EP2901555A1 - Modulateur rf sigma delta a couplage capacitif, convertisseur analogique-numerique et appareil comprenant un tel modulateur - Google Patents

Modulateur rf sigma delta a couplage capacitif, convertisseur analogique-numerique et appareil comprenant un tel modulateur

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EP2901555A1
EP2901555A1 EP13776985.7A EP13776985A EP2901555A1 EP 2901555 A1 EP2901555 A1 EP 2901555A1 EP 13776985 A EP13776985 A EP 13776985A EP 2901555 A1 EP2901555 A1 EP 2901555A1
Authority
EP
European Patent Office
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modulator
loop
filter
signal
resonators
Prior art date
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Ceased
Application number
EP13776985.7A
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German (de)
English (en)
Inventor
Hassan ABOUSHADY
Nicolas BEILLEAU
Diomadson BELFORT
Ahmed ASHRY
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Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite Pierre et Marie Curie
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite Pierre et Marie Curie
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, Universite Pierre et Marie Curie filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP2901555A1 publication Critical patent/EP2901555A1/fr
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/402—Arrangements specific to bandpass modulators
    • H03M3/404—Arrangements specific to bandpass modulators characterised by the type of bandpass filters used
    • H03M3/408—Arrangements specific to bandpass modulators characterised by the type of bandpass filters used by the use of an LC circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/352—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic
    • H03M3/354—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic at one point, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error
    • H—ELECTRICITY
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    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
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    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
    • H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
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    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step

Definitions

  • the invention relates to a continuous time sigma delta radiofrequency modulator. It also relates to a radiofrequency analog-digital converter comprising such a modulator as well as an electronic device, such as for example a software radio receiver, comprising such a modulator and / or such a converter.
  • the field of the invention is the field of radiofrequency (RF) signal processing and more particularly the field of analog-to-digital conversion of radiofrequency signals, and even more particularly in software radio, cognitive radio and opportunistic radio applications.
  • Sigma Delta (SD) bandpass analog-to-digital converters are a promising answer to this need since they are able to convert a limited frequency band around a certain center frequency.
  • the bandpass filter of this type of modulator is most often realized using passive LC resonators.
  • the performances of this type of converter are not sufficient, especially in terms of signal-to-noise ratio (SNR).
  • One way to increase the SNR, and thus the performance of a bandpass SD converter, is to increase the order of the LC band pass filter used in the modulator loop of an SD RF converter.
  • FIG. 1 represents an example of such an SD modulator of order 4.
  • Modulator 1 comprises a processing chain 2 and a current feedback loop 3, which is not detailed.
  • the feedback loop could also be a voltage feedback loop.
  • the processing chain 2 receives an analog current X (s) on an input 21 and delivers a digital signal Y (z) on an output 22.
  • the processing chain 2 comprises, connected in series, a first LC resonator 23, a transconductance G m 24, a second LC resonator 25, and a threshold comparator 26 operating at a sampling frequency f s .
  • the first LC resonator 23 is produced by the parallel connection of a capacitor Ci and an inductor Li.
  • a first terminal of this resonator LC 23 is connected to an input terminal 27 of the transconductance G m 24, and a second terminal is connected to a reference voltage V ref .
  • the second LC resonator 25 is formed by the parallel connection of a capacitor C 2 and an inductor L 2 .
  • a first terminal of the LC resonator 25 is connected to an output terminal 28 of the transconductance G m 24.
  • a second terminal of the LC resonator 25 is connected to the reference voltage V ref .
  • the LC resonators 23 and 25 and the transconductance G m 24 form a loop filter for the SD modulator.
  • the transfer function of this loop filter can be described by the following equation: This transfer function contains two pairs of conjugated poles complex to the following pulsations:
  • FIG. 2 represents an exemplary SD modulator comprising a loop filter formed by two LC resonators in series.
  • the modulator 4 comprises a processing chain 5 and a current feedback loop 3, which is not detailed.
  • the processing chain 5 receives an analog signal X (s) on an input 51 and delivers a digital signal Y (z) to an output 52.
  • the processing chain 5 comprises a loop filter 6 formed by a first LC resonator 61 and a second LC resonator 62.
  • Each LC resonator 61, 62 is formed by a parallel connection of a capacitance Ci or C 2 , and an inductance Li or L 2 , respectively.
  • a first terminal of the LC resonator 61 is connected to the input 51, upstream of the threshold comparator 26, a second terminal of the LC resonator 61 is connected to a first terminal of the LC resonator 62, and a second terminal of the LC resonator 62 is connected to a reference voltage V re f.
  • the transfer function of the loop filter 6 of the modulator 4 can be described by the following equation: s (L : 1 C 2 L 2 s 2 + Ci L x L 2 s 2 + L 2 + L
  • This transfer function contains, as in the case of LC resonators coupled by a transconductance G m , two pairs of complex conjugate poles with the following pulsations:
  • This transfer function contains a zero at DC and a pair of zeros s at the following pulsation:
  • This pair of complex conjugated zeros creates an anti-resonance at a frequency close to the resonance frequency of the two LC resonators 61, 62.
  • This anti-resonance frequency in the transfer function of the loop filter 6 makes the steps very difficult.
  • the invention aims to overcome the aforementioned drawbacks.
  • it aims to improve the performances, in terms of noise and non-linearity, of conventional architectures using LC resonators coupled via transconductances, while avoiding introducing problems of stabilization of the counter-loop. reaction and design difficulties of the noise and signal transfer functions.
  • Another object of the invention is to provide a radiofrequency modulator sigma delta low consumption continuous time. Another object of the invention is to provide a continuous-cycle sigma delta radiofrequency modulator of simple design while having better performance in terms of signal-to-noise ratio and linearity.
  • Another object of the present invention is to provide a radiofrequency modulator sigma delta continuous time easier to tune.
  • the invention makes it possible to achieve at least one of the aforementioned objects by a continuous-time sigma delta radio frequency modulator comprising at least two LC resonators producing a band-pass filter, and coupled together by at least one capacitive coupling element, said coupling.
  • the resonators coupled together make it possible to obtain a band-pass filter of at least four order and thus to obtain a performance modulator similar to the fourth-order modulators of the state of the art.
  • the LC resonators are coupled together in parallel.
  • the two LC resonators are capacitively coupled to each other, unlike modulators of the state of the art which use transconductances denoted Gm for the coupling of LC resonators.
  • the bandpass filter obtained by capacitive coupling of at least two LC resonators consumes less than the modulators of the state of the art.
  • the modulator according to the invention comprises exactly two LC resonators producing a bandpass filter coupled together in parallel by at least one capacitive element, called coupling element.
  • a fourth-order bandpass filter is easier to design and grant than higher-order filters, while still providing sufficient performance for current applications, such as software radio, cognitive radio, and opportunistic radio.
  • the capacitive coupling element may comprise at least one, and in particular exactly one, so-called coupling capacitance.
  • a capacitor is an electronic component commonly used in the field of electronics and low cost.
  • the at least one coupling capability can be, in a preferred embodiment, a variable capacitance whose value can be adjusted, thereby adding an additional degree of freedom for adjusting the frequency response of the filter. It is therefore simpler in a capacitively coupled LC filter to modify the transfer function of the bandpass filter produced by the two resonators and to obtain a noise transfer function (NTF) which maximizes the noise transfer function. signal-to-noise ratio in the frequency band of interest. More specifically, the proposed SD band-pass LC architecture makes it possible to easily modify the frequency position of the poles produced by each of the LC resonators of the band-pass filter, in the transfer function of the band-pass filter, in order to arrange them at the same time.
  • At least one LC resonator preferably each of the LC resonators, may comprise at least one variable capacitance whose value can be adjusted, in order to optimize the position of the zeros in the noise transfer function. and therefore, to minimize the power of the quantization noise in the pass band filter bandwidth.
  • each LC resonator may comprise at least one capacitive element and at least one inductive element arranged in parallel.
  • Each capacitive element and / or each inductive element of at least one resonator, or even of each of the resonators, may be variable so as to modify, for a given modulator, the frequency band of interest according to the applications and the frequencies concerned for each of the applications.
  • the modulator according to the invention may furthermore comprise:
  • an adder configured to receive:
  • the modulator according to the invention may further comprise:
  • Another adder configured to receive:
  • At least one of the feedback or compensation loops may comprise a finite impulse response (FIR) filter.
  • FIR finite impulse response
  • the coefficients of these filters are determined by techniques known from the state of the art.
  • the modulator according to the invention may further comprise at least one means for setting the value of the loop delay to a predetermined value for reducing the number of the coefficients of the finite impulse response filter or filters.
  • a fourth-order band-pass filter that is to say a filter comprising two capacitively coupled LC resonators
  • a counter-reaction FIR filter and a compensation FIR filter each comprising only two non-zero coefficients.
  • the design of the modulator is simplified and the power consumed is decreased.
  • the modulator according to the invention may further comprise:
  • the sampling means may be arranged to perform sampling at a sampling frequency fs such that fs ⁇ 4 * fc with fc the center frequency of the frequency band of interest.
  • a continuous-time digital analog sigma delta converter having at least one modulator according to the invention and at least one digital signal processing means provided by said modulator for providing a digital signal. on several bits.
  • Such digital means can be for example a DSP (for "Digital signal processor") in English.
  • a modulator or a converter according to the invention is advantageously made partly or wholly in integrated form within an integrated circuit, more particularly within an electronic chip for example.
  • a wireless communication apparatus comprising a modulator and / or a converter according to the invention.
  • Such a communication device may be in the form of a stand-alone device or in the form of a module integrated in a set.
  • Such a communication apparatus may for example be a radio frequency wave receiver.
  • a modulator according to the invention and / or a converter according to the invention can be used for the realization of a software radio receiver, cognitive and opportunistic radio.
  • FIG. 1 is a representation of the conventional architecture for producing a band-pass Sigma-Delta modulator using LC resonators coupled by a transconductance G m ;
  • FIG. 2 is a representation of a band-pass Sigma-Delta modulator using LC resonators connected in series;
  • FIG. 3 is a representation of a first example of a band-pass Sigma-Delta modulator according to the invention.
  • FIGURE 4 is a mathematical representation of a second embodiment of a modulator according to the invention containing FIRDACs in a feedback loop;
  • FIG. 5 illustrates, for the exemplary modulator of FIG. 4, the transfer function of the loop filter, the noise transfer function and the signal transfer function;
  • FIGURE 6 is a schematic representation of a simulation result obtained for the modulator of FIGURE 4 illustrating the power spectral density
  • FIGURE 7 is a schematic representation of an RF receiver architecture according to the invention.
  • FIG. 8 is a schematic representation of a practical embodiment adapted to on-chip integration of the Sigma-Delta modulator according to the invention.
  • FIG. 9 is a diagrammatic representation of a differential embodiment adapted to an on-chip integration of the Sigma-Delta modulator loop filter according to the invention.
  • FIG. 3 represents a first example of a band-pass Sigma-Delta modulator according to the invention.
  • the Sigma-Delta modulator 7 comprises a processing chain 8 and a feedback loop 3.
  • the processing chain 8 is arranged to receive an analog signal X (s) on an input 81 of a signal processing line 82, and to deliver a digital signal Y (z) on an output 83.
  • the processing chain 8 comprises, connected in series from the input 81 to the output 83, a first LC resonator 84, a coupling capacitor C c 85, a second LC resonator 86, and a threshold comparator 87 operating at a sampling frequency f s .
  • the LC resonators 84, 86 and the coupling capacitance C c 85 form a loop filter 9.
  • the first LC resonator 84 comprises a capacitor Ci and a Li inductor connected in parallel.
  • a first terminal of the LC resonator 84 is connected to the line 82 and, more specifically, to a first terminal (or electrode) of the coupling capacitor C c 85.
  • a second terminal of the LC resonator 84 is connected to a reference voltage V ref .
  • the second LC resonator 86 comprises a capacity C 2 and an inductance L 2 connected in parallel.
  • a first terminal of the LC resonator 86 is connected to the line 82 and, more precisely, to a second terminal (or electrode) of the coupling capacitor C c 85.
  • a second terminal of the LC resonator 86 is connected to the reference voltage V ref .
  • the feedback loop 3 is a technique well known to those skilled in the art and is not detailed here. It may consist of any feedback loop capable of shaping the quantization noise introduced by the threshold comparator 87.
  • the capacitance Ci, C 2 of each LC resonator 84, 86 may be a variable capacitance.
  • each LC resonator 84, 86 consists solely of capacitance and inductance connected in parallel.
  • the sampling frequency f s of the threshold comparator 87 may be chosen lower than the Nyquist frequency.
  • FIGURE 4 is a mathematical representation of a second embodiment of a modulator according to the invention.
  • the modulator 100 shown in FIG. 4 comprises an input 102 for receiving an analog signal X (s) and an output 104 providing a digital signal Y (z).
  • the modulator 100 comprises a band-pass filter 106 produced by two identical LC resonators 108 and 110 coupled together by a variable coupling capacitance C c 112 whose value can be adjusted.
  • Each LC resonator 108 and 110 is realized by a capacitance, which is also variable, denoted C, and an inductance, denoted L, arranged in parallel.
  • the modulator 100 further comprises a sampler 114 operating at a sampling frequency 1 / T and a quantizer 116.
  • the quantizer 116 introduces into the modulator 100 a quantization noise symbolized by the arrow denoted E (z).
  • the sampler 114 and the quantizer 116 are arranged in series on the output side 104 of the modulator 100, positioned so that the sampler 114 is between the band-pass filter 106 and the quantizer 116.
  • the modulator 100 comprises a first adder 118 disposed between the input 102 of the modulator 100 and the bandpass filter 106, the first adder 118 comprising two inputs and an output.
  • the modulator 100 further comprises a feedback loop 120 comprising a digital-to-analog converter with a filter. finite impulse response (FIR), denoted FIRDACu, 122.
  • the input of the feedback loop 120 is connected to the output 104 of the modulator 100.
  • FIR finite impulse response
  • the adder 118 is arranged so that:
  • one of its inputs is connected to the input 102 of the modulator 100; the other of its inputs is connected to the output of the feedback loop 120, more particularly to the output of the digital converter with a FIR filter; 122, and
  • the modulator 100 comprises a second adder 124 disposed between the band-pass filter 106 and the sampler 114, the second adder 124 also comprising two inputs and an output.
  • the modulator 100 also comprises a loop delay compensation loop 126 comprising a digital to analog converter with a FIR filter, denoted FIRDACc, 128.
  • the input of the compensation loop 126 is connected to the output 104 of the modulator 100.
  • the second adder 124 is arranged so that:
  • one of its inputs is connected to the output of the band-pass filter 106,
  • the other of its inputs is connected to the output of the compensation loop 126, more particularly to the output of the digital analog converter with an FIR filter 128, and
  • the feedback loop 120 and the compensation loop 126 comprise a common portion 130 at their inputs.
  • the modulator 100 comprises a means 132 for setting the value of the loop delay disposed on the common part 130 and for adjusting the value of the loop delay for each of the feedback and compensation loops.
  • the operation of the modulator 100 is as follows:
  • an analog signal enters the modulator 100 via its input 102; the analog signal supplied by the bandpass filter is sampled at a sampling frequency fs by the sampler 114;
  • each signal sample is supplied to the quantizer 116, which provides a digital signal on a bit.
  • the feedback loop 120 has the role of shaping the quantization noise with a certain noise transfer function (NTF).
  • NTF noise transfer function
  • the loop delay is due to the quantizer response time and the propagation delay of FIRDACs 122 and 128. This parasitic delay modifies the NTF, and degrades the signal-to-noise ratio (SNR) and can induce loop instability. -reaction.
  • the compensation loop 126 has the role of compensating for the effect of the loop delay in order to obtain the desired NTF. Assuming a 4th order capacitive coupling LC filter with LC resonators having ideal quality factors, the transfer function of the bandpass filter 106 of FIG. 4 is given by the following relationships:
  • Equations (1) (2) and (3) show that there are 3 parameters that control the position of Wi and w 2 . These 3 parameters are: C lr C 2 the capacities of the 1 st and 2 nd LC resonators respectively, and the coupling capacitance C c .
  • HFIRDAC C (S) H DAC (s) (5) for the FIR 128 filter with where Mu and M c are respectively the order of FIRDAC filters 122 and 128, which in this case is equal to four.
  • the loop gain is given by:
  • the noise transfer function of the modulator 100 is given by:
  • the signal transfer function of the modulator 100 is given by
  • the coefficients of the FIRDACs are calculated to obtain a certain NTF which maximizes the SNR in the signal bandwidth while ensuring the stability of the system.
  • An additional delay can be added to the unwanted loop delay in order to cancel certain coefficients, FIRDAC filters 122 and 128. To do this, the loop delay values are scanned and the values of each of the coefficients are calculated for each value. loop delay. An optimal value of loop delay can then be identified for which the value of one or more coefficients of the FIRDAC filters 122 and 128 is zero.
  • FIGURE 5 is a schematic representation of the transfer functions of different elements of the modulator of FIGURE 4 obtained by simulation.
  • the abscissa represents the normalized frequency of the signal with respect to the sampling frequency, ie fc / fs with fc the signal frequency and fs the sampling frequency.
  • the y-axis represents the amplitude in dB.
  • the curve 202 represents the signal transfer function of the modulator 100
  • the curve 204 represents the transfer function of the bandpass filter 106
  • the curve 206 represents the noise transfer function of the modulator.
  • the frequency band of interest is centered around the normalized frequency 0.25, i.e. the fc / fs ratio is 0.25.
  • the frequency response of the modulator noise (curve 206) has two zeros 208 and 210.
  • the frequency response of the filter (curve 204) has in turn two poles 212 and 214.
  • the frequency position of these poles 212 and 214 can be modified by modifying the value of the coupling capacitance C c and the poles 212 and 214 can be moved closer or further away depending on the value of the coupling capability.
  • the SD modulator signal transfer function (STF) is flat (curve 202) in the frequency band. frequencies of interest centered around 0.25.
  • this STF has the response of a bandpass filter having the same order of the modulator. This filter contributes to the attenuation of out-of-band signals.
  • FIGURE 6 is a schematic representation of the power spectral density of the modulator of FIGURE 4 obtained by simulation.
  • the abscissa represents the normalized frequency with respect to the sampling frequency, fs.
  • the y-axis represents the power spectral density in dB.
  • FIGURE 7 is a schematic representation of the architecture of an RF receiver according to the invention.
  • the receiver 400 shown in FIGURE 7 may be a software radio, cognitive radio, and opportunistic radio receiver.
  • the receiver 400 comprises an antenna 402 for receiving an analog signal.
  • the analog signal is supplied to an amplifier 404 amplifying the received signal.
  • the amplified analog signal is supplied to an SD 406 analog-to-digital converter comprising a modulator according to the invention, for example the modulator 100 of FIG. 1.
  • the converter 406 provides a digital version of the analog signal but only for the frequencies included in FIG. the frequency band of interest, centered around a central frequency denoted fc.
  • the digital signal supplied by the converter 406 is then sent by a digital processing stage comprising for example a decimation filter 408.
  • the receiver further comprises a module 410 for adjusting / changing the center frequency fc of the frequency band of interest.
  • a 4th order modulator with a capacitively coupled LC filter 100 has been realized in a 130nm CMOS technology.
  • the modulator uses the subsampling technique to reduce the sampling frequency and consequently the consumption.
  • a SNR of 50dB was measured in a bandwidth of 4.5MHz for a power consumption of 20mW.
  • a 1.5Ts loop delay was used to reduce the number of loopback FIRDACs coefficients.
  • FIG. 8 diagrammatically represents an embodiment of a differential Sigma-Delta modulator according to the invention that can be integrated on an electronic circuit such as an integrated circuit.
  • the Sigma-Delta modulator 800 comprises, connected in series, an input 801 capable of receiving an analog voltage signal, a transconductance Gm in 802, a loop filter 803, a transconductance Gm a dd 804 and a threshold comparator 805.
  • filter 803 has a positive differential input current I in +, a negative differential input current I in- a positive differential output V or t + and a negative differential output V or t.
  • the Sigma-Delta modulator 800 further includes a first current feedback loop 806 having a first digital to analog converter with a finite impulse response filter (FIRDAC) 8061, and a second feedback loop 807 having a second feedback loop. second 8071.
  • the transconductance Gm in 802 transforms the signal received on the input 801 current to be subtracted from the signal from the first loop 806 current feedback.
  • the difference between the output signal of the transconductance Gm in and the signal coming from the feedback loop 806 is applied to the loop filter 803.
  • the voltage output of the loop filter 803 is converted into current with the aid of the transconductance Gm has 804 dd.
  • the difference between the output signal of the transconductance Gm add and the signal from the second feedback loop 807 is applied to the threshold comparator 805 to output the digital output signal.
  • the loop filter 803 comprises two LC resonators coupled in parallel by a coupling capacitance C c .
  • Inductances in LC resonators may have very low quality factors.
  • the quality factor may then be too low, which considerably degrades the signal-to-noise ratio.
  • an active circuit for the enhancement of the quality factor is necessary.
  • the active circuit may for example consist of a negative transconductance circuit as described with reference to Figure 9.
  • Figure 9 shows an exemplary integrated LC filter of the 4th order with capacitive coupling.
  • the filter 900 comprises two differential LC resonators 901 and 902, and two polarization circuits 903 and 904.
  • the first resonator 901 comprises a differential inductance Lu, two variable capacitances Cn and Ci 2 , and two MOS transistors Mu and M i2 .
  • a center point (or "center tap" in English) of the differential inductance Lu is connected to a reference potential Vref.
  • a first terminal of the inductance Lu is connected to a first terminal of the variable capacitance Cn and to the drain of the transistor Mu, and a second terminal of the inductance Lu is connected to a first terminal of the variable capacitor Ci 2 and to the drain of the transistor M 12 .
  • the terminals of the differential inductance Lu form two differential input current I in + and in- I.
  • the second terminals of the variable capacitances Cn and d 2 are grounded.
  • the sources of the transistors Mu and M i2 are interconnected and polarized, as indicated below.
  • the drain of the transistor Mu, respectively M i2 is connected to the gate of the transistor M i2 , respectively Mu.
  • the transistors Mu and M 12 thus form a negative transconductance capable of compensating for the losses and of raising the quality factor of the resonator 901.
  • the second resonator 902 is identical to the resonator 901. Its components are identified by incremented references of a dozen.
  • the terminals of the differential inductance L 2 i form two differential voltage outputs V out + and V out -.
  • the polarization circuit 903 makes it possible to adjust the potential applied to the sources of the transistors Mu and M 12 . It comprises a current source Iref supplying the drain and the gate of a MOS transistor M i4 , whose source is connected to ground. The gate of transistor M i4 is connected to the gate of a MOS transistor Mi 3 , whose drain is connected to the sources of transistors Mu and M i2 , and whose source is connected to ground.
  • the bias circuit 904 adjusts the potential applied to the sources of the transistors M 22 and M 2i of the resonator 902. It comprises, in the example of Figure 9, the same components as the bias circuit 903. Of course the polarization circuits could be made differently. It would also be possible to use the same bias current, Iref, for the two resonators.
  • the two resonators 901 and 902 are coupled together in parallel by two coupling capacitors C c i and C c 2 .
  • the first terminal of the inductance Lu is connected to the first terminal of the inductance L 2i via the coupling capacitance C c i
  • the second terminal of the inductance Lu is connected to the second inductance L 2i terminal via the coupling capacitance C c2 .
  • the filter 900 may particularly be used as loop filter 803 in the Sigma-Delta modulator of figure 8, by connecting the inputs I in + and in- I, and the outputs V out + and V out - corresponding.

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Abstract

L'invention concerne un modulateur (100) radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC (108, 110) réalisant un filtre passe-bande (106), et couplés entre eux en parallèle par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage, et plus particulièrement par une capacité de couplage variable. Elle concerne également un convertisseur analogique-numérique et un appareil électronique, tel qu'un récepteur RF, mettant en œuvre un tel modulateur RF Sigma Delta à temps continu.

Description

« Modulateur RF Sigma Delta à couplage capacitif, convertisseur analogique- numérique et appareil comprenant un tel modulateur »
L'invention concerne un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu. Elle concerne également un convertisseur analogique- numérique radiofréquence comprenant un tel modulateur ainsi qu'un appareil électronique, tel que par exemple un récepteur de radio logicielle, comprenant un tel modulateur et/ou un tel convertisseur. Le domaine de l'invention est le domaine du traitement des signaux radiofréquence (RF) et plus particulièrement le domaine de la conversion analogique-numérique des signaux radiofréquences, et encore plus particulièrement dans les applications de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste.
Etat de la technique
Il existe actuellement un besoin croissant de convertisseurs analogique-numérique RF présentant une bande de fréquence, dite d'intérêt, de plusieurs dizaines de mégahertz (MHz) centrée autour d'une fréquence de l'ordre du gigahertz (GHz). Ce besoin est porté par exemple par le développement de nouvelles techniques de radiocommunication basées sur la radio-logicielle
Les convertisseurs analogique-numérique RF actuels sont prévus pour convertir l'ensemble de la bande de fréquences reçue (du DC jusqu'à plusieurs GHz). Ces convertisseurs présentent l'inconvénient d'avoir une consommation en puissance très élevée (plusieurs Watts) et par conséquent non-adaptée aux appareils électroniques portables.
Les convertisseurs analogique-numérique de type Sigma Delta (SD) passe-bande constituent une réponse prometteuse pour ce besoin puisque ces derniers sont capables de convertir une bande de fréquence limitée autour d'une certaine fréquence centrale. Afin d'atteindre des fréquences centrales de plusieurs GHz, le filtre passe-bande de ce type de modulateur est le plus souvent réalisé à l'aide de résonateurs LC passifs. Cependant, les performances de ce type de convertisseurs ne sont pas suffisantes, notamment en termes de rapport signal sur bruit (SNR pour « Signal-to- Noise ratio »).
Une façon d'augmenter le SNR, et donc les performances d'un convertisseur SD passe-bande, consiste à augmenter l'ordre du filtre LC passe-bande utilisé dans la boucle du modulateur d'un convertisseur SD RF.
La solution classique pour réaliser des modulateurs SD LC avec un ordre élevé est de coupler plusieurs résonateurs LC à l'aide de transconductance Gm. La figure 1 représente un exemple d'un tel modulateur SD d'ordre 4.
Le modulateur 1 comprend une chaîne de traitement 2 et une boucle de contre-réaction en courant 3, non détaillée. La boucle de contre-réaction pourrait également être une boucle de contre-réaction en tension. La chaîne de traitement 2 reçoit un courant analogique X(s) sur une entrée 21 et délivre un signal numérique Y(z) sur une sortie 22. La chaîne de traitement 2 comprend, connectés en série, un premier résonateur LC 23, une transconductance Gm 24, un deuxième résonateur LC 25, et un comparateur à seuil 26 travaillant à une fréquence d'échantillonnage fs. Le premier résonateur LC 23 est réalisé par le montage en parallèle d'une capacité Ci et d'une inductance Li. Une première borne de ce résonateur LC 23 est connectée à une borne d'entrée 27 de la transconductance Gm 24, et une deuxième borne est connectée à une tension de référence Vref. De manière analogue, le deuxième résonateur LC 25 est réalisé par le montage en parallèle d'une capacité C2 et d'une inductance L2. Une première borne du résonateur LC 25 est connectée à une borne de sortie 28 de la transconductance Gm 24. Une deuxième borne du résonateur LC 25 est connectée à la tension de référence Vref.
Les résonateurs LC 23 et 25 et la transconductance Gm 24 forment un filtre de boucle pour le modulateur SD. Dans l'exemple de réalisation de la figure 1, la fonction de transfert de ce filtre de boucle peut être décrite par l'équation suivante : Cette fonction de transfert contient deux paires de pôles conjug ués complexes aux pulsations suivantes :
1 1
co0 = . et coj = .
^]LlCl JZ,2C2 Cette fonction de transfert contient deux zéros en DC, c'est-à-d ire à la fréquence nulle.
Les performances des modulateurs SD obtenues avec des architectures basées sur un couplage avec une transconductance sont limitées. Ceci est d û au g rand nombre de composants actifs q ui aug mentent le niveau de bruit et la non-linéarité, et donc, dég radent le SN R. En outre, ces composants aug mentent la consommation en puissance du mod ulateur.
Dans le but d'éliminer cette transconductance de couplage, il a été proposé dans le brevet US 7 057 541 , de réal iser des filtres LC d 'ord re élevé en connectant pl usieurs résonateurs LC en série .
La figure 2 représente un exemple de modulateur SD comprenant un filtre de boucle formé par deux résonateurs LC en série. Le modulateur 4 comprend une chaîne de traitement 5 et une boucle 3 de contre-réaction en courant, non détail lée. La chaîne de traitement 5 reçoit un sig nal analogique X(s) sur une entrée 51 et dél ivre u n signal n umériq ue Y(z) sur une sortie 52. Dans ce modulateur 4, la chaîne de traitement 5 comprend un filtre de boucle 6 formé par un premier résonateur LC 61 et un deuxième résonateur LC 62. Chaq ue résonateur LC 61 , 62 est formé par un montage en parallèle d 'une capacité Ci ou C2, et d 'une inductance Li ou L2, respectivement. U ne première borne d u résonateur LC 61 est connectée à l'entrée 51 , en amont d u comparateu r à seuil 26, une deuxième borne d u résonateur LC 61 est connectée à une première borne du résonateur LC 62, et une deuxième borne d u résonateur LC 62 est connectée à une tension de référence Vref.
Dans cet exemple de réalisation, la fonction de transfert d u filtre de boucle 6 d u modulateur 4 peut être décrite par l 'éq uation suivante : s (L:1 C2 L2 s2 + Ci Lx L2 s2 + L2 + L
H(s) = (Ci Li s2 + 1 ) (C2 la s2 + 1)
Cette fonction de transfert contient, comme dans le cas des résonateurs LC couplés par une transconductance Gm, deux paires de pôles conjugués complexes aux pulsations suivantes :
Cette fonction de transfert contient un zéro en DC et une paire de zéros s à la pulsation suivante :
Cette paire de zéros conjugués complexes crée une anti-résonance à une fréquence proche de la fréquence de résonance des deux résonateurs LC 61, 62. Cette fréquence d'anti-résonance dans la fonction de transfert du filtre 6 de boucle rend très difficile les étapes de conception suivantes :
- la stabilisation de la boucle de contre-réaction du modulateur Sigma- Delta ;
- la conception de la fonction de transfert du bruit afin de maximiser le rapport signal sur bruit ;
- la conception de la fonction de transfert du signal afin de ne pas modifier la bande passante d'intérêt et de maximiser l'atténuation hors bande passante.
Le brevet US 7 057 541 ne mentionne pas ces difficultés et ne présente aucune technique pour les surmonter.
L'invention a pour but de pallier les inconvénients précités. Ainsi, elle vise à améliorer les performances, en termes de bruit et de non-linéarité, des architectures classiques utilisant des résonateurs LC couplés par l'intermédiaire de transconductances, tout en évitant d'introduire des problèmes de stabilisation de la boucle de contre-réaction et des difficultés de conception des fonctions de transfert du bruit et du signal.
Un autre but de l'invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu basse consommation. Un autre but de l'invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu de conception simple tout en présentant de meilleures performances en termes de rapport signal sur bruit et de linéarité.
Enfin un autre but de la présente invention est de proposer un modulateur radiofréquence sigma delta à temps continu plus facile à accorder.
Exposé de l'invention
L'invention permet d'atteindre au moins l'un des buts précités par un modulateur radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC réalisant un filtre passe-bande, et couplés entre eux par au moins un élément de couplage capacitif, dit de couplage.
Les résonateurs couplés entre eux permettent d'obtenir un filtre passe-bande d'ordre au moins quatre et donc d'obtenir un modulateur de performances similaires aux modulateurs d'ordre quatre de l'état de la technique.
Les résonateurs LC sont couplés entre eux en parallèle.
De plus, les deux résonateurs LC sont couplés entre eux de manière capacitive, à la différence des modulateurs de l'état de la technique qui utilisent des transconductances notés Gm pour le couplage des résonateurs LC. De fait, le filtre passe-bande obtenu par couplage capacitif d'au moins deux résonateurs LC consomme moins que les modulateurs de l'état de la technique.
Par ailleurs, la conception d'un filtre passe bande obtenu par couplage capacitif de deux résonateurs est plus simple et moins contraignant en termes de linéarité. En effet, un élément de couplage capacitif et de conception plus simple, introduit moins de bruit et dégrade beaucoup moins la linéarité du modulateur qu'une transconductance.
Selon un mode de réalisation avantageux, le modulateur selon l'invention comprend exactement deux résonateurs LC réalisant un filtre passe-bande couplés entre eux en parallèle par au moins un élément capacitif, dit de couplage. Ainsi, on obtient un filtre passe-bande d'ordre quatre plus facile à concevoir et à accorder que des filtres d'ordre supérieur tout en présentant des performances suffisantes pour les applications actuelles, par exemple de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste.
Selon l'invention, l'élément capacitif de couplage peut comprendre au moins une, et en particulier exactement une capacité, dite de couplage. Une capacité est un composant électronique communément utilisé dans le domaine de l'électronique et de faible coût.
L'au moins une capacité de couplage peut être, dans un mode de réalisation préféré, une capacité variable dont la valeur peut être ajustée, ajoutant ainsi un degré de liberté supplémentaire pour le réglage de la réponse en fréquence du filtre. Il est donc plus simple dans un filtre LC à couplage capacitif de modifier la fonction de transfert du filtre passe-bande réalisé par les deux résonateurs et d'obtenir une fonction de transfert de bruit (NTF pour « Noise Transfert Function ») qui maximise le rapport signal- sur-bruit dans la bande de fréquences d'intérêt. Plus précisément, l'architecture SD LC passe-bande proposée permet de facilement modifier la position fréquentielle des pôles produits par chacun des résonateurs LC du filtre passe-bande, dans la fonction de transfert du filtre passe-bande, pour les disposer à la même position fréquentielle que les zéros de la fonction de transfert du bruit du modulateur et ainsi minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante désirée. Il est important de noter que malgré le fait que la réponse en fréquence du filtre LC à couplage capacitif contient de forts pics, la fonction de transfert du signal (STF pour « Signal Transfert Function ») du modulateur SD est plate dans la bande passante du signal. Dans une version préférée du modulateur selon l'invention, au moins un résonateur LC, préférentiellement chacun des résonateurs LC, peut comprendre au moins une capacité variable dont la valeur peut être ajustée, pour optimiser la position des zéros dans la fonction de transfert du bruit et par conséquent minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante du filtre passe bande.
Selon l'invention, chaque résonateur LC peut comprendre au moins un élément capacitif et au moins un élément inductif disposés en parallèle.
Chaque élément capacitif et/ou chaque élément inductif d'au moins un résonateur, voire de chacun des résonateurs, peut être variable de sorte à modifier, pour un modulateur donné, la bande de fréquence d'intérêt selon les applications et les fréquences concernées pour chacune des applications.
Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre en outre :
- une boucle de contre-réaction, et
- un additionneur configuré pour recevoir :
■ à l'une de ses entrées un signal analogique, et
■ à l'autre de ses entrées un signal fourni par ladite boucle de contre réaction
et dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande.
Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre :
- une boucle de compensation du retard de la boucle de contre- réaction, et
- un autre additionneur, dit deuxième additionneur, configuré pour recevoir :
à l'une de ses entrées un signal fourni par le filtre passe- bande, et
à l'autre de ses entrées un signal de compensation de retard de boucle fourni par ladite boucle de compensation.
Avantageusement au moins l'une des boucles de contre-réaction ou de compensation peut comprendre un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR pour « Finite Impulse response »).
Les coefficients de ces filtres sont déterminés par des techniques connues de l'état de la technique. Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre au moins un moyen pour fixer la valeur du retard de boucle, à une valeur prédéterminée pour diminuer le nombre des coefficients du ou des filtres à réponse impulsionnelle finie.
En effet, il est possible en ajustant la valeur du retard de boucle d'annuler la valeur de certains des coefficients de chacun des filtres FIR utilisés dans la boucle de contre-réaction ou de compensation.
Ainsi, pour un filtre passe-bande d'ordre quatre, c'est-à-dire un filtre comprenant deux résonateurs LC à couplage capacitif, il est possible d'obtenir un filtre FIR de contre-réaction et un filtre FIR de compensation, comprenant chacun uniquement deux coefficients non nuls. Par conséquent, la conception du modulateur est simplifiée et la puissance consommée est diminuée.
Pour identifier la valeur du retard de boucle adéquate, c'est-à-dire la valeur que doit appliquer le moyen pour fixer la valeur du retard de boucle, il est possible de :
- balayer la valeur du retard de boucle, par exemple de 0 à 2Ts, avec Ts correspondant à la période d'échantillonnage, et - calculer les valeurs correspondantes de chacun des coefficients des filtres FIR.
Il est possible alors d'identifier une valeur optimale du retard de boucle pour laquelle un ou plusieurs coefficients de chacun des filtres FIR s'annulent.
Le modulateur selon l'invention peut en outre comprendre :
- au moins un moyen d'échantillonnage, et
- au moins un moyen de quantification ou au moins un moyen de comparaison ;
- un convertisseur numérique analogique avec un filtre à réponse impulsionnelle finie appelé FIRDAC (pour Finite Impulse Response Digital-to-Analog Converter) disposés en série entre la sortie du quantificateur et les différents nœuds de contre-réaction et fournissant un signal analogique. Le moyen d'échantillonnage peut être agencé pour réaliser un échantillonnage à une fréquence d'échantillonnage fs telle que fs~ 4*fc avec fc la fréquence centrale de la bande de fréquence d'intérêt. Selon un autre aspect de l'invention il est proposé un convertisseur radiofréquence analogique numérique sigma delta à temps continu comprenant au moins un modulateur selon l'invention et au moins un moyen numérique de traitement du signal numérique fourni par ledit modulateur pour fournir un signal numérique sur plusieurs bits.
Un tel moyen numérique peut être par exemple un DSP (pour « Digital signal processor ») en anglais.
Selon l'invention, un modulateur ou un convertisseur selon l'invention est avantageusement réalisé en partie ou en totalité sous forme intégrée au sein d'un circuit intégré, plus particulièrement au sein d'une puce électronique par exemple.
Selon un autre aspect de l'invention il est proposé un appareil de communication sans fil comportant un modulateur et/ou un convertisseur selon l'invention.
Un tel appareil de communication peut se présenter sous la forme d'un appareil autonome ou sous la forme d'un module intégré dans un ensemble.
Un tel appareil de communication peut par exemple être un récepteur d'ondes radiofréquences.
Suivant un mode de réalisation préféré, un modulateur selon l'invention et/ou un convertisseur selon l'invention peu(ven)t être utilisé(s) pour la réalisation d'un récepteur de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste. D'autres avantages et caractéristiques apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation nullement limitatif, et des dessins annexés sur lesquels :
- la FIGURE 1, déjà décrite, est une représentation de l'architecture classique pour réaliser un modulateur Sigma-Delta passe-bande utilisant des résonateurs LC couplés par une transconductance Gm ;
- la FIGURE 2, déjà décrite, est une représentation d'un modulateur Sigma-Delta passe-bande utilisant des résonateurs LC reliés en série ;
- la FIGURE 3 est une représentation d'un premier exemple de modulateur Sigma-Delta passe-bande selon l'invention ;
- la FIGURE 4 est une représentation mathématique d'un deuxième exemple de réalisation d'un modulateur selon l'invention contenant des FIRDACs dans une boucle de contre-réaction ;
- la FIGURE 5 illustre, pour l'exemple de modulateur de la figure 4, la fonction de transfert du filtre de boucle, la fonction de transfert du bruit et la fonction de transfert du signal ;
- la FIGURE 6 est une représentation schématique d'un résultat de simulation obtenu pour le modulateur de la FIGURE 4 illustrant la densité spectrale de puissance ;
- la FIGURE 7 est une représentation schématique d'une architecture de récepteur RF selon l'invention ;
- la FIGURE 8 est une représentation schématique d'une réalisation pratique et adaptée à une intégration sur puce du modulateur Sigma-Delta selon l'invention ; et
- la FIGURE 9 est une représentation schématique d'une réalisation différentielle adaptée à une intégration sur puce du filtre de boucle du modulateur Sigma-Delta selon l'invention.
Il est bien entendu que les modes de réalisation qui seront décrits dans la suite ne sont nullement limitatifs. On pourra notamment imaginer des variantes de l'invention ne comprenant qu'une sélection de caractéristiques décrites par la suite isolées des autres caractéristiques décrites, si cette sélection de caractéristiques est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. Cette sélection comprend au moins une caractéristique de préférence fonctionnelle sans détails structurels, ou avec seulement une partie des détails structurels si cette partie uniquement est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur.
En particulier toutes les variantes et tous les modes de réalisation décrits sont combinables entre eux si rien ne s'oppose à cette combinaison sur le plan technique.
Sur les figures, les éléments communs à plusieurs figures conservent la même référence.
La figure 3 représente un premier exemple de modulateur Sigma-Delta passe-bande selon l'invention. Le modulateur Sigma-Delta 7 comprend une chaîne de traitement 8 et une boucle 3 de contre-réaction. La chaîne de traitement 8 est agencée pour recevoir un signal analogique X(s) sur une entrée 81 d'une ligne 82 de traitement du signal, et pour délivrer un signal numérique Y(z) sur une sortie 83. Le chaîne de traitement 8 comprend, connectés en série de l'entrée 81 vers la sortie 83, un premier résonateur LC 84, une capacité de couplage Cc 85, un deuxième résonateur LC 86, et un comparateur à seuil 87 travaillant à une fréquence d'échantillonnage fs. Les résonateurs LC 84, 86 et la capacité de couplage Cc 85 forment un filtre de boucle 9. Le premier résonateur LC 84 comprend une capacité Ci et une inductance Li montées en parallèle. Une première borne du résonateur LC 84 est connectée à la ligne 82 et, plus précisément, à une première borne (ou électrode) de la capacité de couplage Cc 85. Une deuxième borne du résonateur LC 84 est connectée à une tension de référence Vref. De manière analogue, le deuxième résonateur LC 86 comprend une capacité C2 et une inductance L2 montées en parallèle. Une première borne du résonateur LC 86 est connectée à la ligne 82 et, plus précisément, à une deuxième borne (ou électrode) de la capacité de couplage Cc 85. Une deuxième borne du résonateur LC 86 est connectée à la tension de référence Vref. La boucle 3 de contre-réaction relève d'une technique bien connue de l'homme du métier et n'est pas détaillée ici. Elle peut consister en toute boucle de contre-réaction apte à mettre en forme le bruit de quantification introduit par le comparateur à seuil 87.
La capacité Ci, C2 de chaque résonateur LC 84, 86 peut être une capacité variable.
Selon une forme particulière de réalisation, chaque résonateur LC 84, 86 est uniquement constitué d'une capacité et d'une inductance montées en parallèle.
La fréquence d'échantillonnage fs du comparateur à seuil 87 peut être choisie inférieure à la fréquence de Nyquist.
La FIGURE 4 est une représentation mathématique d'un deuxième exemple de réalisation d'un modulateur selon l'invention.
Le modulateur 100 représenté sur la figure 4 comprend une entrée 102 pour recevoir un signal analogique X(s) et une sortie 104 fournissant un signal numérique Y(z).
Le modulateur 100 comprend un filtre passe-bande 106 réalisé par deux résonateurs LC 108 et 110, identiques, couplés entre eux par une capacité de couplage Cc 112 variable dont la valeur peut être ajustée. Chaque résonateur LC 108 et 110 est réalisé par une capacité, qui est aussi variable, notée C, et une inductance, notée L, disposées en parallèle.
Le modulateur 100 comprend en outre un échantillonneur 114 travaillant à une fréquence d'échantillonnage 1/T et un quantificateur 116. Le quantificateur 116 introduit dans le modulateur 100 un bruit de quantification symbolisé par la flèche notée E(z). L'échantillonneur 114 et le quantificateur 116 sont disposés en série du côté de la sortie 104 du modulateur 100, positionnés de sorte que l'échantillonneur 114 se trouve entre le filtre passe-bande 106 et le quantificateur 116. Le modulateur 100 comprend un premier additionneur 118 disposé entre l'entrée 102 du modulateur 100 et le filtre passe-bande 106, le premier additionneur 118 comprenant deux entrées et une sortie.
Le modulateur 100 comprend en outre une boucle 120 de contre réaction comprenant un convertisseur numérique analogique avec un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR), noté FIRDACu, 122. L'entrée de la boucle de contre-réaction 120 est reliée à la sortie 104 du modulateur 100.
L'additionneur 118 est disposé de sorte que :
- une de ses entrées est reliée à l'entrée 102 du modulateur 100, - l'autre de ses entrées est reliée à la sortie de la boucle de contre-réaction 120, plus particulièrement à la sortie du convertisseur numérique analogique avec un filtre FIR 122, et
- sa sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande 106.
Le modulateur 100 comprend un deuxième additionneur 124 disposé entre le filtre passe-bande 106 et l'échantillonneur 114, le deuxième additionneur 124 comprenant également deux entrées et une sortie.
Le modulateur 100 comprend également une boucle 126 de compensation du retard de boucle comprenant un convertisseur numérique analogique avec un filtre FIR, noté FIRDACc, 128. L'entrée de la boucle de compensation 126 est reliée à la sortie 104 du modulateur 100.
Le deuxième additionneur 124 est disposé de sorte que :
- une de ses entrées est reliée à la sortie du filtre passe-bande 106,
- l'autre de ses entrées est reliée à la sortie de la boucle de compensation 126, plus particulièrement à la sortie du convertisseur numérique analogique avec un filtre FIR 128, et
- sa sortie est reliée à l'entrée de l'échantillonneur 114. La boucle de contre-réaction 120 et la boucle de compensation 126 comprennent une partie 130 commune au niveau de leurs entrées.
Le modulateur 100 comprend un moyen 132 pour fixer la valeur du retard de boucle, disposé sur la partie commune 130 et permettant d'ajuster la valeur du retard de boucle pour chacune des boucles de contre-réaction et de compensation.
Le fonctionnement du modulateur 100 est le suivant :
- un signal analogique entre dans le modulateur 100 par son entrée 102 ; - le signal analogique fourni par le filtre passe-bande est échantillonné à une fréquence d'échantillonnage fs par l'échantillonneur 114 ;
- chaque échantillon de signal est fourni au quantificateur 116, qui en fournit un signal numérique sur un bit.
La boucle de contre-réaction 120 a pour rôle la mise en forme du bruit de quantification avec une certaine fonction de transfert du bruit (NTF). La NTF est conçue de manière à minimiser la puissance du bruit de quantification dans la bande passante et par conséquent maximiser le rapport signal-sur-bruit dans cette bande.
Le retard de boucle est dû au temps de réponse du quantificateur et au temps de propagation des FIRDACs 122 et 128. Ce retard parasite modifie la NTF, et dégrade le rapport signal sur bruit (SNR) et peut induire une instabilité de la boucle de contre-réaction.
La boucle de compensation 126 a pour rôle de compenser l'effet du retard de boucle afin d'obtenir la NTF désirée. En supposant un filtre LC à couplage capacitif du 4eme ordre avec des résonateurs LC ayant des facteurs de qualité idéaux, la fonction de transfert du filtre passe-bande 106 de la figure 4 est donnée par les relations suivantes :
où s est la variable de Laplace, w0 et wj étant les fréquences d'oscillation des 2 résonateurs LC. Les équations (1) (2) et (3) montrent qu'il existe 3 paramètres qui permettent de contrôler la position de Wi et w2. Ces 3 paramètres sont : Cl r C2 les capacités du 1er et 2e résonateurs LC respectivement, et la capacité de couplage Cc.
Les fonctions de transferts des filtres FIRDAC 122 et 128 sont données respectivement par les relations suivantes :
Mu-l
HFIRDACU (s) — HDAC (s) ^ ai e-iT (4) pour le filtre FIR 122, et i=o
C -1
HFIRDACC (S) = HDAC (s) (5) pour le filtre FIR 128 avec où Mu et Mc sont respectivement l'ordre des filtres FIRDAC 122 et 128, qui dans le présent cas est égale à quatre.
Le gain de boucle est donné par :
Ceci2) = Z{Hcc(s)HFIRDACu (s) + HFIRDACc (s)} (7)
La fonction de transfert de bruit du modulateur 100 est donnée par :
La fonction de transfert du signal du modulateur 100 est donnée par
Hcc(s)
STFc (s) = (9)
1 - Gcc(e*T)
Les coefficients des FIRDACs sont calculés pour obtenir une certaine NTF qui maximise le SNR dans la bande passante du signal tout en assurant la stabilité du système. Un retard supplémentaire peut être rajouté sur le retard de boucle parasite afin d'annuler certains coefficients, des filtres FIRDAC 122 et 128. Pour ce faire, les valeurs de retard de boucle sont balayées et les valeurs de chacun des coefficients sont calculées pour chaque valeur de retard de boucle. Une valeur optimale de retard de boucle peut alors être identifiée pour laquelle la valeur d'un ou plusieurs coefficients des filtres FIRDAC 122 et 128 est nulle.
Un exemple est donné dans la suite pour illustrer cette optimisation du système.
La FIGURE 5 est une représentation schématique des fonctions de transfert de différents éléments du modulateur de la FIGURE 4 obtenues par simulation.
Sur la FIGURE 5, l'axe des abscisses représente la fréquence normalisée du signal par rapport à la fréquence d'échantillonnage, à savoir fc/fs avec fc la fréquence du signal et fs la fréquence d'échantillonnage. L'axe des ordonnées représente l'amplitude en dB.
La courbe 202 représente la fonction de transfert du signal du modulateur 100, la courbe 204 représente la fonction de transfert du filtre passe-bande 106 et la courbe 206 représente la fonction de transfert du bruit du modulateur.
La bande de fréquences d'intérêt est centrée autour de la fréquence normalisée 0.25, c'est-à-dire que le rapport fc/fs est de 0.25.
La réponse en fréquence du bruit du modulateur (courbe 206) présente deux zéros 208 et 210.
La réponse en fréquence du filtre (courbe 204) présente quant à elle deux pôles 212 et 214. La position fréquentielle de ces pôles 212 et 214 peut être modifiée en modifiant la valeur de la capacité de couplage Cc et les pôles 212 et 214 peuvent être rapprochés ou éloignés en fonction de la valeur de la capacité de couplage. Il est important de noter que malgré le fait que la réponse fréquentielle du filtre LC à couplage capacitif contient de forts pics due à ces pôles, la fonction de transfert du signal (STF) du modulateur SD est plate (courbe 202) dans la bande de fréquences d'intérêt centrée autour de 0.25. En outre, cette STF a la réponse d'un filtre passe-bande ayant le même ordre du modulateur. Ce filtre contribue à l'atténuation des signaux hors-bande. La FIGURE 6 est une représentation schématique de la densité spectrale de puissance du modulateur de la FIGURE 4 obtenue par simulation.
Sur la FIGURE 6, l'axe des abscisses représente la fréquence normalisée par rapport à la fréquence d'échantillonnage, fs. L'axe des ordonnées représente la densité spectrale de puissance en dB.
La FIGURE 7 est une représentation schématique de l'architecture d'un récepteur RF selon l'invention.
Le récepteur 400 représenté sur la FIGURE 7 peut être un récepteur de radio logicielle, radio cognitive et opportuniste.
Le récepteur 400 comprend une antenne 402 de réception d'un signal analogique.
Le signal analogique est fourni à un amplificateur 404 amplifiant le signal reçu.
Le signal analogique amplifié est fourni à un convertisseur analogique- numérique RF SD 406 comprenant un modulateur selon l'invention, par exemple le modulateur 100 de la FIGURE 1. Le convertisseur 406 fournit une version numérique du signal analogique mais uniquement pour les fréquences comprises dans la bande de fréquence d'intérêt, centrées autour d'une fréquence centrale notée fc.
Le signal numérique fourni par le convertisseur 406 est ensuite envoyé par un étage de traitement numérique comprenant par exemple un filtre de décimation 408.
Le récepteur comprend en outre un module 410 pour ajuster/modifier la fréquence centrale fc de la bande de fréquence d'intérêt.
A titre d'exemple un modulateur du 4eme ordre avec un filtre LC à couplage capacitif 100 a été réalisé dans une technologie CMOS 130nm. Le modulateur utilise la technique du sous-échantillonnage afin de diminuer la fréquence d'échantillonnage et par conséquent la consommation . Le modulateur est centré autour d'une fréquence centrale, fc=432MHz, avec une fréquence d'horloge, fs = 4/3 fc = 576MHz et un rapport de suréchantillonnage de 64 les valeurs des coefficients. Un SNR de 50dB a été mesuré dans une bande passante de 4.5MHz pour une consommation de puissance de 20mW. Dans cette architecture, un retard de boucle de 1.5Ts a été utilisé afin de réduire le nombre de coefficients des FIRDACs de rebouclage. Ces coefficients sont donnés dans le tableau suivant :
Ainsi, pour une valeur optimale de 1.5Ts, on remarque que pour chacun des filtres 122 et 128, deux coefficients sont nuls.
La figure 8 représente schématiquement un exemple de réalisation d'un modulateur Sigma-Delta différentiel selon l'invention apte à être intégré sur un circuit électronique tel qu'un circuit intégré. Le modulateur Sigma- Delta 800 comprend, connectés en série, une entrée 801 apte à recevoir un signal analogique en tension, une transconductance Gmin 802, un filtre de boucle 803, une transconductance Gmadd 804 et un comparateur à seuil 805. Le filtre 803 comporte une entrée différentielle positive en courant Iin+, une entrée différentielle négative en courant Iin-, une sortie différentielle positive Vout+, et une sortie différentielle négative Vout-. Le modulateur Sigma-Delta 800 comprend, en outre, une première boucle 806 de contre-réaction en courant comportant un premier convertisseur numérique analogique avec un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIRDAC) 8061, et une deuxième boucle 807 de contre-réaction comportant un deuxième FIRDAC 8071. La transconductance Gmin 802 transforme le signal reçu sur l'entrée 801 en courant pour être soustrait du signal issu de la première boucle 806 de contre-réaction en courant. La différence entre le signal en sortie de la transconductance Gmin et le signal issu de la boucle 806 de contre-réaction est appliquée au filtre de boucle 803. La sortie en tension du filtre de boucle 803 est convertie en courant à l'aide de la transconductance Gmadd 804. La différence entre le signal en sortie de la transconductance Gmadd et le signal issu de la deuxième boucle 807 de contre-réaction est appliquée au comparateur à seuil 805 pour délivrer le signal de sortie numérique.
Le filtre de boucle 803 comprend deux résonateurs LC couplés en parallèle par une capacité de couplage Cc.
Les inductances dans les résonateurs LC peuvent avoir des facteurs de qualité très faibles. Dans le cas où une réalisation sur un circuit intégré est visée pour le modulateur Sigma-Delta passe-bande, le facteur de qualité peut alors être trop faible, ce qui dégrade considérablement le rapport Signal sur Bruit. Dans ce cas, un circuit actif pour le rehaussement du facteur de qualité est nécessaire. Le circuit actif peut par exemple consister en un circuit de transconductance négative tel que décrit en référence à la figure 9. La figure 9 représente un exemple de filtre LC intégré du 4eme ordre avec couplage capacitif. Le filtre 900 comporte deux résonateurs LC différentiels 901 et 902, et deux circuits de polarisation 903 et 904. Le premier résonateur 901 comprend une inductance différentielle Lu, deux capacités variables Cn et Ci2, et deux transistors MOS Mu et Mi2. Un point milieu (ou "center tap" en anglais) de l'inductance différentielle Lu est relié à un potentiel de référence Vref. Une première borne de l'inductance Lu est connectée à une première borne de la capacité variable Cn et au drain du transistor Mu, et une deuxième borne de l'inductance Lu est connectée à une première borne de la capacité variable Ci2 et au drain du transistor M12. Les bornes de l'inductance différentielle Lu forment deux entrées différentielles en courant Iin+ et Iin-. Les deuxièmes bornes des capacités variables Cn et d2 sont mises à la masse. Les sources des transistors Mu et Mi2 sont reliées entre elles, et polarisées, comme indiqué plus loin . En outre, le drain du transistor Mu, respectivement Mi2, est connecté à la grille du transistor Mi2, respectivement Mu. Les transistors Mu et M12 forment ainsi une transconductance négative apte à compenser les pertes et à rehausser le facteur de qualité du résonateur 901. Le deuxième résonateur 902 est identique au résonateur 901. Ses composants sont repérés par des références incrémentées d'une dizaine. Les bornes de l'inductance différentielle L2i forment deux sorties différentielles en tension Vout+ et Vout-.
Le circuit de polarisation 903 permet d'ajuster le potentiel appliqué sur les sources des transistors Mu et M12. Il comporte une source de courant Iref alimentant le drain et la grille d'un transistor MOS Mi4, dont la source est connectée à la masse. La grille du transistor Mi4 est connectée à la grille d'un transistor MOS Mi3, dont le drain est connecté aux sources des transistors Mu et Mi2, et dont la source est connectée à la masse. Le circuit de polarisation 904 permet d'ajuster le potentiel appliqué sur les sources des transistors M2i et M22 du résonateur 902. Il comprend, dans l'exemple de la figure 9, les mêmes composants que le circuit de polarisation 903. Bien entendu, les circuits de polarisation pourraient être réalisés différemment. Il serait également possible d'utiliser le même courant de polarisation, Iref, pour les deux résonateurs.
Les deux résonateurs 901 et 902 sont couplés entre eux en parallèle par deux capacités de couplage Cci et Cc2. En particulier, la première borne de l'inductance Lu est connectée à la première borne de l'inductance L2i par l'intermédiaire de la capacité de couplage Cci, et la deuxième borne de l'inductance Lu est connectée à la deuxième borne de l'inductance L2i par l'intermédiaire de la capacité de couplage Cc2.
Le filtre 900 peut notamment être utilisé comme filtre de boucle 803 dans le modulateur Sigma-Delta de la figure 8, en connectant les entrées Iin+ et Iin-, et les sorties Vout+ et Vout- correspondantes.
Bien entendu l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits.

Claims

REVENDICATIONS
1. Modulateur (100) radiofréquences sigma delta à temps continu comprenant au moins deux résonateurs LC (108, 110) réalisant un filtre passe-bande (106), et couplés entre eux, en parallèle, par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage.
2. Modulateur (100) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend exactement deux résonateurs LC (108,110) réalisant un filtre passe-bande (106) couplés entre eux en parallèle par au moins un élément capacitif (112), dit de couplage.
3. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'élément capacitif de couplage comprend au moins une capacité (112), dite de couplage.
4. Modulateur (100) selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'au moins une capacité de couplage (112) est une capacité variable dont la valeur peut être ajustée.
5. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'au moins un résonateur LC (108,110) comprend au moins une capacité variable dont la valeur peut être ajustée.
6. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque résonateur (108,110) comprend un élément capacitif et un élément inductif disposés en parallèle.
7. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend :
- une boucle de contre-réaction (120), et
- un additionneur (118) configuré pour recevoir :
■ à l'une de ses entrées un signal analogique, et ■ à l'autre de ses entrées un signal fourni par la dite boucle de contre réaction (120) ;
et dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre passe-bande (106).
8. Modulateur (100) selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre :
- une boucle (126) de compensation du retard de la boucle de contre-réaction (120), et
- un autre additionneur (124), dit deuxième additionneur, configuré pour recevoir :
à l'une de ses entrées un signal fourni par le filtre passe- bande (106), et
à l'autre de ses entrées un signal de compensation de retard de boucle fourni par ladite boucle de compensation (126).
9. Modulateur (100) selon les revendications 7 ou 8, caractérisé en ce qu'au moins l'une des boucles (120,126) de contre-réaction ou de compensation comprend un filtre à réponse impulsionnelle finie (122,128).
10. Modulateur (100) selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un moyen (132) pour fixer la valeur du retard de boucle a une valeur prédéterminée pour diminuer le nombre des coefficients du ou des filtres à réponse impulsionnelle finie (122,128).
11. Modulateur (100) selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre :
- au moins un moyen (114) d'échantillonnage, et
- au moins un moyen (116) de quantification ;
disposés en série entre la sortie du filtre passe-bande (106) et l'entrée de la boucle de contre-réaction (120) et fournissant un signal numérique.
12. Convertisseur (406) radiofréquence analogique numérique sigma delta à temps continu comprenant au moins un modulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes et au moins un moyen numérique de traitement du signal numérique fourni par ledit modulateur pour fournir un signal numérique sur plusieurs bits.
13. Modulateur (100) ou convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est réalisé en partie ou en totalité sous forme intégrée au sein d'un circuit intégré.
14. Appareil (400) de communication sans fil comportant un modulateur ou un convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications précédentes.
15. Utilisation d'un modulateur (100) ou d'un convertisseur (406) selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 pour la réalisation d'un récepteur (400) radio logicielle.
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