EP2845309A2 - Verfahren und vorrichtung zur positionierung eines bürstenlosen elektroantriebs - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur positionierung eines bürstenlosen elektroantriebs

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EP2845309A2
EP2845309A2 EP13725270.6A EP13725270A EP2845309A2 EP 2845309 A2 EP2845309 A2 EP 2845309A2 EP 13725270 A EP13725270 A EP 13725270A EP 2845309 A2 EP2845309 A2 EP 2845309A2
Authority
EP
European Patent Office
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phase
current
phase windings
rotor
sum
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP13725270.6A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Johannes Schwarzkopf
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Original Assignee
Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
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Filing date
Publication date
Application filed by Brose Fahrzeugteile SE and Co KG filed Critical Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Publication of EP2845309A2 publication Critical patent/EP2845309A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/24—Arrangements for stopping

Definitions

  • the invention is in the field of electrical engineering, especially in the field of electric drives, and deals with brushless drives.
  • Electric motors are widely used in the field of electric drives, in which a rotor rotates in the magnetic field of a stator, the rotor having rotor windings which can be acted upon by alternating current intensities for exciting a rotor field.
  • the electric current is supplied to the rotor windings via an electromechanical commutator device with current-carrying brushes, which brush during the rotation of the rotor rotor-side commutator.
  • At least one Hall sensor for measuring the magnetic field strength, which is arranged on the stator and registers the movement and position of the magnetic poles of the rotor.
  • the phases in the phase windings can be
  • a particularly difficult task is to determine at very low speeds or at rest without the use of sensors, the position of the drive and / or in particular to bring the rotor in a desired starting position.
  • the present invention has the object in this context to provide a method and a device which allow a reliable and fast rest positioning of a brushless electric drive.
  • the invention thus relates to a method for positioning a brushless electric drive with a stator which has at least one phase winding which can be acted upon by a voltage signal and with a rotor equipped with magnetic poles.
  • a reliable positioning and rapid deceleration of the rotor is achieved according to the invention with the following steps.
  • a voltage signal is applied, which generates a magnetic field through the current flowing in the phase winding, which causes alignment of the rotor.
  • the voltage signal is controlled in dependence on the current intensity of the current induced in the at least one phase winding by the rotor movement in such a way that the induced current is amplified.
  • the invention is based on the insight that in the basically known orientation of a drive by application of a voltage vector, the rotor continues to move in the resulting stator magnetic field until it reaches a rest position, and that in this case by the residual movement of the rotor into the phase. senwindlungen a current is induced, which basically counteracts the rest of motion dampening.
  • the inventive control of the voltage signal or a plurality of phase voltage signals, the movement decelerating induced currents are amplified, so that the damping and thus the deceleration of the movement of the rotor is accelerated.
  • care must be taken to ensure that the currents in the phase windings remain within a current range still sufficient to cause the drive / rotor to align, but not so high as to cause drive of the rotor.
  • An advantageous embodiment of the method according to the invention in a stator which has at least two phase windings therefore, provides that the sum and the difference of the current strengths in the individual phase windings are determined and regulated.
  • a particularly advantageous embodiment of the invention provides in this connection in an electric drive with a stator which has at least two phase windings which can be acted upon by a phase voltage signal that the two phase windings are subjected to a voltage vector which contains at least two phase voltage signals and an orientation of the rotor causes.
  • the phase voltage signals are controlled in such a way that the current flowing in the phase windings lies in a desired range with respect to the sum of the current strengths in the phase windings, and that at the same time the difference between the currents prevailing in the phase windings current strengths is amplified.
  • the method makes sense that the difference in the current intensities in the individual phase winding is continuously recorded and amplified. Furthermore, it can be advantageously provided that the difference in the current strengths in the individual phase windings is supplied to a proportional controller. The output of the proportional controller then acts on the phase voltage signals supplied to the individual phase windings.
  • a further advantageous embodiment of the invention provides that the sum of the current strengths in the individual phase windings is detected and regulated within a desired current range.
  • an integral controller is used.
  • a proportional regulator in the regulation of the sum of the currents. It may be particularly advantageous to use a combined proportional / integral controller.
  • phase voltage signals applied to the phase windings are advantageously used. These can advantageously together form a time-dependent voltage vector and be designed as pulse-width-modulated signals, so that the control of these signals can be effected by targeted change of the frequency or the pulse width.
  • the invention relates in addition to a method for positioning a brushless electric drive on a device for carrying out such a method for a brushless electric drive with at least two acted upon by a phase voltage signal phase windings.
  • the tion has a first means for determining the sum of the currents through the two phase windings and a second means for determining the difference in the current through the two phase windings and a control device that holds the sum of the currents in a desired range and amplifies the difference of the currents.
  • the device according to the invention has a proportional controller and / or a combined proportional / integral controller.
  • FIG. 1 shows schematically an equivalent circuit diagram of a stator with three star-connected phase windings
  • Fig. 3 shows an exemplary control device
  • Fig. 4 time-resolved a diagram of the movement of a rotor until it reaches a rest position with and without damping.
  • a star connection of an electric drive with three phase windings U, V, W is shown schematically with a star point 1.
  • the individual phase windings are each shown in the form of an equivalent circuit diagram, each having an inductance 2, an ohmic resistance 3 and a voltage (EMF, EMF) represented by a circle 4, which is induced by the movement of the rotor.
  • the respective voltage drop across a phase winding U, V, W is represented by the arrows 26, 27, 28 and results in each case as the sum of the voltage drops across the inductance 2, the ohmic resistance 3 and the induced voltage.
  • Each of the total voltage drop 26, 27, 28 including the induced voltage generates a respective phase current through the respective phase winding U, V, W.
  • Such, operated in star connection brushless electric drive can be controlled for example via a so-called W6 circuit through which in rapid time sequence to each of the phase windings U, V, W either a higher DC level or a lower DC level, in particular ground potential can be applied.
  • W6 circuit through which in rapid time sequence to each of the phase windings U, V, W either a higher DC level or a lower DC level, in particular ground potential can be applied.
  • the speed, the power and the direction of rotation can be controlled.
  • the control takes place via a pulse-width modulated voltage signal, in which the frequency and the pulse width are basically variable in order to control the intensity of the magnetic field generated in each case.
  • phase W By means of a semiconductor switch bridge, which is shown in more detail in FIG. 2, a single phase, for example phase W, can thus be connected by means of two switches 7, 8 via a phase connection 9 of the phase winding W either to a higher DC voltage potential 6 or to a lower DC voltage potential 5 , in particular ground potential, are connected.
  • the switch 7 is closed and the switch 8 is opened, the terminal 9 of the phase winding W is connected to the higher voltage potential. If the terminal 7 is opened and the terminal 8 is closed, the terminal 9 of the phase winding W is connected to the ground potential.
  • a switching logic prevents the switches 7, 8 are closed simultaneously. Depending on the switching position of the individual switches 7, 8, the phase winding W can thus be subjected to two different voltage levels. By a rapid change of the switching states can thus be applied to the phase winding W a pulse width modulated signal.
  • the switches 7, 8, which correspond, for example, to the switches shown in FIG. 1, are suitably implemented as MOSFETs, which can respectively switch through or block, and which can be controlled by a control voltage with respect to their switching state via control voltage inputs 10, 11.
  • MOSFETs MOSFETs
  • By appropriate control of the control voltage inputs 10, 1 1 can thus at a Phase winding of a circuit, such as a star connection of an electric drive, but also a delta connection or other possible circuits, either a DC voltage pulse of a higher voltage level or a lower voltage level or ground potential can be applied. This allows for one or more phase windings of a brushless electric drive control with pulse width modulated signals.
  • a voltage vector can be applied to the drive.
  • the individual phase windings can be acted on by certain defined voltage signals which do not cause a rotary drive of the rotor, but generate a magnetic field of the stator in which the poles of the rotor align themselves.
  • one of the phase windings can be connected to ground potential and a pulse-width-modulated signal can be applied to each of the other two phase windings. It is also conceivable to apply a DC potential or other signal forms to the other two phases.
  • the rotor is not yet at rest, so this oscillates, for example, in a torsional vibration around a potential minimum around, so the current induced by the residual motion in the phase windings in principle counteracts the movement, so dampening.
  • the oscillation can continue for several seconds until it is dissipatively attenuated until it reaches the rest position.
  • first the individual voltage signals of the voltage vector are set in such a way that the rotor starts to align itself.
  • the phase winding U is connected to ground potential, while the phase windings V and W with a suitable pulse width modulated signal are applied.
  • Other constellations of voltage vectors are also conceivable.
  • the currents of the currents in the phases or phase windings V and W are measured continuously.
  • the measured currents are input to a controller 30 for the voltage signals applied to the phase windings V and W.
  • the control device 30 which is shown by way of example in FIG. 3, follows two specifications:
  • the sum of the currents of the currents in the phase windings V and W is kept within a desired range, so that on the one hand the rotor can align itself in the stator field, and on the other hand, no rotary drive of the rotor takes place.
  • the control process should be carried out until a termination criterion is met, which may be given, for example, by falling below a certain threshold of the induced current or the induced voltage.
  • the control device 30 shown in FIG. 3 initially has three inputs 12, 13, 14.
  • the input 12 the current measured in the phase winding V
  • the input 13 the current measured in the phase winding W
  • the input 14 a target value to be reached as a termination criterion Ausrichtstromschreibnchel.
  • This current intensity is reached when the deviation of the current strengths measured in the phase windings U, V, W is minimized from the current intensity to be expected by the applied voltage signals, so that the influence of the induced currents lies below a defined threshold.
  • a first adder 15 the current value of the phase (phase winding) V is added to the inverse current value of the phase (phase winding) W, and it finds accordingly As a result, a difference of the two currents instead.
  • the second adder 16 the current intensities in the phase windings V and W are added and inverted and the inverted value is added to the desired value at the input 14, so that a total difference between the current total in the two phase windings V, W on the one hand and the target current am Input 14 on the other hand takes place.
  • the output of the first adder 15 is supplied to a first amplifier 17 which thus amplifies the difference between the currents and the phases (phase windings) V and W with a gain factor.
  • the gain of the first amplifier 17 may be either preselected or dynamically adjusted during the alignment process by determining the resistance of the phase winding from the alignment current and the alignment voltage and then maximizing the gain considering the tolerances and timing of the overall arrangement.
  • the output of the second adder 16 is supplied to a second amplifier 8 and a third amplifier 19, wherein the second amplifier 18, an integrator 20 is connected downstream.
  • the output of integrator 20, as well as the output of amplifier 19, is connected to a third adder 21.
  • the control device 30 thus takes place a combination of the integrating controller with a proportional controller for controlling the sum of the currents in the phase windings V and W.
  • the magnitude applied to the output of the amplifier 17 represents a difference in the currents detected in the two phase windings V, W
  • the output of the third adder 21 represents a magnitude equal to the sum of the currents of the currents flowing in the phase windings V, W related.
  • the quantities representing the sum and the difference of the current strengths are added in parallel in a fourth adder 22 and subtracted from one another in a fifth adder 23 or added after inversion of an input.
  • the signals are decoupled via the two parallel adders 22, 23, so that independent arrangements for the output 22a and the output 23a are generated which carry the input signals for the generation of the phase voltage signals for the phases (phase windings) V and W.
  • pulse width modulated signals can be generated.
  • the structure of the controller is based on the formulaic representation of the basic two control tasks, namely on the one hand to regulate the current for the orientation of the rotor within a desired range and on the other hand to reinforce the damping current components, shown below:
  • an actual regulator in particular the lower indicator, is fed to the control device 30 from FIG. B.
  • a Pl controller It follows:
  • FIG. 4 shows measurement data of the movement behavior of a rotor in one orientation. There, two motion curves are shown in the diagram, the time being plotted on the x-axis and the angular position on the y-axis.
  • a first curve 24 shows the movement behavior in a passively damped electric drive, in which the damping takes place essentially by the currents induced in the phase windings. It shows the expected course with a substantially expotential attenuation. The decay of the movement typically takes a few seconds.
  • the second curve 25 shows the movement behavior in an electric drive, in which the method according to the invention is used by means of a device according to the invention. After a first peak 25a hardly any further deflections can be seen. The damping is terminated by reaching the idle state after one or two oscillation cycles.
  • a brushless electric drive can be driven very quickly, i. can be aligned within fractions of a second and brought into a rest position, so that a defined start of the drive after a short time is possible.
  • termination criterion of the method according to the invention for positioning the drive can be selected in the simplest case, the expiration of a fixed period of time, according to experience, the rotor has come to rest in any case.
  • Another criterion is the consideration of the current intensity difference in two phase windings, since these determine the size of the induced current and thus the motion. speed of the rotor represents. If the current difference falls below a defined threshold for a defined measuring period, then the method can be ended. Alternatively, the square of the current intensity difference can be observed over a predefined period of time and compared with a threshold.
  • the threshold may in each case depend on the initial value of the current intensity difference or a phase voltage signal difference, so that changes in the system properties due to temperature changes and the like can be taken into account. It can be passed as a termination criterion and the current strength difference of the currents in two phase windings through a low-pass filter whose output is monitored to see whether the output falls below a threshold.

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Positionieren eines bürstenlosen Elektroantriebes mit einem Stator, der wenigstens eine mit einem Spannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklung (U, V, W) und einen mit magnetischen Polen bestückten Rotor aufweist. Bei dem Verfahren wird an die wenigstens eine Phasenwicklung (U, V, W) ein Spannungssignal angelegt, das durch den in der Phasenwicklung (U, V, W) fließenden Strom ein Magnetfeld erzeugt, welches eine Ausrichtung des Rotors bewirkt und das Spannungssignal wird, solange der Rotor sich bewegt, in Abhängigkeit von der Stromstärke des in der wenigstens einen Phasenwicklung (U, V, W) durch die Rotorbewegung induzierten Stroms derart verändert, dass der induzierte Strom verstärkt wird.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zur Positionierung eines bürstenlosen Elektroantriebs
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der Elektrotechnik, speziell auf dem Gebiet der elektrischen Antriebe und befasst sich mit bürstenlosen Antrieben.
Allgemein verbreitet auf dem Gebiet der elektrischen Antriebe sind Elektromotoren, bei denen sich ein Rotor im Magnetfeld eines Stators dreht, wobei der Rotor Rotorwicklungen aufweist, die mit wechselnden Stromstärken zur Erregung eines Rotorfeldes beaufschlagbar sind. Der elektrische Strom wird den Rotorwicklungen über eine elektromechanische Kommutatoreinrichtung mit stromführenden Bürsten zugeführt, die während der Drehung des Rotors rotorseitige Kommutatorlamellen bestreichen.
Auf vielen Gebieten sind diese Antriebe, die eine Kommutatoreinrichtung benötigen durch sogenannte bürstenlose Elektroantriebe ersetzt worden, die im Rotor über Permanentmagnete verfügen, die sich im rotierenden Magnetfeld von Statorwicklungen bewegen. Zum Antrieb solcher Motoren ist eine aufwendige Steuerung der Ströme durch die Statorwicklungen notwendig, wobei es üblich ist, die Statorwicklungen mit pulsweitenmodulierten Spannungssignalen zu speisen, die mittels Halbleiterschaltern erzeugt werden.
Zur optimalen Ansteuerung eines derartigen bürstenlosen Antriebes ist es insbesondere in der Anlaufphase notwendig, die Winkelposition des Rotors zu erfassen. Auf diese Weise kann beim Betrieb des Antriebes der Schlupf minimiert und die Drehzahl optimal gesteuert werden.
Zur Bestimmung der Position des Rotors ist es bekannt, zur Messung der Magnetfeldstärke mindestens einen Hallsensor zu verwenden, der am Stator angeordnet ist und die Bewegung und Position der magnetischen Pole des Rotors registriert. Beim Betrieb des Antriebes können die in den Phasenwicklungen durch die Rela-
BESTÄTIGUNGSKOPIE tivbewegung des Rotors induzierten Ströme gemessen und hierüber die Position und die Drehzahl bestimmt werden.
Eine besonders schwierig zu lösende Aufgabe besteht darin, bei sehr niedrigen Drehzahlen oder in Ruhe ohne die Verwendung von Sensoren die Position des Antriebs zu bestimmen und/oder insbesondere den Rotor in eine Sollstartposition zu bringen.
Der vorliegenden Erfindung liegt in diesem Zusammenhang die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, die eine zuverlässige und schnelle Ruhepositionierung eines bürstenlosen Elektroantriebes ermöglichen.
Die Aufgabe wird mit den Merkmalen der Erfindung gemäß Patentanspruch 1 bzgl. des Verfahrens und gemäß Patentanspruch 10 bzgl. der Vorrichtung gelöst.
Die Erfindung bezieht sich somit auf ein Verfahren zum Positionieren eines bürstenlosen Elektroantriebes mit einem Stator, der wenigstens eine mit einem Spannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklung aufweist und mit einem mit magnetischen Polen bestückten Rotor.
Eine zuverlässige Positionierung und schnelle Abbremsung des Rotors wird gemäß der Erfindung mit folgenden Schritten erreicht. An die wenigstens eine Phasenwicklung wird ein Spannungssignal angelegt, das durch den in der Phasenwicklung fließenden Strom ein Magnetfeld erzeugt, welches eine Ausrichtung des Rotors bewirkt. Das Spannungssignal wird, solange der Rotor sich bewegt, in Abhängigkeit von der Stromstärke des in der wenigstens einen Phasenwicklung durch die Rotorbewegung induzierten Stroms derart gesteuert, dass der induzierte Strom verstärkt wird.
Der Erfindung liegt die Einsicht zugrunde, dass bei der grundsätzlich bekannten Ausrichtung eines Antriebes durch Anlegen eines Spannungsvektors der Rotor sich in dem entstehenden Statormagnetfeld weiter bis zum Erreichen einer Ruheposition bewegt, und dass dabei durch die Restbewegung des Rotors in den Pha- senwicklungen ein Strom induziert wird, der grundsätzlich der Restbewegung dämpfend entgegenwirkt. Durch die erfindungsgemäße Steuerung des Spannungssignals oder mehrerer Phasenspannungssignale werden die die Bewegung abbremsenden induzierten Ströme verstärkt, so dass die Dämpfung und damit der Abbremsvorgang der Bewegung des Rotors beschleunigt wird. Gleichzeitig muss jedoch dafür gesorgt werden, dass die Stromstärken in den Phasenwicklungen in einem Stromstärkenbereich bleiben, der noch ausreichend ist, um eine Ausrichtung des Antriebs/Rotors zu bewirken, jedoch nicht derart hoch, dass ein Antrieb des Rotors bewirkt wird.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei einem Stator, der wenigstens zwei Phasenwicklungen aufweist, sieht daher vor, dass die die Summe und die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen ermittelt und geregelt werden.
Durch die Regelung der Summe der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen wird sichergestellt, dass die durch die Phasenwicklungen erzeugten Magnetfelder ausreichend für die Ausrichtung des Antriebes sind. Da die durch die Bewegung des Rotors induzierten Spannungen Unterschiede zwischen den Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen erzeugen, stehen die Stromstärkendifferenzen in direktem Zusammenhang mit den die Bewegung dämpfenden induzierten Strömen. Es ist daher wünschenswert, die Differenzen der Stromstärken in den Phasenwicklungen zu verstärken.
Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht in diesem Zusammenhang bei einem Elektroantrieb mit einem Stator, der wenigstens zwei mit je einem Phasenspannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklungen aufweist vor, dass die beiden Phasenwicklungen mit einem Spannungsvektor beaufschlagt werden, der wenigstens zwei Phasenspannungssignale enthält und der eine Ausrichtung des Rotors bewirkt. Die Phasenspannungssignale werden derart gesteuert, dass der in den Phasenwicklungen fließende Strom bzgl. der Summe der Stromstärken in den Phasenwicklungen in einem Sollbereich liegt, und dass gleichzeitig die Differenz der in den Phasenwicklungen herrschenden Stromstärken verstärkt wird.
Zur Durchführung des Verfahrens ist es sinnvoll, dass die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklung laufend erfasst und verstärkt wird. Weiterhin kann vorteilhaft vorgesehen sein, dass die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen einem Proportionalregler zugeführt wird. Der Ausgang des Proportionalreglers wirkt dann auf die Phasenspannungssignale, die den einzelnen Phasenwicklungen zugeführt werden.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass die Summe der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen erfasst und innerhalb eines Stromstärkensollbereichs geregelt wird.
Es kann weiter vorteilhaft vorgesehen sein, dass bei der Regelung der Summe der Stromstärken in den Phasenwicklungen ein Integralregler eingesetzt wird.
Um eine möglichst schnelle Reaktion der Regelung der Summe der Stromstärken zu erreichen, kann auch vorteilhaft vorgesehen sein, bei der Regelung der Summe der Stromstärken einen Proportionalregler einzusetzen. Besonders vorteilhaft kann es sein, einen kombinierten Proportional-/lntegralregler zu verwenden.
Als Stell- oder Steuergrößen zur Regelung der Stromstärken in den Phasenwicklungen werden vorteilhaft die an die Phasenwicklungen angelegten Phasenspannungssignale verwendet. Diese können vorteilhaft gemeinsam einen zeitabhängigen Spannungsvektor bilden und als pulsweitenmodulierte Signale gestaltet sein, so dass die Steuerung dieser Signale durch gezielte Änderung der Frequenz oder der Pulsweite erfolgen kann.
Die Erfindung bezieht sich außer auf ein Verfahren zu Positionierung eines bürstenlosen Elektroantriebes auch auf eine Vorrichtung zur Durchführung eines solchen Verfahrens für einen bürstenlosen Elektroantrieb mit wenigstens zwei mit einem Phasenspannungssignal beaufschlagbaren Phasenwicklungen. Die Vorrich- tung weist eine erste Einrichtung zur Ermittlung der Summe der Stromstärken durch die beiden Phasenwicklungen und eine zweite Einrichtung zur Ermittlung der Differenz der Stromstärken durch die beiden Phasenwicklungen sowie eine Regeleinrichtung auf, die die Summe der Stromstärken in einem Sollbereich hält und die Differenz der Stromstärken verstärkt.
Gemäß einer besonders vorteilhafte Ausgestaltung weist die erfindungsgemäße Vorrichtung einen Proportionalregler und/oder einen kombinierten Proportional- /Integralregler auf.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Fig. 1 schematisch ein Ersatzschaltbild eines Stators mit drei in Sternschaltung geschalteten Phasenwicklungen,
Fig. 2 eine Halbleiterschalterbrücke zur Ansteuerung einer Phasenwicklung in W6-Schaltung,
Fig. 3 eine beispielhafte Regeleinrichtung, und
Fig. 4 zeitaufgelöst ein Diagramm der Bewegung eines Rotors bis zum Erreichen einer Ruheposition mit und ohne Dämpfung.
In Fig. 1 ist eine Sternschaltung eines Elektroantriebs mit drei Phasenwicklungen U, V, W mit einem Sternpunkt 1 schematisch dargestellt. Die einzelnen Phasenwicklungen sind jeweils in Form eines Ersatzschaltbildes mit je einer Induktivität 2, einem ohmschen Widerstand 3 und einer durch einen Kreis 4 repräsentierten Spannung (EMK, EMF) dargestellt, die durch die Bewegung des Rotors induziert wird. Die jeweils über einer Phasenwicklung U, V, W abfallende Spannung ist durch die Pfeile 26, 27, 28 repräsentiert und ergibt sich jeweils als Summe der Spannungsabfälle über der Induktivität 2, dem ohmschen Widerstand 3 und der induzierten Spannung. Die jeweils insgesamt abfallende Spannung 26, 27, 28 einschließlich der induzierten Spannung erzeugt jeweils einen Phasenstrom durch die jeweilige Phasenwicklung U, V, W. Ein derartiger, in Sternschaltung betriebener bürstenloser Elektroantrieb kann beispielsweise über eine sogenannte W6-Schaltung angesteuert werden, durch die in schneller zeitlicher Abfolge an jede der Phasenwicklungen U, V, W wahlweise ein höheres Gleichspannungsniveau oder ein niedrigeres Gleichspannungsniveau, insbesondere Erdpotential, angelegt werden kann. Damit ist ein derartiger Elektroantrieb bzgl. der Drehzahl, der Leistung und der Drehrichtung steuerbar. Üblicherweise findet die Ansteuerung über ein pulsweitenmoduliertes Spannungssignal statt, bei dem die Frequenz und die Pulsweite grundsätzlich veränderlich sind, um die Intensität des jeweils erzeugten Magnetfeldes zu steuern.
Mittels einer Halbleiterschalterbrücke, die in der Fig. 2 detaillierter gezeigt ist, kann somit eine einzelne Phase, beispielhaft die Phase W, mittels zweier Schalter 7, 8 über einen Phasenanschluss 9 der Phasenwicklung W entweder mit einem höheren Gleichspannungspotential 6 oder mit einem niedrigeren Gleichspannungspotential 5, insbesondere Erdpotential, verbunden werden.
Wird der Schalter 7 geschlossen und der Schalter 8 geöffnet, so ist der Anschluss 9 der Phasenwicklung W mit dem höheren Spannungspotential verbunden. Ist der Anschluss 7 geöffnet und der Anschluss 8 geschlossen, so wird der Anschluss 9 der Phasenwicklung W mit dem Erdpotential verbunden. Eine Schaltlogik verhindert, dass die Schalter 7, 8 gleichzeitig geschlossen werden. Je nach der Schaltstellung der einzelnen Schalter 7, 8 kann somit die Phasenwicklung W mit zwei verschiedenen Spannungsniveaus beaufschlagt werden. Durch einen schnellen Wechsel der Schaltzustände kann damit ein pulsweitenmoduliertes Signal an die Phasenwicklung W angelegt werden. Entsprechendes gilt für die Phasen bzw. Phasenwicklungen U und V, die mittels weiterer, nicht dargestellter Halbleiterschalterbrücken angesteuert werden.
Die Schalter 7, 8, die beispielsweise den in der Fig. 1 dargestellten Schaltern entsprechen, sind geeigneterweise als MOSFET's realisiert, die jeweils Durchschalten oder Sperren können, und die durch eine Steuerspannung bzgl. deren Schaltzustand über Steuerspannungseingänge 10, 1 1 ansteuerbar sind. Durch entsprechende Ansteuerung der Steuerspannungseingänge 10, 1 1 kann somit an einer Phasenwicklung einer Schaltung, beispielsweise einer Sternschaltung eines Elektroantriebs, jedoch auch einer Dreieckschaltung oder anderer möglicher Schaltungen, wahlweise ein Gleichspannungsimpuls eines höheren Spannungsniveaus oder eines geringeren Spannungsniveaus bzw. Erdpotentials angelegt werden. Damit ist bei einer oder mehreren Phasenwicklungen eines bürstenlosen Elektroantriebs eine Ansteuerung mit pulsweitenmodulierten Signalen ermöglicht.
Um einen derartigen Elektroantrieb bzw. dessen Rotor in eine definierte Position zu bringen, d.h. in eine definierte Winkelposition der magnetischen Pole des Rotors gegenüber dem Stator, kann ein Spannungsvektor an den Antrieb angelegt werden. Mit anderen Worten können die einzelnen Phasenwicklungen mit bestimmten definierten Spannungssignalen beaufschlagt werden, die keinen rotatorischen Antrieb des Rotors bewirken, jedoch ein Magnetfeld des Stators erzeugen, in dem die Pole des Rotors sich ausrichten.
Zu diesem Zweck kann beispielsweise eine der Phasenwicklungen mit Erdpotential verbunden und an jede der anderen beiden Phasenwicklungen jeweils ein puls- weitenmoduliertes Signal angelegt werden. Auch ist das Anlegen eines Gleichspannungspotentials oder anderer Signalformen an die zwei anderen Phasen denkbar.
Befindet sich der Rotor noch nicht in Ruhe, also schwingt dieser beispielsweise in einer Drehschwingung um ein Potentialminimum herum, so wirkt der durch die Restbewegung in den Phasenwicklungen induzierte Strom grundsätzlich der Bewegung entgegen, also dämpfend. Je nach dem Widerstand, den magnetischen Eigenschaften und der mechanischen Trägheit des Systems sowie der Anfangsgeschwindigkeit des Rotors kann die Schwingung über mehrere Sekunden fortdauern, bis sie dissipativ bis zum Erreichen der Ruhelage gedämpft ist.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung werden zunächst die einzelnen Spannungssignale des Spannungsvektors derart eingestellt, dass der Rotor beginnt sich auszurichten. Beispielsweise wird die Phasenwicklung U mit Erdpotential verbunden, während die Phasenwicklungen V und W mit einem geeigneten pulsweitenmodulierten Signal beaufschlagt werden. Andere Konstellationen von Spannungsvektoren sind ebenfalls denkbar. Die Stromstärken der Ströme in den Phasen bzw. Phasenwicklungen V und W werden fortlaufend gemessen. Die gemessenen Stromstärken sind Eingangsgrößen für eine Regeleinrichtung 30 für die an die Phasenwicklungen V und W angelegten Spannungssignale.
Die Regeleinrichtung 30, die beispielhaft in der Fig. 3 dargestellt ist, folgt zwei Vorgaben:
1. Die Summe der Stromstärken der Ströme in den Phasenwicklungen V und W wird innerhalb eines Sollbereichs gehalten, damit einerseits der Rotor sich im Statorfeld ausrichten kann, und andererseits kein Drehantrieb des Rotors stattfindet.
2. Die durch die induzierte Spannung erzeugten Differenzen zwischen den Stromstärken in den Phasen bzw. Phasenwicklungen V und W repräsentieren die induzierten, dämpfenden Ströme und sollen durch eine geeignete Steuerung der Eingangsspannungen an den Phasenwicklungen verstärkt werden. Der Regelvorgang soll solange durchgeführt werden, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist, das beispielsweise durch Unterschreiten einer bestimmten Schwelle des induzierten Stromes oder der induzierten Spannung gegeben sein kann.
Die in der Fig. 3 dargestellte Regeleinrichtung 30 weist zunächst drei Eingänge 12, 13, 14 auf. Dabei werden dem Eingang 12 die in der Phasenwicklung V gemessene Stromstärke, dem Eingang 13 die in der Phasenwicklung W gemessene Stromstärke sowie dem Eingang 14 ein Sollwert einer als Abbruchkriterium zu erreichenden Ausrichtstromstärkengröße zugeführt. Diese Stromstärke ist erreicht, wenn die Abweichung der in den Phasenwicklungen U, V, W gemessenen Stromstärken von der durch die angelegten Spannungssignale zu erwartenden Stromstärke minimiert ist, so dass der Einfluss der induzierten Ströme unterhalb einer definierten Schwelle liegt.
In einer ersten Stufe der Regeleinrichtung 30 wird in einem ersten Addierer 15 der Stromstärkenwert der Phase (Phasenwicklung) V mit dem invertierten Stromstärkenwert der Phase (Phasenwicklung) W addiert, und es findet dementsprechend im Ergebnis eine Differenzbildung der beiden Stromstärken statt. In dem zweiten Addierer 16 werden die Stromstärken in den Phasenwicklungen V und W addiert sowie invertiert und der invertierte Wert wird zu der Sollgröße am Eingang 14 addiert, so dass insgesamt eine Differenzbildung zwischen der Stromstärkensumme in den beiden Phasenwicklungen V, W einerseits und der Sollstromstärke am Eingang 14 andererseits stattfindet.
Die Ausgangsgröße des ersten Addierers 15 wird einem ersten Verstärker 17 zugeführt, der somit die Differenz zwischen den Stromstärken und den Phasen (Phasenwicklungen) V und W mit einem Verstärkungsfaktor verstärkt. Der Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers 17 kann entweder fest vorgewählt oder während des Ausrichtvorganges dynamisch eingestellt werden, indem aus dem Ausrichtstrom und der Ausrichtspannung der Widerstand der Phasenwicklung bestimmt und dann der Verstärkungsfaktor unter Berücksichtigung von Toleranzen und Zeitverhalten der Gesamtanordnung maximiert wird.
Der Ausgang des zweiten Addierers 16 wird einem zweiten Verstärker 8 und einem dritten Verstärker 19 zugeführt, wobei dem zweiten Verstärker 18 ein Integrierglied 20 nachgeschaltet ist. Der Ausgang des Integrierglieds 20 ist ebenso wie der Ausgang des Verstärkers 19 an einen dritten Addierer 21 angeschlossen. In diesem Zweig der Regeleinrichtung 30 findet damit eine Kombination des Integrierreglers mit einem Proportionalregler zur Steuerung der Summe der Stromstärken in den Phasenwicklungen V und W statt.
Im Ergebnis repräsentiert die am Ausgang des Verstärkers 17 anliegende Größe eine Differenz der in den beiden Phasenwicklungen V, W erfassten Stromstärken, während der Ausgang des dritten Addierers 21 eine Größe repräsentiert, die mit der Summe der Stromstärken der in den Phasenwicklungen V, W fließenden Ströme zusammenhängt. Die die Summe und die Differenz der Stromstärken repräsentierenden Größen werden parallel in einem vierten Addierer 22 addiert und in einem fünften Addierer 23 voneinander subtrahiert bzw. nach Invertierung eines Eingangs addiert. Über die beiden parallelen Addierer 22, 23 werden somit die Signale entkoppelt, so dass unabhängige Regelungen für den Ausgang 22a und den Ausgang 23a erzeugt werden, welche die Eingangssignale für die Erzeugung der Phasenspannungssignale für die Phasen (Phasenwicklungen) V und W führen. Beispielsweise können aufgrund der an den Ausgängen 22a und 23a anliegenden Spannungen pulsweitenmodulierte Signale erzeugt werden.
Die Struktur des Reglers sei anhand der formelhaften Darstellung für die grundsätzlichen zwei Regelaufgaben, nämlich einerseits den Strom für die Ausrichtung des Rotors innerhalb eines Sollbereichs zu regeln und andererseits die dämpfenden Stromanteile zu verstärken, im Folgenden dargestellt:
Als Eingangsgrößen für die Regeleinrichtung 30 werden, wie in Fig. 3 dargestellt, einerseits die Summe und andererseits die Differenz der gemessenen Stromstärken in den Phasenwicklungen gewählt. Dabei gilt:
I Ausrichtist = + /^ SOWie I Dämpf = ~ lw-
I Au ric tist wird zusammen mit dem Sollwert einem geeigneten Regler, insbesondere dem unterer Zeig der Regeleinrichtung 30 aus Fig 3 zugeführt, z. B. einem Pl- Regler. Es ergibt sich:
U Ausrichtist = f (I Ausrichtist, Isoll) = kl * J (Isoll ~ usrichtlstjdt+kp * (Isoll— I Ausrichtist)
Wählt man für den Dämpfer einen P-Regler (oberer Zeig der in Fig 3 dargestellten Regeleinrichtung 30), so ergibt sich:
U Dämpf ~ f(l Dämpf) ~kü*l Dämpf
Wählt man nun als Eingangsgrößen für die Erzeugung der Phasenspannungssignale am Ausgang der Regeleinrichtung 30:
Uv = U Ausric tist + Uoämpf und Uw = U Ausrichtist - UDämp (Aussgänge des vierten und fünften Addierers 22 und 23), so beeinflussen sich die Regler (die beiden Zweige der Regeleinrichtung 30) nicht gegenseitig. D. h. durch die Summen- und Differenzbildung der Signale in der Ausgangsstufe der Regeleinrichtung 30 können die beiden Regelprozesse für die beiden Phasenspannungssignale der Phasenwicklungen V und W entkoppelt werden.
In Fig. 4 sind Messdaten des Bewegungsverhaltens eines Rotors bei einer Ausrichtung dargestellt. Dort sind zwei Bewegungskurven im Diagramm gezeigt, wobei auf der x-Achse die Zeit und auf der y-Achse die Winkelposition aufgetragen ist. Eine erste Kurve 24 zeigt das Bewegungsverhalten bei einem passiv gedämpften Elektroantrieb, bei dem die Dämpfung im Wesentlichen durch die in den Phasenwicklungen induzierten Ströme erfolgt. Es zeigt sich der zu erwartende Verlauf mit einer im Wesentlichen expotentiellen Dämpfung. Das Abklingen der Bewegung dauert typischerweise einige Sekunden.
Die zweite Kurve 25 zeigt das Bewegungsverhalten bei einem Elektroantrieb, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren mittels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung Einsatz findet. Nach einem ersten peak 25a sind kaum noch weitere Auslenkungen zu erkennen. Die Dämpfung ist durch Erreichen des Ruhezustandes nach ein bis zwei Schwingungszyklen beendet.
Es zeigt sich, dass durch das erfindungsgemäße Verfahren ein bürstenloser Elektroantrieb sehr schnell, d.h. innerhalb von Bruchteilen von Sekunden ausgerichtet und in eine Ruheposition gebracht werden kann, so dass ein definierter Anlauf des Antriebes nach kurzer Zeit möglich ist.
Als Abbruchkriterium des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Positionierung des Antriebes kann im einfachsten Fall der Ablauf einer festen Zeitspanne gewählt werden, nach der erfahrungsgemäß der Rotor in jedem Fall zur Ruhe gekommen ist.
Ein anderes Kriterium ist die Betrachtung der Stromstärkendifferenz in zwei Phasenwicklungen, da diese die Größe des induzierten Stroms und damit die Bewe- gungsgeschwindigkeit des Rotors repräsentiert. Fällt die Stromdifferenz für einen definierten Messzeitraum unter eine definierte Schwelle, so kann das Verfahren beendet werden. Es kann alternativ auch das Quadrat der Stromstärkendifferenz über einen vordefinierten Zeitraum beobachtet und mit einer Schwelle verglichen werden. Die Schwelle kann jeweils vom anfänglichen Wert der Stromstärkendifferenz oder einer Phasenspannungssignaldifferenz abhängen, so dass Veränderungen der Systemeigenschaften durch Temperaturänderungen und Ähnliches berücksichtigt werden können. Es kann als Abbruchkriterium auch die Stromstärkendifferenz der Ströme in zwei Phasenwicklungen durch einen Tiefpass geleitet werden, dessen Ausgang darauf überwacht wird, ob die Ausgangsgröße einen Schwellwert unterschreitet.
Bezugszeichenliste
1 Sternpunkt
2 Induktivität
3 ohmscher Widerstand
induzierte Spannung
5 Erdpotentialanschluss
6 Spannungsanschluss höheres Potential
7 erster Schalter
8 zweiter Schalter
9 Phasenwicklungsanschluss
10 erster Steuerspannungsanschluss
1 1 zweiter Steuerspannungsanschluss
12, 13, 14 Eingänge der Regeleinrichtung
15 erster Addierer
16 zweiter Addierer
17 erster Verstärker
18 zweiter Verstärker
19 dritter Verstärker
20 Integrierglied
21 dritter Addierer
22 vierter Addierer
22a Ausgang des vierten Addierers
23 fünfter Addierer
23a Ausgang des fünften Addierers
24 erste Kurve
25 zweite Kurve
25a erster peak
26, 27, 28 Spannungsabfall über der Phasenwicklung
30 Regeleinrichtung

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zum Positionieren eines bürstenlosen Elektroantriebes mit einem Stator, der wenigstens eine mit einem Spannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklung (U, V, W) aufweist, und mit einem mit magnetischen Polen bestückten Rotor, mit folgenden Schritten,
- wobei an die wenigstens eine Phasenwicklung (U, V, W) ein Spannungssignal angelegt wird, das durch den in der Phasenwicklung (U, V, W) fließenden Strom ein Magnetfeld erzeugt, welches eine Ausrichtung des Rotors bewirkt, und
- wobei das Spannungssignal, solange der Rotor sich bewegt, in Abhängigkeit von der Stromstärke des in der wenigstens einen Phasenwicklung (U, V, W) durch die Rotorbewegung induzierten Stroms derart gesteuert wird, dass der induzierte Strom verstärkt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 mit einem Stator, der wenigstens zwei mit je einem Phasenspannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklungen (U, V, W) aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Summe und die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen (U, V, W) ermittelt und geregelt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2 mit einem Stator, der wenigstens zwei mit je einem Phasenspannungssignal beaufschlagbare Phasenwicklungen (U, V, W) aufweist,
dadurch gekennzeichnet, - dass die beiden Phasenwicklungen (U, V, W) mit einem Spannungsvektor beaufschlagt werden, der wenigstens zwei Phasenspannungssignale enthält, und der eine Ausrichtung des Rotors bewirkt,
- dass die Phasenspannungssignale derart gesteuert werden, dass der in den Phasenwicklungen (U, V, W) fließende Strom bzgl. der Summe der Stromstärken in den Phasenwicklungen (U, V, W) in einem Sollbereich liegt, und
- dass gleichzeitig die Differenz der in den Phasenwicklungen (U, V, W) herrschenden Stromstärken verstärkt wird.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen (U, V, W) laufend erfasst und verstärkt wird.
Verfahren nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Differenz der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen (U, V, W) einem Proportionalregler (17) zugeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Summe der Stromstärken in den einzelnen Phasenwicklungen (U, V, W) erfasst und innerhalb eines Sollbereichs geregelt wird.
Verfahren nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass bei der Regelung der Summe der Stromstärken ein Integralregler (18, 20) verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet, dass bei der Regelung der Summe der Stromstärken in den Phasenwicklungen (U, V, W) ein Proportionalregler (19), insbesondere ein kombinierter Proportional-/! ntegralregler (18, 19, 20), eingesetzt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass zur Regelung der Stromstärken in den Phasenwicklungen (U, V, W) die an den Phasenwicklungen (U, V, W) angelegten Phasenspannungssignale als Stellgrößen gesteuert werden.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Phasenspannungssignale pulsweitenmoduliert sind.
1 1. Vorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei einem bürstenlosen Elektroantrieb mit wenigstens zwei mit einem Phasenspannungssignal beaufschlagbaren Phasenwicklungen (U, V, W),
gekennzeichnet durch
- eine erste Einrichtung zur Ermittlung der Summe der Stromstärken (16) durch die beiden Phasenwicklungen (U, V, W),
- eine zweite Einrichtung zur Ermittlung der Differenz der Stromstärken (15) durch die beiden Phasenwicklungen (U, V, W), sowie
- eine Regeleinrichtung (30), die die Summe der Stromstärken in einem Sollbereich hält und die Differenz der Stromstärken verstärkt.
12. Vorrichtung nach Anspruch 1 1 ,
gekennzeichnet durch
einen Proportionalregler (17) und/oder einen kombinierten Proportional- /lntegralregler (18, 19, 20).
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