EP2319167A1 - Plasmaleistungsversorgung - Google Patents

Plasmaleistungsversorgung

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Publication number
EP2319167A1
EP2319167A1 EP08801722A EP08801722A EP2319167A1 EP 2319167 A1 EP2319167 A1 EP 2319167A1 EP 08801722 A EP08801722 A EP 08801722A EP 08801722 A EP08801722 A EP 08801722A EP 2319167 A1 EP2319167 A1 EP 2319167A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switching element
power supply
plasma power
switching
supply according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP08801722A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Kirchmeier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Original Assignee
Huettinger Elektronik GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huettinger Elektronik GmbH and Co KG filed Critical Huettinger Elektronik GmbH and Co KG
Publication of EP2319167A1 publication Critical patent/EP2319167A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/46—Generating plasma using applied electromagnetic fields, e.g. high frequency or microwave energy
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H02M7/53832—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement in a push-pull arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors

Definitions

  • the invention relates to a plasma power supply for generating an RF signal having a frequency> 3 MHz and a power> 500 W, comprising an RF power amplifier arrangement with a DC power supply and a switching bridge connected thereto, which contains two switching elements connected at least indirectly in series and their center forms the switching bridge output, wherein the first switching element is driven via an active drive signal generator.
  • Power amplifiers for exciting plasma processes in a frequency range from 1 to 50 MHz, in particular at the industrial frequencies of 13.56, 27.12 and 40.68 MHz, are generally known.
  • Such power amplifiers are available in different power classes from approx. 1 kW up to several 100 kW.
  • amplifiers based on semiconductor modules semiconductor amplifiers
  • amplifiers based on semiconductor modules are preferably used.
  • semiconductor amplifiers For larger power tube amplifiers are often used.
  • the tube amplifiers have one Amplifier tube, which in turn is driven by a power amplifier, which in turn is based on semiconductor modules, that corresponds to the amplifiers at low power. Since tubes require more space, it is desirable to also build larger power amplifiers from amplifiers based on semiconductor modules.
  • semiconductor amplifiers of lower power are interconnected with suitable power couplers.
  • MOSFETs For class D operation usually two series switching elements, z.
  • This circuit arrangement is referred to as a switching bridge or half bridge.
  • MOSFETs have two power connections (drain and source) and a control connection (gate). The driving of the MOSFETs takes place via the gate-source voltage, wherein the source connection can be regarded as the voltage reference point of this component.
  • n-channel MOSFETs are used because they can be turned on and off faster and generate less power dissipation than p-channel MOSFETs.
  • the usual circuit is as follows:
  • the upper MOSFET (High Side Switch HSS) is connected with its first power connection (drain connection in n-channel MOSFETs) to the positive DC supply voltage and with its second power connection (source connection at n-channel MOSFETs) to the drain of the lower MOSFET (Low Side Switch LSS, usually an n-channel MOSFET).
  • the source terminal of the lower MOSFET is connected to the negative DC supply voltage.
  • the output signal of the half-bridge is tapped between the two switching elements (MOSFETs) (midpoint of the switching bridge). Both MOSFETs are controlled via their gate connection (control connection).
  • the source terminal of the LSS is at the quiet negative potential of the DC supply voltage, while when using an n-channel MOSFET for the HSS whose source terminal carries the RF output signal. Therefore, the control voltage (gate-source voltage) of the HSS must be relative to the RF output signal with its fast changing (floating) high potential difference, which in a drive signal generator, which is at a quiet potential, a complicated potential separation in the transmission of Control voltage required and by the small compared with the RF output voltage control voltage carries the risk of incorrect control of the HSS.
  • the HSS is replaced by a choke, which provides a DC current flow to the output of the circuit (corresponding to the midpoint of the class D amplifier).
  • a closed switching element (equivalent to LSS in the class D amplifier) causes a low voltage at the output of the circuit, causing current to flow through the inductor; this current flow is maintained after opening of the switching element by the self-inductance of the inductor, which generates a high voltage at the center.
  • Class D operation has the advantage over class E operation that the voltages on the switching elements formed as transistors are limited to the DC supply voltage, while in class E operation the reverse voltages on the transistors are limited to the DC supply voltage Three times the supply voltages can increase.
  • class D operation has the disadvantage over class E operation of requiring very precise synchronization of the cooperative switching elements, which becomes increasingly difficult as the switching frequency increases, and that the reference point for driving the HSS relative to a rapidly changing potential must occur.
  • class D and class E amplifiers can be found in US Pat. No. 7,180,758 B2.
  • a plasma power supply of the type mentioned wherein an auxiliary circuit for generating a drive signal for the second switching element is provided as a result of a change in operating state of the first switching element.
  • switching element and “switching element” are synonymous and interchangeable.
  • the second switching element is activated automatically, passively, not actively, ie without one, or independently of a device control. Compared to the conventional class E amplifier, no large voltage surges occur. Since no active control (and thus no active drive signal generator) of the second switching element is necessary, components can be saved, so that the arrangement can be constructed more cost-effectively. In addition, neither a driver nor a driver control is necessary for the second switching element.
  • the RF power amplifier arrangement includes only one actively driven switching element but, like a class D amplifier, essentially limits its operating voltage to the supply voltage.
  • the first and / or second switching element may be formed as a bipolar transistor, field effect transistor, in particular MOSFET, or IGBT. Particular advantages are the design as MOSFET 1 because these components are inexpensive and have a high efficiency.
  • the auxiliary circuit may have a signal processing device which is connected directly or indirectly to the midpoint of the switching bridge.
  • the signal processing device By means of the signal processing device, the drive signal for the second switching element can be generated on the basis of signals which are related to the current or the voltage in the center.
  • the signal processing device need not be controlled by an external controller or an external signal generator.
  • the signal processing device can have only one conductor section, wherein the conductor section can connect the control connection of the second switching element to the center.
  • the auxiliary circuit may include a capacitor connected between the second switching element and the midpoint of the switching bridge or the second switching element and a potential, in particular the positive potential, of the DC power supply. At the end of a conducting phase of the first switching element, this blocks and initiates a swinging of the output voltage (voltage at the center). As soon as the output voltage rises above the positive DC power supply voltage, the body diode of the second switching element becomes conductive. The reverse current through the body diode of the second switching element now charges the capacitor in series therewith. The voltage of this capacitor is also the gate drive voltage of the second switching element, so that this is now conductive and remains conductive until after Stromkommuttechnik the capacitor is discharged back to less than the threshold voltage required for switching.
  • the second switching element is thus self-switching and thus automatically synchronized with the first switching element.
  • the capacitance of the capacitor may be at least twice as large, in particular at least five times as large, preferably at least ten times as large as the capacitance between the power terminals (drain and source) of the first switching element. An excessive voltage at the center is thereby reliably derived by the second switching element to the positive connection of the DC power supply.
  • a throttle It can be provided in parallel with the second switching element, a throttle.
  • a DC current flow is ensured even when the second switching element is switched off.
  • the throttle may be configured such that the current through the inductor changes less than 20% during a period of the fundamental frequency. As a result, a switching behavior similar to the class E principle can be realized.
  • the charge of the induction current of the reactor may be stored in a capacitor arranged in series with the second switching element.
  • the auxiliary circuit may comprise a coil or a coil section, one end of which is connected to the center and the other end to the signal processing device.
  • a coil By such a coil, when the first switching element is switched off, a voltage can be generated which is sufficient to switch on the second switching element.
  • the coil may be provided as a separate coil in series with a primary winding of an output transformer and be magnetically coupled thereto or be part of a primary winding of a réelleübertragers as coil section, wherein the center is connected to a tap of the primary winding. This means that the primary winding of the output transformer is extended compared to the conventional design and has a tap.
  • the coil may be part of a throttle as a coil section, which is connected in parallel to the second switching element, wherein the center point is connected to a tap of the throttle.
  • the coil could be arranged as a separate coil in series with and magnetically coupled to the inductor.
  • the signal processing device may comprise a filter, in particular a high, low or bandpass filter, or a resonant circuit. Thereby, the waveform of the drive signal of the second switching element can be adjusted.
  • the signal processing device may also contain active components. However, it does not need to be connected to a controller, in particular an active signal generator, which specifies a signal.
  • the signal processing device may further comprise a voltage divider and / or an attenuator.
  • the voltage divider can be realized by an amplifier arrangement having a gain factor ⁇ 1.
  • An attenuator such as a damped series resonant circuit, may be used to shape the drive signal of the second switching element.
  • the signal processing device may comprise one or more amplifiers.
  • input signals of the signal processing device can be amplified.
  • the signal processing device has a transformer, galvanic isolation can take place in the signal processing device.
  • the signal processing device may be connected to a plurality of elements of the auxiliary circuit. This means that the drive signal for the second switching element is generated in consideration of a plurality of signals of the auxiliary circuit.
  • the signal processing device can therefore comprise a plurality of inputs, for example for a measured value of the midpoint voltage or a current or a voltage which are applied to one end of a coil.
  • a capacitor may be connected in parallel with the first switching element. By this capacitor, the switching of the second switching element can be delayed after switching off the first switching element.
  • an output network which is connected to the center and at its output terminal an RF output signal can be tapped.
  • the output network Through the output network, current and voltage can be shifted relative to one another in order to obtain a suitable voltage at the center point relative to the source connection of the second switching element, so that a reliable switching on and off of the second switching element is ensured.
  • the output network can be tuned to the fundamental frequency. This means that a signal which has the fundamental frequency and which is desired at the output is allowed to pass through. Other frequencies, in particular harmonics of the fundamental frequency, are filtered out.
  • the output network can also deliberately detuned from the fundamental frequency, so be tuned to one of the fundamental frequency slightly different frequency. This achieves certain waveforms and time intervals of the voltage at the midpoint of the jumper and the current through the output network.
  • the scope of the invention also includes a method for operating a plasma power supply comprising an RF power amplifier arrangement with a DC power supply and a switching bridge connected thereto, which contains two switching elements connected at least indirectly in series and whose center forms the switching bridge output, wherein the first switching element is controlled via an active drive signal generator.
  • a drive signal for the second switching element is generated as a result of an operating state change of the first switching element.
  • the operating voltage of the first switching element can be essentially limited to the supply voltage.
  • the first switching element is thereby protected. There is no active control of the second switching element necessary. It can be saved components. The circuit works safely and reliably.
  • a positive voltage relative to the midpoint potential of the switching bridge can be generated. Thereby, the second switching element can be turned on.
  • the drive signal can be generated without active signal generator.
  • the second switching element can be controlled in such a way that it initially passes current flow of charge in a first direction and current flow in reversed direction locks only when a part of the flow in the first direction has drained in the reverse direction.
  • the voltage profile and current profile at the first switching element can be shifted relative to one another such that the voltage across the first switching element at the time of its switching on is ⁇ 30%, preferably ⁇ 20% of the potential difference between the potentials of the DC power supply. As a result, low switching losses can be realized.
  • a choke dimensioned such that the current through the choke changes by less than 20% during a period of the fundamental frequency may be used in parallel with the second switching element. As a result, a constant power supply of the first switching element is ensured.
  • Fig. 1 is a schematic representation of an RF power amplifier arrangement
  • FIG. 3 shows an alternative embodiment of an RF power amplifier arrangement
  • Fig. 5 shows a modification of the embodiment of Fig. 4; 6a-6g different possible embodiments of a signal processing device;
  • Fig. 7c the voltage waveform across the first switching element of the RF power amplifier arrangement according to the invention.
  • the switching bridge 12 comprises the two series-connected switching elements S1 and S2.
  • the switching bridge 12 is connected to both the positive potential 13 and the negative potential 14 of a DC power supply.
  • M is the center of the series circuit of the switching elements S1 and S2.
  • the center M represents the output terminal of the switching bridge 12.
  • the output network 15 may have in addition to the output transformer 16 series capacitors, series inductors, resonant circuits, taps of the output transformer, etc. Output networks 15 without output transformer 16 are conceivable.
  • the output network 15 may include an autotransformer.
  • the plasma load 17 is shown only as impedance. However, the load may also include an impedance matching network.
  • another switching bridge may be connected. Alternatively, the point X may be connected to ground AC-connected, as in the embodiment shown by the capacitors 18.1, 18.2.
  • the first switching element S1 is driven by a driver 19, which in turn is connected to an active Anêtsignalgenerator, not shown, for example, a device control.
  • the drive signal of the switching element S1 is therefore actively generated by a signal generator.
  • the drive signal of the second switching element S2 is generated by a signal processing device 20. With the signal processing device 20 different components 21, 22, 23 are connected. These components and the component 26 together with the signal processing device 20 form an auxiliary circuit.
  • the signal processing device 20 In order to switch on the second switching element S2, the signal processing device 20 together with the components 21, 22, 23 must be so-that the potential at the control terminal 24 of the switching element S2 is above the potential at the (power) terminal 25 of the second switching element S2, which thus also the reference potential of the signal processing device 20 is. Except for voltage drops that can be generated in the device 21, this potential is essentially the potential of the midpoint M.
  • the activation of the second switching element S2 by the signal processing device 20 is passive, i. without signal from the device control.
  • the signal processing device 20 is designed merely as a line section 30 which connects the center M to the control connection 24 of the second switching element S2.
  • the component 21 is designed as a capacitor and the component 23 is designed as a throttle.
  • the output network 15 comprises a series resonant circuit.
  • the capacitor 31 in parallel to the first switching element S1 is optional. Therefore, the connecting lines are shown in dashed lines.
  • the RF power amplifier assembly 11 is formed as a class E amplifier with additional switching element S2.
  • additional switching element S2 By designed as a throttle device 23, the current flow to the center M is held approximately constant.
  • the first switching element S1 is turned off, the induced current flow through the device 23 causes an increase in the potential at the center M over the positive potential 13 of the DC power supply.
  • the through the device 21 and the second Switching element S2 flowing current (initially, current flows only through the body diode or the parasitic capacitance of the switching element S2) causes the control terminal 24 and the potential at the control terminal 24 is more positive than the potential at the terminal 25.
  • the second switching element S2 begins to lead.
  • the charge originating from the current flow through the component 23 is stored in the component 21 or strengthens the current flow through the output network 15 after the current direction reversal.
  • the component 21 and the conductive switching element S2 limit the voltage at the center M to a value which is only slightly above the positive potential 13 of the DC power supply. With the capacitor (component 21), the component 23 and the series resonant circuit in the output network 15, the waveform of the voltage curve in the center M can be controlled.
  • the optional capacitor 31 in parallel with the switching element S1 delays the switching on of the second switching element S2 after switching off the first switching element S1 and otherwise also influences the waveform.
  • the output network 15 has an output transformer 16, which comprises a primary coil 35.
  • the primary coil 35 is extended by a coil section 36 compared to the conventional embodiment.
  • the center M is connected to the one end of the coil portion 36. This means that the primary winding 35 has a tap 37.
  • the other end of the coil section 36 is connected to the signal processing device 20, which generates a drive signal for the second switching element S2.
  • the coil section 36 is thus connected both to the center M and to the signal processing device 20, and the signal processing device 20 is thereby indirectly connected to the center M.
  • the switching element S1 When the switching element S1 is turned off, the voltage induced in the primary winding 35 causes a voltage increase at M. At the end of the coil section 36, which is connected to the signal processing device 20, the voltage overshoot is even higher. This voltage overshoot is applied via the signal processing device 20 to the control terminal 24 of the switching element S2. The potential at the control terminal 24 is higher than the potential at the center M, at which the terminal 25 of the switching element S2 is located. As a result, the switching element S2 turns on.
  • the components 21 and 23 are missing. This means that essentially a class D amplifier is realized.
  • the waveform of the voltage in the center M can be adjusted by further impedances in the output network 15.
  • a choke between the midpoint M and the positive potential 13 of the DC power supply can be provided, which, however, has no influence on the further operation.
  • the voltage overshoot that is caused by the coil section 36 may also be provided in the embodiment according to FIG.
  • a tap 40 defines a coil portion 41 through which in turn takes place a voltage increase.
  • the switching element S1 is switched off, an excessively high voltage is generated by the current flowing through the component 23 and in particular by its extension through the coil section 41, which voltage is applied to the control terminal 24 via the signal processing device 20.
  • the potential at the control terminal 24 is raised above the potential at the center M, which is the reference potential of the switching element S2, so that the switching element S2 turns on.
  • the device 26 is formed as a capacitor.
  • a component 21, which is designed as a capacitor to be provided between the switching element S2 and the center M (FIG. 5).
  • the switching elements S1 and S2 are directly connected to each other, if instead of the device 26, the device 21 between the switching element S1 and the switching Element S2 is provided, the switching elements S1, S2 indirectly connected to each other.
  • the signal processing device 20 is not only supplied with the signal present at the end of the coil section 41, but also connected to the connection 25 of the switching element S2, so that the signal processing device 20 has the reference potential of the switching element Elements S2 is provided.
  • the signal processing device 20 is indirectly connected to the center M both via the coil section 41 and via the component 21. Taking into account these signals, a drive signal for the switching element S2 is determined in the signal processing device 20.
  • the primary coil 35 is extended by a coil section in order to continue to contribute to the voltage increase.
  • FIGS. 6a to 6g Different embodiments of the signal processing device 20 are shown in FIGS. 6a to 6g.
  • the connections on the left side represent the input connections of the signal processing device 20 and the right connection represent the output connection which is connected to the control connection 24.
  • This signal processing device 20 it is possible to influence the amplitude, curve shape and time behavior of the activation signal for S2.
  • the signal processing device 20 is formed only by a conductor section 30. By this, the signal input 45 and the output terminal 80 are connected.
  • an RC low-pass filter is formed in the signal processing device 20, by means of which the drive voltage of the second switching element S2 is formed.
  • the terminal 46 is connected to a reference potential, which lies in the region of the reference potential of the second switching element S2.
  • the terminal 46 may be connected to the source terminal (terminal 25) of the switching element S2 or to the midpoint M.
  • the signal processing device 20 has a transformer 47, which is connected on the primary side to the connection 45 and on the secondary side to the connection 80.
  • the terminals 46.1 and 46.2 are in turn connected to a reference potential, which is in the range of the reference potential of the second switching element S2 and may be the potential of the center point M, for example.
  • the signal processing device 20 has two signal inputs 45.1, 45.2, which are each connected to an amplifier 48, 49.
  • the output signals of the amplifiers 48, 49 are added in an adder 50.
  • a constant voltage U can be additionally added.
  • the gain of the amplifiers 48, 49 may also be ⁇ 1.
  • the output signal of the adder 50 is supplied via the terminal 80 to the control terminal 24. If the amplifiers 48, 49 have a gain ⁇ 1, they can be realized by a voltage divider.
  • FIG. 6e shows an embodiment of a signal processing device 20 which has a diode-shaped rectifier 51 with a subsequent low-pass filter 52 comprising two resistors 53, 54 and a capacitor 55.
  • Diode 51 and low pass filter 52 result in a rapid increase and a slow drop of the drive signal.
  • FIG. 6f shows a signal processing device 20 which has a damped series resonant circuit 56.
  • the series resonant circuit has a series connection of a coil 57 and a capacitor 58 and, in parallel thereto, a resistor 59.
  • FIG. 6 g shows a high-pass filter 60, consisting of a capacitor 61 and a resistor 62, which represent the signal processing device 20.
  • the voltage waveform 70 is shown at the top terminal of the switching element S1 when a conventional class E operation is performed.
  • the conventional class E-operation is usually the second Switching element S2 does not exist, but only a throttle, through which the switching element S1 is connected to the positive potential of the DC power supply.
  • the maximum voltage is significantly higher than the positive potential 13 of the DC power supply. Thus, situations may occur in which a very high voltage is applied across the switching element S1.
  • FIG. 7b shows the voltage curve 71 at the center M or above the lower switching element S1 of a switching bridge which is operated in class D operation. Except for a small overshoot 72, the voltage is limited to the positive potential 13 of the DC power supply.
  • the voltage curve 72 is shown, which adjusts in the RF power amplifier arrangement according to the invention. It can be seen that the voltage 73 is substantially limited to the positive potential 13 of the DC power supply.

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Abstract

Bei einer HF-Leistungsverstärkeranordnung (11) mit einer DC-Leistungsstromversorgung und einer daran angeschlossenen Schaltbrücke (12), die zwei zumindest mittelbar in Serie geschaltete Schaltelemente (S1, S2) enthält und deren Mittelpunkt (M) den Schaltbrückenausgang bildet, wobei das erste Schaltelement (S1) über einen aktiven Ansteuersignalgenerator angesteuert ist, ist eine Hilfsschaltung zur Erzeugung eines Ansteuersignals für das zweite Schaltelement (S2) in Folge einer Betriebszustandsänderung des ersten Schaltelements (S1) vorgesehen.

Description

Plasmaleistungsversorgung
Die Erfindung betrifft eine Plasmaleistungsversorgung zur Erzeugung eines HF- Signals mit einer Frequenz > 3MHz und einer Leistung > 500W , umfassend eine HF- Leistungsverstärkeranordnung mit einer DC-Leistungsstromversorgung und einer daran angeschlossenen Schaltbrücke, die zwei zumindest mittelbar in Serie geschaltete Schaltelemente enthält und deren Mittelpunkt den Schaltbrückenausgang bildet, wobei das erste Schaltelement über einen aktiven Ansteuersignalgenerator angesteuert ist.
Es sind Leistungsverstärker zur Anregung von Plasmaprozessen (z.B. zum RF- Sputtern, Ätzen oder zur Anregung von Gaslasern) in einem Frequenzbereich von 1 bis 50 MHz insbesondere bei den Industriefrequenzen 13,56, 27,12 und 40,68 MHz allgemein bekannt. Solche Leistungsverstärker gibt es in unterschiedlichen Leistungsklassen von ca. 1 kW bis zu mehreren 100 kW. Bei den kleineren Leistungen im Bereich von 1 bis 20 kW werden bevorzugt Verstärker basierend auf Halbleitermodulen (Halbleiterverstärker) eingesetzt. Bei größeren Leistungen werden häufig Röhrenverstärker eingesetzt. Die Röhrenverstärker besitzen eine Verstärkerröhre, die ihrerseits von einem Leistungsverstärker angetrieben wird, der wiederum auf Halbleitemodulen basiert, also den Verstärkern bei kleinen Leistungen entspricht. Da Röhren einen erhöhten Platzbedarf haben, ist es erstrebenswert, auch Leistungsverstärker für größere Leistungen aus auf Halbleitermodulen basierenden Verstärkern aufzubauen. Dazu werden Halbleiterverstärker geringerer Leistung mit geeigneten Leistungskopplern zusammengeschaltet.
Ein wichtiger Aspekt bei den Leistungsverstärkern basierend auf Halbleitermodulen ist die Minimierung der Verlustleistung, vor allem in den Halbleitermodulen selbst. Daher werden zur Anregung von Plasmaprozessen vor allem HF-Generatoren mit solchen Leistungsverstärkern eingesetzt, die ein oder mehrere schaltende Elemente aufweisen und im Klasse-D- oder Klasse-E-Betrieb betrieben werden.
Für den Klasse-D-Betrieb werden üblicherweise zwei in Serie geschaltete schaltende Elemente, z. B. MOSFETs, verwendet. Diese Schaltungsanordnung wird als Schaltbrücke oder Halbbrücke bezeichnet. MOSFETs haben zwei Leistungsanschlüsse (Drain und Source) und einen Steueranschluss (Gate). Die Ansteuerung der MOSFETs erfolgt über die Gate-Source-Spannung, wobei der Source-Anschluss als der spannungsmäßige Bezugspunkt dieses Bauteils angesehen werden kann. Bevorzugt werden n-Kanal-MOSFETs verwendet, da sie schneller ein- und ausgeschaltet werden können und weniger Verlustleistung erzeugen als p-Kanal-MOSFETs.
Die übliche Schaltung sieht wie folgt aus: Der obere MOSFET (High Side Switch HSS) ist mit seinem ersten Leistungsanschluss (Drain-Anschluss bei n-Kanal- MOSFETs) an die positive DC-Versorgungsspannung angeschlossen und mit seinem zweiten Leistungsanschluss (Source-Anschluss bei n-Kanal-MOSFETs) an den Drain-Anschluss des unteren MOSFETs (Low Side Switch LSS, üblicherweise ein n- Kanal-MOSFET). Der Source-Anschluss des unteren MOSFETs ist an die negative DC-Versorgungsspannung angeschlossen. Das Ausgangssignal der Halbbrücke wird zwischen den beiden schaltenden Elementen (MOSFETs) (Mittelpunkt der Schaltbrücke) abgegriffen. Angesteuert werden beide MOSFETs jeweils über ihren Gate-Anschluss (Steueranschluss). Der Source-Anschluss des LSS liegt auf dem ruhigen negativen Potential der DC- Versorgungsspannung, während bei der Verwendung eines n-Kanal-MOSFETs auch für den HSS dessen Source-Anschluss das HF-Ausgangssignal führt. Daher muss auch die Steuerspannung (Gate-Source-Spannung) des HSS relativ zu dem HF- Ausgangssignal mit seinem schnell wechselnden (floatenden) hohen Potentialunterschied liegen, was bei einem Ansteuersignalgenerator, die auf einem ruhigen Potential liegt, eine komplizierte Potentialtrennung bei der Übertragung der Steuerspannung erfordert und durch die verglichen mit der HF-Ausgangsspannung kleine Steuerspannung die Gefahr einer falschen Ansteuerung des HSS birgt.
Bei spannungsgespeisten Halbbrücken ist es wesentlich, dass sich niemals beide schaltenden Elemente gleichzeitig im leitenden Zustand befinden, weil sonst die Versorgungsspannung kurzgeschlossen würde. Dies ist bei steigender Frequenz immer schwieriger sicherzustellen. Zeitverzögerungen beim Ein- und Ausschalten der schaltenden Elemente ergeben sich hierbei vor allem aus der induktiven Wirkung der Zuleitungen und aus Umladevorgängen der inneren Kapazitäten der schaltenden Elemente, die darüber hinaus bei den einzelnen schaltenden Elementen unterschiedlich lang dauern können.
Beim Klasse-E-Verstärker ist der HSS durch eine Drossel ersetzt, die einen DC- Stromfluss zum Ausgang der Schaltung (entspricht Mittelpunkt beim Klasse-D- Verstärker) bereitstellt. Ein geschlossenes Schaltelement (entspricht LSS beim Klasse-D-Verstärker) bewirkt eine niedrige Spannung am Ausgang der Schaltung, was einen Stromfluss durch die Drossel auslöst; dieser Stromfluss bleibt nach Öffnen des Schaltelements durch die Selbstinduktion der Drossel erhalten, was eine hohe Spannung am Mittelpunkt erzeugt.
Der Klasse-D-Betrieb bietet gegenüber dem Klasse-E-Betrieb den Vorteil, dass die Spannungen an den als Transistoren ausgebildeten schaltenden Elementen auf die DC-Versorgungsspannung begrenzt sind, während beim Klasse-E-Betrieb die Sperrspannungen an den Transistoren auf über das Dreifache der Versorgungsspannungen ansteigen können. Der Klasse-D-Betrieb weist allerdings gegenüber dem Klasse-E-Betrieb den Nachteil auf, dass eine sehr präzise Synchronisation der zusammenwirkenden schaltenden Elemente notwendig ist, die bei steigender Schaltfrequenz zunehmend schwierig wird, und dass der Bezugspunkt für die Ansteuerung des HSS relativ zu einem schnell wechselnden Potential erfolgen muss.
Beispiele für Klasse D- und Klasse-E-Verstärker finden sich in der US 7,180,758 B2.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung bereit zu stellen, die die genannten Nachteile des Klasse-D- bzw. Klasse-E-Betriebs reduziert oder vermeidet und die Vorteile kombiniert.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch eine Plasmaleistungsversorgung der eingangs genannten Art, wobei eine Hilfsschaltung zur Erzeugung eines Ansteuersignals für das zweite Schaltelement in Folge einer Betriebszustandsänderung des ersten Schaltelements vorgesehen ist. Die Begriffe „Schaltelement" und „schaltendes Element" sind gleichbedeutend und austauschbar. Das zweite Schaltelement wird erfindungsgemäß selbsttätig, passiv, nicht aktiv, also ohne eine, bzw. unabhängig von einer Gerätesteuerung, angesteuert. Im Vergleich zum konventionellen Klasse-E-Verstärker treten keine großen Spannungsüberschwünge auf. Da keine aktive Ansteuerung (und somit kein aktiver Ansteuersignalgenerator) des zweiten Schaltelements notwendig ist, können Bauteile eingespart werden, sodass die Anordnung kostengünstiger aufgebaut werden kann. Zudem ist für das zweite Schaltelement weder ein Treiber noch eine Treiberansteuerung notwendig. Probleme, die im Stand der Technik auftreten, da der Treiber bzw. die Treiberansteuerung auf einem floatenden Potenzial des zweiten Schaltelements liegen, werden vermieden. Durch die erfindungsgemäße Anordnung erfolgt weiterhin eine selbsttätige Synchronisation der beiden schaltenden Elemente. Dadurch besteht im Gegensatz zum klassischen Klasse-D-Verfahren nicht die Gefahr, dass beide schaltenden Elemente gleichzeitig einschalten und ein Kurzschluss entsteht. Zusammenfassend enthält die HF-Leistungsverstärkeranordnung wie ein Verstärker der Klasse E nur ein aktiv angesteuertes schaltendes Element, begrenzt aber wie ein Verstärker der Klasse D dessen Betriebsspannung im Wesentlichen auf die Versorgungsspannung. Das erste und/oder zweite Schaltelement kann als Bipolartransistor, Feldeffekttransistor, insbesondere MOSFET, oder IGBT ausgebildet sein. Besondere Vorteile bietet die Ausgestaltung als MOSFET1 da diese Bauelemente kostengünstig sind und einen hohen Wirkungsgrad aufweisen.
Die Hilfsschaltung kann eine Signalverarbeitungseinrichtung aufweisen, die mittelbar oder unmittelbar mit dem Mittelpunkt der Schaltbrücke verbunden ist. Durch die Signalverarbeitungseinrichtung kann das Ansteuersignal für das zweite Schaltelement aufgrund von Signalen generiert werden, die mit dem Strom oder der Spannung im Mittelpunkt in Beziehung stehen. Die Signalverarbeitungseinrichtung muss nicht durch eine externe Steuerung oder einen externen Signalgenerator angesteuert werden.
In einer besonders einfachen Ausführungsform kann die Signalverarbeitungseinrichtung lediglich einen Leiterabschnitt aufweisen, wobei der Leiterabschnitt den Steueranschluss des zweiten Schaltelements mit dem Mittelpunkt verbinden kann.
Die Hilfsschaltung kann einen Kondensator umfassen, der zwischen das zweite Schaltelement und den Mittelpunkt der Schaltbrücke oder das zweite Schaltelement und ein Potenzial, insbesondere das positive Potenzial, der DC-Leistungsstrom- versorgung geschaltet ist. Am Ende einer leitenden Phase des ersten Schaltelements sperrt dieses und leitet ein Umschwingen der Ausgangsspannung (Spannung am Mittelpunkt) ein. Sobald die Ausgangsspannung über die positive DC- Leistungsstromversorgungsspannung steigt, wird die Body-Diode des zweiten Schaltelements leitend. Der Rückwärtsstrom durch die Body-Diode des zweiten Schaltelements lädt nun den in Reihe mit diesem liegenden Kondensator auf. Die Spannung dieses Kondensators ist gleichzeitig die Gate-Ansteuerspannung des zweiten Schaltelements, sodass dieses nun leitend wird und so lange leitend bleibt, bis nach Stromkommutierung der Kondensator wieder auf weniger als die zum Einschalten benötigte Schwellspannung entladen ist. Das zweite Schaltelement ist also selbstschaltend und somit automatisch mit dem ersten Schaltelement synchronisiert. Die Kapazität des Kondensators kann mindestens doppelt so groß, insbesondere mindestens fünfmal so groß, vorzugsweise mindestens zehnmal so groß sein, wie die Kapazität zwischen den Leistungsanschlüssen (Drain und Source) des ersten Schaltelements. Eine überhöhte Spannung am Mittelpunkt wird dadurch durch das zweite Schaltelement zuverlässig zum positiven Anschluss der DC-Leistungs- stromversorgung abgeleitet.
Es kann eine Drossel parallel zum zweiten Schaltelement vorgesehen sein. Insbesondere wird ein DC-Stromfluss auch bei ausgeschaltetem zweitem Schaltelement sichergestellt. Die Drossel kann derart ausgelegt sein, dass sich der Strom durch die Drossel während einer Periode der Grundfrequenz um weniger als 20 % ändert. Dadurch kann ein Schaltverhalten ähnlich dem Klasse-E-Prinzip realisiert werden. Die Ladung des Induktionsstroms der Drossel kann in einem Kondensator, der in Serie zum zweiten Schaltelement angeordnet ist, gespeichert werden.
Die Hilfsschaltung kann eine Spule oder einen Spulenabschnitt umfassen, deren/dessen eines Ende mit dem Mittelpunkt und deren anderes Ende mit der Signalverarbeitungseinrichtung verbunden ist. Durch eine solche Spule kann beim Ausschalten des ersten Schaltelements eine Spannung erzeugt werden, die ausreicht, um das zweite Schaltelement einzuschalten. Die Spule kann als separate Spule in Serie zu einer Primärwicklung eines Ausgangsübertragers vorgesehen und mit dieser magnetisch gekoppelt sein oder als Spulenabschnitt Bestandteil einer Primärwicklung eines Ausgangsübertragers sein, wobei der Mittelpunkt mit einer Anzapfung der Primärwicklung verbunden ist. Dies bedeutet, dass die Primärwicklung des Ausgangsübertragers gegenüber der herkömmlichen Ausführung verlängert ist und eine Anzapfung aufweist.
Alternativ kann die Spule als Spulenabschnitt Bestandteil einer Drossel sein, die parallel zum zweiten Schaltelement geschaltet ist, wobei der Mittelpunkt mit einer Anzapfung der Drossel verbunden ist. Die Spule könnte jedoch, genauso wie sie in Serie zu einer Primärwicklung des Ausgangsübertragers angeordnet sein könnte, als separate Spule in Serie zu der Drossel angeordnet und mit dieser magnetisch gekoppelt sein. Die Signalverarbeitungseinrichtung kann einen Filter, insbesondere einen Hoch-, Tief- oder Bandpassfilter, oder einen Resonanzkreis umfassen. Dadurch kann die Signalform des Ansteuersignals des zweiten Schaltelements eingestellt werden. Die Signalverarbeitungseinrichtung kann auch aktive Bauteile enthalten. Sie braucht jedoch nicht an eine Steuerung, insbesondere einen aktiven Signalgenerator, angeschlossen sein, die ein Signal vorgibt.
Alternativ oder zusätzlich kann weiterhin die Signalverarbeitungseinrichtung einen Spannungsteiler und/oder ein Dämpfungsglied umfassen. Der Spannungsteiler kann durch eine Verstärkeranordnung realisiert werden, die einen Verstärkungsfaktor < 1 hat. Ein Dämpfungsglied, wie beispielsweise ein gedämpfter Serienresonanzkreis, kann zur Formung des Ansteuersignals des zweiten Schaltelements dienen.
Die Signalverarbeitungseinrichtung kann einen oder mehrere Verstärker umfassen. Insbesondere können Eingangssignale der Signalverarbeitungseinrichtung verstärkt werden.
Wenn die Signalverarbeitungseinrichtung einen Übertrager aufweist, kann eine galvanische Trennung in der Signalverarbeitungseinrichtung erfolgen.
Die Signalverarbeitungseinrichtung kann mit mehreren Elementen der Hilfsschaltung verbunden sein. Dies bedeutet, dass das Ansteuersignal für das zweite Schaltelement unter Berücksichtigung mehrerer Signale der Hilfsschaltung generiert wird. Die Signalverarbeitungseinrichtung kann daher mehrere Eingänge umfassen, beispielsweise für einen Messwert der Mittelpunktsspannung oder einen Strom oder eine Spannung die an einem Ende einer Spule anliegen.
Parallel zum ersten Schaltelement kann ein Kondensator geschaltet sein. Durch diesen Kondensator kann das Einschalten des zweiten Schaltelements nach dem Abschalten des ersten Schaltelements verzögert werden.
Es kann ein Ausgangsnetwerk vorgesehen sein, das an den Mittelpunkt angeschlossen ist und an dessen Ausgangsanschluss ein HF-Ausgangssignal abgreifbar ist. Durch das Ausgangsnetzwerk können Strom und Spannung zueinander verschoben werden, um am Mittelpunkt eine geeignete Spannung gegenüber dem Source-Anschluss des zweiten Schaltelements zu erhalten, sodass ein zuverlässiges Ein- und Ausschalten des zweiten Schaltelements sichergestellt ist.
Das Ausgangsnetzwerk kann auf die Grundfrequenz abgestimmt sein. Dies bedeutet, dass ein Signal, welches die Grundfrequenz aufweist, und welches am Ausgang erwünscht ist, durchgelassen wird. Andere Frequenzen, insbesondere Harmonische der Grundfrequenz, werden ausgefiltert. Das Ausgangsnetzwerk kann auch gegenüber der Grundfrequenz absichtlich verstimmt, also auf eine von der Grundfrequenz geringfügig abweichende Frequenz abgestimmt sein. Dadurch erreicht man bestimmte Kurvenformen und Zeitabstände der Spannung am Mittelpunkt der Schaltbrücke und des Stroms durch das Ausgangsnetzwerk.
In den Rahmen der Erfindung fällt außerdem ein Verfahren zum Betrieb einer Plasmastromversorgung, umfassend eine HF-Leistungsverstärkeranordnung mit einer DC-Leistungsstromversorgung und einer daran angeschlossenen Schaltbrücke, die zwei zumindest mittelbar in Serie geschaltete Schaltelemente enthält und deren Mittelpunkt den Schaltbrückenausgang bildet, wobei das erste Schaltelement über einen aktiven Ansteuersignalgenerator angesteuert wird. Ein Ansteuersignal für das zweite Schaltelement wird in Folge einer Betriebszustandsänderung des ersten Schaltelements erzeugt. Dadurch kann die Betriebsspannung des ersten Schaltelements im Wesentlichen auf die Versorgungsspannung begrenzt werden. Das erste Schaltelement wird dadurch geschützt. Es ist keine aktive Ansteuerung des zweiten Schaltelements notwendig. Es können Bauelemente gespart werden. Die Schaltung arbeitet sicher und zuverlässig.
Als Ansteuersignal für das zweite Schaltelement kann eine positive Spannung relativ zum Mittelpunktspotenzial der Schaltbrücke erzeugt werden. Dadurch kann das zweite Schaltelement eingeschaltet werden. Das Ansteuersignal kann dabei ohne aktiven Signalgenerator erzeugt werden.
Das zweite Schaltelement kann dabei derart angesteuert werden, das es zunächst Stromfluss von Ladung in einer ersten Richtung durchlässt und Stromfluss in umgekehrter Richtung erst sperrt, wenn ein Teil der in erster Richtung geflossenen Ladung in umgekehrter Richtung abgeflossen ist.
Der Spannungsverlauf und Stromverlauf am ersten Schaltelement können so zueinander verschoben werden, dass die Spannung über dem ersten Schaltelement zum Zeitpunkt dessen Einschaltens < 30 %, vorzugsweise < 20 % der Potenzialdifferenz zwischen den Potenzialen der DC-Leistungsstromversorgung ist. Dadurch lassen sich geringe Schaltverluste realisieren.
Parallel zu dem zweiten Schaltelement kann eine Drossel verwendet werden, die so dimensioniert ist, dass sich der Strom durch die Drossel während einer Periode der Grundfrequenz um weniger als 20 % ändert. Dadurch wird eine konstante Stromversorgung des ersten Schaltelements sichergestellt.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigen, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung schematisch dargestellt und werden nachfolgend mit Bezug zu den Figuren der Zeichnung erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer HF-Leistungsverstärkeranordnung;
Fig. 2 eine erste detailliertere Darstellung einer HF-
Leistungsverstärkeranordnung;
Fig. 3 eine alternative Ausgestaltung einer HF-Leistungsverstärkeranordnung;
Fig. 4 eine weitere Ausführungsform einer HF-Leistungsverstärkeranordnung;
Fig. 5 eine Abwandlung der Ausführungsform der Fig. 4; Fig. 6a - 6g unterschiedliche mögliche Ausgestaltungen einer Signalverarbeitungseinrichtung;
Fig. 7a der Spannungsverlauf über dem schaltenden Element eines Klasse-E-
Verstärkers;
Fig. 7b der Spannungsverlauf über dem unteren schaltenden Element einer
Schaltbrücke, die im Klasse-D-Betrieb betrieben wird;
Fig. 7c der Spannungsverlauf über dem ersten schaltenden Element der erfindungsgemäßen HF-Leistungsverstärkeranordnung.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines HF-Leistungsgenerators 10 mit einer HF-Leistungsverstärkeranordnung 11 , die eine Schaltbrücke 12 aufweist. Die Schaltbrücke 12 umfasst die zwei in Serie geschaltete Schaltelemente S1 und S2. Die Schaltbrücke 12 ist sowohl an das positive Potenzial 13 als auch das negative Potenzial 14 einer DC-Leistungsstromversorgung angeschlossen. Mit M ist der Mittelpunkt der Serienschaltung aus den Schaltelementen S1 und S2 bezeichnet. Der Mittelpunkt M stellt den Ausgangsanschluss der Schaltbrücke 12 dar. An den Mittelpunkt M ist ein Ausgangsnetzwerk 15 angeschlossen, welches im Ausführungsbeispiel einen Ausgangsübertrager 16 aufweist, an den eine Plasmalast 17 angeschlossen ist. Das Ausgangsnetzwerk 15 kann zusätzlich zum Ausgangsübertrager 16 Serienkondensatoren, Serieninduktivitäten, Schwingkreise, Anzapfungen des Ausgangsübertragers etc. haben. Auch Ausgangsnetzwerke 15 ohne Ausgangsübertrager 16 sind denkbar. Außerdem kann das Ausgangsnetzwerk 15 einen Spartransformator enthalten.
Die Plasmalast 17 ist nur als Impedanz dargestellt. Die Last kann jedoch auch zusätzlich noch ein Impedanzanpassungsnetzwerk aufweisen. An dem Punkt X kann noch eine weitere Schaltbrücke angeschlossen sein. Alternativ kann der Punkt X wechselstrommäßig mit Masse verbunden sein, wie dies im gezeigten Ausführungsbeispiel durch die Kondensatoren 18.1 , 18.2 erfolgt. Das erste Schaltelement S1 wird durch einen Treiber 19 angesteuert, der wiederum an einen nicht gezeigten aktiven Ansteuersignalgenerator, z.B. eine Gerätesteuerung, angeschlossen ist. Das Ansteuersignal des schaltenden Elements S1 wird daher aktiv durch einen Signalgenerator erzeugt. Das Ansteuersignal des zweiten Schaltelements S2 wird durch eine Signalverarbeitungseinrichtung 20 erzeugt. Mit der Signalverarbeitungsrichtung 20 sind unterschiedliche Bauelemente 21 , 22, 23 verbunden. Diese Bauelemente sowie das Bauelement 26 bilden zusammen mit der Signalverarbeitungseinrichtung 20 eine Hilfsschaltung.
Um das zweite Schaltelement S2 einzuschalten, muss die Signalverarbeitungseinrichtung 20 zusammen mit den Bauelementen 21 , 22, 23 dafür sogen, dass das Potenzial am Steueranschluss 24 des Schaltelements S2 über dem Potenzial am (Leistungs)anschluss 25 des zweiten Schaltelements S2 liegt, das somit auch das Bezugspotential der Signalverarbeitungseinrichtung 20 ist. Bis auf Spannungsabfälle, die im Bauelement 21 erzeugt werden können, ist dieses Potenzial im Wesentlichen das Potenzial des Mittelpunkts M . Die Ansteuerung des zweiten Schaltelements S2 durch die Signalverarbeitungseinrichtung 20 erfolgt passiv, d.h. ohne Signal von der Gerätesteuerung.
Bei der Ausführungsform in der Figur 2 ist die Signalverarbeitungseinrichtung 20 lediglich als Leitungsabschnitt 30 ausgebildet, der den Mittelpunkt M mit dem Steueranschluss 24 des zweiten Schaltelements S2 verbindet. Das Bauelement 21 ist als Kondensator ausgebildet und das Bauelement 23 ist als Drossel ausgebildet. Das Ausgangsnetzwerk 15 umfasst einen Serienschwingkreis. Der Kondensator 31 parallel zum ersten Schaltelement S1 ist optional. Deshalb sind die Verbindungsleitungen gestrichelt dargestellt.
Im Ausführungsbeispiel der Figur 2 ist die HF-Leistungsverstärkungsanordnung 11 als Klasse-E-Verstärker mit zusätzlichem Schaltelement S2 ausgebildet. Durch das als Drossel ausgebildete Bauelement 23 wird der Stromfluss zum Mittelpunkt M annähernd konstant gehalten. Wenn das erste Schaltelement S1 abgeschaltet wird, bewirkt der induzierte Stromfluss durch das Bauelement 23 eine Anhebung des Potenzials im Mittelpunkt M über das positive Potenzial 13 der DC- Leistungsstromversorgung. Der durch das Bauelement 21 und das zweite Schaltelement S2 fließende Strom (zunächst fließt Strom nur durch die Body-Diode oder die parasitäre Kapazität des Schaltelements S2) bewirkt, dass der Steueranschluss 24 bzw. das Potenzial am Steueranschluss 24 positiver wird als das Potenzial an dem Anschluss 25. Das zweite Schaltelement S2 beginnt zu leiten. Die vom Stromfluss durch das Bauteil 23 stammende Ladung wird im Bauteil 21 gespeichert oder stärkt den Stromfluss durch das Ausgangsnetzwerk 15 nach der Stromrichtungsumkehr. Das Bauteil 21 und das leitende Schaltelement S2 begrenzen die Spannung im Mittelpunkt M auf einen Wert, der nur geringfügig über dem positiven Potenzial 13 der Leistungsgleichstromversorgung liegt. Mit dem Kondensator (Bauteil 21), dem Bauteil 23 und dem Serienschwingkreis im Ausgangsnetzwerk 15 kann die Kurvenform des Spannungsverlaufs im Mittelpunkt M kontrolliert werden. Der optionale Kondensator 31 parallel zum schaltenden Element S1 verzögert das Einschalten des zweiten Schaltelements S2 nach dem Abschalten des ersten Schaltelements S1 und nimmt auch sonst Einfluss auf die Kurvenform.
Bei der in der Figur 3 gezeigten Ausführungsform einer HF-Leistungsverstärkeranordnung weist das Ausgangsnetzwerk 15 einen Ausgangsübertrager 16 auf, der eine Primärspule 35 umfasst. Die Primärspule 35 ist gegenüber der konventionellen Ausführung um einen Spulenabschnitt 36 verlängert. Der Mittelpunkt M ist mit dem einen Ende des Spulenabschnitts 36 verbunden. Dies bedeutet, dass die Primärwicklung 35 eine Anzapfung 37 aufweist. Das andere Ende des Spulenabschnitts 36 ist mit der Signalverarbeitungseinrichtung 20 verbunden, die ein Ansteuersignal für das zweite Schaltelement S2 erzeugt. Der Spulenabschnitt 36 ist somit sowohl mit dem Mittelpunkt M als auch mit der Signalverarbeitungseinrichtung 20 verbunden und die Signalverarbeitungseinrichtung 20 ist dadurch mittelbar mit dem Mittelpunkt M verbunden.
Wenn das schaltende Element S1 abgeschaltet wird, bewirkt die in der Primärwicklung 35 induzierte Spannung eine Spannungsüberhöhung an M. Am Ende des Spulenabschnitts 36, das mit der Signalverarbeitungseinrichtung 20 verbunden ist, ist die Spannungsüberhöhung noch höher. Diese Spannungsüberhöhung wird über die Signalverarbeitungseinrichtung 20 an den Steueranschluss 24 des schaltenden Elements S2 gelegt. Das Potenzial am Steueranschluss 24 ist höher als das Potenzial am Mittelpunkt M, an dem der Anschluss 25 des schaltenden Elements S2 liegt. Dadurch schaltet das schaltende Element S2 ein.
Bei diesem Ausführungsbeispiel fehlen die Bauelemente 21 und 23. Dies bedeutet, dass im Wesentlichen ein Klasse-D-Verstärker realisiert wird. Die Kurvenform der Spannung im Mittelpunkt M kann durch weitere Impedanzen im Ausgangsnetzwerk 15 eingestellt werden.
Zum ersten Einschalten des schaltenden Elements S1 kann eine Drossel zwischen dem Mittelpunkt M und dem positiven Potenzial 13 der DC- Leistungsstromversorgung vorgesehen sein, die jedoch für den weiteren Betrieb keinen Einfluss hat.
Die Spannungsüberhöhung, die durch den Spulenabschnitt 36 bewirkt wird, kann auch im Ausführungsbeispiel gemäß Figur 2 vorgesehen sein.
Beim Ausführungsbeispiel der Figur 4 ist wiederum ein als Drossel ausgebildetes Bauelement 23 vorgesehen, wobei eine Anzapfung 40 einen Spulenabschnitt 41 definiert, durch den wiederum eine Spannungsüberhöhung erfolgt. Beim Abschalten des schaltenden Elements S1 wird durch den weiter durch das Bauelement 23 fließenden Strom und insbesondere durch dessen Verlängerung durch den Spulenabschnitt 41 eine Spannungsüberhöhung erzeugt, die über die Signalverarbeitungseinrichtung 20 an den Steueranschluss 24 gelegt wird. Dadurch wird das Potenzial am Steueranschluss 24 über das Potenzial im Mittelpunkt M, welches das Bezugspotenzial des schaltenden Elements S2 darstellt, erhöht, sodass das schaltende Element S2 einschaltet. In diesem Ausführungsbeispiel ist das Bauelement 26 als Kondensator ausgebildet. An Stelle des Bauelements 26 kann jedoch auch ein Bauelement 21 , welches als Kondensator ausgebildet ist, zwischen dem schaltenden Element S2 und dem Mittelpunkt M vorgesehen sein (Figur 5).
Wenn nur das Bauelement 26 vorgesehen ist, sind die schaltenden Elemente S1 und S2 unmittelbar miteinander verbunden, wenn statt des Bauelements 26 das Bauelement 21 zwischen dem schaltenden Element S1 und dem schaltenden Element S2 vorgesehen ist, sind die schaltenden Elemente S1 , S2 mittelbar miteinander verbunden.
In der Figur 5 ist weiterhin zu sehen, dass der Signalverarbeitungseinrichtung 20 nicht nur das am Ende des Spulenabschnitts 41 vorhandene Signal zugeführt wird, sondern dass sie auch mit dem Anschluss 25 des schaltenden Elements S2 verbunden ist, so dass der Signalverarbeitungseinrichtung 20 das Bezugspotenzial des schaltenden Elements S2 zur Verfügung gestellt wird. Die Signalverarbeitungseinrichtung 20 ist sowohl über den Spulenabschnitt 41 als auch über das Bauelement 21 mittelbar mit dem Mittelpunkt M verbunden. Unter Berücksichtigung dieser Signale wird in der Signalverarbeitungseinrichtung 20 ein Ansteuersignal für das schaltende Element S2 ermittelt.
Zusätzlich könnte auch noch vorgesehen sein, dass die Primärspule 35 um einen Spulenabschnitt verlängert ist, um weiterhin zur Spannungserhöhung beizutragen.
In den Figuren 6a bis 6g sind unterschiedliche Ausführungsformen der Signalverarbeitungseinrichtung 20 dargestellt. Die Anschlüsse auf der linken Seite stellen dabei die Eingangsanschlüsse der Signalverarbeitungseinrichtung 20 und der rechte Anschluss den Ausgangsanschluss, der mit dem Steueranschluss 24 verbunden ist, dar. Mit dieser Signalverarbeitungseinrichtung 20 lassen sich Amplitude, Kurvenverlauf und Zeitverhalten des Ansteuersignals für S2 beeinflussen.
In Figur 6a ist die Signalverarbeitungseinrichtung 20 lediglich durch einen Leiterabschnitt 30 ausgebildet. Durch diesen werden der Signaleingang 45 und der Ausgangsanschluss 80 verbunden.
In der Ausführungsform gemäß Figur 6b ist in der Signalverarbeitungseinrichtung 20 ein RC-Tiefpassfilter ausgbildet, durch den die Ansteuerspannung des zweiten Schaltelements S2 geformt wird. Der Anschluss 46 ist mit einem Bezugspotenzial verbunden, welches im Bereich des Bezugspotenzials des zweiten Schaltelements S2 liegt. Beispielsweise kann der Anschluss 46 mit dem Source-Anschluss (Anschluss 25) des schaltenden Elements S2 oder mit dem Mittelpunkt M verbunden sein. In der Ausführungsform gemäß Figur 6c weist die Signalverarbeitungseinrichtung 20 einen Übertrager 47 auf, der primärseitig mit dem Anschluss 45 und sekundärseitig mit dem Anschluss 80 verbunden ist. Die Anschlüsse 46.1 und 46.2 sind wiederum mit einem Bezugspotenzial verbunden, welches im Bereich des Bezugspotenzials des zweiten Schaltelements S2 liegt und beispielsweise das Potenzial des Mittelpunkts M sein kann.
Bei der Ausführungsform gemäß Figur 6d weist die Signalverarbeitungseinrichtung 20 zwei Signaleingänge 45.1 , 45.2 auf, die jeweils mit einem Verstärker 48, 49 verbunden sind. Die Ausgangssignale der Verstärker 48, 49 werden in einem Addierer 50 addiert. Hier kann auch noch eine konstante Spannung U zusätzlich addiert werden. Die Verstärkung der Verstärker 48, 49 kann auch < 1 sein. Das Ausgangssignal des Addierers 50 wird über den Anschluss 80 an den Steueranschluss 24 gegeben. Wenn die Verstärker 48, 49 eine Verstärkung < 1 haben, können sie durch einen Spannungsteiler realisiert werden.
In der Figur 6e ist eine Ausführungsform einer Signalverarbeitungseinrichtung 20 gezeigt, die einen als Diode ausgebildeten Gleichrichter 51 mit nachfolgendem Tiefpassfilter 52, der zwei Widerstände 53, 54 und einen Kondensator 55 umfasst, aufweist. Diode 51 und Tiefpassfilter 52 führen zu einem schnellen Anstieg und zu einem langsamen Abfall des Ansteuersignals.
In der Figur 6f ist eine Signalverarbeitungseinrichtung 20 gezeigt, die einen gedämpften Serienschwingkreis 56 aufweist. Der Serienschwingkreis weist eine Serienschaltung einer Spule 57 und eines Kondensators 58 sowie parallel dazu einen Widerstand 59 auf.
In der Figur 6g ist ein Hochpassfilter 60, bestehend aus einem Kondensator 61 und einem Widerstand 62 gezeigt, die die Signalverarbeitungseinrichtung 20 darstellen.
In der Figur 7a ist der Spannungsverlauf 70 am oberen Anschluss des schaltenden Elements S1 dargestellt, wenn ein herkömmlicher Klasse-E-Betrieb durchgeführt wird. Beim herkömmlichen Klasse-E-Betrieb ist in der Regel das zweite Schaltelement S2 nicht vorhanden, sondern lediglich eine Drossel, durch die das schaltende Element S1 mit dem positiven Potenzial der DC- Leistungsstromversorgung verbunden ist. Wie sich aus der Figur 7a entnehmen lässt, ist die maximale Spannung deutlich höher als das positive Potenzial 13 der DC-Leistungsstromversorgung. Somit können Situationen eintreten, in denen eine sehr hohe Spannung über dem Schaltelement S1 anliegt.
In der Figur 7b ist der Spannungsverlauf 71 am Mittelpunkt M bzw. über dem unteren Schaltelement S1 einer Schaltbrücke gezeigt, die im Klasse-D-Betrieb betrieben wird. Bis auf einen kleinen Überschwinger 72 wird die Spannung auf das positive Potenzial 13 der DC-Leistungsstromversorgung begrenzt.
In der Figur 7c ist der Spannungsverlauf 72 gezeigt, der sich bei der erfindungsgemäßen HF-Leistungsverstärkeranordnung einstellt. Es ist zu erkennen, dass die Spannung 73 im Wesentlichen auf das positive Potenzial 13 der DC- Leistungsstromversorgung begrenzt ist.

Claims

Patentansprüche
1. Plasmaleistungsversorgung zur Erzeugung eines HF-Signals mit einer Frequenz > 3MHz und einer Leistung > 500W , umfassend eine HF- Leistungsverstärkeranordnung (11) mit einer DC-Leistungsstromversorgung und einer daran angeschlossenen Schaltbrücke (12), die zwei zumindest mittelbar in Serie geschaltete Schaltelemente (S1 , S2) enthält und deren Mittelpunkt (M) den Schaltbrückenausgang bildet, wobei das erste Schaltelement (S1) über einen aktiven Ansteuersignalgenerator angesteuert ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Hilfsschaltung zur Erzeugung eines Ansteuersignals für das zweite Schaltelement (S2) in Folge einer Betriebszustandsänderung des ersten Schaltelements (S1) vorgesehen ist.
2. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsschaltung eine Signalverarbeitungseinrichtung (20) aufweist, die mittelbar oder unmittelbar mit dem Mittelpunkt (M) verbunden ist.
3. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) lediglich einen Leiterabschnitt (30) aufweist.
4. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsschaltung einen Kondensator umfasst, der zwischen das zweite Schaltelement (S2) und den Mittelpunkt (M) oder das zweite Schaltelement (S2) und ein Potential (13) der DC- Leistungsstromversorgung geschaltet ist.
5. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität des Kondenstors mindestens doppelt so groß, insbesondere mindestens 5 mal so groß, vorzugsweise mindestens 10 mal so groß ist wie die Kapazität zwischen den Leistungsanschlüssen des ersten Schaltelements (S1).
6. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsschaltung eine Spule oder einen Spulenabschnitt (36, 41) umfasst, deren/dessen eines Ende mit dem Mittelpunkt (M) und deren anderes Ende mit der Signalverarbeitungseinrichtung (20) verbunden ist.
7. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Spulenabschnitt (36) Bestandteil einer Primärwicklung (35) eines Ausgangsübertragers (16) ist und der Mittelpunkt (M) mit einer Anzapfung (37) der Primärwicklung (35) verbunden ist.
8. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Spulenabschnitt (41) Bestandteil einer Drossel (23) ist, die parallel zum zweiten Schaltelement (S2) geschaltet ist, wobei der Mittelpunkt (M) mit einer Anzapfung (40) der Drossel (23) verbunden ist.
9. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Drossel (23) parallel zum zweiten Schaltelement (S2) vorgesehen ist.
10. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Drossel (23) derart ausgelegt ist, dass sich der Strom durch die Drossel (23) während einer Periode der Grundfrequenz um weniger als 20 % ändert.
11. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) einen Filter, insbesondere einen Hoch-, Tief- oder Bandpassfilter, oder einen Resonanzkreis umfasst.
12. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) einen Spannungsteiler und/oder ein Dämpfungsglied umfasst.
13. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) einen oder mehrere Verstärker (48, 49) umfasst.
14. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) einen Übertrager (47) umfasst.
15. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) mit mehreren Elementen (21 , 22, 23) der Hilfsschaltung verbunden ist.
16. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum ersten Schaltelement (S1) ein Kondensator (31) geschaltet ist.
17. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgangsnetzwerk (15) vorgesehen ist, das an den Mittelpunkt (M) angeschlossen ist und an dessen Ausgangsanschluss ein HF-Ausgangssignal abgreifbar ist.
18. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsnetzwerk (15) auf die Grundfrequenz abgestimmt ist.
19. Plasmaleistungsversorgung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsnetzwerk (15) auf eine von der Grundfrequenz abweichende Frequenz abgestimmt ist.
20. Plasmaleistungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinrichtung (20) an keinen aktiven Signalgenerator angeschlossen ist.
21. Verfahren zum Betrieb einer Plasmaleistungsversorgung, umfassend eine HF-Leistungsverstärkeranordnung (11) mit einer DC- Leistungsstromversorgung und einer daran angeschlossenen Schaltbrücke (12), die zwei zumindest mittelbar in Serie geschaltete Schaltelemente (S1 , S2) enthält und deren Mittelpunkt (M) den Schaltbrückenausgang bildet, wobei das erste Schaltelement (S1) über einen aktiven Ansteuersignalgenerator angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ansteuersignal für das zweite Schaltelement (S2) in Folge einer Betriebszustandsänderung des ersten Schaltelements (S1) erzeugt wird.
22. Verfahren nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass als Ansteuersignal für das zweite Schaltelement (S2) eine positive Spannung relativ zum Bezugspotential (Anschluss 25) des zweiten Schaltelements (S2) erzeugt wird.
23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass das Ansteuersignal ohne aktiven Signalgenerator erzeugt wird.
24. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Schaltelement (S2) derart angesteuert wird, dass es zunächst Stromfluss von Ladung in einer ersten Richtung durchlässt und Stromfluss in umgekehrter Richtung erst sperrt, wenn ein Teil der in erster Richtung geflossenen Ladung in umgekehrter Richtung abgeflossen ist.
25. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 21 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsverlauf und Stromverlauf am ersten Schaltelement so zueinander verschoben werden, dass die Spannung über dem ersten Schaltelement (S1) zum Zeitpunkt dessen Einschaltens < 30 %, vorzugsweise < 20 % der Potentialdifferenz zwischen den Potentialen (13, 14) der DC-Leistungsstromversorgung ist.
26. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 21 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum zweiten Schaltelement (S2) eine Drossel verwendet wird, die so dimensioniert ist, dass sich der Strom durch die Drossel während einer Periode der Grundfrequenz um weniger als 20 % ändert.
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