EP2811810B1 - Verfahren zum Ermitteln eines Spitzenstroms und Induktionsheizeinrichtung - Google Patents

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EP2811810B1
EP2811810B1 EP14168797.0A EP14168797A EP2811810B1 EP 2811810 B1 EP2811810 B1 EP 2811810B1 EP 14168797 A EP14168797 A EP 14168797A EP 2811810 B1 EP2811810 B1 EP 2811810B1
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EP
European Patent Office
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resonant circuit
circuit voltage
voltage
measuring
switching means
Prior art date
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Active
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EP14168797.0A
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English (en)
French (fr)
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EP2811810A1 (de
Inventor
Wolfgang Mohr
Steffen Lang
Michael Eberle
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EGO Elektro Geratebau GmbH
Original Assignee
EGO Elektro Geratebau GmbH
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Publication date
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Publication of EP2811810A1 publication Critical patent/EP2811810A1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like

Definitions

  • the invention relates to a method for determining a current or peak current of an induction heater according to the preamble of claim 1. Furthermore, the invention relates to an induction heater.
  • Induction cookers are becoming more prevalent, particularly due to their high efficiency and rapid response to a change in cooking level. However, they are still relatively expensive. They usually comprise a plurality of induction heating devices associated with a respective cooking area with an induction coil which is supplied with an alternating current, whereby eddy currents are induced in a cookware placed above the induction coil for heating the cookware.
  • the induction coil is connected to a capacitor together to form a parallel resonant circuit, wherein the parallel resonant circuit is excited periodically with a controllable switching means in the form of an IGBT.
  • An excitation circuit according to the prior art can advantageously be regulated in its performance when a maximum through the resonant circuit current flowing, also referred to as peak current, is known.
  • peak current also referred to as peak current
  • this can be done for example by means of a measuring resistor, wherein a voltage drop across this voltage is measured and used for the determination of the peak current. Due to the high currents but also falls from a high power loss of the measuring resistor, which brings certain disadvantages in terms of energy consumption and especially because of the heat loss generated increases the space requirement, as at a certain distance around the measuring resistor no other components can be attached. In addition, additional components are required for such a measurement circuit.
  • the invention has for its object to provide a method for determining a current or peak current of an induction heater, which works with less power loss and / or equipment cost. Furthermore, the invention has for its object to provide an induction heater, which can perform the inventive method.
  • this has an induction coil and a capacitor, wherein the capacitor of the induction coil is connected in parallel and the induction coil and the capacitor form a parallel resonant circuit.
  • the induction heater has a controllable switching means, which is looped in series or as a series circuit with the parallel resonant circuit between a DC link voltage generated from an AC mains voltage and a reference potential. The controllable switching means is controlled such that a vibration of the parallel resonant circuit is effected during a heating operation of the induction heater.
  • a resonant circuit voltage is measured at a connection node of the parallel resonant circuit and the switching means. From the resonant circuit voltage a derivative is determined and a maximum value of this derivative is used for the determination of the peak current.
  • the first derivative is used.
  • Such an induction heater may be preferably used for a cooktop.
  • the induction coil typically has approximately the dimensions of a respective projection of a cookware, that is round or oblong or oval.
  • the measurement of a voltage present in the resonant circuit is sufficient.
  • a resistor in the circuit through which a current flows and over which then the falling voltage is measured can thus be dispensed with. This reduces the inherent in the circuit, generally undesirable power loss.
  • both the energy consumption and the space required for the installation can be reduced, because the additional loss of heat dissipated in the provision of a measuring resistor, which is omitted in the method according to the invention.
  • the capacitor forms a complementary to the induction coil element in the resonant circuit. It is maximally charged when no current flows through the induction coil, and it is discharged when the maximum current flows through the induction coil.
  • the controllable switching means is preferably designed as an insulated gate bipolar transistor (IGBT).
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • other controllable switching means such as normal bipolar transistors, field effect transistors or relays with appropriate speed can be used.
  • the DC link voltage is advantageously a voltage which is generated from the AC line voltage by rectification.
  • a bridge rectifier can be used.
  • the DC link voltage generated is therefore typically also of this order of magnitude.
  • the reference potential is advantageously the ground potential of, for example, the AC mains voltage supplying power network.
  • the controllable switching means By the controllable switching means inserted between the intermediate circuit voltage and the reference potential, the parallel resonant circuit consisting of the induction coil and the capacitor is excited, so that it oscillates continuously despite the unavoidable losses in the oscillatory circuit.
  • the controllable switching means is preferably controlled such that it is the connection node of the parallel resonant circuit and the switching means periodically with a defined, preferably adjustable frequency conductively connects to the reference potential. In each case, a voltage drops across the capacitor, which results essentially as a difference between the intermediate circuit voltage and the reference potential. As a result, the capacitor is recharged and thus losses in the resonant circuit are compensated.
  • the frequency is preferably adapted to a resonant frequency of the resonant circuit.
  • connection node of the parallel resonant circuit and the switching means is typically connected to one pole of the capacitor and to one pole of the induction coil.
  • a voltage relative to the intermediate circuit voltage which corresponds to the potential drop across the capacitor, is applied to the connection node.
  • this voltage is also justified to call this voltage as a resonant circuit voltage.
  • the resonant circuit voltage can also be measured relative to the reference potential. Due to the constant difference between the intermediate circuit voltage and the reference potential, apart from a constant additive term and the sign, this results in no difference insofar as only the maximum slope is relevant anyway for the purposes of determining the peak voltage.
  • a derivative is determined, preferably the first derivative after the time.
  • the first derivative with respect to time is the change in the resonant circuit voltage over time.
  • the determination of the derivative can be carried out both circuitry as well as by running on a processor or computer program. Circuitically, the determination of the derivative can be done for example by means of a differentiator. In a program or a software, the determination of the derivative can advantageously be implemented by determining the difference of two successive measured values of the resonant circuit voltage and dividing this by the time interval of the two measuring points assigned to the measured values.
  • the peak current is determined by multiplying the maximum value of the derivative with a resonant circuit capacitance. This corresponds to the above formula for the relationship between current and voltage change. Thus, a numerical value for the peak current can be obtained.
  • the determined maximum value can also be used directly in a circuit for controlling the induction device, wherein the maximum value according to the above equation unproblematically indicates a value which is proportional to the peak current.
  • the resonant circuit voltage is measured during respective measuring periods, wherein each measuring period contains at least one zero crossing at which the resonant circuit voltage corresponds to the intermediate circuit voltage.
  • each measuring period contains at least one zero crossing at which the resonant circuit voltage corresponds to the intermediate circuit voltage.
  • each measuring period contains at least one zero crossing at which the resonant circuit voltage corresponds to the intermediate circuit voltage.
  • each measuring period contains at least one zero crossing at which the resonant circuit voltage corresponds to the intermediate circuit voltage.
  • the maximum value of the derivative can also be determined, for example, by numerically differentiating the measured resonant circuit voltage at all measuring points during the entire measuring period and calculating a maximum value from the numerical first derivative obtained in this way. The calculation of this maximum value can be determined, for example, by comparing the values and maintaining the largest value or by repeated numerical differentiation and determining the zero point of the second derivative of the resonant circuit voltage.
  • the switching means connects the connection node to the reference potential within periodically recurring switching periods, and the measuring periods are also alternating with the switching periods.
  • This can be, for example, such that in each case one measurement period directly follows a switching period and lasts until the next switching period begins.
  • Such an embodiment can be carried out, for example, simply by means of a register in a microcontroller, wherein a corresponding value in the register controls whether it is just a measuring period or a switching period.
  • a respective switching period may start with a certain delay to a measuring period or a switching period may start with a certain delay to a measuring period. This allows running times to be taken into account in the system.
  • the alternating execution of measurement periods and switching periods ensures that the resonant circuit voltage is measured in periods in which the resonant circuit is not excited and thus performs the already described above zero crossing.
  • the resonant circuit voltage takes a certain time until, after switching off the switching means at the end of the switching period during which the resonant circuit voltage is at the reference potential due to the switched switching means, a zero crossing is achieved by discharging the capacitor and correspondingly increasing the current through the coil. At this zero crossing can then, as already described above, the derivative of the resonant circuit voltage can be easily measured.
  • the resonant circuit voltage is preferably measured periodically at predetermined time intervals during the measurement periods. This is a respective record, which indicates the course of the resonant circuit voltage with a constant time division.
  • the calculation of the derivative is simplified by means of the measurement periodically at predetermined time intervals, because there are no different time intervals which have to be taken into account in the calculation of the derivative, but the same time interval can always be used for the numerical calculation of the derivative.
  • a difference between two successively measured values of the resonant circuit voltage is calculated and divided by the time interval between the measurements. This corresponds to the calculation of the derivative already described above, whereby this takes place at a zero crossing, so that the maximum value of the derivative is already determined on the basis of the known electro-technical laws.
  • a continuous or continuous determination of the derivative can be dispensed with.
  • a low point of the resonant circuit voltage is determined from the resonant circuit voltage determined during the measuring period, which can be used for operating point determination.
  • an independent circuit is advantageously used, for example as a low-point Circuit.
  • the resonant circuit voltage is supplied to a differentiating element, wherein a maximum value of an output signal of the differentiating element is determined as the maximum value of the derivative.
  • differentiating members are known to the person skilled in the art. They allow the differentiation of a signal by means of circuit components. In this case, “measuring” means feeding to the differentiator.
  • a maximum value of the output signal of the differentiating element can be calculated, for example, by comparing the values or by numerically differentiating and determining the zero point. Thus, a determination of the times of the two zero crossings relative to the switching period is sufficient to determine the optimal start of the next switching period.
  • the resonant circuit voltage is supplied to an analog-to-digital converter via an impedance converter.
  • This can be bridged any discrepancies between the maximum tolerated by an analog-to-digital converter impedance and any other circuitry reasons necessary impedance of the resonant circuit. Also can be reduced by the required charging of a latch of the analog-to-digital converter so that a load on the signal.
  • the invention further relates to an induction heating device with an induction coil, a capacitor in parallel with the induction coil, wherein the induction coil and the capacitor form a parallel resonant circuit, and with a controllable switching means.
  • This is looped in series with the parallel resonant circuit between an intermediate circuit voltage and a reference potential and is driven such that during a heating operation, a vibration of the parallel resonant circuit is effected.
  • the induction heating device further comprises an evaluation device for measuring a resonant circuit voltage at a connection node of the parallel resonant circuit and the switching means. It also serves to determine a derivative of the resonant circuit voltage and to determine a maximum value of this derivative.
  • the induction heating device according to the invention can advantageously be carried out the inventive method.
  • the induction heater thus takes advantage of the advantages already discussed with respect to the method.
  • the induction heating device according to the invention provides a maximum value of the derivative of the resonant circuit voltage based on a measurement at a connection node, without an additional measuring resistor would be required.
  • the remarks on the components already described with reference to the method according to the invention apply mutatis mutandis to the induction heating device according to the invention.
  • the evaluation device has an analog-to-digital converter for measuring the resonant circuit voltage and associated processor means and associated storage means.
  • the memory means are stored instructions by which, when executed by the processor means, a prescribed method is executed except for the process control using a differentiator. With the exception of the process control using a differentiator, all possible embodiments described with reference to the method according to the invention can be applied correspondingly to such an evaluation device.
  • the analog-to-digital converter may be implemented in one of several known ways. It is on the input side for measuring the resonant circuit voltage typically connected to the connection node between the resonant circuit and the switching means. It can also be provided between the analog-to-digital converter and the connection node, an impedance converter.
  • the processor means may be, for example, a commercially available microcontroller, a programmable logic controller (PLC) or a similar element.
  • the storage means may be, for example, a hard disk, an EEPROM or other known storage means, which may be read by the processor means.
  • a 32-bit microcontroller with corresponding internal periphery is used as the processor means.
  • the processor means may implement an alternating sequence of measurement periods and switching periods, for example by means of a register, wherein a value in the register indicates whether a measurement period or a switching period currently prevails.
  • a distance between measuring periods and switching periods can advantageously be implemented by means of an integrated counter.
  • the provision of predetermined time intervals, after each periodically the resonant circuit voltage is measured can be implemented by means of a counter, for example in a register.
  • the processor means calculates a difference between two consecutively measured values of the resonant circuit voltage and divides this by the time interval between the measurements. This makes it possible to determine the maximum value by means of only one calculation of the derivative between two consecutive measuring points.
  • the induction heating device can dispense with an additional low-point circuit.
  • the above formula can be resorted to common arithmetic operations.
  • the induction heating device with the just described first embodiment of an evaluation device preferably has an impedance converter which is connected on the input side to the connection node between parallel resonant circuit and switching element and the output side to the analog-to-digital converter for matching the impedance of the resonant circuit to a maximum allowable impedance of the analogue digital converter.
  • the evaluation device has a differentiating element, which is connected on the input side to the connection node, an analog-to-digital converter for measuring an output signal of the differentiating element, as well as the analog-to-digital converter associated processor means and associated storage means.
  • the storage media are stored instructions by which, when executed by the processor means, a method according to the invention is carried out using a differentiator as described above.
  • the processor means determine the highest value obtained, which is then the maximum value of the derivative.
  • the maximum value can be determined by the processor means, for example, by numerical differentiation of the received signal and determining a zero.
  • the analog-digital converter both according to the first and the second embodiment of the evaluation device may be integrated in a processor or microcontroller. This makes it possible, for example, to use a processor or microcontroller with integrated analog-to-digital converter, which saves space and costs in comparison to a separate embodiment of analog-to-digital converter and processor or microcontroller. It also speeds up signal processing.
  • Fig. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of an induction heater with an evaluation device according to the first embodiment as described above.
  • the induction heating device has connection terminals 1 for connecting an AC voltage UN, for example 230 V and 50 Hz, which is rectified by a bridge rectifier 2.
  • an intermediate circuit voltage UZ At an output of the bridge rectifier 2 is an intermediate circuit voltage UZ, which is buffered by a DC link capacitor 3.
  • An induction coil 4 and a capacitor 6 are connected in parallel and form a parallel resonant circuit 7.
  • the induction coil 4 is placed so that above the induction coil 4, a cookware 5 can be arranged for heating by means of induction heating. This is done so that the parallel resonant circuit 7 is made to oscillate, so that an alternating current flows through the induction coil 4, whereby this in turn generates a time-varying magnetic field for heating the cookware fifth
  • a controllable switching means as IGBT 8 is connected in series with the parallel resonant circuit 7 between the intermediate circuit voltage UZ and a reference potential in the form of a ground voltage GND.
  • the IGBT 8 is controlled by a processor means in the form of a microcontroller 10, which is advantageously a 32-bit microcontroller.
  • a freewheeling diode 9 is connected in parallel with the collector-emitter path of the IGBT 8.
  • the microcontroller 10 also forms the evaluation device and has an analog-to-digital converter 11 and storage means in the form of an EEPROM 12.
  • the analog-to-digital converter 11 is connected to a connection node N between the parallel resonant circuit 7 and the IGBT 8. At the connection node N is a resonant circuit voltage UC, which can thus be measured by means of the analog-to-digital converter 11.
  • EEPROM 12 instructions are stored which control the behavior of the microcontroller 10. These instructions ensure that the microcontroller 10 in periodically recurring switching periods, the IGBT 8 drives such that the connection node N is connected to the ground voltage GND. In such switching periods thus drops the intermediate circuit voltage UZ, based on the ground voltage GND, on the capacitor 6, whereby this is charged. These instructions also ensure that a measurement period begins immediately after the end of a respective switching period, wherein the analog-to-digital converter 11 measures the oscillatory circuit voltage UC within one measurement period at intervals of one microsecond each. A respective measurement is also referred to as a measuring point, so a time interval between two consecutive measuring points is one microsecond each.
  • the instructions stored in the EEPROM 12 furthermore ensure that the microcontroller 10 recognizes when the resonant circuit voltage UC measured by the analog-to-digital converter 11 has passed through the intermediate circuit voltage UZ as a zero crossing. This can be done, for example, by comparing the respectively measured values with the known intermediate circuit voltage UZ. After the microcontroller 10 has recognized this, it calculates a difference between a measured resonant circuit voltage UC at a measuring point immediately after the zero crossing and a measured oscillatory circuit voltage UC at a measuring point immediately before the zero crossing. It is understood that these two measuring points are immediately adjacent to each other.
  • the calculated value of this difference is then divided by the known time interval of one microsecond, whereby the voltage change per unit time, or in other words the first derivative of the resonant circuit voltage UC at the zero crossing, is calculated.
  • the value thus obtained is then multiplied by the known resonant circuit capacitance C, whereby a value for the peak current i is obtained.
  • the microcontroller 10 can determine the ideal operating point, which is to start from the next switching period for an optimization of the switching periods thereby.
  • the value calculated by the microcontroller 10 for the peak current i is used in a known manner for a control of the resonant circuit 7. This will not be discussed here.
  • Fig. 2 shows a circuit diagram of an embodiment of an induction heater, which compared to that of Fig. 1 modified.
  • the same components will be used in the description of the induction heater of Fig. 2 not received again. Rather, the differences should be discussed.
  • a differentiator 20 is arranged, which has a capacitor 21 and a resistor 22.
  • the resistor 22 is connected to a pole with the ground voltage GND. Between the capacitor 21 and the resistor 22, a voltage to be supplied to the analog-to-digital converter 11 is tapped.
  • the differentiator 20 forms together with the microcontroller 10, the evaluation.
  • the differentiating element 20 ensures that the resonant circuit voltage UC tapped at the connection node N is differentiated once, and thus the first derivative is already forwarded to the analog-to-digital converter 11 after the time.
  • the instructions stored in the EEPROM 12 are therefore in this embodiment such that no longer a zero crossing, but a maximum value of the values measured by the analog-to-digital converter 11 within a measurement period is determined. This can be done, for example, by a simple comparison of the values. Alternatively, the obtained signal could also be numerically differentiated and a zero point of the thus obtained second derivative determined.
  • Fig. 3 shows a method for calculating the peak current, such as with the induction heater of Fig. 1 can be executed.
  • corresponding instructions are stored in the EEPROM 12, which cause the microcontroller 10 to execute the respective method steps.
  • step S1 it is determined that a shift period has ended. This can be done for example by means of a register in the microcontroller 10, which indicates whether currently a switching period or a measurement period prevails.
  • step S2 the resonant circuit voltage is measured periodically. This occurs, for example, at intervals of one microsecond each.
  • step S3 a zero crossing of the resonant circuit voltage is determined by comparing the respectively measured values with the known value of the intermediate circuit voltage.
  • step S4 the first derivative of the resonant circuit voltage at the zero crossing is then calculated by subtracting the measured values of the resonant circuit voltage at a measuring point immediately after the zero crossing and at a measuring point immediately before the zero crossing. The difference thus determined is divided by the time interval of the two measuring points.
  • step S5 the peak current is determined by multiplying the value of the first derivative, as it has just been calculated, by the known resonant circuit capacitance. So knows after the end of the execution of in Fig. 3 illustrated method of the microcontroller 10, which has performed this method, the peak value of the resonant circuit voltage.
  • Fig. 4 shows typical curves of the intermediate circuit voltage UZ, the resonant circuit voltage UC, a switching parameter S for the control of the switching means and a current flowing through the resonant circuit I.
  • the DC link voltage UZ remains constant.
  • the switching parameter S only changes between two values, which in Fig. 2 dimensionless are shown. At those points where the switching parameter S assumes the higher value, the switching means is driven so that it becomes conductive and thus connects the connection node N to the ground voltage GND. Accordingly, in these periods, which are also referred to as switching periods, the resonant circuit voltage UC is at its lowest value, since the connection node N is grounded.
  • the resonant circuit voltage UC increases and becomes the in Fig. 4 Measured points M shown measured.
  • the resonant circuit voltage UC reaches the value of the intermediate circuit voltage ZU as a zero crossing. Then, the resonant circuit voltage UC continues to rise, reaches a maximum and then drops again to perform an opposite zero crossing after the time t 2 since the last zero crossing. Thereafter, the resonant circuit voltage UC drops even further until the next switching period begins after the decay time t Off . In this case, the connection node N is earthed again and the resonant circuit voltage UC is thus minimal.
  • the current flowing through the resonant circuit current I reaches at the zero crossing of the resonant circuit voltage UC its maximum I s , then decreases and reaches approximately at the opposite zero crossing of the resonant circuit voltage UC its minimum. Then it rises again, in particular it rises during the switching periods.
  • This relationship is explained by the fundamental equations of a parallel resonant circuit. It is used in the manner already described above to determine the peak current I S at the zero crossing of the resonant circuit voltage UC by means of the calculation of the derivative of the resonant circuit voltage UC at only one point.
  • the embodiments shown allow a determination of the peak current I s with particularly simple and reliable means and while avoiding power loss at a measuring resistor.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ermitteln eines Stroms bzw. Spitzenstroms einer Induktionsheizeinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Induktionsheizeinrichtung.
  • Induktionsherde finden eine immer stärkere Verbreitung, insbesondere aufgrund ihres hohen Wirkungsgrads und der schnellen Reaktion auf eine Änderung der Kochstufe. Sie sind jedoch immer noch vergleichsweise teuer. Sie umfassen üblicherweise mehrere, einer jeweiligen Kochstelle zugeordnete Induktionsheizeinrichtungen mit einer Induktionsspule, die mit einem Wechselstrom beaufschlagt wird, wodurch in einem über der Induktionsspule aufgesetzten Kochgeschirr Wirbelströme induziert werden zur Erhitzung des Kochgeschirrs.
  • Zur Ansteuerung der Induktionsspule sind unterschiedliche Schaltungsanordnungen und Ansteuerverfahren bekannt, beispielsweise aus der DE 102005050036 A1 . Dabei wird die Induktionsspule mit einem Kondensator zusammen zu einem Parallelschwingkreis verschaltet, wobei der Parallelschwingkreis mit einem ansteuerbaren Schaltmittel in Form eines IGBTs periodisch angeregt wird.
  • Eine Anregungsschaltung gemäß dem Stand der Technik kann vorteilhaft in ihrer Leistung geregelt werden, wenn ein maximal durch den Schwingkreis fließender Strom, auch als Spitzenstrom bezeichnet, bekannt ist. In bekannten Ausführungen kann dies beispielsweise mittels eines Messwiderstands erfolgen, wobei eine über diesem abfallende Spannung gemessen und für die Ermittlung des Spitzenstroms verwendet wird. Aufgrund der hohen Ströme fällt dabei jedoch auch eine hohe Verlustleistung an dem Messwiderstand ab, was gewisse Nachteile hinsichtlich Energieverbrauch mit sich bringt und vor allem wegen der erzeugten Verlustwärme den Platzbedarf erhöht, da in einem gewissen Abstand um den Messwiderstand keine anderen Bauteile angebracht werden können. Zudem sind für eine solche Messschaltung zusätzliche Bauteile nötig.
    • Aufgabe und Lösung
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Ermitteln eines Stroms bzw. Spitzenstroms einer Induktionsheizeinrichtung zu schaffen, welches mit geringerer Verlustleistung und/oder apparativem Aufwand arbeitet. Des Weiteren liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Induktionsheizeinrichtung zu schaffen, welche das erfindungsgemäße Verfahren ausführen kann.
  • Gelöst wird diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Ermitteln eines Stroms bzw. Spitzenstroms einer Induktionsheizeinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie durch eine Induktionsheizeinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 9. Vorteilhafte sowie bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der weiteren Ansprüche und werden im Folgenden näher erläutert. Dabei werden manche der Merkmale nur für das Verfahren oder nur für die Induktionsheizeinrichtung beschrieben. Sie sollen jedoch unabhängig davon sowohl für das Verfahren als auch für die Induktionsheizeinrichtung selbstständig gelten können. Der Wortlaut der Ansprüche wird durch ausdrückliche Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht.
  • Bei einem Verfahren zum Ermitteln eines Stroms bzw. Spitzenstroms einer Induktionsheizeinrichtung weist diese eine Induktionsspule und einen Kondensator auf, wobei der Kondensator der Induktionsspule parallel geschaltet ist und die Induktionsspule und der Kondensator einen Parallelschwingkreis bilden. Ferner weist die Induktionsheizeinrichtung ein ansteuerbares Schaltmittel auf, das in Serie bzw. als Serienschaltung mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine aus einer Netzwechselspannung erzeugte Zwischenkreisspannung und ein Bezugspotential eingeschleift ist. Das ansteuerbares Schaltmittel wird derart angesteuert, dass während eines Heizbetriebs der Induktionsheizeinrichtung eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird.
  • Erfindungsgemäß wird an einem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels eine Schwingkreisspannung gemessen. Von der Schwingkreisspannung wird eine Ableitung ermittelt und ein Maximalwert dieser Ableitung wird für die Ermittlung des Spitzenstroms verwendet. Vorteilhaft wird die erste Ableitung verwendet.
  • Eine solche Induktionsheizeinrichtung kann bevorzugt für ein Kochfeld verwendet werden. Hierzu weist die Induktionsspule typischerweise in etwa die Abmessungen einer jeweiligen Projektion eines Kochgeschirrs auf, also rund oder länglich bzw. oval.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht eine Bestimmung des Spitzenstroms basierend auf der Änderung der Schwingkreisspannung. Es nutzt dabei den Zusammenhang zwischen Strom i und Änderung der Spannung U mit der Zeit t an einem Kondensator mit der Kapazität C gemäß der Formel: i t = C ⋅ d U d t
    Figure imgb0001
  • Für die Bestimmung des Spitzenstroms genügt somit die Messung einer im Schwingkreis ohnehin vorhandenen Spannung. Auf das Einfügen eines Widerstands in der Schaltung, durch welchen ein Strom fließt und über welchem dann die abfallende Spannung gemessen wird, kann somit verzichtet werden. Dies verringert die in der Schaltung anfallende, grundsätzlich unerwünschte Verlustleistung. Damit kann sowohl der Energieverbrauch als auch der Platzbedarf für den Einbau verringert werden, weil die bei Vorsehen eines Messwiderstands zusätzlich anfallende Verlustleistung, welche als Wärme abgegeben wird, bei dem Verfahren gemäß der Erfindung entfällt.
  • Der Kondensator bildet in dem Schwingkreis ein zur Induktionsspule komplementäres Element. Er ist maximal aufgeladen, wenn durch die Induktionsspule kein Strom fließt, und er ist entladen, wenn durch die Induktionsspule der maximale Strom fließt.
  • Das ansteuerbare Schaltmittel ist bevorzugt als Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) ausgeführt. Es können alternativ auch andere ansteuerbare Schaltmittel, wie beispielsweise normale Bipolartransistoren, Feldeffekttransistoren oder Relais mit entsprechender Geschwindigkeit verwendet werden.
  • Die Zwischenkreisspannung ist vorteilhaft eine Spannung, welche aus der Netzwechselspannung durch Gleichrichten erzeugt wird. Hierfür kann beispielsweise ein Brückengleichrichter verwendet werden. Bei typischen Netzwechselspannungen von wenigen hundert Volt liegt die erzeugte Zwischenkreisspannung deshalb typischerweise auch in dieser Größenordnung. Bei dem Bezugspotential handelt es sich vorteilhaft um das Erdpotential des beispielsweise die Netzwechselspannung liefernden Stromnetzes.
  • Durch das zwischen die Zwischenkreisspannung und das Bezugspotential eingeschleifte ansteuerbare Schaltmittel wird der aus der Induktionsspule und dem Kondensator bestehende Parallelschwingkreis angeregt, so dass er trotz der unvermeidlichen Verluste im Schwingkreis kontinuierlich schwingt. Hierzu wird das ansteuerbare Schaltmittel bevorzugt derart angesteuert, dass es den Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels periodisch mit einer definierten, bevorzugt einstellbaren Frequenz mit dem Bezugspotential leitend verbindet. Damit fällt jeweils eine Spannung über dem Kondensator ab, welche sich im Wesentlichen als Differenz aus Zwischenkreisspannung und Bezugspotential ergibt. Dies führt dazu, dass der Kondensator wieder aufgeladen wird und damit Verluste im Schwingkreis ausgeglichen werden. Die Frequenz ist dabei bevorzugt an eine Resonanzfrequenz des Schwingkreises angepasst.
  • Der Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels ist typischerweise mit einem Pol des Kondensators sowie mit einem Pol der Induktionsspule verbunden. Somit liegt an dem Verbindungsknoten eine Spannung relativ zur Zwischenkreisspannung an, welche dem Potentialabfall über dem Kondensator entspricht. Damit ist auch gerechtfertigt, diese Spannung als Schwingkreisspannung zu bezeichnen. Alternativ kann die Schwingkreisspannung auch relativ zu dem Bezugspotential gemessen werden. Dies ergibt aufgrund der konstanten Differenz zwischen der Zwischenkreisspannung und dem Bezugspotential abgesehen von einem konstanten additiven Term und dem Vorzeichen insoweit keinen Unterschied, als für die Zwecke der Ermittlung der Spitzenspannung ohnehin nur die maximale Steigung relevant ist.
  • Von der Schwingkreisspannung wird eine Ableitung ermittelt, bevorzugt die erste Ableitung nach der Zeit. Bei der ersten Ableitung nach der Zeit handelt es sich um die Änderung der Schwingkreisspannung mit der Zeit. Die Ermittlung der Ableitung kann dabei sowohl schaltungstechnisch als auch durch ein auf einem Prozessor oder Computer ausgeführtes Programm durchgeführt werden. Schaltungstechnisch kann die Ermittlung der Ableitung beispielsweise mittels eines Differenzierglieds erfolgen. In einem Programm bzw. einer Software kann die Ermittlung der Ableitung vorteilhaft dadurch implementiert werden, dass von zwei aufeinanderfolgenden Messwerten der Schwingkreisspannung die Differenz ermittelt wird und diese durch den Zeitabstand der beiden den Messwerten zugeordneten Messpunkte dividiert wird.
  • Bevorzugt wird der Spitzenstrom durch Multiplikation des Maximalwerts der Ableitung mit einer Schwingkreiskapazität ermittelt. Dies entspricht der obigen Formel zum Zusammenhang zwischen Strom und Spannungsänderung. Damit kann ein numerischer Wert für den Spitzenstrom erhalten werden.
  • Alternativ hierzu kann beispielsweise der ermittelte Maximalwert auch unmittelbar in einer Schaltung zur Regelung der Induktionsvorrichtung verwendet werden, wobei der Maximalwert gemäß obiger Gleichung unproblematisch einen Wert angibt, welcher zu dem Spitzenstrom proportional ist. In diesem Fall kann auf die Multiplikation des Maximalwerts mit einer als numerischen Wert bestimmten Schwingkreiskapazität verzichtet werden. Bei entsprechender Wahl der Parameter der Regelung erfüllt diese trotzdem die beabsichtigte Aufgabe.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführung wird die Schwingkreisspannung während jeweiliger Messzeiträume gemessen, wobei jeder Messzeitraum zumindest einen Nulldurchgang enthält, an welchem die Schwingkreisspannung der Zwischenkreisspannung entspricht. Bei einem solchen Nulldurchgang fällt anders ausgedrückt über dem Kondensator lediglich eine Spannung von 0 V ab. Gemäß dem bekannten Zusammenhang zwischen Strom und Spannung beim Kondensator im Wechselstrombetrieb erreicht an genau einem solchen Nulldurchgang die Stromstärke ihren Maximalwert. Es genügt somit grundsätzlich, die Ableitung der Schwingkreisspannung an diesem Nulldurchgang zu bestimmen. Dies kann bevorzugt dadurch erfolgen, dass ein Messpunkt unmittelbar vor dem Nulldurchgang und ein weiterer Messpunkt unmittelbar nach dem Nulldurchgang zur Berechnung der Ableitung herangezogen werden. Bei zuverlässiger Bestimmung des Nulldurchgangs kann damit der Rechenaufwand verringert werden.
  • Alternativ kann der Maximalwert der Ableitung beispielsweise auch dadurch ermittelt werden, dass die gemessene Schwingkreisspannung während des gesamten Messzeitraums an allen Messpunkten in bekannter Weise numerisch differenziert und von der derart gewonnenen numerischen ersten Ableitung ein Maximalwert berechnet wird. Die Berechnung dieses Maximalwerts kann beispielsweise durch Vergleich der Werte und Beibehalten des größten Werts oder durch nochmalige numerische Differenzierung und Ermittlung der Nullstelle der zweiten Ableitung der Schwingkreisspannung ermittelt werden.
  • Bevorzugt verbindet das Schaltmittel innerhalb periodisch wiederkehrender Schaltzeiträume den Verbindungsknoten mit dem Bezugspotential, wobei ferner die Messzeiträume alternierend zu den Schaltzeiträumen sind. Dies kann beispielsweise derart sein, dass jeweils ein Messzeitraum unmittelbar auf einen Schaltzeitraum folgt und solange dauert, bis der nächste Schaltzeitraum beginnt. Eine solche Ausführung kann beispielsweise einfach mittels eines Registers in einem Mikrocontroller ausgeführt werden, wobei ein entsprechender Wert im Register steuert, ob es gerade ein Messzeitraum oder ein Schaltzeitraum ist. Alternativ kann beispielsweise ein jeweiliger Schaltzeitraum mit einer gewissen Verzögerung zu einem Messzeitraum beginnen bzw. ein Schaltzeitraum kann mit einer gewissen Verzögerung zu einem Messzeitraum beginnen. Damit kann Laufzeiten im System Rechnung getragen werden.
  • Durch die alternierende Ausführung von Messzeiträumen und Schaltzeiträumen wird erreicht, dass die Schwingkreisspannung in Zeiträumen gemessen wird, in welchen der Schwingkreis nicht angeregt ist und somit den bereits weiter oben beschriebenen Nulldurchgang durchführt. Typischerweise benötigt die Schwingkreisspannung eine gewisse Zeit, bis nach Abschalten des Schaltmittels bei Ende des Schaltzeitraums, während welchem die Schwingkreisspannung aufgrund des leitend geschalteten Schaltmittels auf dem Bezugspotential liegt, durch Entladung des Kondensators und entsprechende Erhöhung der Stromstärke durch die Spule ein Nulldurchgang erreicht ist. An diesem Nulldurchgang kann dann, wie weiter oben bereits beschrieben wurde, die Ableitung der Schwingkreisspannung einfach gemessen werden.
  • Bevorzugt wird die Schwingkreisspannung während der Messzeiträume periodisch in vorbestimmten Zeitabständen gemessen. Damit liegt ein jeweiliger Datensatz vor, welcher den Verlauf der Schwingkreisspannung mit einer gleichbleibenden zeitlichen Unterteilung angibt. Die Berechnung der Ableitung wird mittels der periodisch in vorbestimmten Zeitabständen erfolgenden Messung vereinfacht, weil keine unterschiedlichen Zeitabstände auftreten, welche bei der Berechnung der Ableitung berücksichtigt werden müssten, sondern es kann immer der gleiche Zeitabstand zur numerischen Berechnung der Ableitung verwendet werden.
  • Weiter bevorzugt wird unmittelbar nach einem Nulldurchgang zur Berechnung des Maximalwerts der Ableitung eine Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgend gemessenen Werten der Schwingkreisspannung berechnet und durch den zwischen den Messungen gelegenen Zeitabstand dividiert. Dies entspricht der bereits oben beschriebenen Berechnung der Ableitung, wobei diese hier an einem Nulldurchgang erfolgt, so dass schon aufgrund der bekannten elektrotechnischen Gesetzmäßigkeiten der Maximalwert der Ableitung ermittelt wird. Grundsätzlich kann bei einer solchen Ausführung dann auf eine laufende bzw. kontinuierliche Ermittlung der Ableitung verzichtet werden.
  • Besonders bevorzugt wird aus der während des Messzeitraums ermittelten Schwingkreisspannung ein Tiefpunkt der Schwingkreisspannung ermittelt, was zur Arbeitspunktbestimmung verwendet werden kann. Zur Bestimmung des Arbeitspunkts, d.h. desjenigen Punkts, an welchem die Schwingkreisspannung ihren Tiefpunkt erreicht und somit eine Verbindung des Verbindungsknotens mit dem Bezugspotential bei einer möglichst geringen Differenz zwischen Schwingkreisspannung und Bezugspotential möglich ist, wird vorteilhaft eine eigenständige Schaltung verwendet, beispielsweise als Low-Point-Schaltung. Bei Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann aus dem Verlauf der Schwingkreisspannung gleichzeitig der optimale Arbeitspunkt bestimmt werden, so dass die Low-Point-Schaltung entfallen kann zur weiteren Einsparung von Komplexität und Kosten.
  • Zur Bestimmung des Tiefpunkts werden zwei Zeiten bestimmt, welche anhand der Messwerte unmittelbar zugänglich sind:
    • t1:
    Diejenige Zeit, welche nach dem Ausschalten des Schaltelements, d.h. nach Unterbrechung der Verbindung zum Bezugspotential, benötigt wird, um die Schwingkreisspannung auf einen Wert ansteigen zu lassen, welcher der Zwischenkreisspannung entspricht. Es ist also die Zeit, welche ab Ende eines Schaltzeitraums bis zum ersten Nulldurchgang vergeht.
    t2:
    Zeitlicher Abstand zwischen dem positiven und negativen Durchschreiten der Zwischenkreisspannung durch die Schwingkreisspannung. Es ist also der Abstand zweier unmittelbar aufeinanderfolgender, gegenläufiger Nulldurchgänge.
  • Weil die Zeit t2 einer halben freien Schwingungsperiode (180°) entspricht und der Strom zur Spannung um 90° phasenverschoben ist, ergibt sich eine bis zum Tiefpunkt benötigte Ausschwingzeit tOff über folgende Formel: t Off = 360 ° − 90 ° 0 , 5 ⋅ 360 ° ⋅ t 2 + t 1 = 1 , 5 ⋅ t 2 + t 1
    Figure imgb0002
  • Gemäß einer zur numerischen Vorgehensweise alternativen Ausführung wird die Schwingkreisspannung einem Differenzierglied zugeführt, wobei ein Maximalwert eines Ausgangssignals des Differenzierglieds als Maximalwert der Ableitung ermittelt wird. Derartige Differenzierglieder sind dem Fachmann bekannt. Sie ermöglichen die Differenzierung eines Signals mittels schaltungstechnischer Komponenten. In diesem Fall bedeutet "Messen" das Zuführen zum Differenzierglied. Ein Maximalwert des Ausgangssignals des Differenzierglieds kann beispielsweise durch Vergleich der Werte oder durch numerisches Differenzieren und Ermitteln der Nullstelle berechnet werden. Somit genügt eine Ermittlung der Zeiten der beiden Nulldurchgänge relativ zum Schaltzeitraum, um den optimalen Beginn des nächsten Schaltzeitraums zu ermitteln.
  • Bevorzugt wird die Schwingkreisspannung einem Analog-Digital-Wandler über einen Impedanzwandler zugeführt. Damit können eventuell auftretende Diskrepanzen zwischen der maximal von einem Analog-Digital-Wandler tolerierten Impedanz und einer aus anderen schaltungstechnischen Gründen eventuell notwendigen Impedanz des Schwingkreises überbrückt werden. Auch kann damit eine Belastung des Signals durch das erforderliche Laden eines Halteglieds des Analog-Digital-Wandlers verringert werden.
  • Die Erfindung betrifft des Weiteren eine Induktionsheizeinrichtung mit einer Induktionsspule, einem Kondensator parallel zur Induktionsspule, wobei die Induktionsspule und der Kondensator einen Parallelschwingkreis bilden, und mit einem ansteuerbaren Schaltmittel. Dieses ist in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine Zwischenkreisspannung und ein Bezugspotential eingeschleift und wird derart angesteuert, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird. Erfindungsgemäß weist die Induktionsheizeinrichtung ferner eine Auswerteeinrichtung auf zur Messung einer Schwingkreisspannung an einem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels. Sie dient auch zur Ermittlung einer Ableitung der Schwingkreisspannung und zur Ermittlung eines Maximalwerts dieser Ableitung.
  • Mittels der erfindungsgemäßen Induktionsheizeinrichtung kann vorteilhaft das erfindungsgemäße Verfahren ausgeführt werden. Die Induktionsheizeinrichtung macht sich somit die bereits mit Bezug auf das Verfahren besprochenen Vorteile zu Nutze. Insbesondere liefert die erfindungsgemäße Induktionsheizeinrichtung einen Maximalwert der Ableitung der Schwingkreisspannung basierend auf einer Messung an einem Verbindungsknoten, ohne dass ein zusätzlicher Messwiderstand erforderlich wäre. Die Ausführungen zu den bereits mit Bezug auf das erfindungsgemäße Verfahren beschriebenen Komponenten gelten sinngemäß für die erfindungsgemäße Induktionsheizeinrichtung.
  • Nachfolgend werden zwei mögliche Ausführungen der Auswerteeinrichtung beschrieben.
  • Gemäß einer ersten Ausführung weist die Auswerteeinrichtung einen Analog-Digital-Wandler zur Messung der Schwingkreisspannung sowie diesem zugeordnete Prozessormittel und damit verbundene Speichermittel auf. In den Speichermitteln sind Instruktionen gespeichert, durch welche bei Ausführung durch die Prozessormittel ein vorbeschriebenes Verfahren ausgeführt wird, mit Ausnahme der Verfahrensführung unter Verwendung eines Differenzierglieds. Mit Ausnahme der Verfahrensführung unter Verwendung eines Differenzierglieds können alle mit Bezug auf das erfindungsgemäße Verfahren beschriebenen möglichen Ausführungen auf eine solche Auswerteeinrichtung entsprechend angewendet werden.
  • Der Analog-Digital-Wandler kann auf eine von mehreren bekannten Arten ausgeführt sein. Er ist eingangsseitig zur Messung der Schwingkreisspannung typischerweise mit dem Verbindungsknoten zwischen dem Schwingkreis und dem Schaltmittel verbunden. Dabei kann auch zwischen dem Analog-Digital-Wandler und dem Verbindungsknoten ein Impedanzwandler vorgesehen sein.
  • Bei den Prozessormitteln kann es sich beispielsweise um einen handelsüblichen Microcontroller, eine speicherprogrammierbare Steuerung (SPS) oder ein ähnliches Element handeln. Bei den Speichermitteln kann es sich beispielsweise um eine Festplatte, ein EEPROM oder andere bekannte Speichermittel handeln, welche von den Prozessormitteln ausgelesen werden können. Bevorzugt wird als Prozessormittel ein 32 Bit-Microcontroller mit entsprechender interner Peripherie verwendet.
  • Die Prozessormittel können eine alternierende Abfolge von Messzeiträumen und Schaltzeiträumen beispielsweise mittels eines Registers implementieren, wobei ein Wert in dem Register angibt, ob derzeit ein Messzeitraum oder ein Schaltzeitraum vorherrscht. Ein Abstand zwischen Messzeiträumen und Schaltzeiträumen kann vorteilhaft mittels eines integrierten Zählers implementiert werden. Auch das Vorsehen von vorbestimmten Zeitabständen, nach welchen jeweils periodisch die Schwingkreisspannung gemessen wird, kann mittels eines Zählers, beispielsweise in einem Register, implementiert werden. Gemäß einer bevorzugten Ausführung berechnen die Prozessormittel nach einem Nulldurchgang zur Berechnung des Maximalwerts der Ableitung eine Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgend gemessenen Werten der Schwingkreisspannung und dividieren diese durch den zwischen den Messungen gelegenen Zeitabstand. Dies ermöglicht die Ermittlung des Maximalwerts mittels nur einer Berechnung der Ableitung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messpunkten.
  • Sofern die Prozessormittel auch den Tiefpunkt nach dem bereits weiter oben beschriebenen Verfahren unter Verwendung der bereits weiter oben beschriebenen Formel berechnen, kann die erfindungsgemäße Induktionsheizeinrichtung auf eine zusätzliche Low-Point-Schaltung verzichten. Für die Implementierung der obigen Formel kann auf übliche Rechenoperationen zurückgegriffen werden.
  • Die Induktionsheizeinrichtung mit der eben beschriebenen ersten Ausführung einer Auswerteeinrichtung weist bevorzugt einen Impedanzwandler auf, welcher eingangsseitig mit dem Verbindungsknoten zwischen Parallelschwingkreis und Schaltelement und ausgangsseitig mit dem Analog-Digital-Wandler verbunden ist zur Anpassung der Impedanz des Schwingkreises an eine maximal zulässige Impedanz des Analog-Digital-Wandlers.
  • Gemäß einer zweiten möglichen Ausführung weist die Auswerteeinrichtung ein Differenzierglied, welches eingangsseitig mit dem Verbindungsknoten verbunden ist, einen Analog-Digital-Wandler zur Messung eines Ausgangssignals des Differenzierglieds, sowie dem Analog-Digital-Wandler zugeordnete Prozessormittel und damit verbundene Speichermittel auf. In den Speichermitteln sind Instruktionen gespeichert, durch welche bei Ausführung durch die Prozessormittel ein erfindungsgemäßes Verfahren unter Verwendung eines Differenzierglieds, wie weiter oben beschrieben wurde, ausgeführt wird. Dabei digitalisiert im Unterschied zur ersten Ausführung der Auswerteeinrichtung der Analog-Digital-Wandler nicht die Schwingkreisspannung, sondern bereits die Ableitung der Schwingkreisspannung. Es genügt dann beispielsweise, wenn die Prozessormittel den höchsten erhaltenen Wert ermitteln, dabei handelt es sich dann um den Maximalwert der Ableitung. Alternativ kann der Maximalwert von den Prozessormitteln beispielsweise auch durch numerische Differenzierung des erhaltenen Signals und Ermitteln einer Nullstelle ermittelt werden.
  • Die weiteren Bemerkungen zur ersten Ausführung einer Auswerteeinrichtung gelten, soweit diese nicht mit der Verwendung eines Differenzierglieds erkenntlich inkompatibel sind, auch für die zweite Ausführung der Auswerteeinrichtung.
  • Der Analog-Digital-Wandler sowohl gemäß der ersten als auch der zweiten Ausführung der Auswerteeinrichtung kann in einem Prozessor oder Microcontroller integriert sein. Dies ermöglicht es beispielsweise, einen Prozessor oder Microcontroller mit integriertem Analog-Digital-Wandler zu verwenden, welcher im Vergleich zu einer separaten Ausführung von Analog-Digital-Wandler und Prozessor oder Microcontroller Platz und Kosten einspart. Außerdem wird die Signalverarbeitung damit beschleunigt.
  • Diese und weitere Merkmale gehen außer aus den Ansprüchen auch aus der Beschreibung und den Zeichnungen hervor, wobei die einzelnen Merkmale jeweils für sich allein oder zu mehreren in Form von Unterkombinationen bei einer Ausführungsform der Erfindung und auf anderen Gebieten verwirklicht sein und vorteilhafte sowie für sich schutzfähige Ausführungen darstellen können, für die hier Schutz beansprucht wird. Die Unterteilung der Anmeldung in Zwischen-überschriften und einzelne Abschnitte beschränkt die unter diesen gemachten Aussagen nicht in ihrer Allgemeingültigkeit.
    • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen schematisch dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
    • Fig. 1
    ein schematisches Schaltdiagramm einer Induktionsheizeinrichtung mit Auswerteeinrichtung gemäß der ersten Ausführung,
    Fig. 2
    ein schematisches Schaltdiagramm einer Induktionsheizeinrichtung mit Auswerteeinrichtung gemäß der zweiten Ausführung,
    Fig. 3
    ein Verfahren zum Ermitteln eines Spitzenstroms und
    Fig. 4
    ein Zeitdiagramm.
    Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
  • Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Induktionsheizeinrichtung mit einer Auswerteeinrichtung gemäß der ersten Ausführung wie oben beschrieben. Die Induktionsheizeinrichtung weist Anschlussklemmen 1 zum Anschluss einer Wechselspannung UN auf, beispielsweise 230 V und 50 Hz, die von einem Brückengleichrichter 2 gleichgerichtet wird. An einem Ausgang des Brückengleichrichters 2 liegt eine Zwischenkreisspannung UZ an, die von einem Zwischenkreiskondensator 3 gepuffert wird.
  • Eine Induktionsspule 4 und ein Kondensator 6 sind parallel geschaltet und bilden einen Parallelschwingkreis 7. Die Induktionsspule 4 ist dabei so platziert, dass oberhalb der Induktionsspule 4 ein Kochgeschirr 5 angeordnet werden kann zur Beheizung mittels der Induktionsheizeinrichtung. Dies erfolgt derart, dass der Parallelschwingkreis 7 zum Schwingen gebracht wird, so dass ein Wechselstrom durch die Induktionsspule 4 fließt, wodurch diese wiederum ein zeitlich veränderliches Magnetfeld erzeugt zum Erhitzen des Kochgeschirrs 5.
  • Ein ansteuerbares Schaltmittel als IGBT 8 ist in Serie mit dem Parallelschwingkreis 7 zwischen die Zwischenkreisspannung UZ und ein Bezugspotential in Form einer Massespannung GND eingeschleift. Der IGBT 8 wird von einem Prozessormittel in Form eines Microcontrollers 10 angesteuert, der vorteilhaft ein 32 Bit-Microcontroller ist. Eine Freilaufdiode 9 ist der Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT 8 parallelgeschaltet.
  • Der Microcontroller 10 bildet hier auch die Auswerteeinrichtung und weist einen Analog-Digital-Wandler 11 sowie Speichermittel in Form eines EEPROMS 12 auf. Der Analog-Digital-Wandler 11 ist mit einem Verbindungsknoten N zwischen dem Parallelschwingkreis 7 und dem IGBT 8 verbunden. An dem Verbindungsknoten N liegt eine Schwingkreisspannung UC an, welche somit mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 11 gemessen werden kann.
  • In dem EEPROM 12 sind Instruktionen gespeichert, welche das Verhalten des Microcontrollers 10 steuern. Diese Instruktionen sorgen dafür, dass der Microcontroller 10 in periodisch wiederkehrenden Schaltzeiträumen den IGBT 8 derart ansteuert, dass der Verbindungsknoten N mit der Massespannung GND verbunden wird. In derartigen Schaltzeiträumen fällt somit die Zwischenkreisspannung UZ, bezogen auf die Massespannung GND, über dem Kondensator 6 ab, wodurch dieser aufgeladen wird. Diese Instruktionen sorgen ebenfalls dafür, dass unmittelbar nach Ende eines jeweiligen Schaltzeitraums ein Messzeitraum beginnt, wobei innerhalb eines Messzeitraums der Analog-Digital-Wandler 11 die Schwingkreisspannung UC misst, und zwar in Zeitabständen von jeweils einer Mikrosekunde. Eine jeweilige Messung wird dabei auch als Messpunkt bezeichnet, somit beträgt ein Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messpunkten jeweils eine Mikrosekunde.
  • Die in dem EEPROM 12 gespeicherten Instruktionen sorgen des Weiteren dafür, dass der Microcontroller 10 erkennt, wenn die von dem Analog-Digital-Wandler 11 gemessene Schwingkreisspannung UC als Nulldurchgang die Zwischenkreisspannung UZ durchschritten hat. Dies kann beispielsweise durch Vergleich der jeweils gemessenen Werte mit der bekannten Zwischenkreisspannung UZ erfolgen. Nachdem der Microcontroller 10 dies erkannt hat, berechnet er eine Differenz zwischen einer gemessenen Schwingkreisspannung UC bei einem Messpunkt unmittelbar nach dem Nulldurchgang und einer gemessenen Schwingkreisspannung UC bei einem Messpunkt unmittelbar vor dem Nulldurchgang. Es versteht sich, dass diese beiden Messpunkte unmittelbar benachbart zueinander sind. Der berechnete Wert dieser Differenz wird anschließend durch den bekannten Zeitabstand von einer Mikrosekunde geteilt, wodurch die Spannungsänderung je Zeiteinheit, oder anders ausgedrückt die erste Ableitung der Schwingkreisspannung UC am Nulldurchgang, berechnet wird. Der derart erhaltene Wert wird anschließend noch mit der bekannten Schwingkreiskapazität C multipliziert, wodurch ein Wert für den Spitzenstrom i erhalten wird. Zusammengefasst erfolgt die Berechnung des Spitzenstroms i nach der bekannten Formel: i t = C ⋅ d U d t
    Figure imgb0003
  • Die in dem EEPROM 12 gespeicherten Instruktionen sorgen ebenfalls dafür, dass der Microcontroller 10 die Zeit von dem Ende des Schaltzeitraums bis zum Nulldurchgang, welche auch als t1 bezeichnet wird, bestimmt und abspeichert. Nach dem Erkennen des Nulldurchgangs wertet der Microcontroller 10 die erhaltenen Messwerte weiterhin aus, um einen zweiten, gegenläufigen Nulldurchgang zu erkennen. Damit bestimmt der Microcontroller 10 dann auch den Abstand als Zeit t2 zwischen zwei aufeinanderfolgenden, gegenläufigen Nulldurchgängen. Damit berechnet schließlich der Microcontroller 10 eine Ausschwingzeit tOff, welche die Zeitdauer zwischen dem Ende des letzten Schaltzeitraums und einem Tiefpunkt der Schwingkreisspannung UC angibt nach der Formel: t Off = 360 ° − 90 ° 0 , 5 ⋅ 360 ° ⋅ t 2 + t 1 = 1 , 5 ⋅ t 2 + t 1
    Figure imgb0004
  • Mittels der berechneten Ausschwingzeit tOff kann der Microcontroller 10 den idealen Arbeitspunkt bestimmen, an welchem der nächste Schaltzeitraum beginnen soll zur internen Optimierung der Schaltzeiträume dadurch.
  • Der von dem Microcontroller 10 berechnete Wert für den Spitzenstrom i wird in bekannter Art und Weise für eine Regelung des Schwingkreises 7 verwendet. Hierauf wird hier nicht weiter eingegangen.
  • Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Induktionsheizeinrichtung, welches im Vergleich zu demjenigen von Fig. 1 abgewandelt ist. Auf gleiche Komponenten wird bei der Beschreibung der Induktionsheizeinrichtung von Fig. 2 nicht erneut eingegangen. Vielmehr soll auf die Unterschiede eingegangen werden.
  • Der wesentliche Unterschied zwischen dem Ausführungsbeispiel von Fig. 2 im Vergleich zu demjenigen von Fig. 1 ist, dass zwischen dem Verbindungsknoten N und dem Analog-Digital-Wandler 11 des Microcontrollers 10 ein Differenzierglied 20 angeordnet ist, welches einen Kondensator 21 und einen Widerstand 22 aufweist. Der Widerstand 22 ist dabei mit einem Pol mit der Massespannung GND verbunden. Zwischen dem Kondensator 21 und dem Widerstand 22 wird eine dem Analog-Digital-Wandler 11 zuzuführende Spannung abgegriffen. Das Differenzierglied 20 bildet zusammen mit dem Microcontroller 10 die Auswerteeinrichtung.
  • Das Differenzierglied 20 sorgt dafür, dass die am Verbindungsknoten N abgegriffene Schwingkreisspannung UC einmal differenziert wird und somit bereits die erste Ableitung nach der Zeit dem Analog-Digital-Wandler 11 zugeleitet wird. Die in dem EEPROM 12 gespeicherten Instruktionen sind deshalb in diesem Ausführungsbeispiel derart, dass nicht mehr ein Nulldurchgang, sondern ein Maximalwert der von dem Analog-Digital-Wandler 11 innerhalb eines Messzeitraums gemessenen Werte ermittelt wird. Dies kann beispielsweise durch einen einfachen Vergleich der Werte erfolgen. Alternativ könnte auch das erhaltene Signal numerisch differenziert und ein Nullpunkt der somit erhaltenen zweiten Ableitung bestimmt werden.
  • Es sei verstanden, dass bei dem zu berechnenden Maximum der Eingangssignale der erste Nulldurchgang liegt, und dass auch der zweite Nulldurchgang innerhalb des Messzeitraums von dem Microcontroller 10 ermittelt werden kann, nämlich durch Ermitteln des Minimums der Eingangssignale. Damit ist es auch möglich, die weiter oben bereits beschriebenen Zeiten t1 und t2 zu bestimmen und abhängig davon die Ausschwingzeit tOff zu berechnen.
  • Ansonsten ist die Funktionsweise der Induktionsheizung von Fig. 2 einschließlich des Mikrocontrollers 10 weitgehend identisch zu derjenigen von Fig. 1.
  • Fig. 3 zeigt ein Verfahren zur Berechnung des Spitzenstroms, wie es beispielsweise mit der Induktionsheizvorrichtung von Fig. 1 ausgeführt werden kann. Hierzu sind in dem EEPROM 12 entsprechende Instruktionen gespeichert, welche den Microcontroller 10 dazu veranlassen, die jeweiligen Verfahrensschritte auszuführen.
  • In Schritt S1 wird ermittelt, dass ein Schaltzeitraum beendet ist. Dies kann beispielsweise mittels eines Registers in dem Microcontroller 10 erfolgen, welches anzeigt, ob derzeit ein Schaltzeitraum oder ein Messzeitraum vorherrscht.
  • In Schritt S2 wird die Schwingkreisspannung periodisch gemessen. Dies erfolgt beispielsweise in Abständen von jeweils einer Mikrosekunde.
  • In Schritt S3 wird ein Nulldurchgang der Schwingkreisspannung ermittelt, indem die jeweils gemessenen Werte mit dem bekannten Wert der Zwischenkreisspannung verglichen werden.
  • In Schritt S4 wird anschließend die erste Ableitung der Schwingkreisspannung am Nulldurchgang berechnet, indem die gemessenen Werte der Schwingkreisspannung an einem Messpunkt unmittelbar nach dem Nulldurchgang und an einem Messpunkt unmittelbar vor dem Nulldurchgang voneinander abgezogen werden. Die derart ermittelte Differenz wird durch den Zeitabstand der beiden Messpunkte dividiert.
  • In Schritt S5 wird der Spitzenstrom durch Multiplikation des Werts der ersten Ableitung, wie er gerade berechnet wurde, mit der bekannten Schwingkreiskapazität ermittelt. Damit kennt nach dem Ende der Ausführung des in Fig. 3 dargestellten Verfahrens der Microcontroller 10, welcher dieses Verfahren ausgeführt hat, den Spitzenwert der Schwingkreisspannung.
  • Fig. 4 zeigt typische Verläufe der Zwischenkreisspannung UZ, der Schwingkreisspannung UC, eines Schaltparameters S für die Steuerung des Schaltmittels sowie eines durch den Schwingkreis fließenden Stroms I.
  • Die Zwischenkreisspannung UZ bleibt konstant. Der Schaltparameter S wechselt lediglich zwischen zwei Werten, welche in Fig. 2 dimensionslos dargestellt sind. An denjenigen Stellen, an welchen der Schaltparameter S den höheren Wert einnimmt, wird das Schaltmittel so angesteuert, dass es leitend wird und somit den Verbindungsknoten N mit der Massespannung GND verbindet. Dementsprechend befindet sich in diesen Zeiträumen, welche auch als Schaltzeiträume bezeichnet werden, die Schwingkreisspannung UC auf ihrem niedrigsten Wert, da der Verbindungsknoten N geerdet ist.
  • Nach dem Ende des Schaltzeitraums steigt die Schwingkreisspannung UC an und wird zu den in Fig. 4 dargestellten Messpunkten M gemessen. Nach Ablauf der Zeit t1 erreicht die Schwingkreisspannung UC den Wert der Zwischenkreisspannung ZU als Nulldurchgang. Dann steigt die Schwingkreisspannung UC weiter an, erreicht ein Maximum und fällt anschließend wieder ab, um nach der Zeit t2 seit dem letzten Nulldurchgang einen gegenläufigen Nulldurchgang auszuführen. Danach fällt die Schwingkreisspannung UC noch weiter ab, bis nach der Ausschwingzeit tOff der nächste Schaltzeitraum beginnt. In diesem ist der Verbindungsknoten N wiederum geerdet und die Schwingkreisspannung UC somit minimal. Es sei verstanden, dass der hier gezeigte Verlauf insofern idealisiert ist, als der Beginn des nächsten Schaltzeitraums auf den idealen Wert gesetzt ist, nämlich die Zeitdauer tOff der Ausschwingzeit seit dem Ende des letzten Schaltzeitraums. Dies kann, wie bereits oben beschrieben wurde, durch Verwendung der Zeiten t1 und t2 erreicht werden.
  • Der durch den Schwingkreis fließende Strom I erreicht am Nulldurchgang der Schwingkreisspannung UC sein Maximum Is, fällt anschließend ab und erreicht in etwa am gegenläufigen Nulldurchgang der Schwingkreisspannung UC sein Minimum. Anschließend steigt er wieder an, insbesondere steigt er während der Schaltzeiträume an. Dieser Zusammenhang erklärt sich aus den grundlegenden Gleichungen eines Parallelschwingkreises. Er wird in der bereits weiter oben beschriebenen Art und Weise dafür genutzt, den Spitzenstrom IS am Nulldurchgang der Schwingkreisspannung UC mittels der Berechnung der Ableitung der Schwingkreisspannung UC an nur einem Punkt zu ermitteln.
  • Die gezeigten Ausführungsbeispiele ermöglichen eine Ermittlung des Spitzenstroms Is mit besonders einfachen und zuverlässigen Mitteln und unter Vermeidung von Verlustleistung an einem Messwiderstand.

Claims (11)

  1. Verfahren zum Ermitteln eines Spitzenstroms (IS) einer Induktionsheizeinrichtung mit
    - einer Induktionsspule (4),
    - einem Kondensator (6), welcher der Induktionsspule (4) parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule (4) und der Kondensator (6) einen Parallelschwingkreis (7) bilden, und
    - einem ansteuerbaren Schaltmittel (8), das mit dem Parallelschwingkreis (7) eine Serienschaltung bildet, wobei diese Serienschaltung zwischen eine aus einer Netzwechselspannung erzeugte Zwischenkreisspannung (UZ) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift ist,
    wobei das ansteuerbare Schaltmittel (8) derart angesteuert wird, dass während eines Heizbetriebs der Induktionsheizeinrichtung eine Schwingung des Parallelschwingkreises (7) bewirkt wird,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    - an einem Verbindungsknoten (N) des Parallelschwingkreises (7) und des Schaltmittels (8) eine über dem Schaltmittel (8) abfallende Schwingkreisspannung (UC) gemessen wird,
    - von der Schwingkreisspannung (UC) eine Ableitung ermittelt wird und
    - ein Maximalwert der Ableitung für die Ermittlung des Spitzenstroms IS verwendet wird.
  2. Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzenstrom IS durch Multiplikation des Maximalwerts der Ableitung mit einer Schwingkreiskapazität ermittelt wird.
  3. Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schwingkreisspannung (UC) während jeweiliger Messzeit-räume gemessen wird, wobei jeder Messzeitraum zumindest einen Nulldurchgang enthält, an welchem die Schwingkreisspannung (UC) der Zwischenkreisspannung (UZ) entspricht.
  4. Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmittel (8) innerhalb periodisch wiederkehrender Schaltzeiträume den Verbindungsknoten (N) mit dem Bezugspotential (GND) verbindet und wobei die Messzeiträume alternierend zu den Schaltzeiträumen sind.
  5. Verfahren gemäß Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schwingkreisspannung (UC) während der Messzeiträume periodisch in vorbestimmten Zeitabständen gemessen wird.
  6. Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass unmittelbar nach einem Nulldurchgang zur Berechnung des Maximalwerts der Ableitung eine Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgend gemessenen Werten der Schwingkreisspannung (UC) berechnet und durch den zwischen den Messungen gelegenen Zeitabstand dividiert wird.
  7. Verfahren gemäß Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass aus der während des Messzeitraums gemessenen Schwingkreisspannung (UC) ein Tiefpunkt der Schwingkreisspannung (UC) ermittelt wird.
  8. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schwingkreisspannung (UC) einem Differenzierglied (20) zugeleitet wird und ein Maximalwert eines Ausgangssignals des Differenzierglieds (20) als Maximalwert der Ableitung ermittelt wird.
  9. Induktionsheizeinrichtung mit
    - einer Induktionsspule (4),
    - einem Kondensator (6), welcher der Induktionsspule (4) parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule (4) und der Kondensator (6) einen Parallelschwingkreis (7) bilden,
    - einem ansteuerbaren Schaltmittel (8), das mit dem Parallelschwingkreis (7) eine Serienschaltung bildet, wobei diese Serienschaltung zwischen eine aus einer Netzwechselspannung erzeugte Zwischenkreisspannung (UZ) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift ist und
    - einer Ansteuerung des ansteuerbaren Schaltmittels (8) derart, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises (7) bewirkt wird,
    gekennzeichnet durch
    eine Auswerteeinrichtung (10, 11, 12, 20, 21, 22) zur Messung einer über dem Schaltmittel (8) abfallenden Schwingkreisspannung (UC) an einem Verbindungsknoten (N) des Parallelschwingkreises (7) und des Schaltmittels (8) und zur Ermittlung einer Ableitung der Schwingkreisspannung (UC) und zur Ermittlung eines Maximalwerts der Ableitung.
  10. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinrichtung (10, 11, 12) einen Analog-Digital-Wandler (11) zur Messung der Schwingkreisspannung (UC) sowie diesem zugeordnete Prozessormittel (10) und damit verbundene Speichermittel (12) aufweist, wobei in den Speichermitteln (12) Instruktionen gespeichert sind, durch welche bei Ausführung durch die Prozessormittel (10) ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7 ausgeführt wird.
  11. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinrichtung (10, 11, 12, 20, 21, 22) folgendes aufweist:
    - ein Differenzierglied (20), welches eingangsseitig mit dem Verbindungsknoten (N) verbunden ist,
    - einen Analog-Digital-Wandler (11) zur Messung eines Ausgangssignals des Differenzierglieds (20),
    - sowie dem Analog-Digital-Wandler (11) zugeordnete Prozessormittel (10) und damit verbundene Speichermittel (12), wobei in den Speichermitteln (12) Instruktionen gespeichert sind, durch welche bei Ausführung durch die Prozessormittel (10) ein Verfahren gemäß Anspruch 8 ausgeführt wird.
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GB202014643D0 (en) * 2020-09-17 2020-11-04 Nicoventures Trading Ltd Apparatus for an aerosol generating device

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU1064195A (en) * 1993-12-06 1995-06-27 Aktiebolaget Electrolux An apparatus for controlling the operating temperature of a cooking zone
DE102005050036A1 (de) 2005-10-14 2007-05-31 E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH Induktionsheizeinrichtung und zugehöriges Betriebs- und Topferkennungsverfahren
DE102008062949B4 (de) * 2008-12-23 2014-09-11 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren zur adaptiven Regelung eines Induktionserwärmungs- oder Plasmaprozesses
JP5047225B2 (ja) * 2009-05-25 2012-10-10 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
US8598497B2 (en) * 2010-11-30 2013-12-03 Bose Corporation Cooking temperature and power control
WO2013064329A1 (en) * 2011-11-03 2013-05-10 Arcelik Anonim Sirketi An induction heating cooker

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