X.
  • En outre, la permittivité relative εr,1 des blocs de compensation 28 varie, avec la température, selon la relation linéarisée suivante : ε r , 1 T + ΔT = 1 + δ ε ΔT ε r , 1 T
    Figure imgb0017
     où δε est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,1 du matériau dans lequel sont réalisés les blocs de compensation 28, c'est-à-dire, dans l'exemple, le matériau de la couche diélectrique 14 des substrats 8.
  • Il en résulte que, pour les blocs de compensation 28, la deuxième constante de propagation β1, la deuxième impédance de guide Z1 et la deuxième impédance équivalente Ze1 s'expriment selon : { β 1 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 1 + δ ε ΔT ε r , 1 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2 Z 1 T + ΔT = μ 0 ε 0 1 + δ ε ΔT ε r , 1 − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2 Z e 1 T + ΔT = jZ 1 T + ΔT tan β 1 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 1 T
    Figure imgb0018
  • En outre, pour le milieu dans la cavité 20 qui est distinct des blocs de compensation 28, la première constante de propagation β0, la première impédance de guide Z0 et la première impédance équivalente Ze0 s'expriment selon : { β 0 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 ε r , 0 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2 Z 0 T + ΔT = μ 0 ε 0 ε r , 0 − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2 Z e 0 T + ΔT = Z 0 T + ΔT Z e 1 T + ΔT + jZ 0 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T Z 0 T + ΔT + jZ e 1 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T
    Figure imgb0019
  • Puis, la condition selon laquelle la fréquence propre du résonateur 19 est la même à T et à T+ΔT est imposée. Par exemple, la fréquence propre du résonateur 19 est fixée à 21 GHz.
  • Puis, pour le mode transverse électrique prédéterminé, c'est-à-dire pour le couple d'entiers (m, n) considéré, et pour chacune parmi une pluralité de valeurs de demi-largeur w0 à tester, l'une des deux équations suivantes est utilisée, selon la parité de l'entier m, afin de déterminer la valeur de la fréquence propre fmn T+ΔT du résonateur 19 :
    • si m est pair : Im Z e 0 T + ΔT = 0
      Figure imgb0020
       ; et
    • si m est impair : Im Z e 0 T + ΔT = ∞
      Figure imgb0021
  • Im étant l'opérateur « partie imaginaire ».
  • Dans le cas où m est impair, la résolution de l'équation associée correspond à la résolution de l'équation suivante : « l'inverse de la partie imaginaire de la première impédance équivalente Ze0 est nul ».
  • Puis, est choisie la valeur de la demi-distance w0 qui conduit à une fréquence propre f11 T+ΔT du mode fondamental (pour lequel m=1 et n=1) du résonateur 19 égale à la fréquence propre f11 T imposée. Plus précisément, la fréquence propre f11 T+ΔT correspond à la première solution obtenue en résolvant l'équation Im Z e 0 T + ΔT = ∞
    Figure imgb0022
    , et en prenant n=1.
  • Dans certains cas particuliers, des modes propres pour lesquels la valeur d'au moins un parmi les entiers m et n est supérieure à 1 sont utilisés.
  • La somme de la largeur de bloc w1 et la demi-distance w0 étant fixe, à la température de référence, le choix de la valeur de la demi-distance w0 détermine la valeur de la largeur de bloc w1.
  • De façon plus générale, pour différentes géométries de la cavité résonante, chacune donnée par une valeur du couple de distances (L, W), il est possible de déterminer une valeur de demi-distance w0 conduisant à une fréquence propre fT imposée.
  • En prenant en compte la dérive thermique pour les géométries permettant d'obtenir la fréquence propre fT, il est possible de déterminer la fréquence propre fT+ΔT, On s'aperçoit alors qu'il existe des solutions de points (L, W, w0) permettant d'avoir fT= fT+ΔT, c'est-à-dire de réaliser la compensation thermique de la fréquence propre de la cavité. Les dimensions permettant la compensation thermique peuvent être utilisées par la suite dans la conception de composants micro-ondes thermiquement compensés.
  • En d'autres termes encore, la différence, à la température de référence T, entre la demi-largeur de résonateur W du résonateur 19 et la largeur de bloc w1 de l'un des deux blocs de compensation 28, pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), est égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence du résonateur 19 (c'est-à-dire sa fréquence propre) à une température T+ΔT quelconque distincte de la température de référence T est égale à la fréquence centrale à la température de référence T.
  • Un tel calcul est réalisé pour les blocs de compensation 28 de chaque résonateur 19.
  • Puis, des blocs de compensation 28 aux dimensions adéquates sont réalisés.
  • Dans le cas particulier où la zone de propagation 5 est délimitée transversalement par des chemins 26 de vias 24, la demi-distance w0 est mesurée à partir du centre des vias 24.
  • En outre, dans ce cas, la valeur effective de la demi-distance w0 est prise égale à la valeur calculée de la demi-distance w0, à laquelle est retranché un facteur correctif qui est fonction du diamètre des vias 24 et de la distance entre deux vias 24 successifs le long du chemin 26. Un tel facteur est, par exemple, égal à d2/0.95D, d étant le diamètre des vias 24, et D la distance séparant les centres de deux vias successifs le long du chemin 26.
  • Puis, au cours de l'assemblage du composant micro-ondes 2, pour chaque résonateur 19, les blocs de compensation 28 correspondants qui ont été réalisés sont agencés entre les substrats latéraux 8C, 8D, et fixés aux parois 15 correspondantes.
  • Un deuxième mode de réalisation d'un composant micro-ondes 102 selon l'invention va maintenant être décrit, en référence aux figures 4 à 6.
  • Le composant micro-ondes 2 est du type « à guide d'onde creux intégré au substrat ».
  • Le composant micro-ondes 102 des figures 4 à 6 diffère du composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3 en ce que la pellicule conductrice 25 n'est pas continue le long des bords 15 des substrats latéraux 8C, 8D, suivant l'axe de propagation X-X.
  • Dans ce cas, les tranches 15 des substrats latéraux 8C, 8D comportent chacune au moins une surface diélectrique 22. En outre, chaque tranche 15 comporte au moins une surface conductrice 23.
  • Chaque surface conductrice 23 est une partie de la tranche 15 qui est recouverte par la pellicule conductrice 25. Chaque surface conductrice 23 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, entre la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant, en contact électrique avec la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12.
  • De préférence, les parties de la tranche 15 qui forment des surfaces conductrices 23 correspondent à des saillies 16, comme illustré par la figure 4.
  • Chaque surface diélectrique 22 est une partie de la tranche 16 qui n'est pas électriquement conductrice, et notamment pas recouverte par la pellicule conductrice 25. Par exemple, chaque surface diélectrique 22 est une partie de la tranche 16 au niveau de laquelle la couche diélectrique 14 du substrat latéral 8C, 8D délimite directement la cavité 20. Chaque surface diélectrique 22 s'étend, suivant l'axe vertical Z-Z, entre la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D correspondant.
  • De préférence, les parties de la tranche 15 qui forment des surfaces diélectriques 22 correspondent à des creux 17, comme illustré par la figure 4.
  • Chaque surface diélectrique 22 est associée à une pluralité de trous métallisés 24, plus communément appelés « vias », réalisés dans le substrat latéral 8C, 8D correspondant.
  • Chaque via 24 s'étend le long de l'axe vertical Z-Z, en traversant la couche conductrice supérieure 10, la couche diélectrique 14 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D. Chaque via 24 est réalisé dans un matériau électriquement conducteur et connecte électriquement la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat latéral 8C, 8D entre elles.
  • Pour chaque surface diélectrique 22, les vias 24 correspondants sont transversalement plus éloignés, suivant l'axe transverse Y-Y, de la cavité 20 que ladite surface diélectrique 22.
  • Les vias 24 sont agencés suivant un chemin 26, deux vias 24 successifs le long du chemin 26 étant séparés par une portion du substrat latéral 8C, 8D, comme illustré par la figure 4.
  • Chaque chemin 26 forme une paroi électriquement conductrice.
  • La distance entre deux vias 24 successifs est inférieure à la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2, de préférence inférieure ou égale à un cinquième de la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2, par exemple inférieure ou égale à un dixième de la plus petite des longueurs d'onde des ondes électromagnétiques destinées à se propager dans le composant micro-ondes 2.
  • La distance, suivant l'axe transverse Y-Y, entre la surface diélectrique 22 et le chemin 26 correspondant est une largeur de bloc w1, comme cela ressortira de la description qui va suivre.
  • De préférence, une majorité de vias 24, dits vias intermédiaires 24l, est agencée de façon à définir un segment rectiligne 27 au sein du chemin 26. Le segment rectiligne 27 est, de préférence, parallèle à la surface diélectrique 22 correspondante, comme cela apparaît sur la figure 4. Dans ce cas, la largeur de bloc w1, prise comme étant la distance entre la surface diélectrique 22 et le segment rectiligne 27, est constante le long de l'axe de propagation X-X.
  • De préférence, le segment rectiligne 27 présente une longueur, suivant l'axe de propagation X-X, égale à la longueur de résonateur L.
  • En outre, dans ce cas, les vias 24 qui ne sont pas des vias intermédiaires sont dits « vias latéraux 24L ».
  • Pour chacun des vias intermédiaires 24l définissant une extrémité respective du segment rectiligne 27, au moins un via latéral 24L est agencé entre ledit via intermédiaire 24 d'extrémité et une partie la plus proche de la surface conductrice 23 la plus proche, si elle existe.
  • Les vias 24 délimitent, avec la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, la zone de propagation. Plus précisément, et comme cela apparaît sur les figures 5 et 6, dans tout plan YZ, la zone de propagation 5 est transversalement délimitée, le long de l'axe vertical Z-Z, par la couche conductrice inférieure 12 du substrat supérieur 8A, d'une part, et la couche conductrice supérieure 10 du substrat inférieur 8B, d'autre part ; en outre, la zone de propagation est transversalement délimitée, suivant l'axe transverse Y-Y, par chacun des substrats latéraux 8C, 8D, et plus précisément :
    • si le plan YZ passe par une surface diélectrique 22 du substrat latéral 8C, 8D, par le chemin 26 de vias 24 correspondant ;
    • si le plan YZ passe par une surface conductrice 23 du substrat latéral 8C, 8D, par la pellicule conductrice 25 correspondante.
  • Dans ce cas, chaque bloc de compensation 28 est associé à une surface diélectrique 22 respective, et est défini comme la partie de la couche diélectrique 14 d'un substrat latéral 8C, 8D qui est délimitée :
    • suivant l'axe transverse Y-Y, par la surface diélectrique 22 correspondante, d'une part, et par le segment rectiligne 27 défini par les vias 24 associés à ladite surface diélectrique 22, d'autre part ;
    • suivant l'axe de propagation X-X, de part et d'autre par les vias latéraux 24L associés à ladite surface diélectrique 22 ; et
    • suivant l'axe vertical Z-Z, par la couche conductrice supérieure 10 dudit substrat latéral, d'une part, et par la couche conductrice inférieure 12 dudit substrat latéral, d'autre part.
  • Pour chaque résonateur 19, la largeur de bloc w1 entre la surface diélectrique 22 et le segment rectiligne 27 et, par conséquent, la position des vias 24 relativement à la surface diélectrique 22 correspondante, est déterminée de la même façon que pour le composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3.
  • La variation du coefficient de transmission du composant micro-ondes 102, en fonction de la fréquence d'une onde électromagnétique appliquée à une entrée du composant micro-ondes 102, pour trois températures distinctes, est illustrée par la figure 7. Dans le cas du présent exemple, le composant micro-ondes 102 est un filtre micro-ondes passe-bande.
  • La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de 23°C, prise comme étant la température de référence T, est illustrée par la courbe 40 (trait plein). Pour le coefficient de transmission, à la température de référence, la fréquence centrale vaut 21,018 GHz et la bande passante à -3 dB (décibel) vaut 284 MHz. Il est supposé, dans cet exemple, que de telles caractéristiques correspondent à des spécifications requises pour le composant micro-ondes 102.
  • La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de -40°C est illustrée par la courbe 42 (courbe en pointillés). Pour le coefficient de transmission, à -40°C, la fréquence centrale vaut 21,016 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 280 MHz.
  • La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant micro-ondes 102 présente une température de 80°C est illustrée par la courbe 44 (trait discontinu). Pour le coefficient de transmission, à 80°C, la fréquence centrale vaut 21,014 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 286 MHz.
  • Dans les trois cas, la valeur du coefficient de transmission est de l'ordre de -1,1 dB. En outre, dans les trois cas, la valeur du coefficient de réflexion, dans la bande passante, est, au plus, de l'ordre de -20 dB.
  • La variation de la fréquence centrale, lorsque la température du composant micro-ondes 102 varie de -40°C à 80°C, vaut donc environ 4 MHz.
  • La variation du coefficient de transmission d'un composant micro-ondes de l'état de la technique, dit « composant non compensé », en fonction de la fréquence d'une onde électromagnétique appliquée à une entrée dudit composant non compensé, pour trois températures distinctes, est illustrée par la figure 8. Le composant non compensé est dépourvu de dispositif de compensation, et est conçu de façon à présenter, à la température de référence, une réponse en fréquence sensiblement identique à la réponse en fréquence du composant micro-ondes 102, en particulier un coefficient de transmission sensiblement égal.
  • La variation du coefficient de transmission du composant non compensé, lorsque ledit composant présente une température de 23°C est illustrée par la courbe 50 (trait plein). Pour le coefficient de transmission, à la température de référence, la fréquence centrale vaut 21,009 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 288 MHz.
  • La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant non compensé présente une température de -40°C est illustrée par la courbe 52 (courbe en pointillés). Pour le coefficient de transmission, à -40°C, la fréquence centrale vaut 21,039 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 291 MHz.
  • La variation du coefficient de transmission du filtre, lorsque le composant non compensé présente une température de 80°C est illustrée par la courbe 54 (trait discontinu). Pour le coefficient de transmission, à 80°C, la fréquence centrale vaut 21,982 GHz et la bande passante à -3 dB vaut 288 MHz.
  • Dans les trois cas, la valeur du coefficient de transmission est de l'ordre de -0,7 dB. En outre, dans les trois cas, la valeur du coefficient de réflexion, dans la bande passante, est, au plus, de l'ordre de -13 dB.
  • La variation de la fréquence centrale, lorsque la température du composant non compensé varie de -40°C à 80°C, pour le composant non compensé, vaut donc environ 57 MHz.
  • Le dispositif de compensation 6 intégré aux composants micro-ondes selon l'invention réduit de façon significative les fluctuations de la réponse fréquentielle desdits composants micro-ondes avec la température.
  • Un troisième mode de réalisation d'un composant micro-ondes 202 selon l'invention va maintenant être décrit, en référence à la figure 9.
  • Le composant micro-ondes 202 de la figure 8 diffère du composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3 en ce qu'il comporte un seul substrat 8.
  • Le composant micro-ondes 202 est du type « à guide d'onde intégré au substrat ».
  • Dans ce cas, le composant micro-ondes 202 comporte deux chemins 26 de vias 24 s'étendant chacun suivant l'axe de propagation X-X, et étant à l'écart l'un de l'autre suivant l'axe transverse Y-Y.
  • La zone de propagation 5 est délimitée transversalement :
    • par les deux chemins 26 de vias 24 suivant l'axe transverse Y-Y ; et
    • par la couche conductrice supérieure 10 et la couche conductrice inférieure 12 du substrat 8 suivant l'axe vertical Z-Z.
  • En outre, des cellules 32 sont ménagées au sein de la zone de propagation 5, dans la couche diélectrique 14 du substrat 8.
  • Un bloc de compensation 28 est agencé dans chaque cellule 32. De préférence, chaque bloc de compensation 28 occupe tout le volume de la cellule 32.
  • Chaque bloc de compensation 28 est réalisé dans un matériau diélectrique distinct du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14 et présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14 du substrat 8, dans la plage d'intérêt.
  • Les dimensions de chaque bloc de compensation 28 sont déterminées comme décrit précédemment, à la différence près que la permittivité relative du matériau diélectrique de la couche diélectrique, est supposée dépendre de la température, et varier selon la relation : ε r , 0 T + ΔT = 1 + δ ε 0 ΔT ε r , 0 T
    Figure imgb0023
     où δε0 est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,0 du matériau diélectrique de la couche diélectrique 14.
  • En variante, le composant micro-ondes est du type « ligne coaxiale intégrée au substrat », ou encore du type « ligne suspendue intégrée au substrat ».
  • Si le composant micro-ondes du type « ligne coaxiale intégrée au substrat » ou du type « ligne suspendue intégrée au substrat » est creux, les blocs de compensation correspondants sont agencés d'une façon similaire aux blocs de compensation 28 du composant micro-ondes 2 des figures 1 à 3, ou du composant micro-ondes 102 des figures 4 à 6.
  • Si le composant micro-ondes du type « ligne coaxiale intégrée au substrat » ou du type « ligne suspendue intégrée au substrat » est plein, les blocs de compensation 28 correspondants sont agencés d'une façon similaire aux blocs de compensation 28 du composant micro-ondes 202 de la figure 9.

Claims (9)

  1. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) du type ligne de transmission intégrée au substrat, comprenant une zone de propagation (5) s'étendant le long d'un axe de propagation (X-X) et étant délimitée transversalement, par rapport à l'axe de propagation (X-X), par au moins une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26),
    la zone de propagation (5) étant configurée pour présenter, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante,
    la zone de propagation (5) comprenant une pluralité de résonateurs (19), chaque résonateur (19) présentant, à la température de référence, une longueur de résonateur (L) entre deux saillies (16) de la paroi (25, 23, 26) et une demi-largeur de résonateur (W) prédéterminées,
    au moins un bloc de compensation (28) agencé dans la zone de propagation,
    l'au moins un bloc de compensation (28) étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5),
    les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28), en particulier une largeur de bloc (w1), à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation (28) est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt,
    caractérisé en ce que
    la zone de propagation(5) comporte, également, un matériau diélectrique distinct du matériau dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28), ou un gaz ou du vide, avec une demi-largeur appelée demi-distance (w0), la somme de la largeur de bloc (w1) et de la demi-distance (w0) étant égale à la demi-largeur de résonateur (W),
    au moins un bloc de compensation (28) étant agencé dans chaque résonateur (19), les dimensions de chaque bloc de compensation (28), en particulier la largeur de bloc (w1), étant fonction de la longueur de résonateur (L) et de la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19).
  2. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 1, dans lequel les dimensions de chaque bloc de compensation (28) sont fonction d'une fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température de référence, de l'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5), d'au moins un coefficient de dilatation thermique du bloc de compensation (28), de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé le bloc de compensation (28) et de la dérivée, par rapport à la température, de la permittivité diélectrique du matériau diélectrique dans lequel est réalisé le bloc de compensation (28).
  3. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel chaque résonateur (19) est délimité, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par deux parois électriquement conductrices (25 ; 23, 26), deux blocs de compensation (28) étant agencés dans chaque résonateur (19), chaque bloc de compensation (28) étant fixé à une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26) respective parmi les deux parois électriquement conductrices (25 ; 23, 26).
  4. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 3, dans lequel chaque résonateur (19) est symétrique par rapport à un plan de symétrie orthogonal à l'axe transverse (Y-Y), et les deux blocs de compensation (28) sont symétriques par rapport au plan de symétrie,
    la différence, à la température de référence, entre la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19) et la largeur de bloc (w1), suivant l'axe transverse (Y-Y), de l'un des deux blocs de compensation (28), pour un mode propre transverse électrique déterminé pour un couple d'entiers (m, n), étant égale à la valeur pour laquelle une fréquence centrale de la réponse en fréquence, obtenue comme étant :
    - la p-ième solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = 0
    Figure imgb0024
     si m est pair, m étant de la forme m = 2p, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1; ou
    - la p-ième solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = ∞
    Figure imgb0025
     si m est impair, m étant de la forme m = 2p-1, p étant un entier naturel supérieur ou égal à 1,
    à une température quelconque distincte de la température de référence est égale à la fréquence centrale à la température de référence, avec : Z e 0 T + ΔT = Z 0 T + ΔT Z e 1 T + ΔT + jZ 0 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T Z 0 T + ΔT + jZ e 1 T + ΔT tan β 0 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 0 T
    Figure imgb0026
     où : Z 0 T + ΔT = μ 0 ε 0 1 + δ ε 0 ΔT ε r , 0 T − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2
    Figure imgb0027
     Z e 1 T + ΔT = jZ 1 T + ΔT tan β 1 T + ΔT 1 + δ y ΔT w 1 T
    Figure imgb0028
     β 0 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 1 + δ ε 0 ΔT ε r , 0 T 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2
    Figure imgb0029
     Z 1 T + ΔT = μ 0 ε 0 1 + δ ε 1 ΔT ε r , 1 T − n 2 1 + δ x ΔT Lf T + ΔT μ 0 2
    Figure imgb0030
     β 1 T + ΔT = 2 πf T + ΔT μ 0 ε 0 1 + δ ε 1 ΔT ε r , 1 T 2 − nπ 1 + δ x ΔT L 2
    Figure imgb0031
    et où f est la fréquence centrale ;
    w0 est ladite différence entre la demi-largeur de résonateur (W) du résonateur (19) et la largeur de bloc (w1) suivant l'axe transverse (Y-Y), dite « demi-distance » ;
    w1 est la largeur de bloc ;
    ΔT est la différence entre la température distincte de la température de référence et la température de référence ;
    Im est l'opérateur « partie imaginaire » ;
    µ0 est la perméabilité magnétique du vide ;
    ε0 est la permittivité diélectrique du vide ;
    εr,0 est la permittivité relative d'un matériau diélectrique, dans la zone de propagation (5), qui est distinct du matériau diélectrique des deux blocs de compensation (28) ;
    εr,1 est la permittivité relative du matériau diélectrique dans lequel sont réalisés les deux blocs de compensation (28) ;
    δε0 est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,0;.
    δε1 est la dérivée par rapport à la température de la permittivité relative εr,1;
    j est le nombre tel que j2 = -1 ;
    f est la fréquence centrale du résonateur (19) ;
    tan est la fonction « tangente » ;
    δx est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5) suivant l'axe de propagation (X-X) ;
    δγ est le coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5) suivant l'axe transverse (Y-Y) ;
    L est la longueur de résonateur du résonateur (19) ;
    l'exposant « T » se rapporte à une valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) présente la température de référence ; et
    l'exposant « T+ΔT » se rapporte à la valeur d'une grandeur lorsque le composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) présente la température distincte de la température de référence.
  5. Composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) selon la revendication 4, dans lequel l'entier m est égal à 1, la demi-distance (w0), à la température de référence, étant égale à la valeur pour laquelle la fréquence centrale de la réponse en fréquence à la température distincte de la température de référence, obtenue comme étant la première solution de l'équation Im Z e 0 T + ΔT = ∞
    Figure imgb0032
    , est égale à la fréquence centrale à la température de référence, l'entier n étant, de préférence, égal à 1.
  6. Composant micro-ondes (102) selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel la zone de propagation (5) comporte une cavité (20) délimitée, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par une surface diélectrique (22) d'au moins un substrat (8C, 8D), l'au moins un substrat (8C, 8D) comprenant au moins un chemin (26) de vias (24), chaque via (24) s'étendant suivant un axe (Z-Z) non parallèle à l'axe transverse (Y-Y), l'au moins un chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation (28) étant délimité, suivant l'axe transverse (Y-Y), entre le chemin (26) de vias (24) et la surface diélectrique (22).
  7. Composant micro-ondes (202) selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, comportant un substrat (8) comportant une couche conductrice supérieure (10) et une couche conductrice inférieure (12) séparées par une couche diélectrique (14),
    chacune parmi la couche conductrice supérieure (10), la couche conductrice inférieure (12) et la couche diélectrique (14) s'étendant dans un plan défini par l'axe de propagation (X-X) et un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X),
    le substrat (8) comprenant deux chemins (26) de vias (24) à distance l'une de l'autre suivant l'axe transverse (Y-Y), chaque via (24) s'étendant entre la couche conductrice supérieure (10) et la couche conductrice inférieure (12) du substrat (8),
    chaque chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice,
    au moins un bloc de compensation (28) étant agencé dans une cellule (32) correspondante ménagée au sein de la zone de propagation (5), dans la couche diélectrique (14).
  8. Procédé de fabrication d'un composant micro-ondes (2 ; 102 ; 202) du type ligne de transmission intégrée au substrat selon au moins une des revendications précédentes, comportant les étapes de :
    - fabrication d'une zone de propagation (5) délimitée transversalement, par rapport à un axe de propagation (X-X), par au moins une paroi électriquement conductrice (25 ; 23, 26), la zone de propagation (5) présentant, à une température de référence prédéterminée, une réponse en fréquence prédéterminée correspondante ;
    - réalisation d'un dispositif de compensation (6), le dispositif de compensation comportant au moins un bloc de compensation (28) agencé dans la zone de propagation (5), chaque bloc de compensation (28) étant réalisé dans un matériau diélectrique présentant une permittivité diélectrique dont la dérivée par rapport à la température, dans une plage d'intérêt prédéterminée de température autour de la température de référence, a un signe opposé au signe d'au moins un coefficient de dilatation thermique de la zone de propagation (5), les dimensions de l'au moins un bloc de compensation (28), à la température de référence, étant choisies de sorte que l'au moins un bloc de compensation (28) est apte à compenser une variation de la réponse en fréquence avec la température, dans la plage de température d'intérêt, la zone de propagation (5) comportant, également, un matériau diélectrique distinct du matériau dans lequel est réalisé l'au moins un bloc de compensation (28), ou un gaz ou du vide.
  9. Procédé de fabrication selon la revendication 8, dans lequel la zone de propagation (5) comporte une cavité (20) délimitée, suivant un axe transverse (Y-Y) orthogonal à l'axe de propagation (X-X), par une surface diélectrique (22) d'au moins un substrat (8C, 8D),
    l'étape de réalisation comportant la réalisation, dans l'au moins un substrat (8C, 8D), d'une pluralité de vias (24) s'étendant chacun suivant un axe (Z-Z) non parallèle à l'axe transverse (Y-Y),
    les vias (24) définissant au moins un chemin (26), chaque chemin (26) de vias (24) formant au moins partiellement l'au moins une paroi électriquement conductrice, au moins un bloc de compensation (28) étant délimité, suivant l'axe transverse (Y-Y), entre le chemin (26) de vias (24) et la surface diélectrique (22).
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