" Circuit convertisseur matriciel réversible."
La présente invention concerne un circuit convertisseur matriciel réversible redresseur-onduleur à n niveaux par phase.
On connaît d'une part des circuits redresseurs multi-niveaux. De tels circuits peuvent être commandés ou non et permettent de redresser un signal alternatif triphasé. Le document WO 01/47094 A2, "Method and Control Circuitry for a Three-Phase ThreeLevel Boost Rectifier", décrit un redresseur triphasé à 3 niveaux dans lequel on utilise un pont de diodes qui rend l'ensemble non réversible. Le document FR2881294 décrit un redresseur réversible à base de transistors IGBT mais dans une structure non multi- niveaux. Le document US6005787 qui décrit un circuit convertisseur matriciel multi-niveaux comprenant plusieurs bras de conversion alimentés par différentes tensions positives intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie. Les interrupteurs sont concrétisés par des transistors MOS et non des IGBT. En outre les tensions sont uniquement positives.
On connaît par ailleurs, des circuits onduleurs matriciels à n niveaux par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie. Un tel circuit est notamment décrit dans le document WO 2011/058273 A2, " Circuit convertisseur matriciel multi- niveaux multi-tensions, et procédé de mise en œuvre d'un tel circuit"
La présente invention a pour objectif un circuit convertisseur matriciel réversible redresseur-onduleur à n niveaux par phase dans lequel on peut encore améliorer la qualité des courants du côté alternatif traités par rapport aux systèmes de l'art antérieur. En particulier, on souhaite obtenir des courants d'entrée et/ou de sortie le plus sinusoïdaux possible. Un autre but de l'invention est d'atteindre un gain de redressement élevé, pour le fonctionnement redresseur.
On atteint au moins l'un des objectifs précités avec un circuit convertisseur matriciel réversible à n niveaux par phase, n étant principalement un nombre impair. Ce circuit convertisseur comprend n bras de conversion présentant
d'un côté n extrémités pour générer ou recevoir respectivement n niveaux de tensions continues intermédiaires, et présentant d'un autre côté n extrémités reliées en un point commun d'entrée ou sortie de signal alternatif, caractérisé en ce que les n bras de conversion sont répartis de la manière suivante :
- deux bras externes dédiés du côté des tensions continues intermédiaires aux deux niveaux de tension respectivement positive et négative les plus élevés en valeur absolue + VN_l ,-VN_l ; ces deux bras externes comportant
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chacun au moins un transistor IGBT muni d'une diode interne en antiparallèle, le courant dans ces bras étant contrôlé dans un sens et naturel dans l'autre,
- n-2 bras internes dédiés aux autres n-2 niveaux de tensions continues intermédiaires, ces n-2 bras internes comportant chacun deux transistors IGBT munis d'une diode interne en anti-parallèle et reliés en série par leur émetteur,
- n-1 condensateurs de filtrage disposés respectivement entre les n niveaux de tensions continues intermédiaires, et
- un circuit de gestion pour commander les transistors IGBT en mode redresseur ou onduleur. La présente invention propose une nouvelle structure de redresseur réversible à n niveaux dédiés notamment à la basse tension. A titre d'exemple non limitatif, on utilisera de préférence ce redresseur pour n inférieur ou égal à sept.
L'utilisation de transistors IGBT, alliant les avantages des technologies bipolaire et MOS, associée notamment à une fréquence de découpage relativement basse, de l'ordre de quelques kHz, permet une réduction de pertes de commutation et en conduction et la mise en œuvre d'une commande simplifiée et peu dissipative. On peut aussi envisager des applications en moyenne et forte puissances : dans ce cas précis, on peut remplacer l'unique transistor IGBT du bras externe par deux transistors en série reliés par leur émetteur, donc de même topologie que les transistors des bras internes.
Avec le circuit convertisseur selon l'invention, le fonctionnement réversible « onduleur-redresseur » peut ouvrir de larges possibilités quant à
la gestion de l'énergie électrique dans les deux sens de la conversion d'énergie : amont-aval et aval-amont.
Avec ce circuit convertisseur réversible selon l'invention, on aboutit à une topologie efficace où la conduction de courant est assurée par un seul transistor à deux quadrants (avec sa diode interne), sur les bras externes et par un transistor quatre quadrants sur les bras internes. Les pertes de conduction et de commutation des interrupteurs, surtout à basse fréquence de découpage, peuvent être comparables sinon plus faibles que celles des convertisseurs multi niveaux classiques.
Avec l'utilisation des transistors IGBT, le circuit convertisseur réversible selon l'invention peut fonctionner en commutation dure avec toutefois une solidité et une viabilité renforcée : par le choix combiné d'une fréquence de découpage relativement basse, de la résistance de grille RG0N plus petite que la résistance de grille R9OFF, et de la connexion des interrupteurs de puissance par le principe des bus-barres avec les plaques les plus externes reliées à la terre. Ce type de câblage est largement reconnu pour une protection efficace vis-à-vis des interférences électromagnétiques. Selon l'invention, en mode redresseur, dans lesdits n-2 bras internes :
- pour des bras dédiés à des niveaux de tensions continues intermédiaires positives, les transistors IGBT disposés du côté des tensions continues intermédiaires ont leur émetteur relié à leur grille ; le courant positif circulant dans le transistor IGBT relié au point commun alternatif et dans la diode interne de l'autre transistor du même bras, et
- pour des bras dédiés à des niveaux de tensions continues intermédiaires négatives, les transistors IGBT disposés du côté du point commun ont leur émetteur relié à leur grille ; le courant négatif circulant dans le transistor IGBT relié du côté des tensions continues intermédiaires et dans la diode interne de l'autre transistor IGBT du même bras relié au point commun alternatif.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le circuit de gestion comprend :
- un circuit de commande par hystérésis modulée pour assurer les allures sinusoïdales des courants dans les parties alternatives du circuit convertisseur,
- un circuit de commutation d'étage définissant un paramètre de niveau de commutation d'étage v*st utilisé pour la commande des transistors
IGBT, et
- un circuit de répartition, tel un circuit programmable, pour répartir des signaux de commande vers les transistors IGBT à partir de signaux de modulation par largeur d'impulsion provenant du circuit de commande par hystérésis modulée et à partir du paramètre de niveau de commutation d'étage.
Par circuit de répartition, on entend par exemple un circuit programmable paramétré pour répartir des signaux de commande vers différents transistors.
Avec une telle commande par hystérésis modulée, le taux de distorsion harmonique en courant (TDHi) peut tendre vers zéro et le facteur de puissance s'en trouve fortement amélioré. Cette qualité est particulièrement intéressante pour les systèmes embarqués tout électrique dont la source dispose d'une énergie limitée dans le temps : le rendement du convertisseur est fortement amélioré dû essentiellement à la faible valeur de la fréquence de découpage et à une tension parfaitement plate du côté continu et débarrassée de composantes harmoniques à haute fréquence.
La commande et le contrôle par hystérésis modulée de courant peut être soit de réalisation totalement analogique, soit de réalisation totalement numérique, donc simple et robuste. Le circuit de gestion peut comprendre au moins un circuit DSP (« Digital Signal Processor ») pour une gestion numérique.
De préférence, le circuit de commande par hystérésis modulée comprend un module de commande par hystérésis modulée de courant ayant en entrée :
- un courant de référence positif Iref+ pour des alternances positives du signal d'entrée du redresseur,
- un courant de référence négatif Iref. pour des alternances négatives du signal d'entrée du redresseur,
- un signal triangulaire à superposer au courant de référence positif ou négatif, et
- un courant de ligne par phase à comparer au courant de référence positif ou négatif ainsi superposé avec le signal triangulaire.
En particulier, le courant de référence positif Iref+ peut être obtenu par addition d'un courant de référence Irefo avec une variation positive AIref+ du courant de référence. De la même manière, le courant de référence négatif Iref- peut être obtenu par addition d'un courant de référence Irefo avec une variation négative AIref- du courant de référence.
Ce courant de référence Irefo peut par exemple être obtenu à partir d'un courant de référence d'une charge du redresseur : selon des valeurs fixées de la puissance active et la puissance réactive de cette charge.
De préférence, la variation positive AIref+ du courant de référence est un signal issu d'un correcteur ayant en entrée :
- une tension de référence supérieure Vref_sup, et
- l'une des tensions continues intermédiaires positives.
L'une des tensions continues intermédiaires positives peut être la tension continue intermédiaire la plus élevée.
En outre, la variation négative AIref- du courant de référence est avantageusement un signal issu d'un correcteur ayant en entrée :
- une tension de référence supérieure Vref_sup, et
- l'une des tensions continues intermédiaires négatives.
De la même manière, l'une des tensions continues intermédiaires négatives peut être la tension continue intermédiaire la plus négative.
En complément notamment de ce qui précède, le circuit de commutation d'étage est alimenté par :
- un paramètre de commutation d'étage positif V*st+ issu d'un correcteur ayant en entrée une tension de référence inférieur Vrefjnf et l'une des tensions continues intermédiaires positives, et
- un paramètre de commutation d'étage négatif V*st- issu d'un correcteur ayant en entrée la tension de référence inférieur Vrefjnf et l'une des tensions continues intermédiaires négatives.
Par ailleurs, l'une des tensions continues intermédiaires positives ou négatives est la tension continue intermédiaire la plus élevée ou la plus négative respectivement.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les correcteurs sont de type proportionnel intégral dérivé à ordre fractionnaire.
Avec le circuit convertisseur selon l'invention, les courants d'entrée et de sortie sont parfaitement sinusoïdaux et sont totalement contrôlés. Les tensions des condensateurs sont parfaitement plates et symétriques, et peuvent être continûment réglées. Dans ce cas, par exemple avec un redresseur prévu pour 5 niveaux, on peut alors disposer soit de 5 niveaux soit de 3 niveaux en tension de sortie. Avec une gestion efficace des signaux, on limite les fronts de tension et de courant qui sont source de perturbations électromagnétiques sur l'environnement plus ou moins proches du circuit.
Par ailleurs, le gain de redressement est supérieur à celui d'un redressement conventionnel en mode triphasé. Le fonctionnement du convertisseur est décomposable en deux séquences principales :
- Lorsque l'un des interrupteurs du bras central est commandé et tous les autres OFF, l'inductance additionnelle λ du réseau emmagasine de l'énergie magnétique,
- Lorsque ces interrupteurs sont OFF et l'un au moins des interrupteurs des bras est ON, cette énergie magnétique est transférée dans les condensateurs de sortie et dans la charge C'est le principe caractéristique de fonctionnement d'un convertisseur BOOST. Cela sera explicité par la suite.
A titre d'exemple non limitatif, les bras externes peuvent comprendre chacun deux transistors IGBT munis d'une diode interne en anti-parallèle, ces deux transistors IGBT étant reliés en série par leur émetteur.
Selon l'invention, il est proposé un système comprenant deux circuits convertisseurs tels que décrits ci-dessus, l'un des deux circuits convertisseurs étant configuré en redresseur, l'autre en onduleur ; les deux circuits convertisseurs étant disposés dos-à-dos. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en œuvre nullement limitatif, essentiellement en mode de fonctionnement en redresseur, et des dessins annexés, sur lesquels :
- La figure 1 est une vue schématique simplifiée illustrant un bras de redresseur à N (impaire) niveaux selon l'invention ;
- Les figures 2 à 4 sont des vues schématiques illustrant la topologie d'un bras pour un redresseur respectivement à 3 niveaux, à 5 niveaux, à 7 niveaux ;
- La figure 5 est une vue schématique illustrant une configuration pour l'alternance positive de la tension d'alimentation e ;
- Les figures 6a et 6b sont des vues schématiques illustrant des configurations pour deux séquences principales de modes de fonctionnement 'Boost' ;
- La figure 7 est une vue schématique illustrant deux possibilités de commande rapprochée ;
- La figure 8 est une vue schématique illustrant un contrôle des courants ;
- La figure 9 est une vue schématique simplifiée illustrant un contrôle global du redresseur triphasé multi-niveau selon l'invention ;
- La figure 10 est une vue schématique simplifiée illustrant deux convertisseurs dos-à-dos pour des convertisseurs à cinq niveaux.
- Les figures l ia, 11b et 11c sont des vues schématiques simplifiées illustrant des courbes obtenues par simulation soulignant le rôle du paramètre KV rmsl ;
- La figure 12 est une vue schématique simplifiée illustrant des courbes obtenues par simulation soulignant l'influence de la référence vref inf avec
Vref sup = 400V )
- La figure 13 est une vue schématique simplifiée illustrant des courbes de variation relative des quatre tensions +v2 , -v2 , +vl et -v, en fonction de la charge de l'onduleur ;
- La figure 14 est une vue schématique simplifiée illustrant des formes d'ondes et Performances lors de variations brusques de la charge de l'onduleur.
- La figure 15 est une vue schématique simplifiée illustrant des formes d'ondes et Performances lors de variations brusques de la fréquence de travail de l'onduleur.
- La figure 16 est une vue schématique simplifiée illustrant des formes d'ondes lors de variations brusques des références vref sup et vref inf . ;
- Les figures 17a et 17b sont des vues schématiques des bras d'un convertisseur à N (impaire) niveaux dans un mode complètement réversible ;
- La figure 18 est une vue schématique simplifiée illustrant un réseau électrique avec une compensation de fonctionnement en déséquilibre;
- Les figures 19 et 20 sont des vues schématiques simplifiées illustrant un circuit de compensation d'un déséquilibre sur l'alternance négative puis positive de la tension ;
- Les figures 21a, 21b et 21c sont des vues schématiques simplifiées illustrant des exemples de topologie d'un bras pour un redresseur à 3 niveaux (à gauche), à 5 niveaux (au centre), à 7 niveaux (à droite) ;
- La figure 22 est une vue schématique simplifiée illustrant une configuration pour l'alternance positive de la tension d'alimentation e ;
- Les figures 23a, 23b et 23c sont des vues schématiques simplifiées illustrant des configurations pendant l'alternance positive de la tension d'alimentation e pour le contrôle de la tension V2 . ;
- Les figures 24a, 24b et 24c sont des vues schématiques simplifiées illustrant des configurations pendant l'alternance positive de la tension d'alimentation e pour le contrôle de la tension Vl ;
- Les figures 25a et 25b sont des vues schématiques simplifiées illustrant deux possibilités de commande rapprochée ;
- La figure 26 est une vue schématique simplifiée illustrant deux convertisseurs dos-à-dos à base de convertisseurs à cinq niveaux pour une conversion complètement réversible ; et
- La figure 27 est une vue schématique simplifiée illustrant la gestion des courants à base de correcteur PIDOF pour le redresseur. Sur la figure 1, on voit une topologie monophasée réversible selon l'invention pour N (impaire) niveaux, avec
• Tt . : la numérotation des interrupteurs IGBT,
• le potentiel d'un point de sortie;
• y0 = ov , le potentiel du point milieu .
Dans un fonctionnement redresseur, le signal d'entrée e(t) est appliqué, via un circuit inductif ayant une résistance p et une inductance λ, à un point commun reliant N bras de conversion . Les deux bras de conversion externes comportent un seul transistor IGBT Tl et T2N-2. L'émetteur du transistor Tl reçoit le signal d'entrée e(t) . L'émetteur du
transistor T2N-2 est relié au point de tension continue de sortie la plus négative : -V(N-i)/2 .
On distingue les n-2 autres bras de conversion internes comportant chacun deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur. Des condensateurs de filtrage C sont disposés respectivement entre les n niveaux de tensions intermédiaires.
Pour assurer le fonctionnement en redresseur, les transistors numérotés entre τι et τΝ_{ , ainsi que ceux aussi numérotés entre τ3Ν_1 et
2 2 T2N_2 doivent être bloqués. Des exemples de topologie à 3, 5 et 7 niveaux sont montrés sur les Figures 2, 3 et 4, avec des charges résistives en sortie.
A titre d'exemple, l'analyse de fonctionnement peut être faite sur le convertisseur monophasé à cinq niveaux : le neutre du réseau et le 0V sont reliés. En supposant un fonctionnement symétrique du redresseur, on effectue une analyse qualitative de fonctionnement pendant l'alternance positive de la tension d'alimentation e, selon le schéma de la Figure 5. Dans ce cas, les transistors τ5 et τ6 (resp. r, et τ4 ) sont commandés pendant l'alternance positive (resp. négative) de la tension d'alimentation e, voir figure 5. Les transistors T2 et T7 sont bloqués.
Ainsi, l'analyse de fonctionnement repose sur les deux séquences principales montrées sur les Figures 6a et 6b :
Sur la Fig.6-a, la tension v2 est contrôlée par le transistor τ6 et la diode Dj : le changement de séquence est naturel dès la commande de blocage de τ6 ;
Sur la Fig.6-b, la tension v, est contrôlée par les transistors τ6 et τ5 : pour assurer la continuité du courant dans l'inductance λ , le transistor τ5 doit être préalablement allumé avant de bloquer le transistor τ6. Concernant la commande des transistors IGBT, on peut prévoir deux types de commande rapprochée. L'effet "Boosf est conventionnellement obtenu par une simple commande MLI avec un rapport cyclique variable pour le transistor τ6. Comme vu précédemment, pour la séquence de la
Fig.6-b, le transistor τ5 doit être allumé au préalable avant de bloquer le
transistor τ6. Ainsi, on peut considérer comme illustré sur le Fig.7 deux manières de générer les gâchettes (« triggers » en langue anglaise) de commande sur τ5 (stratégies Typel et Type2). Ces deux stratégies reposent sur une simple comparaison d'un niveau de tension continue vst par rapport à la tension d'alimentation e, définissant ainsi un paramètre de niveau de commutation d'étage v* selon : v* E ête étant la valeur de tension crête de la tension d'entrée e.
Ainsi :
lorsque T5 = OFF et T6 commandé, alors la tension + v2 est contrôlée et la tension + vl se déduit par une règle de division de tension. Dans ce cas, on dispose bien en sortie des cinq niveaux de tensions: + v2, + vl , 0V , - Vj , et - v2 ;
lorsque T5 = ON et T6 commandé, alors la tension + vl est contrôlée et pour la tension + v2 / le condensateur se décharge dans sa résistance. Si durant toute l'alternance positive de la tension de source e, T5 reste passant, la tension + v2 devient nulle. Dans ce cas, on ne dispose plus en sortie que de trois niveaux de tensions: + vl f W , et -vx; La stratégie générale de commande des transistors peut être développée dans le cas de fonctionnement dos-à-dos de deux convertisseurs selon l'invention : un circuit redresseur en tête bêche avec un circuit onduleur selon l'invention. Le comportement du courant / fourni par le réseau d'alimentation dépend de la stratégie de commande du transistor τ6. On peut opter pour une commande par hystérésis modulée de courant ÇModulated Hystérésis Control Current MHCC) pour le contrôle des courants débités par le réseau et aussi des courants de charge de l'onduleur. De préférence, on utilise un correcteur PIDOF comme on le verra notamment sur la figure 27. Sur la figure 8, on voit un redresseur dos à dos avec un onduleur, avec : iref , le courant de référence du réseau, et iref Jnv le courant de référence de l'onduleur. La Figure 8 présente le synoptique de contrôle des courants de ligne il, i2 et i3 du redresseur, et
iA, iB et iC de l'onduleur. De la même manière, la figure 27 plus loin, intègre un correcteur PIDOF à la place du MHCC du redresseur de façon à gérer les courants de ligne. Le PIDOF peut aussi être utilisé pour gérer les courants de l'onduleur.
Ainsi, pour des puissances active P et réactive Q fournies par l'onduleur, on pose:
Pour résoudre cette équation, on connaît soit la valeur du fondamental vA msl de la tension simple de l'onduleur, soit le courant de référence iref inv . En général, l'analyse par transformée de Fourier rapide
(FFT pour « Fast Fourier Transform » en langue anglaise) de la tension simple de l'onduleur vAN met en exergue une très forte corrélation du fondamental de cette tension vA msl plutôt avec les tensions +v2 et -v2 qu'avec les tensions +vl et -v; . Ainsi, en régime symétrique, on pose ;
V2 * ^A (2)
Le coefficient κν msl peut être défini par simulation : il dépend très fortement du mode de fonctionnement de l'onduleur multi-niveau . Le mode de fonctionnement de l'onduleur multi-niveau est tel que décrit dans le document WO 2011/058273 A2. En supposant les interrupteurs parfaits, la conservation des puissances actives entre le réseau et la charge de l'onduleur donne approximativement:
^ref O ^A rmsl
* COÎ ( >
En mode de fonctionnement non contrôlé, les quatre tensions continues en sortie du redresseur peuvent être tout à fait quelconques. Le contrôle de ces tensions nécessite un suivi individualisé de leur évolution instantanée. Le schéma de principe général du contrôle selon l'invention peut être décrit sur la Fig.9. Le contrôle est appliqué autour d'un point de
fonctionnement défini par le courant de référence iref0 du redresseur (selon l'équation 3) .
Sur la figure 8, on voit que chaque circuit convertisseur est associé à un circuit de gestion CG I ou CG2 à base de DSP. Sur la gauche, le redresseur est par exemple connecté à une source alternative telle un réseau d'alimentation . A la droite, l'onduleur est notamment connecté à une source autonome alternative ayant la double fonction de turbine ou de générateur. Les convertisseurs dos-à-dos selon l'invention constituent un ensemble réversible. On utilise les circuits de gestion CG I et CG2 pour ajuster les signaux transitant dans les convertisseurs selon que la pompe fonctionne en turbine ou en générateur. La conversion se fait dans un sens ou dans l'autre.
Sur la figure 9, on voit que le courant de référence Iref0 est obtenu à partir d'un courant iref Jnv , de P, de Q et de vA msl . Dans le cas général, pour une charge de l'onduleur, donnée définie par une tension simple de valeur efficace vA msl , une puissance active P et réactive Q, ce courant est défini par :
De façon générale, les calculs sont réalisés numériquement au moyen d'un circuit DSP.
La comparaison, au moyen d'un autre correcteur nommé correcteurl, de la tension de référence vref sup avec la tension de sortie la plus positive +v2 (resp. vref sup et avec la tension la plus négative -v2 ) produit une variation Mref+ (resp. 4/re/_ ) du courant de référence. Les courants de référence iref+ et iref_ résultants de l'addition entre Iref0 et respectivement Mref+ et Mref_ servent de nouvelles références dans le contrôle M HCC ou de préférence PIDOF, et seront associés respectivement à l'alternance positive (resp. négative) des trois courants de ligne i1,i2 3 .
La comparaison au moyen d'un autre correcteur nommé correcteur2, de vref inf avec +v, (resp. -v; ) , génère le paramètre de niveau de
commutation d'étage positif vst+ et négatif vst_ : le niveau vst+ (resp. vst_ ) est associé aux alternances positives (resp. négatives) des trois tensions triphasées de sources eI,e2 ,e3 .
Les quatre correcteurs utilisés dans ce diagramme sont de type 'Proportionnel Intégral Dérivé à Ordre Fractionnaire'. Les intérêts principaux de ce correcteur sont : une dynamique rapide, un dépassement faible et un déphasage presque nul du signal de réponse. La réponse est quasiment instantanée, pas de décharge. La correction PIDOF est optimisée par un algorithme géré par DSP.
En fait, par l'action individualisée des quatre correcteurs:
• la référence vref sup agit sur le courant de référence des trois courants d'entrée pour imposer par le contrôle PIDOF ou MHCC des allures sinusoïdales et contrôler aussi la platitude et la symétrie des tensions +v2 et - v2 ;
• la référence Vref inf contrôle directement la platitude et la symétrie des tensions + vl et - vx ;
On va maintenant décrire ci-après un exemple de fonctionnement simulé du circuit convertisseur selon l'invention. On utilise les données suivantes :
• Source d'alimentation triphasée : E = i30Vrms;f = 50Hz ,
• Bobine d'inductance en série du côté réseau : p = 0.1Ω,λ = 1.25mH )
· Batteries de condensateurs : C = 3000ÎIF .
r
• Fondamental de la tension simple de l'onduleur: vANI = 230Vrms .
Sur la figure 9, les différents correcteurs, le contrôleur PIDOF (ou MHCC) et le stage de commutation sont avantageusement mise en œuvre au sein du circuit de gestion à base d'un ou plusieurs circuits DSP. Le répartiteur des signaux Ti peut être une logique câblée.
L'analyse par simulation peut se faire directement sur le montage simplifié de deux convertisseurs triphasés dos-à-dos de la Figure 10 : le convertisseur de gauche étant en redresseur et celui de droite en onduleur.
1- Analyse en régime permanent
L'analyse en régime permanent permet de déterminer le coefficient KY MSL indiqué dans l'équation (3). Pour ce faire, on suppose que l'on est en mode contrôlé, donc les tensions +v2 et -v2 , ainsi que +vl et -v, sont parfaitement symétriques. Ainsi, on pose : vref SUP = KV rnsl * vArnsl l et
Les figures l ia, 11b et 11c montrent les résultats de simulation en fonction du paramètre κν msl . Sur la figure l ia, les tensions +v2 , -v2 , +v1 et -v; présentent des allures parfaitement linéaires, et dans l'intervalle de variation du paramètre κν msl , le fondamental de la tension simple vA msl de l'onduleur ne varie pas énormément autour de 230V. On constate de plus, que les tensions continues de sortie du redresseur sont symétriques. Sur la figure 11b, les courants évoluent de manière linéaire, avec des taux de distorsion harmonique (THD) autour de 5%, validant parfaitement leur allure sinusoïdale. Sur la figure 11c, les puissances d'entrée pin et de sortie pout , avec une charge de l'onduleur présentant un argument de 10°, sont pratiquement réglables de façon linéaire grâce au paramètre κν msl , avec un rendement autour de 90%. Pour la suite du travail, afin de pouvoir fixer autour de 5%, le taux de distorsion harmonique en courant THDÎI redresseur et \emDiA onduleur, et pour une valeur de 230V pour le fondamental de la tension simple de l'onduleur, on choisit alors vref sup = 400v .
En premier lieu, l'effet Boost du convertisseur est bien effectif car avec une tension d'entrée de valeur efficace de 130V, on obtient une tension continue maximale de 800V.
On peut alors montrer l'influence du paramètre vs*t . Les Figures 12a,
12b et 12c montrent les résultats de simulation en fonction de la référence vref inf , pour une charge de l'onduleur autour de lOkW et d'un angle de 10° pour l'argument de la charge.
Sur la Figure 12a, les tensions + V2 et ~ V2 sont bien plates et opposées, tandis que les tensions +V/ et V/ sont linéairement opposées. Sur la Figure 12b, les THD courants restent inférieur à 8%, soulignant ainsi leur allure presque sinusoïdale. La référence V_ permet aussi de régler les courants d'entrée et de sortie. Sur la Figure 12c, la tension simple de l'onduleur peut évoluer en fonction de V_ f mais avec un THD autour de
30%.
En dernier lieu, on présente les résultats soulignant la rigidité des quatre tensions continues en sortie du redresseur, avec des puissances fournies par l'onduleur de P = 5, 7.5, w, 12.5, 15 kw et des angles de charge φ = ιο, 20, 30° , et pour les valeurs de référence : vref sup = 400v et vref inf = 200v . La Figure 13 montre les variations relatives des quatre tensions +v2 , -v2 , +vl et -v; en fonction de la charge de l'onduleur : on constate que la plus grande variation relative ne dépasse pas les ±2% et ces variations ne dépendent que très faiblement de l'angle de charge φ .
2- Analyse en régime dynamique
Les résultats suivants décrivent un comportement dynamique du montage, mettant en exergue le bien-fondé de la stratégie développée. Ces résultats sont de trois sortes, suite à des brusques variations :
• de la charge de l'onduleur ;
• de la fréquence de travail du l'onduleur ;
• des références v r ref f sup et v r ref f i■nf f . a-Influence de la charge de l'onduleur
Sur la Figure 14, on voit les formes d'ondes et les performances des deux convertisseurs dos-à-dos, lors de quatre variations brutales de la charge de l'onduleur, représentées par la puissance fournie pout . On constate que les réponses des deux convertisseurs sont quasi-instantanées. De plus, les tensions +v2 l +v1 , -v1 , et -v2 sont parfaitement plats et symétriques avec un rapport ±∑2_ = Î2H et restent insensibles aux brusques
+ Vj 150
variations imposées. Les courants alternatifs d'entrée et de sortie sont
parfaitement sinusoïdaux avec de faibles valeurs des taux de distorsion harmonique TH D. La valeur du fondamental de la tension simple de l'onduleur ainsi que le TH D associé sont pratiquement invariants. Le rapport de redressement est de = 2 631
b-Influence de la fréquence de travail de l'onduleur
Dans cette partie, on change brutalement la fréquence de travail de l'onduleur de 30Hz à 50Hz, avec un rapport . Sur la Figure
15, on vérifie la parfaite platitude et symétrie des tensions continues de sortie du redresseur. Les courants alternatifs, en entrée et en sortie, sont sinusoïdaux avec des petites valeurs de TH D. Ces valeurs sont optimales lorsqu'on applique la commande PIDOF pour les deux convertisseurs. Lorsqu'on utilise une commande M HCC, elles peuvent être améliorées en affinant encore plus la commande M HCC des deux convertisseurs. Le fondamental de la tension simple de l'onduleur vAN ne varie pas énormément, avec un TH D quasi-constant. Ces résultats soulignent le parfait découplage fréquentiel des deux convertisseurs.
V rej t sup 400F
Pour cette section, on opère en trois parties : durant
V rej f m■ ri 300F e _sup _ 400F V rej , sup 300F
durant trl + t2 , et finalement et durant
V rejf m- ,i 200F
tr2 + t3 . La charge de l'onduleur est restée la même durant ces opérations. Sur la Figure 16, les impacts des variations des références vref sup et vref inf sont minimes sur le fonctionnement de l'onduleur : allure invariante de la tension simple vAN et des courants triphasés sinusoïdaux. Cela met aussi en évidence le découplage de fonctionnement des deux convertisseurs.
En plus, pendant l'intervalle de temps trl où l'on impose une variation de vref inf , les deux tensions +v2 et -v2 sont pratiquement invariantes, tandis que les deux tensions +vl et -v, varient de façon symétrique. Pendant le deuxième intervalle de temps tr2 , les quatre tensions varient en même temps, et on observe durant les premiers instants t0 que les courants du réseau d'entrée sont nuls, validant la configuration où le redresseur est totalement ouvert. Notons aussi que pendant ces perturbations, la réaction du système vis-à-vis des grandeurs alternatives des deux convertisseurs est quasi instantanée, et que les courants d'entrée restent pratiquement sinusoïdaux.
D'une façon générale, la topologie décrite dans le document WO2001/058273 est partiellement réversible : le courant qui passe dans les diodes des bras les plus externes ne peut pas être régulé. Par contre, il est totalement réversible pour les bras internes avec un contrôle des échanges d'énergie.
En complément notamment de la description qui précède, la présente invention a aussi pour objet un fonctionnement totalement réversible en redresseur et onduleur des convertisseurs multiniveaux. Comme les convertisseurs dits matriciels, le principe fondamental est d'utiliser pour tous les bras un interrupteur équivalent à 4 quadrants, dénommé en anglais 'Four Quadrants Switch' (FQS). Cet interrupteur équivalent est composé de deux transistors de puissance munis de leur diode interne et mis en série par leur collecteur. Le sens du courant dans le bras est alors imposé et contrôlé par l'interrupteur commandé. La différence notable avec la structure précédente du brevet WO 2011/058273 A2 est l'ajout des transistors sur le bus-barre le plus positif et sur le bras le plus négatif comme on peut le voir sur les figures 17a et 17b. Les figures 17a et 17b représentent la topologie monophasée complètement réversible pour N (impaire) niveaux. La figure 17a concerne le fonctionnement en redresseur multiniveau. La figure 17b concerne le fonctionnement en récupération multiniveau. Les grandeurs ρ,λ , peuvent être fournies par un transformateur de couplage. On note sur les figures 17a et 17b :
• 7 : la numérotation des interrupteurs IGBT,
• Vi le potentiel affecté à un bus barre de sortie;
• V0 = 0V , le potentiel du point milieu .
On prévoit notamment deux modes de fonctionnement :
• En onduleur ;
• En redresseur.
Le fonctionnement en onduleur est similaire à celui du document WO 2011/058273 A2, tout en intégrant les commandes spécifiques des transistors 7^ et T'2N_2 . Toutefois, deux modes de fonctionnement peuvent être appréhendés :
• Mode équilibré symétrique ;
• Mode déséquilibré et (ou) dissymétrique.
Dans le cas d'un mode équilibré symétrique, si la réversibilité avec un contrôle total n'est pas requise, les transistors 7^ et T'2N_2 peuvent être enlevés et on retrouve la topologie du document WO 2011/058273 A2.
Le mode déséquilibré et (ou dissymétrique) peut être par exemple le cas dans un réseau électrique déséquilibré, voir figure 18. Si les tensions aux bornes de l'utilisation se trouvent en déséquilibre, le présent convertisseur compense ces déséquilibres. Ce type de fonctionnement est couramment rencontré dans les réseaux autonomes isolés (exemple réseau de bord dans les bateaux,...) .
Dans le cas d'un mode déséquilibré et (ou) dissymétrique, les deux transistors 7^ et T N_2 o un rôle important à jouer. Deux exemples de compensation de déséquilibre de tension sont montrés sur les figures 4 et 5, si on utilise un convertisseur à cinq niveaux. Les commandes rapprochées des interrupteurs de puissance sont celles déjà décrites dans le brevet WO 2011/058273 A2, tout en intégrant les commandes spécifiques des transistors T et T'2N_2 .
Sur la figure 19, on voit à gauche une structure pour la compensation d'un déséquilibre sur l'alternance négative de la tension . L'onde de la tension de sortie est représentée à droite.
Sur la figure 20, on voit à gauche une structure pour la compensation d'un déséquilibre sur l'alternance positive de la tension. L'onde de la tension de sortie est représentée à droite.
En alternance négative de la tension, le transistor T'1 est bloqué alors que les transistors T8 et T'8 sont actifs. Le fonctionnement est inverse en alternance positive, T'8 bloqué alors que Tl et T'isont actifs.
Si le déséquilibre disparaît, le convertisseur fonctionne en redresseur pour maintenir les charges des condensateurs
Le fonctionnement en mode redresseur peut être décrit à partir des exemples de topologie à 3, 5 et 7 niveaux conformément aux figures 21a, 21b et 21c, pour des charges résistives en sortie.
Les objectifs attendus sont de trois sortes:
- Les courants alternatifs d'entrée sont parfaitement sinusoïdaux et sont totalement contrôlés : le contenu harmonique de ces courants doivent être conformes aux normes en vigueur de la Compatibilité Electromagnétique.
- Les tensions des condensateurs sont parfaitement plates (donc ne contiennent pas de composantes puisantes). Elles peuvent être continûment et individuellement réglées. Et grâce à la commande, on peut aussi disposer indifféremment, par exemple pour un redresseur à 5 niveaux, soit 5 niveaux, soit 4 niveaux, soit trois niveaux, soit deux niveaux pour la tension de sortie. La possibilité de fonctionnement avec des tensions de sortie bien symétriques deux à deux ou dissymétriques peut être envisagée.
- Le gain de redressement est supérieur à celui d'un redressement conventionnel en mode triphasé.
1- Analyse de fonctionnement en mode redresseur
L'analyse de fonctionnement peut être effectuée sur le convertisseur monophasé à cinq niveaux de la figure 21b : le neutre du réseau et le 0V sont reliés. L'analyse de fonctionnement symétrique du redresseur peut être le suivant. L'analyse qualitative pendant l'alternance positive de la tension d'alimentation e est basée sur le schéma de la Figure 22. Les transistors T ,
T5 et T6 sont commandés pendant l'alternance positive (resp. r3 , T4 et T pendant l'alternance négative) de la tension d'alimentation e .
Ainsi, l'analyse de fonctionnement repose sur les séquences principales montrées sur les Figures 23 et 24 :
La Fig.23a montre la séquence pour le contrôle de la tension V2 . La Fig .23b, par l'allumage de T6 permet de magnétiser l'inductance! ; dans ce cas la commande du transistor T peut être indifféremment égal à 0 ou 1 car la diode Dl reste bloquée (tension à ses bornes égale à - V2 ). La Fig.23c est valide dès que le transistor T6 est commandé au blocage mais toutefois en ayant commandé à l'allumage au préalable le transistor T . Les deux séquences des Fig.23b et 23c sont les deux séquences principales décrivant un mode de fonctionnement hacheur élévateur ou BOOST.
La Fig.24a montre la séquence pour le contrôle de la tension Vx . La Fig .24b, par l'allumage de T6 permet de magnétiser l'inductance λ ; dans ce cas les commandes des transistors T et T5 peuvent être indifféremment égales à 0 ou 1 car les diodes Dl et D2 restent bloquées (tension aux bornes de Dl égale à Vl - V2 , tension aux bornes de D2 égale à - Vx ). La Fig .24c est valide dès que le transistor T6 est commandé au blocage mais toutefois en ayant commandé à l'allumage au préalable le transistor T5 . Les deux séquences des Fig.24b et 24c sont les deux séquences principales décrivant un mode de fonctionnement hacheur élévateur ou BOOST.
2- Commande rapprochée
L'effet 'Boost' est conventionnellement obtenu par une simple commande MLI avec un rapport cyclique variable pour le transistor T6 . Le
contrôle de la tension V2 s'effectue avec les commandes des transistors T et T6 , tandis que celui de contrôle de la tension Vl avec les commandes des transistors r5 et T6 . Ainsi, les Fig. 25a et 25b présentent deux manières de générer les triggers de commande sur T , T5 et T6 selon les stratégies de Typel et de
Type2. Ces deux stratégies reposent sur une simple comparaison d'un niveau de tension continue vst par rapport à une onde unitaire en phase avec la tension d'alimentation e , définissant ainsi le paramètre de niveau de commutation d'étage v* selon :
Ainsi :
• Lorsque T5 = OFF , T = ON , et T6 commandé, alors la tension + v2 est contrôlée et la tension + vl se déduit par une simple règle de division de tension. Dans ce cas, on dispose bien en sortie les cinq niveaux de tensions : + v2 , + vl , 0V , - vl , et - v2 ;
• lorsque T5 = ON , T = OFF , et T6 commandé, alors la tension + vl est contrôlée et pour la tension + v2 , le condensateur se décharge dans sa résistance.
· Si durant toute l'alternance positive de la tension de source e , T5 reste toujours passant et T reste toujours bloqué, la tension + v2 peut devenir nulle. Dans ce cas, on ne dispose plus en sortie que trois niveaux de tensions: + vl , 0V , et - vl ;
On constate alors que la tension de sortie peut avoir soit 5 niveaux soit 3 niveaux.
Par circuit de commutation d'étage, on entend un circuit permettant de changer de paliers dans le motif de la tension d'un onduleur multi-niveau . Ce changement de palier peut être fin (on passe du palier i, donc du niveau de tension i, au palier i + 1, du niveau de tension i+ 1), soit grossier (on passe du palier i au palier k).
Le niveau de commutation d'étage peut être défini de la manière suivante. Si N est le nombre de niveaux de la tension continue, les niveaux de
commutation d'étages sont des tensions continues comprises entre + 1 et - 1 et comparées aux ondes sinusoïdales d'amplitude unitaire At (t), e en phase avec les tensions simples du côté alternatif e. (t), avec z' e [1,2,3] pour un
N - l système triphasé. Si N est impaire le nombre de ces niveaux est . Si N
N - 2
est paire le nombre de ces niveaux est— -— . Ces grandeurs ne sont définies que pour N supérieur ou égal à 3. Et pour N = 3, la valeur de ce niveau est OV, donc un fonctionnement symétrique.
Dans le cas général, pour un fonctionnement symétrique, ces niveaux de tension sont deux à deux opposés. Pour un fonctionnement quelconque, le
N - l
nombre de niveaux de tension est de signe positif, tandis que le
N - l
nombre de niveaux de tension est de signe négatif.
Dans notre cas, pour un onduleur à 5 niveaux et un fonctionnement symétrique, nous avons deux niveaux de tension de signe opposé, avec + vst e - vst .
Pour les transistors du bras positif (resp. bras négatif) , donc connectés aux bus-barre de tensions positives (resp. négatives) :
• Lorsque Ai (t)≤vst , (resp . Ai (t)≥-vst ) ce sont les transistors reliés à la première tension du bus-barre directement supérieure (resp. inférieure) au potentiel 0 qui sont mis en œuvre (allumage et blocage) . · Lorsque Ai (t) > vst (resp . ( < _O' ce sont les transistors reliés à la deuxième tension positive (resp. négative) du bus-barre après la précédente qui sont mis en œuvre (allumage et blocage) .
Donc selon la valeur de la tension unitaire de référence At (t) devant les niveaux de tension de commutation d'étages, on commande (à l'allumage et au blocage) arbitrairement les transistors du bras reliés à une tension du bus-barre bien définie et ainsi générant un palier de la tension continue.
La tension unitaire de référence ( et les niveaux de tension de commutation d'étages font partie de la stratégie de commande rapprochée de l'ensemble. Ces grandeurs sont fondamentalement utiles pour assurer
l'existence des différents paliers de tension pour les onduleurs multi-niveaux. C'est là qu'intervient l'appellation circuit de commutation d'étage.
3- Stratégie générale de commande
La stratégie générale de commande consiste à réaliser des boucles fermées sur le fonctionnement du convertisseur. On peut prendre l'exemple d'un mode d'utilisation particulier : le cas de fonctionnement dos-à-dos des deux convertisseurs, dont le schéma de principe est donné sur la Fig. 26. L'intérêt principal est surtout porté sur le fonctionnement en redresseur, donc le convertisseur de gauche de la figure 26.
Les objectifs attendus consistent à alimenter le convertisseur multiniveau (convertisseur de droite de la figure 26), avec des tensions de bus barres parfaitement plates (non chargées de composantes oscillantes), et symétriques deux à deux, des courants d'entrées 15 2 , 3 sinusoïdaux dans le respect total des normes CEM, un facteur de puissance pratiquement unitaire, et des pertes dans le convertisseur minimales. Le comportement des courants de lignes 15 2 , 3 fournis par le réseau d'alimentation dépend de la stratégie de commande Ainsi, actuellement plusieurs correcteurs très performants peuvent être utilisés :
• La commande par hystérésis modulée de courant Modulated Hystérésis Control Current MHCC) ;
· Un nouveau type de contrôle : 'Proportionnel Intégral Dérivateur à
Ordre Fractionnaire' (PIDOF).
Dans le cas présent, il est préférable d'utiliser un PIDOF pour le redresseur et/ou pour l'onduleur. Sur la figure 27 on décrit un mode où l'on utilise un PIDOF pour le redresseur et un MHCC pour l'onduleur.
La figure 26 reprend la même base structurelle que la figure 10 en la complétant de façon à être complètement réversible avec une commande de préférence à base de PIDOF.
La description pour les figures 8, 9 et 10 peuvent être reprises pour les figures 26 et 27 en ce qu'elles ont en commun.
Le fonctionnement réversible ^onduleur-redresseur' d'un convertisseur peut ouvrir de larges possibilités surtout sur les aspects de gestion optimale de l'énergie électrique dans les deux sens de la conversion d'énergie : amont- aval et aval-amont. Cette approche n'est pas encore largement répandue pour les convertisseurs multiniveaux. Elle doit être mise en œuvre dans le respect total des normes très contraignantes de la Compatibilité Electromagnétique et d'une exploitation à hautes performances des énergies mises en jeu : très bon rendement (faibles pertes de commutations et de conductions des interrupteurs de puissance), haute fiabilité et très large viabilité, intégrité hautement sécurisée des interrupteurs de puissance, comportement dynamique très intéressant et régime permanent très stable,
Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention .