EP3449381A1 - Procede et dispositif de reduction de bruit dans un signal module - Google Patents

Procede et dispositif de reduction de bruit dans un signal module

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EP3449381A1
EP3449381A1 EP17721098.6A EP17721098A EP3449381A1 EP 3449381 A1 EP3449381 A1 EP 3449381A1 EP 17721098 A EP17721098 A EP 17721098A EP 3449381 A1 EP3449381 A1 EP 3449381A1
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EP
European Patent Office
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spectrum
modulated signal
signal
piece
modulated
Prior art date
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Pending
Application number
EP17721098.6A
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German (de)
English (en)
Inventor
Iouri MOUKHARSKI
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Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP3449381A1 publication Critical patent/EP3449381A1/fr
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    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/18—Complex mathematical operations for evaluating statistical data, e.g. average values, frequency distributions, probability functions, regression analysis
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2334—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using filters

Definitions

  • the technical field of the invention is that of the signal processing, and more particularly that of the reduction of the noise level in an electrical signal.
  • a characteristic problem of the measurement of an electrical signal concerns the presence of noise, originating in particular from the source of the signal itself, or intrinsic to the amplifiers, present for example in the signal transmission paths.
  • the noise is particularly troublesome when the signal to be measured is of low amplitude, of the order of magnitude of the noise. This problem is very widely encountered for measurements with high sensitivity, such as in turbulence measurements with a sensor (pitot tube or other) with capacitive, piezoresistive or optical readout, or for data transmission through channels with noise.
  • a first method is that of averaging in the time domain, called "time averaging" in English. This method involves sampling a large number of times the signal to be measured. The beginning of a sampling sequence is triggered by a reference signal synchronized with the signal to be measured. The samples of a sequence form a sampled signal, or "piece,” of the original signal.
  • the sampled signals, and therefore the noise they contain, are then averaged.
  • the power of the noise decreases proportionally to the inverse of the number of averaged pieces; however, the signal is not affected by averaging.
  • this first method requires repeated excitations of the system to be measured and a well-defined reference signal.
  • a second method of reducing the noise level is that of averaging in the frequency domain, called spectrum averaging.
  • the signal to be measured is sampled a large number of times.
  • a spectrum of each sampled signal is calculated by transformation in the frequency domain. This is usually a discrete Fourier transform, also called DFT for "Discrete Fourier Transform" in English.
  • DFT discrete Fourier Transform
  • a third method consists in performing a cross-correlation, in English, between the outputs of different amplification channels connected to the source of the signal.
  • the noise coming from the amplifiers comprises a non-correlated part, comprising voltage noise which is specific to each amplifier and invisible to the other amplifiers, and a correlated part, comprising noise current applied to the source by the counter-current. amplifier reaction and therefore visible by all amplifiers.
  • Cross-correlation reduces the noise level by canceling the uncorrelated part of the noise, providing only a partial solution.
  • cross-correlation can actually reduce the signal-to-noise ratio since the current noise of several amplifiers contributes to the result.
  • this method is also not useful against the intrinsic noise of the sensor, which is also seen by all channels.
  • the method according to the invention aims to solve the problems that have just been exposed by proposing a method of reducing the noise level in an electrical signal, and in particular in a modulated electrical signal, which is not necessarily synchronized with a reference signal.
  • the present invention also aims to reduce the current noise from the feedback of an amplifier and the intrinsic noise of a sensor, such as thermal noise.
  • a first aspect of the invention therefore relates to a noise reduction method in a modulated electrical signal having a carrier frequency, the method comprising the following steps:
  • the modulated signal includes a signal component, which corresponds to the signal of interest, and a noise component, which is generally not desired.
  • signal and noise components are found in the spectrum of the modulated signal, i.e. in the upper and lower sideband.
  • the signal component in the upper sideband and the signal component in the lower sideband are perfectly correlated.
  • the noise components in these sidebands are generally not correlated.
  • the power spectrum of each piece of the modulated signal comprises a set of values, each value of the power spectrum being calculated by multiplying a first value of the upper sideband and a second value. value of the lower sideband equidistant from the carrier frequency.
  • the value assumed by the power spectrum at any frequency ⁇ f is calculated by multiplying the values taken by the spectrum at the frequency f 0 + ⁇ f and at the frequency f 0 - ⁇ f.
  • the step of calculating the power spectrum of each piece of the modulated signal comprises the following operations:
  • the value assumed by the power spectrum at any frequency ⁇ f is calculated by squaring the result of the sum of the values taken by the spectrum at the frequency f 0 + ⁇ f and at the frequency f 0 - ⁇ f.
  • the noise reduction method according to the first aspect of the invention comprises a synchronous detection step of the modulated signal.
  • the modulated signal has a plurality of carrier frequencies, the spectrum of each piece of the modulated signal comprising an upper sideband and a lower sideband for each carrier frequency of the modulated signal, a plurality of power spectra being calculated for each piece of the modulated signal.
  • signal modulated from the values belonging to two distinct sidebands of the spectrum of said each piece of the modulated signal it is possible to improve the signal-to-noise ratio by calculating a larger number of power spectra.
  • the spectrum of the modulated signal has four sidebands. Since two different sidebands can be correlated, the number of power spectra to be averaged is multiplied by 6. Thus, the signal-to-noise ratio is substantially improved.
  • the modulated signal results for example from an amplitude modulation, a frequency modulation or a phase modulation.
  • a second aspect of the invention relates to a noise reduction device in a modulated electrical signal having a carrier frequency, the device comprising: means of acquisition in the time domain of the modulated signal so as to obtain a plurality of pieces of the modulated signal;
  • the noise reduction device comprises synchronous detection means of the modulated signal.
  • the acquisition means comprise several acquisition channels, each acquisition channel being dedicated to a carrier frequency of the modulated signal.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a noise reduction method in a modulated signal, according to a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 2 represents a functional diagram of the preferred mode of implementation of the method of FIG. 1;
  • FIG. 3 diagrammatically represents a first exemplary implementation context of the method of FIG. 1 for reducing the noise in a modulated signal simulated by a signal generator;
  • FIG. 4 represents the spectral power of the signal of FIG. 3, measured with the method of the invention and with the averaging method in the spectral domain of the prior art;
  • FIG. 5 represents, as a function of the number of pieces used in the calculation of the average, the power of the noise contained in the signal of FIG. 3 measured with the method of the invention
  • FIG. 6 diagrammatically represents a second exemplary implementation context of the method of FIG. 1 for reducing the noise in a modulated signal originating from a capacitive sensor installed in a Pitot tube;
  • FIG. 7 represents, as a function of the number of pieces used in the calculation of the average, the variation of the noise level in the spectral power of the signal of FIG.
  • the present invention is intended to provide a method for reducing the noise level in an electrical signal. This method is particularly applicable to situations in which a useful signal modulates a carrier signal. The present invention is also particularly effective for unpredictable signals, i.e., signals that are not synchronized with a reference signal.
  • FIG. 1 A schematic diagram of a preferred mode of implementation of the method of the invention is illustrated in FIG. A functional diagram of this preferred embodiment is shown in Figure 2. Figures 1 and 2 are described together.
  • FIG. 1 shows a modulated electrical signal a (t) resulting from a modulation of a carrier signal c (t) by a useful signal u (t), also called a modulating signal u (t).
  • a useful signal u (t) also called a modulating signal u (t).
  • the useful signal u (t) represents variations of the measured physical quantity.
  • the variations of the physical quantity modify a value of capacitance, resistance, inductance, position, pressure, or light intensity of the sensor, depending on the type of sensor chosen, which produces the modulated signal a (t) at the output of the sensor C (represented by a variable capacitance in FIG. 1).
  • a variation of position, a variation of pressure or a variation of light intensity is easily convertible into a variation of capacitance, resistance or inductance.
  • Signal modulation is also frequently used in telecommunication, in particular for transmitting information, initially contained in the useful signal u (t), inside the carrier signal c (t) which can be more easily transmitted physically.
  • the modulated signal a (t), which is in the time domain, is digitized during an acquisition step E1.
  • the modulated signal a (t) is sampled, preferably at constant pitch, that is to say with a fixed sampling frequency.
  • the sampling of the modulated signal a (t) is performed on a finite number, denoted N in the remainder of the description, of time intervals. The latter generally have identical durations.
  • the samples acquired in each time interval form a digital representation k, also called piece k, of the modulated signal a (t), where k is an integer between 1 and N.
  • a spectrum A k of each piece k of the modulated signal a (t) is then calculated, during a step E2, by transformation in the frequency domain.
  • the pieces of the modulated signal a (t) are not continuous signals but successions of discrete values.
  • the transformation in the frequency domain is for example a discrete Fourier transform, also called DFT for "Discrete Fourier Transform" in English.
  • the discrete Fourier transform can be implemented using a Fast Fourier Transform algorithm, called FFT for "Fast Fourier Transform" in English.
  • the carrier signal c (t) has a carrier frequency f 0 .
  • the spectrum A k of the modulated signal a (t) comprises an upper lateral band BLS and a lower lateral band BLI disposed on either side of the carrier frequency f 0 .
  • the upper sideband BLS extends over a frequency range greater than or equal to the carrier frequency f 0
  • the lower sideband BLI extends over a frequency range less than or equal to the carrier frequency f 0
  • the band upper BLS and the lower lateral band BLI are symmetrical with respect to the carrier frequency f 0 .
  • the modulation of the carrier signal c (t) by the useful signal u (t) may be an amplitude modulation, a frequency modulation, a phase modulation or any other type of modulation producing two sidebands in the frequency domain.
  • the amplitude modulation of a monochromatic sinusoidal carrier signal c (t) of carrier frequency f 0 by a useful signal u (t) of frequency f s created, in theory, an upper sideband BLS at the frequency f 0 + f s and a lower sideband BLI at the frequency f 0 - f s -
  • the sidebands BLS, BLI are peaks, each being located at a single frequency.
  • the spectrum A k of the modulated signal a (t) comprises a first set of values, which are hereinafter called “first values”, belonging to the upper lateral band BLS and a second set of values, which are subsequently called “ second values "belonging to the lower lateral band BLI.
  • a power spectrum is calculated, during a step E3, for each piece of the modulated signal a (t).
  • the values of the power spectrum of a piece k of the modulated signal a (t) are calculated by multiplying the first values of the upper sideband BLS in pairs by the second values of the band. lower side BLI of the spectrum A k of this piece k.
  • These multiplications are effected symmetrically with respect to the carrier frequency f 0 , that is to say that the value of the power spectrum at a given frequency ⁇ f is the result of the multiplication of the value of the spectrum at the frequency f 0 + ⁇ f by the value of the spectrum at the frequency f 0 - ⁇ f.
  • This type of calculation is also called cross-correlation between the upper sideband and the lower sideband.
  • P M W (A k (f 0 ⁇ ⁇ f) A k (f Q + ⁇ f). (1 ) where f 0 is the carrier frequency, ⁇ f is any frequency, A k is the Fourier transform of a piece k of the modulated signal a (t), where k is an integer between 1 and N, where N is the number of pieces of the modulated signal a (t) acquired, and the chevrons (> symbolize the calculation of the arithmetic mean of the power spectra of the N pieces of the modulated signal a (t).
  • phase of the Fourier transform of the modulated signal a (t) is random and depends on the moment when the acquisition begins.
  • arg (F f Q ) is the phase of the carrier signal c (t), is introduced in equation (1).
  • the parties signal S k sidebands BLS, BLI same spectrum A k are perfectly correlated noise while the portions B k of these side bands BLS, BLI are generally uncorrelated. This applies to all sources of additive noise such as sources of noise current and voltage amplifiers, present in particular in the acquisition or transmission channels of the signals, or the additive noise of the sensor C.
  • the signal part s (t) of the modulated signal a (t) is preserved and the noise part b (t) is eliminated, with the exception of the noise coming from non-linear noise sources. Therefore, by averaging over a sufficiently long duration, it is theoretically possible to lower the noise level to a desired value.
  • the cross-correlation of the noise part b (t) of the modulated signal a (t) decreases with the number of pieces N used for calculating the average of the power spectra, and until a level is reached. noise corresponding to a portion of the initial noise, the noise of this portion being correlated.
  • excess noise For resistance, this is called excess noise, or "excess noise” in English, the resistance that is proportional to the voltage applied across the resistance and increases with frequency.
  • the value of the excess noise which depends essentially on the technology used to manufacture the resistance, is typically between 1 and 10 -4 ⁇ per volt applied per decade, whereas the capacitances and inductances have no known limit, the noise level can be continuously reduced.
  • the modulated signal is subjected to a synchronous detection step E5 of the modulated signal a (t).
  • the spectra A k of the pieces of the modulated signal a (t) are no longer centered on the carrier frequency f 0 but on the zero frequency.
  • the spectra A k are shifted from the carrier frequency f 0 to 0.
  • the upper sideband BLS corresponds to the positive frequencies
  • the lower sideband BLI corresponds to the negative frequencies.
  • a signal in phase i (t) is obtained with the carrier signal c (t), also called “in-phase signal” in English, and a signal in phase quadrature q (t) with the carrier signal c (t), that is to say turned 90 °, also called “quadrature signal” in English.
  • the step E5 of synchronous detection is for example carried out by multiplying the modulated signal a (t) by ⁇ (2 ⁇ 0 ⁇ ) to obtain the signal in phase, and by ⁇ (2 ⁇ 0 ⁇ ) to obtain the signal in quadrature phase these two signals are then subjected to low frequency filtering.
  • the synchronous detection makes it possible to fix the phase of the Fourier transform of the modulated signal a (t), which facilitates the calculation of the average power spectrum P M.
  • synchronous detection we work with the complex signal z (t) of the modulated signal a (t) obtained from the following equation:
  • the average power spectrum P M is then calculated according to the following equation, variant of equation (1):
  • the synchronous detection facilitates the calculation of averages, for example by filtering. Indeed, it is very difficult to achieve a bandpass filter with a narrow band around a high carrier frequency. By cons it is very easy to achieve a bandpass filter with a narrow band around 0.
  • the modulated signal a (t) has several carrier frequencies.
  • the spectra A k of the pieces of the modulated signal a (t) comprise an upper lateral band BLS and a lower lateral band BLI with respect to each carrier frequency.
  • several power spectra are calculated for a piece k of the modulated signal a (t) from two distinct sidebands of the spectrum A k of this piece k.
  • the noise reduction is accelerated because for the same number of pieces N of the modulated signal a (t), the number of power spectra to be averaged is increased.
  • the amplitude modulation of a sinusoidal carrier signal c (t) having two carrier frequencies f 1 and f 2 by a useful signal u (t) of frequency f s creates two sidebands higher than the frequencies f + f s and f 2 + f s, and two lower sidebands respectively to the frequencies f - f s and f 2 - f s -
  • These sidebands can be correlated pairs according to equation (1).
  • FIG. 3 schematically represents a first exemplary context of implementation of the noise reduction method of the invention in the modulated signal a (t) whose signal part s (t) and the noise part b (t) are simulated respectively by a first signal generator 301 and a second signal generator 302.
  • the first signal generator 301 produces a sinusoidal signal with a carrier frequency equal to 50 kHz amplitude modulated by a random noise signal having a bandwidth less than 50 kHz. 600 Hz.
  • the second signal generator 302 produces a white noise signal b (t) which is added to the signal portion s (t) to form the noisy modulated signal a (t). Since the white noise signal b (t) is a random noise, the noisy modulated signal (t) thus obtained makes it possible to simulate a chaotic useful signal.
  • FIG. 3 A first embodiment of a noise reduction device 340 according to the invention, capable of implementing the method described above, is illustrated in FIG. 3.
  • the device comprises means 341 for acquiring the modulated signal a (FIG. t), such as an analog-to-digital converter, calculation means 342 of the spectra A k of the pieces of the modulated signal a (t) by transformation in the frequency domain, calculation means 343 of the power spectrum P k of each piece of the modulated signal a (t) and averaging means 344 of the average PM (ie the average power spectrum P M ) of the power spectra P k .
  • the different calculation means 342, 343, 344 are for example implemented in the form of computer programs recorded on a memory medium.
  • the modulated signal a (t) is sampled with a sampling frequency of 500 kHz, and then cut into pieces of a duration equal to 1 s.
  • the noise reduction device 330 comprises synchronous detection means 345 arranged on an acquisition channel CH of the acquisition means 341.
  • the synchronous detection means comprise a first output for the signal in phase i (t) with the carrier signal c (t) and a second output for the signal in quadrature phase q (t) with the carrier signal c (t).
  • FIG. 4 graphically represents the average power spectrum P M of the modulated signal a (t), expressed in arbitrary unit, as a function of frequency.
  • a first pair of curves P M n, PMI 2 is obtained with the method of the invention, the number of pieces N of the modulated signal a (t) used in the calculation of the average being respectively equal to 100 and 14000.
  • a second pair PM21, PM22 is obtained with the averaging method in the frequency domain of the prior art, the number of pieces N of the modulated signal a (t) used in the calculation of the average being also respectively equal to 100 and 14000.
  • the values of the average power spectrum P M do not change with the number of pieces N averaged (100 or 14000).
  • the value of the white noise is also not modified by the number of pieces N for the higher frequencies (above 5 kHz) when the average power spectrum P M is calculated with the averaging method in the frequency domain.
  • the level of noise in the average power spectrum P M calculated with the method of the invention continues to decrease revealing a structure with peaks of erroneous amplitudes. These peaks probably due to the nonlinearities of the CH acquisition channel.
  • the noise level decreases with the number of averaged N pieces.
  • the spectral density of the DSPB noise as a function of the number of averaged pieces N is illustrated in FIG. 5.
  • the decreasing line 502 shows the theoretical decay of the noise level which is proportional to 1 / VN.
  • FIG. 6 schematically represents a second exemplary context of implementation of the noise reduction method of the invention in the modulated signal a (t) coming from a pitot tube comprising a capacitive sensor 610 measuring the dynamic speed of flow of a fluid.
  • the modulated signal a (t) is proportional to a pressure difference between two parts of the tube, one being perpendicular to the fluid flow and the other being parallel to the fluid flow. This pressure difference, or dynamic pressure, displaces a flexible membrane 61 1 of the capacitive sensor 610, thus varying a capacitance value between the membrane is a pair of electrodes 612 disposed on each side of the membrane 61 1.
  • FIG. 6 shows a second embodiment of a noise reduction device 640 in which the acquisition means 341 comprise a first acquisition channel CH1 dedicated to the carrier frequency f- ⁇ , and to a second channel of acquisition CH2 acquisition dedicated to the carrier frequency f 2 .
  • Each acquisition channel CH1, CH2 is equipped with synchronous detection means 345 at the output of which phase (t) and phase quadrature (q) signals are obtained with the modulated signal a (t) for the carrier frequency f - ⁇ , and the signals in phase i 2 (t) and in phase quadrature q 2 (t) with the modulated signal a (t) for the carrier frequency f 2 .
  • the spectral density of the noise DSPB as a function of the number of averaged pieces N is illustrated in FIG. 7.
  • the spectral density of the noise DSP B decreases by a ratio of about 40.
  • decreasing right 702 shows the theoretical decay of the noise level which is proportional to 1 / VN.
  • f 0 is the carrier frequency
  • ⁇ f is any frequency
  • a k is the Fourier transform of a piece k of the modulated signal a (t)
  • k is an integer between 1 and N, N being the number of pieces of the modulated signal a (t) acquired
  • the chevrons > symbolize the calculation of the average of the power spectra of the N pieces of the modulated signal a (t).
  • the synchronous detection means are set to obtain two signals g (t) and h (t) having a phase difference of 45 ° with the carrier signal c (t), these two signals g (t) and h (t) being defined by the following equations: + g (t) i (t) - g (t) where i (t) and q (t) are respectively the signals in phase and in phase quadrature with the carrier signal c (t).
  • the average power spectrum P M is then calculated by averaging the product of the spectra of the signals g (t) and h (t), according to the following equation:
  • 3 ⁇ 4 (5) (G fc (5) .3 ⁇ 4 (5)> (6)
  • ⁇ f is any frequency
  • G k and H k are the Fourier transforms of the signals g (t) and h (t), k being an integer between 1 and N, where N is the number of pieces of the signals g (t) and h (t) acquired, and the chevrons (> symbolize the calculation of the average of the power spectra of the N pieces of the signals g (t) and h (t).

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Abstract

La présente invention se rapporte essentiellement à un procédé de réduction de bruit dans un signal électrique modulé (a(t)) présentant une fréquence porteuse (f0), le procédé comportant les étapes suivantes : - acquérir (E1) dans le domaine temporel le signal modulé de manière à obtenir une pluralité de morceaux (k) du signal modulé; - calculer (E2), par transformation dans le domaine fréquentiel, un spectre (Ak) de chaque morceau du signal modulé, le spectre comportant une bande latérale supérieure (BLS) s'étendant sur une plage de fréquences supérieures à la fréquence porteuse, et une bande latérale inférieure (BLI) s'étendant sur une plage de fréquences inférieures à la fréquence porteuse, le spectre comportant des premières valeurs appartenant à la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs appartenant à la bande latérale inférieure; - calculer (E3) un spectre de puissance (Pk) pour chaque morceau du signal modulé à partir des premières valeurs de la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre du spectre dudit chaque morceau du signal modulé; - calculer (E4) une moyenne (PM) des spectres de puissance.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE REDUCTION DE BRUIT DANS UN
SIGNAL MODULE
DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION
Le domaine technique de l'invention est celui du traitement du signal, et plus particulièrement celui de la réduction du niveau de bruit dans un signal électrique.
ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION
Un problème caractéristique de la mesure d'un signal électrique concerne la présence de bruit, provenant notamment de la source du signal elle-même, ou bien intrinsèque aux amplificateurs, présents par exemple dans les voies de transmission du signal. Le bruit est particulièrement gênant lorsque le signal à mesurer est de faible amplitude, de l'ordre de grandeur du bruit. Ce problème se rencontre très largement pour les mesures ayant une sensibilité élevée, comme dans les mesures de turbulence avec un capteur (tube de Pitot ou autre) à lecture capacitive, piézorésistive ou optique, ou pour la transmission de donnés à travers des voies comportant du bruit.
Différentes méthodes de réduction du niveau de bruit existent, une première méthode est celle du moyennage dans le domaine temporel, appelée « time averaging » en anglais. Cette méthode consiste à échantillonner un grand nombre de fois le signal à mesurer. Le début d'une séquence d'échantillonnage est déclenché par un signal de référence synchronisé avec le signal à mesurer. Les échantillons d'une séquence forment un signal échantillonné, ou « morceau », du signal d'origine.
Les signaux échantillonnés, et donc le bruit qu'ils contiennent, sont ensuite moyennés. La puissance du bruit décroît proportionnellement à l'inverse du nombre de morceaux moyennés ; par contre le signal n'est pas affecté par le moyennage. Cependant, cette première méthode nécessite des excitations répétées du système à mesurer et un signal de référence bien défini.
Une deuxième méthode de réduction du niveau de bruit est celle du moyennage dans le domaine fréquentiel, appelée « spectrum averaging » en anglais. De la même manière que décrit précédemment, le signal à mesurer est échantillonné un grand nombre de fois. Ensuite, un spectre de chaque signal échantillonné est calculé par transformation dans le domaine fréquentiel. Il s'agit généralement d'une transformation de Fourier discrète, également appelée DFT pour « Discrète Fourier Transform » en anglais. Enfin, l'ensemble des spectres est moyenné.
Ces opérations sont réalisées une première fois avec le signal à mesurer, et une deuxième fois sans le signal. Deux spectres moyens sont alors obtenus, la différence entre ces deux spectres correspondant au spectre du signal à mesurer. Cette deuxième méthode nécessite donc la possibilité d'effectuer les mesures avec et sans le signal, c'est-à-dire de pouvoir activer et désactiver le signal de manière contrôlée. En théorie, une moyenne calculée sur une longue durée permet des mesures ayant une bonne résolution. Cependant, la résolution est en réalité limitée par la dérive notamment des niveaux de bruit et des gains des amplificateurs, lorsque le signal est activé et lorsque le signal est désactivé.
Une troisième méthode consiste à effectuer une corrélation croisée, ou « cross-correlation » en anglais, entre les sorties de différents voies d'amplification connectés à la source du signal. En effet, le bruit provenant des amplificateurs comporte une partie non corrélée, comprenant du bruit en tension qui est propre à chaque amplificateur et invisible pour les autres amplificateurs, et une partie corrélée, comprenant du bruit en courant appliqué à la source par la contre-réaction de l'amplificateur et donc visible par tous les amplificateurs.
La corrélation croisée permet de réduire le niveau de bruit en annulant la partie non corrélée du bruit, ce qui ne fournit qu'une solution partielle. Par ailleurs, lorsque le bruit en courant est prépondérant, la corrélation croisée peut en fait réduire le rapport signal sur bruit puisque les bruits en courant de plusieurs amplificateurs contribuent au résultat. De plus, si la source du signal est un capteur, cette méthode n'est pas non plus utile contre le bruit intrinsèque du capteur, qui est également vu par toutes les voies.
RESUME DE L'INVENTION
Le procédé selon l'invention vise à résoudre les problèmes qui viennent d'être exposés en proposant un procédé de réduction du niveau de bruit dans un signal électrique, et en particulier dans un signal électrique modulé, qui n'est pas nécessairement synchronisé avec un signal de référence. La présente invention vise également à réduire le bruit en courant provenant de la contre-réaction d'un amplificateur ainsi que le bruit intrinsèque d'un capteur, tel que le bruit thermique. Un premier aspect de l'invention concerne donc un procédé de réduction de bruit dans un signal électrique modulé présentant une fréquence porteuse, le procédé comportant les étapes suivantes :
- acquérir dans le domaine temporel le signal modulé de manière à obtenir une pluralité de morceaux du signal modulé ;
- calculer, par transformation dans le domaine fréquentiel, un spectre de chaque morceau du signal modulé, le spectre comportant une bande latérale supérieure s'étendant sur une plage de fréquences supérieures à la fréquence porteuse, et une bande latérale inférieure s'étendant sur une plage de fréquences inférieures à la fréquence porteuse, le spectre comportant des premières valeurs appartenant à la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs appartenant à la bande latérale inférieure ;
- calculer un spectre de puissance pour chaque morceau du signal modulé à partir des premières valeurs de la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre du spectre dudit chaque morceau du signal modulé ;
- calculer une moyenne des spectres de puissance.
Le signal modulé comporte une composante signal, qui correspond au signal d'intérêt, et une composante bruit, qui n'est généralement pas désirée. Ces composantes signal et bruit se retrouvent dans le spectre du signal modulé, c'est-à- dire dans la bande latérale supérieure et dans la bande latérale inférieure. La composante signal dans la bande latérale supérieure et la composante signal dans la bande latérale inférieure sont parfaitement corrélées. Par contre, les composantes bruit dans ces bandes latérales ne sont généralement pas corrélées. En calculant des spectres de puissance à partir des valeurs du spectre du signal modulé prises dans la bande latérale supérieure et dans la bande latérale inférieure, puis en moyennant ces spectres de puissance, les composantes bruit non corrélées sont éliminées. Il est ainsi possible de réduire le niveau de bruit tout en conservant le signal d'intérêt.
Dans un mode de mise en œuvre préférentiel, le spectre de puissance de chaque morceau du signal modulé comporte un ensemble de valeurs, chaque valeur du spectre de puissance étant calculée par multiplication d'une première valeur de la bande latérale supérieure et d'une deuxième valeur de la bande latérale inférieure situées à égale distance de la fréquence porteuse. En d'autres termes, pour une fréquence porteuse f0, la valeur que prend le spectre de puissance à une fréquence quelconque ôf est calculée en multipliant les valeurs prises par le spectre à la fréquence f0 + ôf et à la fréquence f0 - ôf.
Dans une variante de mise en œuvre, l'étape de calcul du spectre de puissance de chaque morceau du signal modulé comporte les opérations suivantes :
- calculer un spectre unilatéral pour chaque morceau du signal modulé en additionnant les premières valeurs de la bande latérale supérieure et les deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre dudit chaque morceau du signal modulé ;
- élever le spectre unilatéral au carrée.
En d'autres termes, pour une fréquence porteuse f0, la valeur que prend le spectre de puissance à une fréquence quelconque ôf est calculée en élevant au carré le résultat de la somme des valeurs prises par le spectre à la fréquence f0 + ôf et à la fréquence f0 - ôf.
De préférence, le procédé de réduction de bruit selon le premier aspect de l'invention comporte une étape de détection synchrone du signal modulé.
Avantageusement, le signal modulé présente une pluralité de fréquences porteuses, le spectre de chaque morceau du signal modulé comportant une bande latérale supérieure et une bande latérale inférieure pour chaque fréquence porteuse du signal modulé, une pluralité de spectres de puissance étant calculée pour chaque morceau du signal modulé à partir des valeurs appartenant à deux bandes latérales distinctes du spectre dudit chaque morceau du signal modulé. Ainsi, à nombre égal de morceaux du signal modulé, il est possible d'améliorer le rapport signal sur bruit en calculant un plus grand nombre de spectres de puissance.
Par exemple, pour un signal modulé présentant deux fréquences porteuses, le spectre du signal modulé comporte quatre bandes latérales. Deux bandes latérales différentes pouvant être corrélées, le nombre de spectres de puissance à moyenner est multiplié par 6. Ainsi le rapport signal sur bruit est sensiblement amélioré.
Le signal modulé résulte par exemple d'une modulation d'amplitude, d'une modulation de fréquence ou d'une modulation de phase.
Un deuxième aspect de l'invention concerne un dispositif de réduction de bruit dans un signal électrique modulé présentant une fréquence porteuse, le dispositif comportant : - des moyens d'acquisition dans le domaine temporel du signal modulé de manière à obtenir une pluralité de morceaux du signal modulé ;
- des moyens de calcul, par transformation dans le domaine fréquentiel, d'un spectre de chaque morceau du signal modulé, le spectre comportant une bande latérale supérieure s'étendant sur une plage de fréquences supérieures à la fréquence porteuse, et une bande latérale inférieure s'étendant sur une plage de fréquences inférieures à la fréquence porteuse, le spectre comportant des premières valeurs appartenant à la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs appartenant à la bande latérale inférieure ;
- des moyens de calcul d'un spectre de puissance pour chaque morceau du signal modulé à partir des premières valeurs de la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre dudit chaque morceau du signal modulé ;
- des moyens de calcul d'une moyenne des spectres de puissance.
De préférence, le dispositif de réduction de bruit selon le deuxième aspect de l'invention comporte des moyens de détection synchrone du signal modulé.
Avantageusement, les moyens d'acquisition comportent plusieurs voies d'acquisition, chaque voie d'acquisition étant dédiée à une fréquence porteuse du signal modulé.
L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent.
BREVE DESCRIPTION DES FIGURES
L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent, parmi lesquelles :
- la figure 1 représente un schéma de principe d'un procédé de réduction de bruit dans un signal modulé, selon un mode de mise en œuvre préférentiel de l'invention ;
- la figure 2 représente un diagramme fonctionnel du mode de mise en œuvre préférentiel du procédé de la figure 1 ;
- la figure 3 représente schématiquement un premier exemple de contexte de mise en œuvre du procédé de la figure 1 pour réduire le bruit dans un signal modulé simulé par un générateur de signal ; - la figure 4 représente la puissance spectrale du signal de la figure 3, mesurée avec le procédé de l'invention et avec la méthode du moyennage dans le domaine spectral de l'art antérieur ;
- la figure 5 représente, en fonction du nombre de morceaux utilisés dans le calcul de la moyenne, la puissance du bruit contenu dans le signal de la figure 3 mesurée avec le procédé de l'invention ;
- la figure 6 représente schématiquement un deuxième exemple de contexte de mise en œuvre du procédé de la figure 1 pour réduire le bruit dans un signal modulé provenant d'un capteur capacitif installé dans un tube de Pitot ;
- la figure 7 représente, en fonction du nombre de morceaux utilisés dans le calcul de la moyenne, la variation du niveau de bruit dans la puissance spectrale du signal de la figure 6
Les figures ne sont présentées qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention.
Pour plus de clarté, les éléments identiques ou similaires sont repérés par des signes de référence identiques sur toutes les figures.
DESCRIPTION DETAILLEE D'UN MODE DE MISE EN ŒUVRE DE L'INVENTION
La présente invention a notamment pour objet de proposer un procédé destiné à réduire le niveau bruit dans un signal électrique. Ce procédé s'applique particulièrement aux situations dans lesquelles un signal utile module un signal porteur. La présente invention est également particulièrement efficace pour les signaux imprévisibles, c'est-à-dire les signaux qui ne sont pas synchronisés avec un signal de référence.
Un schéma de principe d'un mode de mise en œuvre préférentiel du procédé de l'invention est illustré à la figure 1 . Un diagramme fonctionnel de ce mode de mise en œuvre préférentiel est représenté sur la figure 2. Les figures 1 et 2 sont décrites conjointement.
La figure 1 montre un signal électrique modulé a(t) résultant d'une modulation d'un signal porteur c(t) par un signal utile u(t), encore appelé signal modulant u(t). Ce type de modulation se rencontre notamment en électronique, par exemple lorsqu'une grandeur physique est mesurée par un capteur C sur lequel est appliqué le signal porteur c(t), comme illustré sur la figure 1 . Dans ce cas, le signal utile u(t) représente des variations de la grandeur physique mesurée. En effet, les variations de la grandeur physique modifient une valeur de capacitance, de résistance, d'inductance, de position, de pression, ou d'intensité lumineuse du capteur, selon le type de capteur choisi, ce qui produit le signal modulé a(t) en sortie du capteur C (représenté par une capacitance variable sur la figure 1 ). II est à noter qu'une variation de position, une variation de pression ou une variation d'intensité lumineuse est facilement convertible en une variation de capacitance, de résistance ou d'inductance.
La modulation de signal est également fréquemment utilisée en télécommunication, notamment pour transmettre des informations, initialement contenues dans le signal utile u(t), à l'intérieur du signal porteur c(t) qui peut être plus facilement transmis physiquement.
Le signal modulé a(t), qui se trouve dans le domaine temporel, est numérisé au cours d'une étape E1 d'acquisition. Pour ce faire, le signal modulé a(t) est échantillonné, de préférence à pas constant, c'est-à-dire avec une fréquence d'échantillonnage fixe. L'échantillonnage du signal modulé a(t) est réalisé sur un nombre fini, noté N dans la suite de la description, d'intervalles de temps. Ces derniers présentent généralement des durées identiques. Les échantillons acquis dans chaque intervalle de temps forment une représentation numérique k, également appelée morceau k, du signal modulé a(t), k étant un nombre entier compris entre 1 et N.
Un spectre Ak de chaque morceau k du signal modulé a(t) est ensuite calculé, au cours d'une étape E2, par transformation dans le domaine fréquentiel. Les morceaux du signal modulé a(t) ne sont pas des signaux continus mais des successions de valeurs discrètes. De ce fait, la transformation dans le domaine fréquentiel est par exemple une transformation de Fourier discrète, également appelée DFT pour « Discrète Fourier Transform » en anglais. La transformation de Fourier discrète peut être implémentée en utilisant un algorithme de transformation de Fourier rapide, appelé FFT pour « Fast Fourier Transform » en anglais.
Le signal porteur c(t) présente une fréquence porteuse f0. Le spectre Ak du signal modulé a(t) comporte une bande latérale supérieure BLS et une bande latérale inférieure BLI disposées de part et d'autre de la fréquence porteuse f0. La bande latérale supérieure BLS s'étend sur une plage de fréquences supérieures ou égale à la fréquence porteuse f0, et la bande latérale inférieure BLI s'étend sur une plage de fréquences inférieures ou égale à la fréquence porteuse f0. La bande supérieure BLS et la bande latérale inférieure BLI sont symétriques par rapport à la fréquence porteuse f0.
La modulation du signal porteur c(t) par le signal utile u(t) peut être une modulation d'amplitude, une modulation de fréquence, une modulation de phase ou tout autre type de modulation produisant deux bandes latérales dans le domaine fréquentiel.
Par exemple, la modulation d'amplitude d'un signal porteur c(t) sinusoïdal monochromatique de fréquence porteuse f0 par un signal utile u(t) de fréquence fs, créé, en théorie, une bande latérale supérieure BLS à la fréquence f0 + fs et une bande latérale inférieure BLI à la fréquence f0 - fs- Dans ce cas théorique, les bandes latérales BLS, BLI sont des pics, chacun étant situé à une unique fréquence.
Le spectre Ak du signal modulé a(t) comporte un premier ensemble de valeurs, qui sont par la suite appelées « premières valeurs », appartenant à la bande latérale supérieure BLS et un deuxième ensemble de valeurs, qui sont par la suite appelées « deuxièmes valeurs», appartenant à la bande latérale inférieure BLI.
Après l'étape E2 de calcul des spectres Ak des morceaux du signal modulé a(t), un spectre de puissance est calculé, au cours d'une étape E3, pour chaque morceau du signal modulé a(t).
Dans ce mode de mise en œuvre préférentiel, les valeurs du spectre de puissance d'un morceau k du signal modulé a(t) sont calculées en multipliant deux par deux les premières valeurs de la bande latérale supérieure BLS par les deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure BLI du spectre Ak de ce morceau k. Ces multiplications s'effectuent de manière symétrique par rapport à la fréquence porteuse f0, c'est-à-dire que la valeur du spectre de puissance à une fréquence donnée ôf est le résultat de la multiplication de la valeur du spectre à la fréquence f0 + ôf par la valeur du spectre à la fréquence f0 - ôf. Ce type de calcul est également appelé corrélation croisée entre la bande latérale supérieure et la bande latérale inférieure.
Une moyenne des spectres de puissance est ensuite calculée au cours d'une étape E4. Un spectre de puissance moyen est ainsi obtenu. D'un point de vue mathématique, le spectre de puissance moyen PM est calculé selon l'équation suivante :
PMW) = (Ak (f0 ~ ôf) . Ak (fQ + ôf) . (1 ) où f0 est la fréquence porteuse, ôf est une fréquence quelconque, Ak est la transformée de Fourier d'un morceau k du signal modulé a(t), k étant un nombre entier compris entre 1 et N, N étant le nombre de morceaux du signal modulé a(t) acquis, et les chevrons ( > symbolisent le calcul de la moyenne arithmétique des spectres de puissance des N morceaux du signal modulé a(t).
La phase de la transformée de Fourier du signal modulé a(t) est aléatoire et dépend du moment auquel débute l'acquisition. Pour compenser cela, le terme e -t.ar5(F(/0)) C|ans |eque| arg(F fQ ) est la phase du signal porteur c(t), est introduit dans l'équation (1 ).
Le signal modulé a(t) comporte une partie signal s(t) et une partie bruit b(t) telles que : α(ί) = s(t) + b(t) (2)
Dans ce cas, les spectres Ak du signal modulé a(t) comportent chacun une partie signal Sk et une partie bruit Bk telles que : Ak = Sk + Bk (3)
Les parties signal Sk des bandes latérales BLS, BLI d'un même spectre Ak sont parfaitement corrélées alors que les parties bruit Bk de ces mêmes bandes latérales BLS, BLI ne sont généralement pas corrélées. Cela s'applique à toutes les sources de bruit additif telles que les sources de bruit en courant et en tension d'amplificateurs, présent notamment dans les voies d'acquisition ou de transmission des signaux, ou encore le bruit additif du capteur C.
Ainsi, grâce à l'invention, la partie signal s(t) du signal modulé a(t) est préservée et la partie bruit b(t) est éliminée, à l'exception du bruit provenant de sources de bruit non linéaires. Par conséquent, en moyennant sur une durée suffisamment longue, il est théoriquement possible d'abaisser le niveau de bruit jusqu'à une valeur désirée. Cependant, en pratique, la corrélation croisée de la partie bruit b(t) du signal modulé a(t) diminue avec le nombre de morceaux N utilisés pour le calcul de la moyenne des spectres de puissance, et ce jusqu'à atteindre un niveau de bruit qui correspond à une portion du bruit initial, le bruit de cette portion étant corrélé.
Pour une résistance, il s'agit de ce qu'on appelle le bruit excédentaire, ou « excess noise » en anglais, de la résistance qui est proportionnel à la tension appliquée aux bornes de la résistance et qui augmente avec la fréquence. La valeur du bruit excédentaire, qui dépend essentiellement de la technologie utilisée pour fabriquer la résistance, est typiquement comprise entre 1 et 10"4 μν par volt appliqué par décade. Par contre, les capacitances et les inductances n'ont pas de limite connue, le niveau de bruit pouvant être continuellement réduit.
Par ailleurs, il est à noter que le procédé selon l'invention ne nécessite aucun signal de référence ou de déclenchement.
Avantageusement, avant l'étape E2 d'acquisition, le signal modulé est soumis à une étape E5 de détection synchrone du signal modulé a(t). Ainsi, les spectres Ak des morceaux du signal modulé a(t) ne sont non plus centrés sur la fréquence porteuse f0 mais sur la fréquence nulle. Les spectres Ak sont décalés depuis la fréquence porteuse f0 vers 0. Dans ce cas, la bande latérale supérieure BLS correspond aux fréquences positives, et la bande latérale inférieure BLI correspond aux fréquences négatives.
En sortie de la détection synchrone, on obtient un signal en phase i(t) avec le signal porteur c(t), également appelé « in-phase signal » en anglais, et un signal en quadrature de phase q(t) avec le signal porteur c(t), c'est-à-dire tourné de 90°, également appelé « quadrature signal » en anglais. Pour pouvoir calculer un spectre à des fréquences négatives, il est important de conserver ces deux signaux en phase et en quadrature.
L'étape E5 de détection synchrone est par exemple réalisée en multipliant le signal modulé a(t) par οοε(2πί0ΐ) pour obtenir le signal en phase, et par είη(2πί0ΐ) pour obtenir le signal en quadrature de phase, ces deux signaux étant ensuite soumis à un filtrage basse fréquence.
La détection synchrone permet de fixer la phase de la transformée de Fourier du signal modulé a(t), ce qui facilite le calcul du spectre de puissance moyen PM. Lorsque la détection synchrone est utilisée, on travaille avec le signal complexe z(t) du signal modulé a(t) obtenu à partir de l'équation suivante :
z(t) = i (t) + j. q (t (4)
Le spectre de puissance moyen PM est alors calculé selon l'équation suivante, variante de l'équation (1 ) :
PM ôf) = (Zk -ôf) . Zk +ôf)) (1 ") où Zk est la transformée de Fourier d'un morceau k du signal complexe z(t). Il est à noter que, du fait de la détection synchrone, les fréquences f0 - ôf et f0 + ôf de l'équation (1 ) deviennent -ôf et +ôf car les spectres Zk du signal complexe z(t) sont déplacés depuis la fréquence porteuse f0 vers 0.
De plus, la détection synchrone permet de faciliter le calcul de moyennes, par exemple réalisé par filtrage. En effet, il est très difficile de réaliser un filtre passe- bande avec une bande étroite autour d'une fréquence de porteuse élevée. Par contre il est très facile de réaliser un filtre passe-bande avec une bande étroite autour de 0.
Dans une variante de mise en œuvre, le signal modulé a(t) présente plusieurs fréquences porteuses. Dans ce cas, les spectres Ak des morceaux du signal modulé a(t) comportent une bande latérale supérieure BLS et une bande latérale inférieure BLI par rapport à chaque fréquence porteuse. Avantageusement, plusieurs spectres de puissance sont calculés pour un morceau k du signal modulé a(t) à partir de deux bandes latérales distinctes du spectre Ak de ce morceau k. Ainsi, la réduction du bruit est accélérée car pour un même nombre de morceau N du signal modulé a(t), le nombre de spectres de puissance à moyenner est augmenté.
Par exemple, la modulation d'amplitude d'un signal porteur c(t) sinusoïdal présentant deux fréquences porteuses f^ et f2 par un signal utile u(t) de fréquence fs, créé deux bandes latérales supérieures respectivement aux fréquences f^ + fs et f2 + fs, et deux bandes latérales inférieures respectivement aux fréquences fi - fs et f2 - fs- Ces bandes latérales peuvent être corrélées deux par deux selon l'équation (1 ).
Toutefois, lorsque la bande latérale supérieure située à la fréquence f^ + fs est corrélée avec la bande latérale supérieure située à la fréquence f2 + fs, ou lorsque la bande latérale inférieure située à la fréquence fi - fs est corrélée avec la bande latérale inférieure située à la fréquence f2 - fs, il est nécessaire de considérer la valeur conjuguée complexe de l'une des deux bandes latérale. Pour chaque morceau k du signal modulé a(t), il alors possible d'obtenir jusqu'à 6 spectres de puissances en effectuant les produits suivant :
AÀfi ~ fs) - AÀfi + fs) (a) Ak{f2 - fs) . Ak(f2 + fs) (d)
Ak {f ~ fs) - Ak (f2 + fs) (C) Ak(f2 - fs) . Ak{f1 + fs) (e) fi ~ fs) -AWi ~ fs) (b) Ak{f + fs) . A*k(f2 + fs) (f) où A*k est le spectre conjugué du spectre Ak. En effet, on cherche à obtenir le carré d'une valeur complexe, qui est normalement calculé par la multiplication de la valeur complexe et de sa valeur conjuguée (ou en termes mathématiques : X.X*, où X est une valeur complexe et X* est sa valeur conjuguée). Cependant, la transformation de Fourier du signal modulé, par exemple en modulation d'amplitude, a la propriété suivante :
On en déduit donc les produits (a) et (d). De même, en considérant les deux porteuses, et en corrigeant la différence de phase entre les porteuses, on a :
AM - fs = A (f2 + fs)
On en déduit donc les produits (c) et (e). Par contre, pour corréler entre elles les bandes latérales situées du même côté des porteuses (i.e, les bandes latérales supérieures ensembles ou les bandes latérales inférieures ensembles), il faut prendre la valeur conjuguée de l'une des deux valeurs complexes pour obtenir une élévation au carrée. On en déduit donc les produits (b) et (f).
La figure 3 représente schématiquement un premier exemple de contexte de mise en œuvre du procédé de réduction de bruit de l'invention dans le signal modulé a(t) dont la partie signal s(t) et la partie bruit b(t) sont simulés respectivement par un premier générateur de signal 301 et par un deuxième générateur de signal 302. Le premier générateur de signal 301 produit un signal sinusoïdal de fréquence porteuse égale à 50 kHz modulé en amplitude par un signal de bruit aléatoire ayant une largeur de bande inférieure à 600 Hz. Le deuxième générateur de signal 302 produit un signal de bruit blanc b(t) qui est ajouté à la partie signal s(t) pour former le signal modulé bruité a(t). Le signal de bruit blanc b(t) étant un bruit aléatoire, le signal modulé bruité a(t) ainsi obtenu permet de simuler un signal utile chaotique.
Un premier mode de réalisation d'un dispositif de réduction de bruit 340 selon l'invention, apte à mettre en œuvre le procédé décrit précédemment, est illustré sur la figure 3. Le dispositif comporte des moyens d'acquisition 341 du signal modulé a(t), tel qu'un convertisseur analogique-numérique, des moyens de calcul 342 des spectres Ak des morceaux du signal modulé a(t) par transformation dans le domaine fréquentiel, des moyens de calcul 343 du spectre de puissance Pk de chaque morceau du signal modulé a(t) et des moyens de calcul 344 de la moyenne PM (c'est-à-dire le spectre de puissance moyen PM) des spectres de puissance Pk. Les différents moyens de calcul 342, 343, 344 sont par exemple implémentés sous la forme de programmes informatiques enregistrés sur un support mémoire. Dans ce premier exemple, le signal modulé a(t) est échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage de 500 kHz, puis découpé en morceaux d'une durée égale à 1 s.
Avantageusement, le dispositif de réduction de bruit 330 comporte des moyens de détection synchrone 345 disposés sur une voie d'acquisition CH des moyens d'acquisition 341 . Les moyens de détection synchrone comportent une première sortie pour le signal en phase i(t) avec le signal porteur c(t) et une deuxième sortie pour le signal en quadrature de phase q(t) avec le signal porteur c(t).
La figure 4 représente graphiquement le spectre de puissance moyen PM du signal modulé a(t), exprimé en unité arbitraire, en fonction de la fréquence. Une première paire de courbes PMn , PMI2 est obtenue avec le procédé de l'invention, le nombre de morceaux N du signal modulé a(t) utilisés dans le calcul de la moyenne étant respectivement égal à 100 et 14000. Une deuxième paire de courbes PM21 , PM22 est obtenue avec la méthode du moyennage dans le domaine fréquentiel de l'art antérieur, le nombre de morceaux N du signal modulé a(t) utilisés dans le calcul de la moyenne étant aussi respectivement égal à 100 et 14000.
Il est à noter que, pour les basses fréquences, les valeurs du spectre de puissance moyen PM ne change pas avec le nombre de morceaux N moyennés (100 ou 14000). La valeur du bruit blanc n'est pas non plus modifiée par le nombre de morceaux N pour les fréquences plus élevées (supérieures à 5 kHz) lorsque le spectre de puissance moyen PM est calculé avec la méthode du moyennage dans le domaine fréquentiel. Cependant, le niveau de bruit du spectre de puissance moyen PM calculé avec le procédé de l'invention continue de décroître en révélant une structure avec des pics d'amplitudes erronés. Ces pics probablement dus aux non- linéarités de la voie d'acquisition CH. Le niveau de bruit décroît avec le nombre de morceaux N moyennés.
La densité spectrale du bruit DSPB en fonction du nombre de morceaux N moyennés est illustrée sur la figure 5. Pour la quantifier, on utilise une valeur médiane du spectre de puissance moyen PM prise dans une plage de fréquence où il n'y a pas de pics d'amplitudes erronés, par exemple entre 17 et 18,5 kHz, comme représenté sur la figure 4 par la double flèche 400. On peut remarquer que le procédé l'invention permet de réduire le niveau de bruit d'un rapport environ égal à 100. La droite décroissante 502 montre la décroissance théorique du niveau de bruit qui est proportionnelle à 1 /VN. La figure 6 représente schématiquement un deuxième exemple de contexte de mise en œuvre du procédé de réduction de bruit de l'invention dans le signal modulé a(t) provenant d'un tube de Pitot comportant un capteur capacitif 610 mesurant la vitesse dynamique d'écoulement d'un fluide. Le signal modulé a(t) est proportionnel à une différence de pression entre deux parties du tube, l'une étant perpendiculaire à l'écoulement du fluide et l'autre étant parallèle à l'écoulement du fluide. Cette différence de pression, ou pression dynamique, déplace une membrane flexible 61 1 du capteur capacitif 610, faisant ainsi varier une valeur de capacitance entre la membrane est une paire d'électrodes 612 disposées de chaque côté de la membrane 61 1 .
Une excitation est appliquée en antiphase sur les électrodes 612 de manière à ce que lorsque la membrane 61 1 est au repos, le signal modulé a(t) provenant de la membrane 61 1 soit approximativement égale à zéro. Les déplacements de la membrane 61 1 changent l'amplitude du signal modulé a(t). Il s'agit donc d'une modulation d'amplitude.
Dans cet exemple, deux fréquences porteuses f^ et f2, ainsi que deux amplificateurs 620 sont utilisés, afin de calculer des spectres de puissance à partir de 4 bandes latérales. La figure 6 montre un deuxième mode de réalisation d'un dispositif de réduction de bruit 640 dans lequel les moyens d'acquisitions 341 comportent une première voie d'acquisition CH1 dédiée à la fréquence porteuse f-ι , et sur une deuxième voie d'acquisition CH2 dédiée à la fréquence porteuse f2. Chaque voie d'acquisition CH1 , CH2 est équipée de moyens de détection synchrone 345 en sortie desquels on obtient les signaux en phase (t) et en quadrature de phase q (t) avec le signal modulé a(t) pour la fréquence porteuse f-ι , et les signaux en phase i2(t) et en quadrature de phase q2(t) avec le signal modulé a(t) pour la fréquence porteuse f2.
Similairement au premier exemple décrit, la densité spectrale du bruit DSPB en fonction du nombre de morceaux N moyennés est illustrée sur la figure 7. Dans ce deuxième exemple, la densité spectrale du bruit DSPB diminue d'un rapport environ égal à 40. La droite décroissante 702 montre la décroissance théorique du niveau de bruit qui est proportionnelle à 1 /VN.
Naturellement l'invention n'est pas limitée au mode de mise en œuvre décrit en référence aux figures et des variantes pourraient être envisagées sans sortir du cadre de l'invention. Pour calculer le spectre de puissance d'un morceau du signal modulé a(t), au lieu de multiplier les premières valeurs de la bande latérale supérieure par les deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre Ak de ce morceau, il est notamment possible de calculer un spectre unilatéral en additionnant les premières valeurs de la bande latérale supérieure BLS et les deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure BLI du spectre Ak de ce morceau puis d'élever le spectre unilatéral au carrée. D'un point de vue mathématique, le spectre de puissance moyen PM est alors calculé selon l'équation suivante : M{Sf) = {{Ak{fQ - ôf) + Ak(f0 + ôf))2) (5) où f0 est la fréquence porteuse, ôf est une fréquence quelconque, Ak est la transformée de Fourier d'un morceau k du signal modulé a(t), k étant un nombre entier compris entre 1 et N, N étant le nombre de morceaux du signal modulé a(t) acquis, et les chevrons ( > symbolisent le calcul de la moyenne des spectres de puissance des N morceaux du signal modulé a(t).
Dans une autre variante de mise en œuvre, les moyens de détection synchrone sont réglés de manière à obtenir en sortie deux signaux g(t) et h(t) présentant une différence de phase de 45° avec le signal porteur c(t), ces deux signaux g(t) et h(t) étant définis par les équations suivantes : + g(t) i{t) - g(t) où i(t) et q(t) sont respectivement les signaux en phase et en quadrature de phase avec le signal porteur c(t). Le spectre de puissance moyen PM est alors calculé par moyennage du produit des spectres des signaux g(t) et h(t), selon l'équation suivante :
¾(5 ) = (Gfc(5 ).¾(5 )> (6) où ôf est une fréquence quelconque, Gk et Hk sont les transformées de Fourrier des signaux g(t) et h(t), k étant un nombre entier compris entre 1 et N, N étant le nombre de morceaux des signaux g(t) et h(t) acquis, et les chevrons ( > symbolisent le calcul de la moyenne des spectres de puissance des N morceaux des signaux g(t) et h(t).

Claims

Revendications
1 . Procédé de réduction de bruit dans un signal électrique modulé (a(t)) présentant une fréquence porteuse (f0), le procédé comportant les étapes suivantes :
- acquérir (E1 ) dans le domaine temporel le signal modulé de manière à obtenir une pluralité de morceaux (k) du signal modulé ;
- calculer (E2), par transformation dans le domaine fréquentiel, un spectre (Ak) de chaque morceau du signal modulé, le spectre comportant une bande latérale supérieure (BLS) s'étendant sur une plage de fréquences supérieures à la fréquence porteuse, et une bande latérale inférieure (BLI) s'étendant sur une plage de fréquences inférieures à la fréquence porteuse, le spectre comportant des premières valeurs appartenant à la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs appartenant à la bande latérale inférieure ;
- calculer (E3) un spectre de puissance (Pk) pour chaque morceau du signal modulé à partir des premières valeurs de la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre du spectre dudit chaque morceau du signal modulé ;
- calculer (E4) une moyenne (PM) des spectres de puissance.
2. Procédé selon la revendication 1 dans lequel le spectre de puissance (Pk) de chaque morceau (k) du signal modulé (a(t)) comporte un ensemble de valeurs, chaque valeur du spectre de puissance étant calculée par multiplication d'une première valeur de la bande latérale supérieure et d'une deuxième valeur de la bande latérale inférieure situées à égale distance de la fréquence porteuse.
3. Procédé selon la revendication 1 dans lequel l'étape de calcul (E3) du spectre de puissance de chaque morceau (k) du signal modulé (a(t)) comporte les opérations suivantes :
- calculer un spectre unilatéral pour chaque morceau du signal modulé en additionnant les premières valeurs de la bande latérale supérieure (BLS) et les deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure (BLI) du spectre (Ak) dudit chaque morceau du signal modulé ;
- élever le spectre unilatéral au carrée.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 comportant une étape de détection synchrone (E5) du signal modulé.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 dans lequel le signal modulé (a(t)) présente une pluralité de fréquences porteuses (f-ι, f2), le spectre (Ak) de chaque morceau du signal modulé comportant une bande latérale supérieure (BLS) et une bande latérale inférieure (BLI) pour chaque fréquence porteuse du signal modulé, une pluralité de spectres de puissance (Pk) étant calculée pour chaque morceau (k) du signal modulé à partir des valeurs appartenant à deux bandes latérales distinctes du spectre dudit chaque morceau du signal modulé.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 dans lequel le signal modulé (a(t)) résulte d'une modulation d'amplitude, d'une modulation de fréquence ou d'une modulation de phase.
7. Dispositif (340) de réduction de bruit dans un signal électrique modulé (a(t)) présentant une fréquence porteuse (f0), le dispositif comportant :
- des moyens d'acquisition (341 ) dans le domaine temporel du signal modulé de manière à obtenir une pluralité de morceaux (k) du signal modulé ;
- des moyens de calcul (342), par transformation dans le domaine fréquentiel, d'un spectre (Ak) de chaque morceau du signal modulé, le spectre comportant une bande latérale supérieure (BLS) s'étendant sur une plage de fréquences supérieures à la fréquence porteuse, et une bande latérale inférieure (BLI) s'étendant sur une plage de fréquences inférieures à la fréquence porteuse, le spectre comportant des premières valeurs appartenant à la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs appartenant à la bande latérale inférieure ;
- des moyens de calcul (343) d'un spectre de puissance (Pk) pour chaque morceau du signal modulé à partir des premières valeurs de la bande latérale supérieure et des deuxièmes valeurs de la bande latérale inférieure du spectre dudit chaque morceau du signal modulé ;
- des moyens de calcul (344) d'une moyenne (PM) des spectres de puissance.
8. Dispositif (340) selon la revendication 7 comportant des moyens de détection synchrone (345) du signal modulé (a(t)).
9. Dispositif (640) selon l'une quelconque des revendications 7 et 8 dans lequel les moyens d'acquisition (341 ) comportent plusieurs voies d'acquisition (CH1 , CH2), chaque voie d'acquisition étant dédiée à une fréquence porteuse (f-ι, f2) du signal modulé (a(t)).
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