EP2484183A1 - Elektronisches vorschaltgerät und verfahren zum betreiben mindestens einer entladungslampe - Google Patents

Elektronisches vorschaltgerät und verfahren zum betreiben mindestens einer entladungslampe

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EP2484183A1
EP2484183A1 EP10744908A EP10744908A EP2484183A1 EP 2484183 A1 EP2484183 A1 EP 2484183A1 EP 10744908 A EP10744908 A EP 10744908A EP 10744908 A EP10744908 A EP 10744908A EP 2484183 A1 EP2484183 A1 EP 2484183A1
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EP
European Patent Office
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electronic switch
electronic
switch
coupled
current
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EP10744908A
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EP2484183B1 (de
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Arwed Storm
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Osram GmbH
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Osram GmbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for operating at least one discharge lamp with an input having a first and a second input terminal for coupling to a supply ⁇ DC voltage, an output having a first and a second output terminal for coupling to the at least one discharge lamp, an inverter having a bridge circuit with at least a first and a second electronic switch and a control device for controlling at least the first and the second electronic switch such that the first and the second electronic switch are alternately turned on at a first frequency, wherein the first and second switches are serially coupled between the first and second input terminals, wherein the first electronic switch is coupled to the first input terminal and the second electronic switch is coupled to the second input terminal i between the first and the second electronic switch, a first bridge center is formed, a current ⁇ measuring device for measuring the current at least by the second electronic switch, a lamp inductor which is serially coupled between the first bridge center and the first output terminal, at least ei ⁇ nem Trapezoidal capacitor, which is coupled in parallel to one of the two electronic switches
  • the present invention has for its object a generic electronic Vorschaltge- advises or further developing such a generic method that, even when an operation of the electro ⁇ African ballast in the vicinity of the phase jump at different loads connected to a switching unloaded operation at the lowest possible losses can be provided ⁇ .
  • the present invention is based on the finding that the above problem can be met if the frequency with which the switches of the half-bridge are operated is increased when a switching operation is detected after reaching the maximum dead time.
  • the operating frequency is shifted from inductive operation to a transient frequency between capacitive and inductive operation. This results in an increase in the negative current amplitude when taking over the current through the free ⁇ running diode of the lower switch.
  • the Radiofre ⁇ frequency of the two switches increased so far that the vorgeb- bare negative threshold value of the current through the lower switch is exceeded again, so does the known dead time control again; Switch-relieved operation of the inverter switches can be ensured.
  • Each of the two electronic switches comprises a control electrode, a working electrode and a reference electrode ⁇ . It can now be provided that the path working electrode reference electrode is connected in parallel with a discrete diode as a freewheeling diode or that the freewheeling diode is a body diode of the electronic switch. The latter is the case, for example, when mosfet transistors are used as switches.
  • control device of a modern fiction, ⁇ electronic ballast comprises a memory in which the prescribable time duration is stored. This opens up the possibility, in particular, of modifying these for specific lamps.
  • control device comprises a timing device which is designed to determine the time ⁇ duration after the Sperrend switching of the first electronic switch see until Leitend switching of the second e- lektronischen switch.
  • the control device is designed to carry out the following step: c1) If the measured time duration is equal to the predefinable time duration: increase the first frequency by a predefinable step.
  • the control device is further adapted to perform the following step: c2) repeat step cl) at least as long until the measured time period is less than the predetermined time duration ⁇ . This results in the sum that the operating frequency of the switches of the half-bridge is increased in predetermined stages until the dead time no longer corresponds to the maximum dead time.
  • control device is designed to carry out the following step: d1) If the measured time duration is less than the predefinable time duration: decrease the first frequency by a predefinable step.
  • control device is preferably designed to carry out the following step: d2) Repeat step d1) until a predefinable value for the first frequency has been reached.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of the dependence of
  • Fig. 3 shows the time course of various electrical
  • FIG. 1; and Fig. 4 a schematic illustration of a signal flow graph of an embodiment of erfindungsge ⁇ MAESSEN Totzeitregelung.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of an embodiment of an electronic ballast according to the invention.
  • the electronic ballast shown in Fig. 1 has an input with a first El and a second input terminal E2 for coupling to a DC supply voltage.
  • this is the so-called intermediate circuit voltage U Zw , which is usually obtained from an AC line voltage.
  • This intermediate circuit voltage U Zw is applied to an inverter 10, comprising a first Sl and a second electronic switch S2 in half-bridge arrangement.
  • a control device 12 is provided for controlling the switches Sl, S2, .
  • the control device 12 controls the switches S1, S2 in particular in such a way that the first and the second switches S1, S2 are alternately turned on with a first frequency.
  • the STEU ⁇ device 12 is coupled to a current measuring device, which in the present case comprises a shunt resistor R s , which is arranged serially to the first switch Sl.
  • the current flowing through the shunt resistor R s is denoted by I s .
  • the switches Sl, S2 are alsobil ⁇ det as Mosfet, wherein for simplification of the following explanations, the respective body diode Dl, D2, which acts here in each case as a freewheeling diode, is located.
  • a first half-bridge center point HBM is formed, wherein the voltage dropping at the Halb Georgianmit ⁇ tel Vietnamese voltage U is designated HBM.
  • Pa ⁇ rallel to the lower half-bridge branch is a capacitor C t Trapezkon- coupled.
  • a lamp inductor L R is coupled between the first half-bridge center HBM and a first output terminal AI of the electronic ballast.
  • an output voltage U ⁇ R is provided to a load R L of the products contained ⁇ neighborhood comprises at least one discharge lamp.
  • a coupling capacitor C c is coupled. Parallel to the series connection of the load R L and the coupling capacitor C C is a Resonanzkondensa ⁇ tor C R coupled.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of the dependence of the voltage U R readiness provided between the output terminals Al, A2 of the operating frequency f R with which the control device 12 controls the switches Sl, S2, for two different loads R L.
  • Curve 1) represents a low-impedance load 1) (low burning ⁇ voltage, low output power) with a resonant frequency f Ri , curve 2) a higher-impedance load 2) with a resonant frequency f R2 .
  • the frequency f R2 is greater than the frequency f R1 .
  • the frequency f 0 of the resonant circuit would be operated with the first ⁇ said load (curve 1)) inductively, capacitively coupled to the second-mentioned load (curve 2)).
  • Fig. 3 shows the time characteristics of different sizes of the embodiment of Fig. 1. It shows insbeson ⁇ particular the timing of the inputs and Ausschaltzu ⁇ stands of the switch S2 (curve a)), the voltage U HBM (curve b)), and the on and off state of the switch Sl (curve c)).
  • phase 1 the switch S2 is on, that is conductive. This is the reason Potential at the half-bridge center on the potential of the intermediate circuit voltage U Zw .
  • the switch S1 is off during this time.
  • the current through the shunt resistor R s is also zero. In phase 1, therefore, the current flows through the switch S2, the inductor L R to the load R L.
  • phase 2 The transition to phase 2 is characterized in that the switch S2 goes into the off state, while the switch Sl is not yet turned on. Accordingly, the current driven by the inductor L R flows from the trapezoidal capacitor C T through the inductor L R to the load R L. The potential at the half-bridge center point li ⁇ near is reduced to zero.
  • the beginning of phase 2 corresponds to the beginning of the dead time t dead -
  • the transition from phase 2 to phase 3 is characterized by the fact that the trapezoidal capacitor is discharged.
  • the freewheeling diode Dl is conductive and clamps the voltage at the half-bridge center to about -0.7 V.
  • the current now flows through the freewheeling diode Dl, the inductor L R to the load R L. With reference to curve d), therefore, a negative current flows I s from the time at which the free-wheeling diode Dl ⁇ has become conductive. If this reaches a threshold I Th res / so this is used according to the prior art to solve the switch-on of the switch Sl ⁇ .
  • the switch-on process of the switch Sl represents the beginning of the phase 4.
  • the period between the beginning of the phase 2 and the end of the phase 3 represents the dead time t d ea d .
  • the phase 3 denotes the time interval, in ⁇ within which the switch Sl switch-relieved can be switched.
  • the voltage U HBM dropping across the switch S1 is equal to zero within this period.
  • the current now begins to flow through the switch S1, whereby the current flow in the phase 4, see curve d) until the switch S1 is turned off runs approximately sinusoidally.
  • the marked with respective superscript curve curves result in an increase in the load R L , ie, with reference to FIG. 2 at load 2).
  • FIG. 4 shows a schematic representation of a signal flow graph for controlling the dead time tdead.
  • the method starts in step 100.
  • step 120 it is checked whether the dead time tdead measured by the time measuring device is equal to the predefinable time t t imeout.
  • step 140 the frequency f R , with which the switches of the half-bridge are operated, increased. Subsequently, step 120 is repeated.
  • step 140 see FIG. 2 further postponed the re ⁇ sonanzfrequenz back into the inductive region. This results in a larger negative current amplitude when taken over by the freewheeling diode, as a result of which the dead time control functions again.
  • step 160 it is checked in step 160 whether the current Radiofre acid sequence f R is greater than a nominal operating frequency f nom.
  • the nominal operating frequency f nom represents a mini ⁇ mal operating frequency of the electronic ballast. If it is found that the current Radiofre ⁇ frequency f R is above the nominal operating frequency f nom , so in step 180, the operating frequency f R is reduced and then branched back to start ,
  • step 160 If, however, it is determined in step 160 that the nomina ⁇ le operating frequency f nom has been reached, then without a change of the current operating frequency f R is branched back to the start.
  • the execution of steps 160, 180 is of particular importance when initially a lamp with a higher operating voltage was operated on the electronic ballast and its burning voltage subsequently dropped, for example due to thermal effects.
  • Oh ⁇ ne control to the nominal operating frequency f nom the lamp would be operated in this case permanently at an increased frequency and thus at reduced power.
  • the control relationship illustrated in FIG. 4 makes it possible to operate the dead-time control and also to operate each lamp connected to the electronic ballast with the optimum operating frequency.
  • the respective achievement of the predefinable time duration t t imeout can be recorded in a particularly simple digital manner.
  • the raised stabili ⁇ hung the half-bridge frequency can be digital, depending on the implementation, for example, by digital PWM register for the switch-on times of the switching elements, or analogously by an offset at the input of VCO or CCO.
  • the illustrated in Fig. 4 sequence should be finally activated from ⁇ during combustion operation and not during the Vorhei ⁇ wetting or ignition of the discharge lamp, however, to avoid unwanted interactions with other protection and control mechanisms.
  • the trapezoidal capacitor Ct and the coupling capacitor C c may also be located elsewhere.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (RL), mit einem Eingang mit einem ersten (E1) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung (UZw); einem Ausgang mit einem ersten (A1) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (RL); einem Wechselrichter (10) mit einer Brückenschaltung mitmindestens einem ersten (S2) und einem zweiten elektronischen Schalter (S1) und einer Steuervorrichtung (12) zur Ansteuerung zumindest des ersten (S2) und des zweiten elektronischen Schalters (S1) derart, dass der erste (S2) und der zweite elektronische Schalter (S1) abwechselnd mit einer ersten Frequenz (fR) leitend geschaltet werden, wobei der erste (S2) und der zweite Schalter (S1) seriell zwischen den ersten (E1) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt sind, wobei der erste elektronische Schalter (S2) mit dem ersten Eingangsanschluss (E1) und der zweite elektronische Schalter (S1) mit dem zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (E2) und dem zweiten elektronischen Schalter (E1) einerster Brückenmittelpunkt (HBM) ausgebildet ist; einer Strommessvorrichtung (RS) zur Messung des Stroms (IS) zumindest durch den zweiten elektronischen Schalter (S1); einer Lampendrossel (LR), die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (A1) gekoppelt ist; zumindest einem Trapezkondensator (Ct), der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter (S1; S2) gekoppelt ist; und zumindest einem Koppelkondensator (CC) zum Ankoppeln der Last; wobei die Steuervorrichtung (12) mit der Strommessvorrichtung (RS) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter (S1) leitend zu schalten, a) falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den zweiten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) überschritten wird; oder b) falls der vorgebbare negative Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den zweiten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) nicht überschritten wird: nach einer vorgebbaren Zeitdauer (ttimeout); wobei die Steuervorrichtung (12) ausgelegt ist, im Fall b) die erste Frequenz (fR) zu erhöhen. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (RL).

Description

Beschreibung
Elektronisches Vorschaltgerät und Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungs- lampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungs¬ gleichspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungs lampe , einem Wechselrichter mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter und einer Steuervorrichtung zur Ansteuerung zumindest des ersten und des zweiten elektronischen Schalters derart, dass der erste und der zweite elektronische Schalter abwechselnd mit einer ers- ten Frequenz leitend geschaltet werden, wobei der erste und der zweite Schalter seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind, wobei der erste elektronische Schalter mit dem ersten Eingangsanschluss und der zweite elektronische Schalter mit dem zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten elektronischen Schalter ein erster Brückenmittelpunkt ausgebildet ist, einer Strom¬ messvorrichtung zur Messung des Stroms zumindest durch den zweiten elektronischen Schalter, einer Lampendrossel, die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt und den ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, zumindest ei¬ nem Trapezkondensator, der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter gekoppelt ist und zumindest einem Koppelkondensator zum Ankoppeln der Last, wobei die Steu- ervorrichtung mit der Strommessvorrichtung gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter leitend zu schalten und zwar entweder falls ein vorgebba¬ rer negativer Schwellwert des Stroms durch den zweiten elektronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters überschritten wird oder nach einer vorgebbaren Zeitdauer, falls der vorgebbare negative Schwellwert des Stroms durch den zweiten elekt¬ ronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters nicht überschritten wird. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe.
Stand der Technik
Schon seit einiger Zeit sind unter der Bezeichung Multi- lampen-EVGs elektronische Vorschaltgeräte auf dem Markt, die zum Betrieb von unterschiedlichen Lampen, insbesondere von Lampen unterschiedlicher Leistung ausgelegt sind. Ein Problem in diesem Zusammenhang besteht darin, einen schaltentlasteten Betrieb der Brückenschaltung des Wechselrichters bei unterschiedlichen Lasten sicherzustellen. In den nachfolgenden Ausführungen wird angenommen, dass der Wechselrichter mit einer Halbbrücke bestückt ist. Wie für den Fachmann ohne Weiteres erkennbar, sind die nachfolgenden Ausführungen auf Wechselrichter mit Schaltern in Vollbrückenanordnung übertragbar. In einem aus dem Stand der Technik bekannten Controller für Entladungslampen der Firma Infineon wird ein Schalten während der Leitphase der Freilaufdiode über dem zweiten elektronischen Schalter wie folgt sichergestellt: Unter Verwendung eines Halbbrücken-Shunt-Widerstands wird der Strom im unteren Brückenzweig gemessen. Das Unterschrei¬ ten einer negativen Schwelle dieses Stroms wird dem Zeit¬ punkt gleichgesetzt, an dem die Freilaufdiode des unteren Schaltelements leitend wird. Dieses Ereignis triggert das Einschalten des unteren Halbbrückenschalters und bestimmt somit die Totzeit der Ansteuersignale für die Schalter der Halbbrücke.
Problematisch ist diese Regelung bei einem Betrieb der Brückenschaltung mit einer Frequenz unmittelbar oberhalb des Phasensprungs, das heißt oberhalb des Übergangs vom induktiven Betrieb zum kapazitiven Betrieb bei hohen Lasten. In dieser Betriebsart kann der verfügbare Strom für die Umladung des Trapezkondensators sehr gering sein. Da- durch besteht die Gefahr, dass die negative Schwelle des Stroms durch den Halbbrücken-Shunt-Widerstand nicht er¬ reicht wird. Die aus dem Stand der Technik bekannte Tot¬ zeitregelung stellt in diesem Fall die maximale Totzeit, d.h. eine maximal vorgebbare Zeitdauer, ein. Dadurch wird der Schaltvorgang des unteren Halbbrückenschalters ausge¬ führt, nachdem der Stromfluss durch die Freilaufdiode be¬ reits beendet wurde. Da zu diesem Zeitpunkt die Spannung über dem unteren Halbbrückenschalter ungleich Null ist, schaltet der untere Schalter der Halbbrücke nicht mehr schaltentlastet. Dies führt zu unerwünschten Schaltver¬ lusten sowie zu einer Überbeanspruchung der beteiligten Transistoren. Letzteres resultiert unter anderem in einer Verkürzung der Lebensdauer derartiger elektronischer Vor- schaltgeräte . Um dennoch eine zuverlässige Schaltentlastung der Halbbrücke zu gewährleisten, kann der üblicherweise vorhande- ne Resonanzkreis mit großen Resonanz-Kapazitäten ausgelegt werden. Diese Maßnahme führt jedoch zu erhöhten Blindströmen und damit zu unerwünscht großen Verlusten im Wechselrichter .
Darstellung der Erfindung Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde ein gattungsgemäßes elektronisches Vorschaltge- rät beziehungsweise ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubilden, dass auch bei einem Betrieb des elektro¬ nischen Vorschaltgeräts in der Nähe des Phasensprungs bei unterschiedlichen angeschlossenen Lasten ein schaltentlasteter Betrieb bei möglichst geringen Verlusten bereit¬ gestellt werden kann.
Diese Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisches Vor- schaltgerät mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 11.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass dem obigen Problem begegnet werden kann, wenn bei Feststellung eines Schaltvorgangs nach Erreichen der ma- ximalen Totzeit die Frequenz, mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht wird. Durch Erhöhen dieser Frequenz wird die Betriebsfrequenz ausgehend von einer Übergangsfrequenz zwischen kapazitivem und induktivem Betrieb in Richtung induktivem Betrieb verschoben. Dies resultiert in einer Vergrößerung der negativen Stromamplitude bei Übernahme des Stroms durch die Frei¬ laufdiode des unteren Schalters. Wird die Betriebsfre¬ quenz der beiden Schalter soweit erhöht, dass der vorgeb- bare negative Schwellwert des Stroms durch den unteren Schalter wieder überschritten wird, so funktioniert die bekannte Tot zeitregelung wieder; ein schaltentlasteter Betrieb der Schalter des Wechselrichters kann sicherge- stellt werden.
Diese Lösung funktioniert ohne eine Vergrößerung der Ka¬ pazität des Resonanzkondensators und geht daher mit nahe¬ zu keinen zusätzlichen Verlusten einher.
Jeder der beiden elektronischen Schalter umfasst eine Steuerelektrode, eine Arbeitselektrode und eine Bezugs¬ elektrode. Es kann nun vorgesehen werden, dass der Strecke Arbeitselektrode-Bezugselektrode eine diskrete Diode als Freilaufdiode parallel geschaltet ist oder dass die Freilaufdiode eine Bodydiode des elektronischen Schalters darstellt. Letzteres ist beispielsweise der Fall, wenn als Schalter Mosfet-Transistoren verwendet werden.
Bevorzugt umfasst die Steuervorrichtung eines erfindungs¬ gemäßen elektronischen Vorschaltgeräts einen Speicher, in dem die vorgebbare Zeitdauer abgelegt ist. Dies eröffnet insbesondere die Möglichkeit, diese ggf. lampenspezifisch zu modifizieren.
Weiterhin ist bevorzugt, wenn die Steuervorrichtung eine Zeitmessvorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die Zeit¬ dauer nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektroni- sehen Schalters bis zum Leitend-Schalten des zweiten e- lektronischen Schalters zu bestimmen.
Bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: cl) Falls die gemessene Zeitdauer gleich der vorgebbaren Zeitdauer ist: Erhöhe die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: c2) Wiederhole Schritt cl) jedenfalls solange, bis die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeit¬ dauer ist. Dies resultiert in der Summe darin, dass die Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke in vorgebbaren Stufen solange erhöht wird, bis die Totzeit nicht mehr der maximalen Totzeit entspricht. Da eine zu weite Erhöhung der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke die auf die Lampe übertragbare Leistung reduzieren würde, stellt diese Vorgehensweise einen optimalen Kompromiss zwischen einem schaltentlasteten Betrieb der Schalter der Halbbrücke sowie einer maximal an die angeschlossene Lam- pe übertragenen Leistung dar.
Weiterhin bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: dl) Falls die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeitdauer ist: Erniedrige die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: d2) Wiederhole Schritt dl) solange, bis ein vorgebbarer Wert für die erste Frequenz erreicht ist. Diese Maßnahmen tragen insbesondere der Situation Rechnung, wenn zunächst eine Entladungslampe mit höherer Leistung bzw. höherer Brennspannung an den Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts angeschlossen wird, deren Brennspannung während des Betriebs infolge von Tempera¬ tureffekten wieder abnimmt. Würde die Betriebsfrequenz für die Schalter der Halbbrücke beibehalten, die sich beim Betrieb der Lampe mit höherer Leistung eingestellt hat, so würde weniger Leistung an die Lampe mit niedrige¬ rer Brennspannung übertragen als tatsächlich möglich wäre. Durch das stufenweise Absenken der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke kann sichergestellt werden, dass einerseits die Schalter schaltentlastet betrieben werden und dass andererseits eine maximale Leistung an die am Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts ange¬ schlossene Entladungslampe übertragen wird. In diesem Zu¬ sammenhang können Algorithmen zur Wahl der Schrittweite implementiert sein, die ein nicht-schaltentlastetes Schalten der Schalter der Halbbrücke lediglich sehr selten provozieren, beispielsweise jeden lOOsten oder lOOOsten Schaltvorgang. Derart seltenes nicht- schaltentlastetes Schalten führt lediglich zu unrelevan- ten Verlusten, ermöglicht jedoch einen hinsichtlich der Leistungsübertragung optimierten Betrieb des elektronischen Vorschaltgeräts .
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf das erfindungsgemäße elektronische Vor- schaltgerät vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel ei- nes erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts ;
Fig. 2 in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der
Ausgangsspannung von der Betriebsfrequenz der Schalter des Wechselrichters für zwei unterschied¬ liche Lasten;
Fig. 3 den zeitlichen Verlauf verschiedener elektrischer
Größen für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1; und Fig. 4 in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsge¬ mäßen Totzeitregelung .
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vor- schaltgeräts. Wenngleich im Nachfolgenden die Erfindung am Beispiel eines Wechselrichters mit einer Halbbrücken¬ schaltung vorgestellt wird, so ist für den Fachmann of¬ fensichtlich, dass die erfindungsgemäßen Prinzipien auch bei einem Wechselrichter mit Vollbrückenschaltung anwend- bar sind.
Das in Fig. 1 dargestellte elektronische Vorschaltgerät weist einen Eingang mit einem ersten El und einem zweiten Eingangsanschluss E2 auf zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung. Vorliegend ist dies die so genannte Zwischenkreisspannung UZw, die üblicherweise aus einer Netzwechselspannung gewonnen wird. Diese Zwischenkreisspannung UZw wird an einen Wechselrichter 10 angelegt, der einen ersten Sl und einen zweiten elektronischen Schalter S2 in Halbbrückenanordnung umfasst. Zur Ansteue- rung der Schalter Sl, S2 ist eine Steuervorrichtung 12 vorgesehen. Die Steuervorrichtung 12 steuert die Schalter Sl, S2 insbesondere derart, dass der erste und der zweite Schalter Sl, S2 abwechselnd mit einer ersten Frequenz leitend geschaltet werden. Zu diesem Zweck ist die Steu¬ ervorrichtung 12 mit einer Strommessvorrichtung gekoppelt, die vorliegend einen Shunt-Widerstand Rs umfasst, der seriell zum ersten Schalter Sl angeordnet ist. Der durch den Shunt-Widerstand Rs fließende Strom ist mit Is bezeichnet. Die Schalter Sl, S2 sind als Mosfet ausgebil¬ det, wobei zur Vereinfachung der nachfolgenden Erklärungen die jeweilige Bodydiode Dl, D2, die hier jeweils als Freilaufdiode wirkt, eingezeichnet ist.
Zwischen den Schaltern Sl, S2 ist ein erster Halbbrückenmittelpunkt HBM ausgebildet, wobei die am Halbbrückenmit¬ telpunkt abfallende Spannung mit UHBM bezeichnet ist. Pa¬ rallel zum unteren Halbbrückenzweig ist ein Trapezkon- densator Ct gekoppelt. Zwischen den ersten Halbbrückenmittelpunkt HBM und einen ersten Ausgangsanschluss AI des elektronischen Vorschaltgeräts ist eine Lampendrossel LR gekoppelt. Zwischen den ersten Ausgangsanschluss AI und einen zweiten Ausgangsanschluss A2, der hier einen zwei- ten Halbbrückenmittelpunkt darstellt, wird eine Ausgangs¬ spannung UR an eine Last RL bereitgestellt, die vorlie¬ gend mindestens eine Entladungslampe umfasst. Zwischen den zweiten Ausgangsanschluss A2 und das Bezugspotenzial, dargestellt durch den Anschluss E2, ist ein Koppelkonden- sator Cc gekoppelt. Parallel zur Serienschaltung der Last RL und dem Koppelkondensator CC ist ein Resonanzkondensa¬ tor CR gekoppelt.
Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der zwischen den Ausgangsanschlüssen AI, A2 bereit- gestellten Spannung UR von der Betriebsfrequenz fR, mit der die Steuervorrichtung 12 die Schalter Sl, S2 ansteuert, für zwei unterschiedliche Lasten RL. Kurvenzug 1) repräsentiert eine niederohmige Last 1) (geringe Brenn¬ spannung, geringe Ausgangsleistung) mit einer Resonanz- frequenz fRi, Kurvenzug 2) eine höherohmige Last 2) mit einer Resonanzfrequenz fR2. Wie deutlich zu erkennen, ist die Frequenz fR2 größer als die Frequenz fR1. Im Betrieb mit der Frequenz f0 würde der Resonanzkreis mit der erst¬ genannten Last (Kurvenzug 1)) induktiv betrieben, mit der zweitgenannten Last (Kurvenzug 2)) kapazitiv.
Fig. 3 zeigt die zeitlichen Verläufe verschiedener Größen des Ausführungsbeispiels von Fig. 1. Sie zeigt insbeson¬ dere den zeitlichen Verlauf des Ein- und Ausschaltzu¬ stands des Schalters S2 (Kurvenzug a) ) , der Spannung UHBM (Kurvenzug b) ) sowie des Ein- und Ausschaltzustands des Schalters Sl (Kurvenzug c) ) . Darüber hinaus ist der Ver¬ lauf des Stroms Is dargestellt und zwar zunächst für ei¬ nen induktiven Betrieb (fR=fR2) bei Last 1) (Kurvenzug d) ) , für einen kapazitiven Betrieb im Phasensprung bei Last 2) (fR=fR2) (Kurvenzug e) ) , sowie für dieselbe Last wie Kurvenzug e) , jedoch nunmehr bei Betrieb mit einer Frequenz fR größer fR2 (Kurvenzug f) ) .
Die jeweiligen zeitlichen Verläufe sind gegliedert in vier unterschiedliche Phasen. In der Phase 1 ist der Schalter S2 ein, also leitend. Dadurch befindet sich das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf dem Potenzial der Zwischenkreisspannung UZw. Der Schalter Sl ist während dieser Zeit aus. Der Strom durch den Shunt-Widerstand Rs ebenfalls Null. In Phase 1 fließt demnach der Strom über den Schalter S2, die Drossel LR zur Last RL.
Der Übergang zur Phase 2 ist dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter S2 in den Aus-Zustand übergeht, während der Schalter Sl jedoch noch nicht eingeschaltet wird. Der von der Drossel LR weiterhin getriebene Strom fließt demnach aus dem Trapezkondensator CT durch die Drossel LR zur Last RL. Das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt wird li¬ near auf Null abgebaut. Der Beginn der Phase 2 entspricht dem Beginn der Totzeit tdead -
Der Übergang von Phase 2 auf Phase 3 ist dadurch gekenn- zeichnet, dass der Trapez-Kondensator entladen ist. Die Freilaufdiode Dl wird leitend und klemmt die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt auf circa -0,7 V. Der Strom fließt nunmehr über die Freilaufdiode Dl, die Drossel LR zur Last RL. Mit Bezug auf Kurvenzug d) fließt demnach ein negativer Strom Is ab dem Zeitpunkt, ab dem die Freilauf¬ diode Dl leitend geworden ist. Erreicht dieser eine Schwelle IThres / so wird dies gemäß dem Stand der Technik verwendet, um den Einschaltvorgang des Schalters Sl aus¬ zulösen. Der Einschaltvorgang des Schalters Sl stellt den Beginn der Phase 4 dar. Der Zeitraum zwischen dem Beginn der Phase 2 und dem Ende der Phase 3 stellt die Totzeit tdead dar. Die Phase 3 bezeichnet das Zeitintervall, in¬ nerhalb dessen der Schalter Sl schaltentlastet geschaltet werden kann. Die über dem Schalter Sl abfallende Spannung UHBM ist innerhalb dieses Zeitraums gleich Null. In der Phase 4 beginnt nun der Strom durch den Schalter Sl zu fließen, wodurch der Stromfluss in der Phase 4, siehe Kurvenzug d) , bis zum Abschalten des Schalters Sl näherungsweise sinusförmig verläuft. Die mit jeweiligem hochgestellten Strich gekennzeichneten Kurvenverläufe ergeben sich bei einer Vergrößerung der Last RL, d.h. mit Bezug auf Fig. 2 bei Last 2) . Demnach fällt nach einem Ausschaltvorgang des Schalters S2 das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt deutlich langsamer, siehe U'HBM in Kurvenzug b) . Zum Zeitpunkt, zu dem die Spannung U'HBM das Massepotenzial erreicht, ist der nega¬ tive Strompeak des Stroms I ' s r siehe Kurvenzug e) , jedoch nicht negativ genug, um den Schwellwert iThres zu errei¬ chen. Dadurch wird ein Schaltvorgang des Schalter Sl, siehe den Verlauf Sl' in Kurvenzug c) , erst nach Errei¬ chen der maximalen vorgebbaren Zeitdauer ttimeout ausge¬ löst.
Beim Einschalten des Schalters Sl, siehe Verlauf Sl', tritt nun ein nadeiförmiger Strom I's auf, der aus der Entladung des Trapezkondensators Ct herrührt. Da zu die¬ sem Zeitpunkt U'HBM nicht mehr gleich Null ist, wird der Schalter Sl nicht schaltentlastet geschaltet.
Während Kurvenzug d) und e) , wie erwähnt, bei einer ers¬ ten Betriebsfrequenz fR gleich fR2 für die Schalter der Halbbrücke aufgezeichnet wurden, wird nunmehr für Kurven¬ zug f) eine zweite Betriebsfrequenz fR größer fR2 gewählt. Durch die Erhöhung der Frequenz fR steigt der negative Stromimpuls zu dem Zeitpunkt, zu dem das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf Null geht, an, vergleiche Kur- venzug f) mit Kurvenzug e) . Die Schwelle IThres wird wie- der erreicht und ein schaltentlastetes Einschalten des Schalters Sl ermöglicht.
Fig. 4 zeigt in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen zur Regelung der Totzeit tdead- Das Verfahren startet im Schritt 100. Im Schritt 120 wird geprüft, ob die mittels der Zeitmessvorrichtung gemessene Totzeit tdead gleich der vorgebbaren Zeitdauer ttimeout ist.
Ist dies der Fall, so wird im Schritt 140 die Frequenz fR, mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht. Anschließend wird Schritt 120 wiederholt. Durch die Maßnahme von Schritt 140 wird, siehe Fig. 2, die Re¬ sonanzfrequenz wieder weiter in den induktiven Bereich verschoben. Dies resultiert in einer größeren negativen Stromamplitude bei einer Übernahme durch die Freilaufdio- de, wodurch die Totzeitregelung wieder funktioniert.
Wird im Schritt 120 jedoch festgestellt, dass die Totzeit tdead kleiner als die vorgegebene Zeitdauer ttimeout ist, so wird in Schritt 160 geprüft, ob die aktuelle Betriebsfre¬ quenz fR größer als eine nominale Betriebsfrequenz fnom ist. Die nominale Betriebsfrequenz fnom stellt eine mini¬ male Betriebsfrequenz des elektronischen Vorschaltgeräts dar. Wird festgestellt, dass die aktuelle Betriebsfre¬ quenz fR über der nominalen Betriebsfrequenz fnom liegt, so wird im Schritt 180 die Betriebsfrequenz fR reduziert und anschließend zum Start zurückverzweigt.
Wird in Schritt 160 jedoch festgestellt, dass die nomina¬ le Betriebsfrequenz fnom erreicht wurde, so wird ohne eine Änderung der aktuellen Betriebsfrequenz fR zum Start zurückverzweigt . Die Ausführung der Schritte 160, 180 ist insbesondere von Bedeutung, wenn zunächst eine Lampe mit einer höheren Brennspannung an dem elektronischen Vorschaltgerät betrieben wurde und deren Brennspannung anschließend, bei- spielsweise durch thermische Effekte, abgesunken ist. Oh¬ ne eine Regelung auf die nominale Betriebsfrequenz fnom würde die Lampe in diesem Fall dauerhaft bei erhöhter Frequenz und somit bei reduzierter Leistung betrieben werden. So ermöglicht der in Fig. 4 dargestellte Rege- lungszusammenhang zum einen ein Funktionieren der Totzeitregelung, zum anderen einen Betrieb jeder an das e- lektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Lampe mit der optimalen Betriebsfrequenz.
Das jeweilige Erreichen der vorgebbaren Zeitdauer ttimeout lässt sich besonders einfach digital erfassen. Die Erhö¬ hung der Halbbrückenfrequenz kann je nach Implementation digital erfolgen, beispielsweise durch digitale PWM- Register für die Einschaltzeiten der Schaltelemente, oder analog durch einen Offset am Eingang eines VCO oder CCO. Der in Fig. 4 dargestellt Ablauf sollte allerdings aus¬ schließlich im Brennbetrieb und nicht während der Vorhei¬ zung oder der Zündung der Entladungslampe aktiviert werden, um ungewollte Wechselwirkungen mit anderen Schutz- und Regelmechanismen zu vermeiden. Wie für den Fachmann offensichtlich, kann der Trapezkondensator Ct und der Koppelkondensator Cc auch an anderer Stelle angeordnet sein. Überdies können auch mehrere Tra¬ pezkondensatoren und Koppelkondensatoren, wie für den Fachmann offensichtlich, vorgesehen sein.

Claims

Ansprüche
Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindes¬ tens einer Entladungslampe (RL) , mit
einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Koppeln mit ei¬ ner Versorgungsgleichspannung (UZw) ;
einem Ausgang mit einem ersten (AI) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (RL) ;
einem Wechselrichter (10) mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (S2) und einem zweiten elektronischen Schalter (Sl) und einer Steuervorrichtung (12) zur Ansteuerung zumindest des ersten (S2) und des zweiten elektronischen Schalters (Sl) derart, dass der erste (S2) und der zweite elektronische Schalter (Sl) abwechselnd mit einer ersten Frequenz (fR) leitend geschaltet werden, wobei der erste (S2) und der zweite Schalter (Sl) seriell zwischen den ersten (El) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt sind, wo¬ bei der erste elektronische Schalter (S2) mit dem ersten Eingangsanschluss (El) und der zweite e- lektronische Schalter (Sl) mit dem zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (E2) und dem zweiten elektronischen Schalter (El) ein erster Brückenmittelpunkt (HBM) ausgebildet ist;
einer Strommessvorrichtung (Rs) zur Messung des Stroms (Is) zumindest durch den zweiten elektronischen Schalter (Sl); einer Lampendrossel (LR) , die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (AI) gekoppelt ist;
zumindest einem Trapezkondensator (Ct) , der paral¬ lel zu einem der beiden elektronischen Schalter (Sl; S2) gekoppelt ist; und
zumindest einem Koppelkondensator (Cc) zum Ankop¬ peln der Last;
wobei die Steuervorrichtung (12) mit der Strommessvorrichtung (Rs) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter (Sl) leitend zu schalten,
a) falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert (IThres ) des Stroms (Is) durch den zweiten elek¬ tronischen Schalter (Sl) nach dem Sperrend- Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) überschritten wird; oder
b) falls der vorgebbare negative Schwellwert ( IThres ) des Stroms (Is) durch den zweiten elektronischen Schalter (Sl) nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) nicht überschritten wird: nach einer vorgebbaren Zeitdauer
( ttimeout )
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) ausgelegt ist, im Fall b) die erste Frequenz (fR) zu erhöhen.
Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass jeder der beiden elektronischen Schalter (Sl, S2) eine Steuerelektrode, eine Arbeitselektrode und eine Bezugselektrode umfasst, wobei der Strecke Arbeits- elektrode - Bezugselektrode eine Freilaufdiode Dl) parallel geschaltet ist.
3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Freilaufdiode (D2, Dl) eine Bodydiode des e- lektronischen Schalters (S2, Sl) darstellt.
Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
dass die Freilaufdiode (D2, Dl) eine diskrete darstellt .
Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorher gehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) einen Speicher um fasst, in dem die vorgebbare Zeitdauer (ttimeout ) abge legt ist.
Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorher¬ gehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) eine Zeitmessvorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die Zeitdauer nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) bis zum Leitend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (Sl) zu bestimmen. 7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (12) zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
cl) falls die gemessene Zeitdauer (tdead) gleich der vorgebbaren Zeitdauer (ttimeout ) ist (Schritt 120) : Erhöhe die erste Frequenz (fR) um einen vorgebba¬ ren Schritt (Schritt 140) .
Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
c2) Wiederhole Schritt cl) jedenfalls solange, bis die gemessene Zeitdauer (tdead) kleiner als die vorgeb¬ bare Zeitdauer ( ttimeout ) ist.
Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprü¬ che 7 oder 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
dl) falls die gemessene Zeitdauer (tdead ) kleiner als die vorgebbare Zeitdauer ( ttimeout ) i s t
(Schritt 160) :
Erniedrige die erste Frequenz (fR) um einen vorgebbaren Schritt (Schritt 180) .
Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
d2) Wiederhole Schritt dl) solange, bis ein vorgebba¬ rer Wert für die erste Frequenz (fR) erreicht ist. Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (RL) an einem elektronischen Vorschaltgerät mit einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsan- schluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung ( Uzw) ; einem Ausgang mit einem ersten (AI) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe
(RL) ; einem Wechselrichter (10) mit einer Brücken¬ schaltung mit mindestens einem ersten (S2) und einem zweiten elektronischen Schalter (Sl) und einer Steuervorrichtung (12) zur Ansteuerung zumindest des ersten
(S2) und des zweiten elektronischen Schalters (Sl) derart, dass der erste (S2) und der zweite elektroni¬ sche Schalter (Sl) abwechselnd mit einer ersten Fre¬ quenz (fR) leitend geschaltet werden, wobei der erste
(S2) und der zweite Schalter (Sl) seriell zwischen den ersten (El) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt sind, wobei der erste elektronische Schalter
(S2) mit dem ersten Eingangsanschluss (El) und der zweite elektronische Schalter (Sl) mit dem zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (S2) und dem zweiten elektronischen Schalter (Sl) ein erster Brückenmittelpunkt (HBM) ausgebil¬ det ist; einer Strommessvorrichtung (Rs) zur Messung des Stroms (Is) zumindest durch den zweiten elektroni¬ schen Schalter (Sl) ; einer Lampendrossel (LR) , die se¬ riell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (AI) gekoppelt ist; zu¬ mindest einem Trapezkondensator (Ct) , der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter (Sl; S2) ge- koppelt ist; und zumindest einem Koppelkondensator (Cc) , zum Ankoppeln der Last; wobei die Steuervorrich¬ tung (12) mit der Strommessvorrichtung (Rs) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter (Sl) leitend zu schalten,
a) falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert ( IThres ) des Stroms (Is) durch den zweiten elek¬ tronischen Schalter (Sl) nach dem Sperrend- Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) überschritten wird; oder
b) falls der vorgebbare negative Schwellwert ( IThres ) des Stroms (Is) durch den zweiten elektronischen Schalter (Sl) nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S2) nicht überschritten wird: nach einer vorgebbaren Zeitdauer
( ttimeout )
gekennzeichnet durch folgenden Schritt:
Erhöhen der ersten Frequenz (fR) im Fall b) (Schritt 140) .
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